JP2006042476A - モータ駆動装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】モータの回転位置に応じて、コイルに流れる駆動電流を可変とすることでモータを静音化することができるモータ駆動装置を提供する。
【解決手段】モータの回転位置を示す回転位置信号を発生する回転位置信号発生回路と、前記回転位置信号に基づいて、コイルに駆動電流を供給する駆動電流供給回路と、を有するモータ駆動装置において、前記回転位置信号の電圧振幅を複数分割し、当該回転位置信号の電圧振幅のうちの所定の分割区間に対応する前記駆動電流を可変とする制御回路、を備えた。
【選択図】 図1
【解決手段】モータの回転位置を示す回転位置信号を発生する回転位置信号発生回路と、前記回転位置信号に基づいて、コイルに駆動電流を供給する駆動電流供給回路と、を有するモータ駆動装置において、前記回転位置信号の電圧振幅を複数分割し、当該回転位置信号の電圧振幅のうちの所定の分割区間に対応する前記駆動電流を可変とする制御回路、を備えた。
【選択図】 図1
Description
本発明は、モータ駆動装置に関する。
モータ(例えば、ホール素子を用いた3相ブラシレスDCモータ)の駆動方法の一つとして、コイルに駆動電流を間欠的に供給してモータを駆動させるPWM(Pulse Width Modulatin)制御が知られている。
PWM制御のモータ駆動装置は、例えば出力段として、電源電圧VCCと接地間VSS間に直列接続され、その接続点にコイルの一端が接続された、電源電圧VCC側のソーストランジスタと、接地VSS側のシンクトランジスタと、を有している。そして、所定のパルスによって、ソーストランジスタとシンクトランジスタは相補的にオン/オフする。ソーストランジスタがオンした場合は電源電圧VCC→ソーストランジスタ→コイルの電流が流れる。一方シンクトランジスタがオンした場合は、コイル→シンクトランジスタ→接地VSSの電流が流れる。そして、このパルスのデューティ比に応じてコイルに駆動電流が流れモータが駆動することになる。このようなPWM制御を用いたモータ駆動装置は、出力の消費電力が低いため、発熱を抑えることができる。
一方、PWM制御のモータ駆動装置では、コイルに流れる駆動電流が滑らかに変化せず、例えば階段上に変化することがあった。図8は従来のモータ駆動装置においてコイルに流れる駆動電流を示す一例である。駆動電流が図8のU点となるのはソーストランジスタがオンしている期間であり、L点となるのはシンクトランジスタがオンしている期間である。そして、このような矩形状の駆動電流がコイルに流れると、コイルが振動し、例えばモータの駆動の際にノイズが発生するという問題があった。
そこでPWM制御のモータ駆動装置において、コイルに流れる駆動電流の変化を滑らかにし、モータ駆動の音を静音化する方法が提案されている。(例えば特許文献1参照)
従来のモータ駆動装置では、モータの回転部分であるロータの周辺に取り付けられたホール素子から得られるモータの回転に同期した正弦波の信号と、所定の三角波の信号との大小比較を行い、その大小比較結果から得られるパルスのデューティ比に応じてコイルに駆動電流を流し、モータを駆動していた。すなわち、コイルに流れる駆動電流を、ホール素子から得られる正弦波に近くするようにパルスのデュ−ティ比を制御していた。
特開2002−218783号公報
従来のモータ駆動装置では、モータの回転部分であるロータの周辺に取り付けられたホール素子から得られるモータの回転に同期した正弦波の信号と、所定の三角波の信号との大小比較を行い、その大小比較結果から得られるパルスのデューティ比に応じてコイルに駆動電流を流し、モータを駆動していた。すなわち、コイルに流れる駆動電流を、ホール素子から得られる正弦波に近くするようにパルスのデュ−ティ比を制御していた。
前述の従来のモータ駆動装置では、ホール素子から得られる正弦波の波形と所定の三角波との交点によってPWM制御のデューティ比が決まってしまう。例えば、正弦波の信号が所定の三角波より大きい部分が多い場合はデューティ比が大きくなり、逆に正弦波の信号が所定の三角波より大きい部分が少ない場合はデューティ比が小さくなる。そのため、PWM制御のデューティ比はモータの回転位置によって固定となり、コイルに流れる駆動電流を操作することが出来ないという問題点があった。
また、コイルに流れる駆動電流がモータの回転位置によって固定となるため、モータの静音化に限界があるという問題点があった。
また、コイルに流れる駆動電流がモータの回転位置によって固定となるため、モータの静音化に限界があるという問題点があった。
そこで、本発明はモータの回転位置に応じて、コイルに流れる駆動電流を可変とすることでモータを静音化することができるモータ駆動装置を提供することを目的とする。
