JP2006042476A - モータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータの回転位置に応じて、コイルに流れる駆動電流を可変とすることでモータを静音化することができるモータ駆動装置を提供する。
【解決手段】モータの回転位置を示す回転位置信号を発生する回転位置信号発生回路と、前記回転位置信号に基づいて、コイルに駆動電流を供給する駆動電流供給回路と、を有するモータ駆動装置において、前記回転位置信号の電圧振幅を複数分割し、当該回転位置信号の電圧振幅のうちの所定の分割区間に対応する前記駆動電流を可変とする制御回路、を備えた。
【選択図】 図１

Description

本発明は、モータ駆動装置に関する。

モータ（例えば、ホール素子を用いた３相ブラシレスＤＣモータ）の駆動方法の一つとして、コイルに駆動電流を間欠的に供給してモータを駆動させるＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｎ）制御が知られている。

ＰＷＭ制御のモータ駆動装置は、例えば出力段として、電源電圧ＶＣＣと接地間ＶＳＳ間に直列接続され、その接続点にコイルの一端が接続された、電源電圧ＶＣＣ側のソーストランジスタと、接地ＶＳＳ側のシンクトランジスタと、を有している。そして、所定のパルスによって、ソーストランジスタとシンクトランジスタは相補的にオン／オフする。ソーストランジスタがオンした場合は電源電圧ＶＣＣ→ソーストランジスタ→コイルの電流が流れる。一方シンクトランジスタがオンした場合は、コイル→シンクトランジスタ→接地ＶＳＳの電流が流れる。そして、このパルスのデューティ比に応じてコイルに駆動電流が流れモータが駆動することになる。このようなＰＷＭ制御を用いたモータ駆動装置は、出力の消費電力が低いため、発熱を抑えることができる。

一方、ＰＷＭ制御のモータ駆動装置では、コイルに流れる駆動電流が滑らかに変化せず、例えば階段上に変化することがあった。図８は従来のモータ駆動装置においてコイルに流れる駆動電流を示す一例である。駆動電流が図８のＵ点となるのはソーストランジスタがオンしている期間であり、Ｌ点となるのはシンクトランジスタがオンしている期間である。そして、このような矩形状の駆動電流がコイルに流れると、コイルが振動し、例えばモータの駆動の際にノイズが発生するという問題があった。

そこでＰＷＭ制御のモータ駆動装置において、コイルに流れる駆動電流の変化を滑らかにし、モータ駆動の音を静音化する方法が提案されている。（例えば特許文献１参照）
従来のモータ駆動装置では、モータの回転部分であるロータの周辺に取り付けられたホール素子から得られるモータの回転に同期した正弦波の信号と、所定の三角波の信号との大小比較を行い、その大小比較結果から得られるパルスのデューティ比に応じてコイルに駆動電流を流し、モータを駆動していた。すなわち、コイルに流れる駆動電流を、ホール素子から得られる正弦波に近くするようにパルスのデュ−ティ比を制御していた。
特開２００２−２１８７８３号公報

前述の従来のモータ駆動装置では、ホール素子から得られる正弦波の波形と所定の三角波との交点によってＰＷＭ制御のデューティ比が決まってしまう。例えば、正弦波の信号が所定の三角波より大きい部分が多い場合はデューティ比が大きくなり、逆に正弦波の信号が所定の三角波より大きい部分が少ない場合はデューティ比が小さくなる。そのため、ＰＷＭ制御のデューティ比はモータの回転位置によって固定となり、コイルに流れる駆動電流を操作することが出来ないという問題点があった。
また、コイルに流れる駆動電流がモータの回転位置によって固定となるため、モータの静音化に限界があるという問題点があった。

そこで、本発明はモータの回転位置に応じて、コイルに流れる駆動電流を可変とすることでモータを静音化することができるモータ駆動装置を提供することを目的とする。

前記課題を解決するための主たる発明は、モータの回転位置を示す回転位置信号を発生する回転位置信号発生回路と、前記回転位置信号に基づいて、コイルに駆動電流を供給する駆動電流供給回路と、を有するモータ駆動装置において、前記回転位置信号の電圧振幅を複数分割し、当該回転位置信号の電圧振幅のうちの所定の分割区間に対応する前記駆動電流を可変とする制御回路、を備えたことを特徴とする。