前記課題を解決するための主たる発明は、モータの回転位置を示す回転位置信号を発生する回転位置信号発生回路と、前記回転位置信号に基づいて、コイルに駆動電流を供給する駆動電流供給回路と、を有するモータ駆動装置において、前記回転位置信号の電圧振幅を複数分割し、当該回転位置信号の電圧振幅のうちの所定の分割区間に対応する前記駆動電流を可変とする制御回路、を備えたことを特徴とする。
本発明の他の特徴については、添付図面及び本明細書の記載により明らかとなる。
本発明によれば、コイルに供給される駆動電流をモータの回転位置に応じて任意に可変とすることができ、モータを静音化することができる。
以下ホール素子を用いた3相モータに、本発明のモータ駆動装置を適用した場合について説明する。
===モータ駆動装置の構成===
図1は、本発明のモータ駆動装置の構成の一例を示す回路ブロック図である。本発明のモータ駆動装置は、ホールアンプ10、12、14と、信号処理回路16と、コンパレータA、B、C(『第2比較回路』)と、コンパレータUn(n=1〜N−1)、Vn(n=1〜N−1)、Wn(n=1〜N−1)(『第1比較回路』)と、直列抵抗R1〜RNと、ロジック回路20と、出力回路(『駆動電流供給回路』)22、24、26と、を備えている。なお、図1に示すU相コイル30、V相コイル32、W相コイル34を除く部分は、例えば集積化されている。
図1は、本発明のモータ駆動装置の構成の一例を示す回路ブロック図である。本発明のモータ駆動装置は、ホールアンプ10、12、14と、信号処理回路16と、コンパレータA、B、C(『第2比較回路』)と、コンパレータUn(n=1〜N−1)、Vn(n=1〜N−1)、Wn(n=1〜N−1)(『第1比較回路』)と、直列抵抗R1〜RNと、ロジック回路20と、出力回路(『駆動電流供給回路』)22、24、26と、を備えている。なお、図1に示すU相コイル30、V相コイル32、W相コイル34を除く部分は、例えば集積化されている。
ホールアンプ10は、U相のホール素子(不図示)からモータの回転に同期した正弦波の信号を入力し、一定の電圧振幅に増幅した信号を出力する。
ホールアンプ12は、V相のホール素子(不図示)からモータの回転に同期した正弦波の信号を入力し、一定の電圧振幅に増幅した信号を出力する。
ホールアンプ14は、W相のホール素子(不図示)からモータの回転に同期した正弦波の信号を入力し、一定の電圧振幅に増幅した信号を出力する。
なお、ホールアンプ10、12、14に入力される正弦波の信号は、それぞれ電気角120度の位相差を有している。
ホールアンプ12は、V相のホール素子(不図示)からモータの回転に同期した正弦波の信号を入力し、一定の電圧振幅に増幅した信号を出力する。
ホールアンプ14は、W相のホール素子(不図示)からモータの回転に同期した正弦波の信号を入力し、一定の電圧振幅に増幅した信号を出力する。
なお、ホールアンプ10、12、14に入力される正弦波の信号は、それぞれ電気角120度の位相差を有している。
信号処理回路16は、ホールアンプ10、12、14の出力信号を入力し、それぞれ電気角30度の位相を遅らせた信号を出力する。
また、信号処理回路16は、ホールアンプ10、12、14の出力の電圧振幅を、例えば2×VAGCの一定振幅とするAGC回路(不図示)を備えている。
また、信号処理回路16は、ホールアンプ10、12、14の出力の電圧振幅を、例えば2×VAGCの一定振幅とするAGC回路(不図示)を備えている。
コンパレータAの+(非反転入力)端子には、信号処理回路16から出力されるU相の信号の電圧が印加され、−(反転入力)端子には、信号処理回路16から出力されるU相の信号の電圧振幅の中点電圧VAGCが印加される。そして、コンパレータAはその大小の比較結果の電気角180度のタイミングで変化する矩形信号をロジック回路20に出力する。
コンパレータBの+端子には、信号処理回路16から出力されるV相の信号の電圧が印加され、−端子には、信号処理回路16から出力されるV相の電圧振幅の中点電圧VAGCが印加される。そして、コンパレータBはその大小の比較結果の電気角180度のタイミングで変化する矩形信号をロジック回路20に出力する。
コンパレータCの+端子には、信号処理回路16から出力されるW相の信号の電圧が印加され、−端子には、信号処理回路16から出力されるW相の信号の電圧振幅の中点電圧VAGCが印加される。そして、コンパレータCはその大小の比較結果の電気角180度のタイミングで変化する矩形信号をロジック回路20に出力する。
抵抗R1、R2・・・RNは、信号処理回路16の出力信号の電圧振幅2×VAGCを抵抗分割する直列抵抗であり、抵抗値およびNの数は信号処理回路16の出力信号の分割値や分割数に応じて設定されている。なお、抵抗Rn(n=1、2・・・N)の抵抗値をRn(n=1、2・・N)とする。
コンパレータUn(n=1、2・・・N−1)の+端子には、信号処理回路16から出力されるU相の信号の電圧が印加され、−端子には、信号処理回路16から出力されるU相の信号の電圧振幅を抵抗分割した、2×VAGC×{R(n+1)+・・・+RN}/(R1+R2+・・+RN)の電圧が印加される。そしてコンパレータUnはその大小の比較結果をロジック回路20に出力する。
コンパレータVn(n=1、2・・・N−1)の+端子には、信号処理回路16のV相の信号の電圧が印加され、−端子には、信号処理回路16から出力されるV相の信号の電圧振幅を抵抗分割した、2×VAGC×{R(n+1)+・・・+RN}/(R1+R2+・・+RN)の電圧が印加される。そしてコンパレータVnはその大小の比較結果をロジック回路20に出力する。
コンパレータWn(n=1、2・・・N−1)の+端子には、信号処理回路16のW相の信号の電圧が印加され、−端子には、信号処理回路16から出力されるW相の信号の電圧振幅を抵抗分割した、2×VAGC×{R(n+1)+・・・+RN}/(R1+R2+・・+RN)の電圧が印加される。そしてコンパレータWnはその大小の比較結果をロジック回路20に出力する。
ロジック回路20は、コンパレータUn、コンパレータVn、コンパレータWn、コンパレータA、コンパレータB、コンパレータCの比較結果に応じて、信号処理回路16の出力信号における所定区間を判別する。また、ロジック回路20には各分割区間に対応したデューティ比が予め設定されており、ロジック回路20は、判別した区間のデューティ比を出力回路22、24、26に出力する。
出力回路22、24、26はPWM制御で動作し、従来例と同様に電源電圧VCCと接地間VSS間に直列接続され、その接続点にコイルの一端が接続された、電源電圧VCC側のソーストランジスタと、接地VSS側のシンクトランジスタと、を有している。そして、ソーストランジスタとシンクトランジスタは相補的にオン/オフする。例えば、パルス信号のデューティ比に応じてシンクトランジスタが間欠的にオン、オフする。そして、そのデューティ比に応じた駆動電流がコイルに供給される。
出力回路22は、ロジック回路20の出力に応じてU相コイル30に駆動電流を供給する。
出力回路24は、ロジック回路20の出力に応じてV相コイル32に駆動電流を供給する。
出力回路26は、ロジック回路20の出力に応じてW相コイル34に駆動電流を供給する。
U相コイル30、V相コイル32、W相コイル34は、スター結線されるとともに電気各120度の位相差を有してステータに巻回されている。
出力回路24は、ロジック回路20の出力に応じてV相コイル32に駆動電流を供給する。
出力回路26は、ロジック回路20の出力に応じてW相コイル34に駆動電流を供給する。
U相コイル30、V相コイル32、W相コイル34は、スター結線されるとともに電気各120度の位相差を有してステータに巻回されている。
なお、ホールアンプ10、12、14、信号処理回路16は、回転位置信号発生回路を構成する。また、抵抗RN、コンパレータA、B、C、Un、Vn、Wn、ロジック回路20は、制御回路を構成する。
===モータ駆動装置の動作===
次に、本発明のモータ駆動装置の動作について説明する。なお、U相、V相、W相はそれぞれ同様の動作を行うため、本実施の形態では、U相コイル30に駆動電流を供給する場合について説明する。
次に、本発明のモータ駆動装置の動作について説明する。なお、U相、V相、W相はそれぞれ同様の動作を行うため、本実施の形態では、U相コイル30に駆動電流を供給する場合について説明する。
U相のホール素子から得られた、モータの回転に同期した正弦波の信号は、ホールアンプ10で一定の電圧振幅の信号に変換され、信号処理回路16で電気角30度の位相が遅れた信号として出力される。
そして、信号処理回路16から出力されたU相の信号の電圧は、コンパレータUnで直列抵抗R1〜RNの接続点に現れる電圧とそれぞれ大小比較される。同時に、コンパレータAで信号処理回路16の出力信号の電圧振幅の中点電圧と大小比較される。また、信号処理回路16から出力されたV相、W相の信号の電圧もコンパレータBおよびコンパレータCにおいてコンパレータAと同様に大小比較される。そして、コンパレータUnとコンパレータA、B、Cの大小比較結果がロジック回路20に入力される。ロジック回路20は、コンパレータUnとコンパレータA、B、Cの比較結果によって信号処理回路16の出力信号の所定区間を判別するとともに、判別した所定区間に対応するデューティ比を出力回路22に出力する。そして出力回路22は、そのデューティ比に応じた駆動電流を発生しU相コイル30に供給する。