本発明の他の特徴については、添付図面及び本明細書の記載により明らかとなる。

本発明によれば、コイルに供給される駆動電流をモータの回転位置に応じて任意に可変とすることができ、モータを静音化することができる。

以下ホール素子を用いた３相モータに、本発明のモータ駆動装置を適用した場合について説明する。

＝＝＝モータ駆動装置の構成＝＝＝
図１は、本発明のモータ駆動装置の構成の一例を示す回路ブロック図である。本発明のモータ駆動装置は、ホールアンプ１０、１２、１４と、信号処理回路１６と、コンパレータＡ、Ｂ、Ｃ（『第２比較回路』）と、コンパレータＵｎ（ｎ＝１〜Ｎ−１）、Ｖｎ（ｎ＝１〜Ｎ−１）、Ｗｎ（ｎ＝１〜Ｎ−１）（『第１比較回路』）と、直列抵抗Ｒ１〜ＲＮと、ロジック回路２０と、出力回路（『駆動電流供給回路』）２２、２４、２６と、を備えている。なお、図１に示すＵ相コイル３０、Ｖ相コイル３２、Ｗ相コイル３４を除く部分は、例えば集積化されている。

ホールアンプ１０は、Ｕ相のホール素子（不図示）からモータの回転に同期した正弦波の信号を入力し、一定の電圧振幅に増幅した信号を出力する。
ホールアンプ１２は、Ｖ相のホール素子（不図示）からモータの回転に同期した正弦波の信号を入力し、一定の電圧振幅に増幅した信号を出力する。
ホールアンプ１４は、Ｗ相のホール素子（不図示）からモータの回転に同期した正弦波の信号を入力し、一定の電圧振幅に増幅した信号を出力する。
なお、ホールアンプ１０、１２、１４に入力される正弦波の信号は、それぞれ電気角１２０度の位相差を有している。

信号処理回路１６は、ホールアンプ１０、１２、１４の出力信号を入力し、それぞれ電気角３０度の位相を遅らせた信号を出力する。
また、信号処理回路１６は、ホールアンプ１０、１２、１４の出力の電圧振幅を、例えば２×ＶＡＧＣの一定振幅とするＡＧＣ回路（不図示）を備えている。

コンパレータＡの＋（非反転入力）端子には、信号処理回路１６から出力されるＵ相の信号の電圧が印加され、−（反転入力）端子には、信号処理回路１６から出力されるＵ相の信号の電圧振幅の中点電圧ＶＡＧＣが印加される。そして、コンパレータＡはその大小の比較結果の電気角１８０度のタイミングで変化する矩形信号をロジック回路２０に出力する。

コンパレータＢの＋端子には、信号処理回路１６から出力されるＶ相の信号の電圧が印加され、−端子には、信号処理回路１６から出力されるＶ相の電圧振幅の中点電圧ＶＡＧＣが印加される。そして、コンパレータＢはその大小の比較結果の電気角１８０度のタイミングで変化する矩形信号をロジック回路２０に出力する。

コンパレータＣの＋端子には、信号処理回路１６から出力されるＷ相の信号の電圧が印加され、−端子には、信号処理回路１６から出力されるＷ相の信号の電圧振幅の中点電圧ＶＡＧＣが印加される。そして、コンパレータＣはその大小の比較結果の電気角１８０度のタイミングで変化する矩形信号をロジック回路２０に出力する。

抵抗Ｒ１、Ｒ２・・・ＲＮは、信号処理回路１６の出力信号の電圧振幅２×ＶＡＧＣを抵抗分割する直列抵抗であり、抵抗値およびＮの数は信号処理回路１６の出力信号の分割値や分割数に応じて設定されている。なお、抵抗Ｒｎ（ｎ＝１、２・・・Ｎ）の抵抗値をＲｎ（ｎ＝１、２・・Ｎ）とする。