図2および図3は、所定区間の判別の動作の一例を説明するための図である。信号処理回路16から出力されるU相の信号の電圧は図2に示すような電圧振幅が一定の正弦波である。この電圧振幅は直列抵抗R1〜RNによってN分割され、その分割された電圧と信号処理回路16の出力信号の電圧とが、対応するコンパレータUn(n=1〜N−1)でそれぞれ大小比較される。ロジック回路20は、このコンパレータUnの比較結果によって所定区間を判別する。例えば、コンパレータU1の出力がハイレベルで、それ以外はローレベルの場合は、図2に示すa区間とする。しかし、コンパレータUnの比較結果のみを使用した場合では、正弦波の1周期において所定の区間が一つに定まらない。例えば、図3に示すa1区間とa2区間でコンパレータUnの出力が等しくなり、ロジック回路20は、a2区間もa1区間であると判定してしまう。
そのため、U相の信号の電圧と信号処理回路16の出力信号の電圧振幅の中点電圧VAGCとの大小比較を行うコンパレータA、B、Cの出力結果を利用することによって、所定の区間を判別する。図3に示すAはコンパレータAの出力信号、BはコンパレータBの出力信号、およびCはコンパレータCの出力信号である。U相、V相、W相は信号処理回路16の出力信号に120度の位相差を有するため、コンパレータA、B、Cの出力も、図3のA、B、Cで示すように120度の位相差で変化する。そして、例えば図3に示すa1区間ではコンパレータAの出力がハイレベル、コンパレータBの出力がローレベルおよびコンパレータCの出力がハイレベルである。一方、図3に示すa2区間ではコンパレータAの出力がハイレベル、コンパレータBの出力がハイレベルおよびコンパレータCの出力がローレベルである。このようにa1区間とa2区間は、コンパレータA、B、Cの出力結果によって判別が可能となる。
よって、ロジック回路20はこのコンパレータUnの比較結果およびコンパレータA、B、Cの比較結果に応じて、例えば、図2に示すa区間、b区間、c区間、d区間を判別することができる。
また、ロジック回路20には、分割された各区間における出力回路22のデューティ比が予め設定されている。例えばa区間ではデューティ比10%、b区間ではデューティ比30%、c区間ではデューティ比50%、d区間ではデューティ比80%と設定しておく。そして、ロジック回路20は、判別した区間に設定されたデューティ比を出力回路22に出力し、出力回路22はデューティ比に応じた駆動電流をU相コイル30に流す。なお、このデューティ比はN分割された各区間で任意に設定することが可能である。この設定によって駆動電流を可変とすることができる。
図4は、本発明のモータ駆動装置のU相コイル30に流れる駆動電流の一例を示す波形図である。本発明のモータ駆動装置では、信号処理回路16の出力信号の電圧振幅をN分割し、その各区間のデューティ比を設定することによって、例えば図4の実線で示すように正弦波に近い駆動電流を供給することができる。また、デューティ比をさらに変更することで図4の点線で示すような駆動電流とすることも可能である。このように信号処理回路16の出力信号の電圧振幅を分割した各区間のデューティ比を任意に設定することによって、U相コイル30に流れる駆動電流の変化を操作することができ、このデューティ比の操作によってモータ駆動時の音を静音化することができる。
なお、本実施の形態では、AGC回路を用いることによってホールアンプ10、12、14の出力信号の電圧振幅を一定とするようにしたが、AGC回路ではなく、信号のピーク値を保持するピークホールド回路を用いてもよい。この場合、ホールアンプ10、12、14の出力信号の電圧振幅は一定にならないが、電圧振幅のピーク値が保持されているので、そのピーク値に応じてN分割する設定にすればよい。
また、信号処理回路16から出力される信号は、ホールアンプ10の出力に対して位相が30度遅れている。そして、この30度遅れの信号によって、U相コイル30に駆動電流を供給することになるが、ロジック回路20のデューティ比の設定によってロジック回路20から出力される信号の位相を進めることも可能である。例えばロジック回路20のデューティ比の設定で位相を15度進めた場合、モータ駆動装置全体で15度遅れとなる。このような位相の進角の操作を行うことでモータ駆動装置の効率を上げることも可能である。
===その他の実施形態===
図5は、本発明にかかる第2の実施の形態のモータ駆動装置を説明するための回路ブロック図である。この図5に示すモータ駆動装置は、モータの位置を検出するセンサが無く、コイルに生じる逆起信号に基づいてモータの位置を検出するセンサレスモータに本発明を適用したものである。なお、図5において図1と同一構成の部分には同一番号を付して説明を省略する。
図5は、本発明にかかる第2の実施の形態のモータ駆動装置を説明するための回路ブロック図である。この図5に示すモータ駆動装置は、モータの位置を検出するセンサが無く、コイルに生じる逆起信号に基づいてモータの位置を検出するセンサレスモータに本発明を適用したものである。なお、図5において図1と同一構成の部分には同一番号を付して説明を省略する。
出力回路22、24、26から出力される駆動電流によってU相コイル30、V相コイル32、W相コイル34の一端には電気角120度の位相差を有するコイル電圧VU、VV、VWが発生する。
U相コンパレータ102の+端子にはコイル電圧VUが印加され、−端子には中性点電圧VCOMが印加される。そしてU相コンパレータ102は、コイル電圧VUと中性点電圧VCOMとの大小比較をすることで電気角180度のタイミングで変化する矩形信号を出力する。
V相コンパレータ104の+端子にはコイル電圧VVが印加され、−端子には中性点電圧VCOMが印加される。そしてV相コンパレータ104は、コイル電圧VVと中性点電圧VCOMとの大小比較をすることで電気角180度のタイミングで変化する矩形信号を出力する。
W相コンパレータ106の+端子にはコイル電圧VWが印加され、−端子には中性点電圧VCOMが印加される。そしてW相コンパレータ106は、コイル電圧VWと中性点電圧VCOMとの大小比較をすることで電気角180度のタイミングで変化する矩形信号を出力する。なお、U相コンパレータ102、V相コンパレータ104、W相コンパレータ106から出力される矩形信号は電気角120度の位相差を有している。
U相コンパレータ102の+端子にはコイル電圧VUが印加され、−端子には中性点電圧VCOMが印加される。そしてU相コンパレータ102は、コイル電圧VUと中性点電圧VCOMとの大小比較をすることで電気角180度のタイミングで変化する矩形信号を出力する。
V相コンパレータ104の+端子にはコイル電圧VVが印加され、−端子には中性点電圧VCOMが印加される。そしてV相コンパレータ104は、コイル電圧VVと中性点電圧VCOMとの大小比較をすることで電気角180度のタイミングで変化する矩形信号を出力する。
W相コンパレータ106の+端子にはコイル電圧VWが印加され、−端子には中性点電圧VCOMが印加される。そしてW相コンパレータ106は、コイル電圧VWと中性点電圧VCOMとの大小比較をすることで電気角180度のタイミングで変化する矩形信号を出力する。なお、U相コンパレータ102、V相コンパレータ104、W相コンパレータ106から出力される矩形信号は電気角120度の位相差を有している。
充放電回路110は、U相コンパレータ102から出力される矩形信号に応じてU相の充放電波形信号を出力する。
充放電回路112は、V相コンパレータ104から出力される矩形信号に応じてV相の充放電波形信号を出力する。
充放電回路114は、W相コンパレータ106から出力される矩形信号に応じてW相の充放電波形を示す信号を出力する。
信号処理回路116は、充放電回路110、112、114から出力されるU相、V相、W相の充放電波形を入力し、それぞれ電気角30度の位相を遅らせた信号を出力する。また信号処理回路116は、充放電回路110、112、114から出力されるU相、V相、W相の充放電波形の電圧振幅を一定にするAGC回路(不図示)を備えている。
充放電回路112は、V相コンパレータ104から出力される矩形信号に応じてV相の充放電波形信号を出力する。
充放電回路114は、W相コンパレータ106から出力される矩形信号に応じてW相の充放電波形を示す信号を出力する。
信号処理回路116は、充放電回路110、112、114から出力されるU相、V相、W相の充放電波形を入力し、それぞれ電気角30度の位相を遅らせた信号を出力する。また信号処理回路116は、充放電回路110、112、114から出力されるU相、V相、W相の充放電波形の電圧振幅を一定にするAGC回路(不図示)を備えている。
次に充放電回路110の構成について説明する。
図6は充放電回路110の構成の一例を示す回路図である。
充放電回路110は、PNP型バイポーラトランジスタ(以下、PNPトランジスタとする)40、42、NPN型バイポーラトランジスタ(以下、NPNトランジスタとする)46、48、50、ダイオード52、コンデンサ54、インバータ56、定電流回路I1、I2を備えている。なお、PNPトランジスタ40、42、NPNトランジスタ46、48はトランジスタサイズが等しいとする。
図6は充放電回路110の構成の一例を示す回路図である。
充放電回路110は、PNP型バイポーラトランジスタ(以下、PNPトランジスタとする)40、42、NPN型バイポーラトランジスタ(以下、NPNトランジスタとする)46、48、50、ダイオード52、コンデンサ54、インバータ56、定電流回路I1、I2を備えている。なお、PNPトランジスタ40、42、NPNトランジスタ46、48はトランジスタサイズが等しいとする。
PNPトランジスタ40とPNPトランジスタ42は電流ミラー接続されており、PNPトランジスタ40とPNPトランジスタ42のエミッタは電源電圧VCCに接続されている。また、ダイオード接続されたPNPトランジスタ40のコレクタは定電流回路I1の入力と接続され、PNPトランジスタ42のコレクタはダイオード52のアノードと接続されている。定電流回路I1の出力は接地(VSS)されている。そして、ダイオード52のカソードはコンデンサ54の非接地側の電極と接続されている。
NPNトランジスタ46とNPNトランジスタ48は電流ミラー接続されており、ダイオード接続されたNPNトランジスタ48のコレクタは、電源電圧VCCを入力とする定電流回路I2の出力と接続され、NPNトランジスタ48のエミッタは接地されている。NPNトランジスタ46のコレクタは、コンデンサ54の非接地側の電極と接続され(以下、この接続点をA点とする)、NPNトランジスタ46のエミッタは、接地されている。
NPNトランジスタ50のコレクタは、NPNトランジスタ48のコレクタと接続され、エミッタは接地されている。また、NPNトランジスタ44のコレクタはPNPトランジスタ42のコレクタと接続され、エミッタは接地されている。
U相コンパレータ102から入力される電圧は、NPNトランジスタ44のベースに印加されるとともに、インバータ56を介してNPNトランジスタ50のベースに印加される。なお、A点が充放電回路110の出力となる。
次に充放電回路110の動作について説明する。
≪U相コンパレータ102の出力がハイレベルの場合≫
定電流回路I1に定電流が流れるため、PNPトランジスタ40のコレクタ電位が下がり、電流ミラー接続されたPNPトランジスタ40、42は共にオンしている。PNPトランジスタ42のエミッタ・コレクタ間には定電流回路I1に流れる定電流と等しい電流が流れる。U相コンパレータ102の出力がハイレベルの場合、NPNトランジスタ44がオンとなる。NPNトランジスタ44のコレクタはダイオード52のアノードと接続されているので、コンデンサ54からの電流は供給されず、NPNトランジスタ44のコレクタ・エミッタ間にはPNPトランジスタ42のコレクタ電流が流れる。
定電流回路I1に定電流が流れるため、PNPトランジスタ40のコレクタ電位が下がり、電流ミラー接続されたPNPトランジスタ40、42は共にオンしている。PNPトランジスタ42のエミッタ・コレクタ間には定電流回路I1に流れる定電流と等しい電流が流れる。U相コンパレータ102の出力がハイレベルの場合、NPNトランジスタ44がオンとなる。NPNトランジスタ44のコレクタはダイオード52のアノードと接続されているので、コンデンサ54からの電流は供給されず、NPNトランジスタ44のコレクタ・エミッタ間にはPNPトランジスタ42のコレクタ電流が流れる。
一方、U相コンパレータ102の出力は、インバータ56を介してローレベルとなるのでNPNトランジスタ50はオフとなる。NPNトランジスタ48のコレクタには定電流回路I2から出力される定電流が供給されるので、電流ミラー接続された、NPNトランジスタ46とNPNトランジスタ48はともにオンとなる。NPNトランジスタ46のコレクタ・エミッタ間には、定電流回路I2に流れる定電流と等しい電流が流れる。よって、コンデンサ54は、定電流回路I2に流れる定電流と等しい電流によってNPNトランジスタ46を介して接地(VSS)へと放電されるので、A点の電圧は徐々に低下する。
≪U相コンパレータ102の出力がローレベルの場合≫
U相コンパレータ102の出力がローレベルの場合、インバータ56の出力がハイレベルとなるのでNPNトランジスタ50がオンする。定電流回路I2の出力電流はNPNトランジスタ50のコレクタ・エミッタ間に流れるので、電流ミラー接続されたNPNトランジスタ46とNPNトランジスタ48はともにオフとなる。
U相コンパレータ102の出力がローレベルの場合、インバータ56の出力がハイレベルとなるのでNPNトランジスタ50がオンする。定電流回路I2の出力電流はNPNトランジスタ50のコレクタ・エミッタ間に流れるので、電流ミラー接続されたNPNトランジスタ46とNPNトランジスタ48はともにオフとなる。
一方、電流ミラー接続されたPNPトランジスタ40、42はオンしPNPトランジスタ42のエミッタ・コレクタ間には定電流回路I1に流れる定電流と等しい電流が流れている。U相コンパレータ102の出力がローレベルの場合は、NPNトランジスタ44がオフとなるので、PNPトランジスタ42のコレクタ電流はダイオード52を介してコンデンサ54の非接地側の電極に供給される。よってコンデンサ54は定電流回路I1に流れる定電流と等しい電流によって充電され、A点の電圧は徐々に上昇する。
図7は、U相コンパレータ102の出力とコンデンサ54の充放電の関係を説明するための図である。U相コンパレータ102の出力は電気角180度のタイミングでレベルが切り替わる。U相コンパレータ102の出力がローレベルの時はコンデンサ54が充電されることによってA点の電圧は上昇する。一方U相コンパレータ102の出力がローレベルの時はコンデンサ54が放電されることによってA点の電圧は低下する。前述したようにコンデンサ54は定電流回路I1で発生する定電流と等しい電流で充電され、定電流回路I2で発生する定電流と等しい電流で放電されている。したがって、定電流回路I1と定電流回路I2に流れる定電流を電圧振幅に応じて変更することによってコンデンサ54の充放電波形の電圧振幅を一定とすることができる。
なお、充放電回路112、114は、充放電回路110と同じ構成とすることができる。
このように、信号処理回路116から出力される信号は、電圧振幅が一定の三角波となるので、この三角波を本発明の第1の実施形態と同様にN分割し、分割された所定区間でデューティ比を設定することによって、U相コイル30、V相コイル32、W相コイル34に流れる駆動電流を操作することができる。
以上、説明したように、本発明の電源回路は、例えばU相の信号処理回路16の出力信号の電圧振幅を複数に分割し、分割した各区間のデューティ比を変更することで、U相コイル30に流れる駆動電流をモータの回転位置に応じて操作することができる。
信号処理回路16の出力信号の電圧振幅をN分割する際の分割のN数や分割幅は、直列抵抗R1〜RNの設定によって決めることができる。
また、コンパレータA、B、CとコンパレータUn(n=1〜N−1)の比較結果に応じて所定区間を判別することによって、正確な位置を検出することができる。
さらに、PWM制御を用いたモータ駆動装置に適用した場合、所定区間のパルスのデューティ比を変更することで容易に駆動電流を操作することができる。
また、AGC回路によって一定の電圧振幅としているので、複数分割した際にモータの位置を正確に検出することができる。なお、AGC回路ではなく、ピークホールド回路を使用することで、信号処理回路16の出力信号のピーク値がわかるので、そのピーク値に応じて信号処理回路16の出力信号を分割することでモータの位置を正確に検出することができる。
本発明は、モータの回転位置を検出するホール素子を有するモータに効果的に適用することが出来るが、逆起信号に応じてコンデンサ54を充放電させた充放電波形を用いることで、センサレスモータにも適用することができる。
信号処理回路16の出力信号の電圧振幅をN分割する際の分割のN数や分割幅は、直列抵抗R1〜RNの設定によって決めることができる。
また、コンパレータA、B、CとコンパレータUn(n=1〜N−1)の比較結果に応じて所定区間を判別することによって、正確な位置を検出することができる。
さらに、PWM制御を用いたモータ駆動装置に適用した場合、所定区間のパルスのデューティ比を変更することで容易に駆動電流を操作することができる。
また、AGC回路によって一定の電圧振幅としているので、複数分割した際にモータの位置を正確に検出することができる。なお、AGC回路ではなく、ピークホールド回路を使用することで、信号処理回路16の出力信号のピーク値がわかるので、そのピーク値に応じて信号処理回路16の出力信号を分割することでモータの位置を正確に検出することができる。
本発明は、モータの回転位置を検出するホール素子を有するモータに効果的に適用することが出来るが、逆起信号に応じてコンデンサ54を充放電させた充放電波形を用いることで、センサレスモータにも適用することができる。
以上、本実施の形態について、その実施の形態に基づき具体的に説明したが、これに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能である。
10、12、14 ホールアンプ
16 信号処理回路
20 ロジック回路
22、24、26 出力回路
30 U相コイル
32 V相コイル
34 W相コイル
102 U相コンパレータ
104 V相コンパレータ
106 W相コンパレータ
110、112、114 充放電回路
16 信号処理回路
20 ロジック回路
22、24、26 出力回路
30 U相コイル
32 V相コイル
34 W相コイル
102 U相コンパレータ
104 V相コンパレータ
106 W相コンパレータ
110、112、114 充放電回路
Claims (5)
- モータの回転位置を示す回転位置信号を発生する回転位置信号発生回路と、前記回転位置信号に基づいて、コイルに駆動電流を供給する駆動電流供給回路と、を有するモータ駆動装置において、
前記回転位置信号の電圧振幅を複数分割し、当該回転位置信号の電圧振幅のうちの所定の分割区間に対応する前記駆動電流を可変とする制御回路、
を備えたことを特徴とするモータ駆動装置。 - 前記制御回路は、
前記回転位置信号の電圧振幅を複数分割する直列抵抗を備えたことを特徴とする請求項1に記載のモータ駆動回路。 - 前記制御回路は、
前記回転位置信号の電圧と前記直列抵抗の接続点に現れる電圧との大小を比較する第1比較回路と、
前記回転位置信号の電圧と前記回転位置信号の電圧振幅の中点電圧との大小を比較する第2比較回路を備え、
前記第1比較回路および前記第2比較回路の比較結果に応じて、前記所定の分割区間を判別することを特徴とする請求項2に記載のモータ駆動回路。 - 前記駆動電流供給回路は、
前記コイルに前記駆動電流を間欠的に供給し、
前記制御回路は、
前記所定の分割区間で、前記コイルに前記駆動電流を間欠的に供給する割合を可変とすることを特徴とする請求項1乃至3に記載のモータ駆動装置。 - 前記回転位置信号のピーク値を保持するピークホールド回路を備え、
前記制御回路は、
前記ピーク値に応じて前記回転位置信号の電圧振幅を複数分割することを特徴とする請求項1乃至4の何れかに記載のモータ駆動装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2004217624A JP2006042476A (ja) | 2004-07-26 | 2004-07-26 | モータ駆動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2004217624A JP2006042476A (ja) | 2004-07-26 | 2004-07-26 | モータ駆動装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2006042476A true JP2006042476A (ja) | 2006-02-09 |
Family
ID=35906846
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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JP2004217624A Withdrawn JP2006042476A (ja) | 2004-07-26 | 2004-07-26 | モータ駆動装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
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JP (1) | JP2006042476A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2013099022A (ja) * | 2011-10-28 | 2013-05-20 | Ricoh Co Ltd | モータ駆動制御装置及び方法 |
KR101426608B1 (ko) | 2011-10-28 | 2014-08-05 | 가부시키가이샤 리코 | 모터 구동 제어 장치 및 방법 |
EP3024135A1 (en) * | 2014-11-21 | 2016-05-25 | Ricoh Company, Ltd. | Phase detector, motor drive controller, motor apparatus, sheet feeder, and method of detecting phase |
-
2004
- 2004-07-26 JP JP2004217624A patent/JP2006042476A/ja not_active Withdrawn
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP2013099022A (ja) * | 2011-10-28 | 2013-05-20 | Ricoh Co Ltd | モータ駆動制御装置及び方法 |
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US8872453B2 (en) | 2011-10-28 | 2014-10-28 | Ricoh Company, Ltd. | Motor drive controller and control method |
EP3024135A1 (en) * | 2014-11-21 | 2016-05-25 | Ricoh Company, Ltd. | Phase detector, motor drive controller, motor apparatus, sheet feeder, and method of detecting phase |
US9682835B2 (en) | 2014-11-21 | 2017-06-20 | Ricoh Company, Ltd. | Phase detector, motor drive controller, motor apparatus, sheet feeder, and method of detecting phase |
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