コンパレータＵｎ（ｎ＝１、２・・・Ｎ−１）の＋端子には、信号処理回路１６から出力されるＵ相の信号の電圧が印加され、−端子には、信号処理回路１６から出力されるＵ相の信号の電圧振幅を抵抗分割した、２×ＶＡＧＣ×｛Ｒ（ｎ＋１）＋・・・＋ＲＮ｝／（Ｒ１＋Ｒ２＋・・＋ＲＮ）の電圧が印加される。そしてコンパレータＵｎはその大小の比較結果をロジック回路２０に出力する。

コンパレータＶｎ（ｎ＝１、２・・・Ｎ−１）の＋端子には、信号処理回路１６のＶ相の信号の電圧が印加され、−端子には、信号処理回路１６から出力されるＶ相の信号の電圧振幅を抵抗分割した、２×ＶＡＧＣ×｛Ｒ（ｎ＋１）＋・・・＋ＲＮ｝／（Ｒ１＋Ｒ２＋・・＋ＲＮ）の電圧が印加される。そしてコンパレータＶｎはその大小の比較結果をロジック回路２０に出力する。

コンパレータＷｎ（ｎ＝１、２・・・Ｎ−１）の＋端子には、信号処理回路１６のＷ相の信号の電圧が印加され、−端子には、信号処理回路１６から出力されるＷ相の信号の電圧振幅を抵抗分割した、２×ＶＡＧＣ×｛Ｒ（ｎ＋１）＋・・・＋ＲＮ｝／（Ｒ１＋Ｒ２＋・・＋ＲＮ）の電圧が印加される。そしてコンパレータＷｎはその大小の比較結果をロジック回路２０に出力する。

ロジック回路２０は、コンパレータＵｎ、コンパレータＶｎ、コンパレータＷｎ、コンパレータＡ、コンパレータＢ、コンパレータＣの比較結果に応じて、信号処理回路１６の出力信号における所定区間を判別する。また、ロジック回路２０には各分割区間に対応したデューティ比が予め設定されており、ロジック回路２０は、判別した区間のデューティ比を出力回路２２、２４、２６に出力する。

出力回路２２、２４、２６はＰＷＭ制御で動作し、従来例と同様に電源電圧ＶＣＣと接地間ＶＳＳ間に直列接続され、その接続点にコイルの一端が接続された、電源電圧ＶＣＣ側のソーストランジスタと、接地ＶＳＳ側のシンクトランジスタと、を有している。そして、ソーストランジスタとシンクトランジスタは相補的にオン／オフする。例えば、パルス信号のデューティ比に応じてシンクトランジスタが間欠的にオン、オフする。そして、そのデューティ比に応じた駆動電流がコイルに供給される。

出力回路２２は、ロジック回路２０の出力に応じてＵ相コイル３０に駆動電流を供給する。
出力回路２４は、ロジック回路２０の出力に応じてＶ相コイル３２に駆動電流を供給する。
出力回路２６は、ロジック回路２０の出力に応じてＷ相コイル３４に駆動電流を供給する。
Ｕ相コイル３０、Ｖ相コイル３２、Ｗ相コイル３４は、スター結線されるとともに電気各１２０度の位相差を有してステータに巻回されている。

なお、ホールアンプ１０、１２、１４、信号処理回路１６は、回転位置信号発生回路を構成する。また、抵抗ＲＮ、コンパレータＡ、Ｂ、Ｃ、Ｕｎ、Ｖｎ、Ｗｎ、ロジック回路２０は、制御回路を構成する。

＝＝＝モータ駆動装置の動作＝＝＝
次に、本発明のモータ駆動装置の動作について説明する。なお、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相はそれぞれ同様の動作を行うため、本実施の形態では、Ｕ相コイル３０に駆動電流を供給する場合について説明する。

Ｕ相のホール素子から得られた、モータの回転に同期した正弦波の信号は、ホールアンプ１０で一定の電圧振幅の信号に変換され、信号処理回路１６で電気角３０度の位相が遅れた信号として出力される。

そして、信号処理回路１６から出力されたＵ相の信号の電圧は、コンパレータＵｎで直列抵抗Ｒ１〜ＲＮの接続点に現れる電圧とそれぞれ大小比較される。同時に、コンパレータＡで信号処理回路１６の出力信号の電圧振幅の中点電圧と大小比較される。また、信号処理回路１６から出力されたＶ相、Ｗ相の信号の電圧もコンパレータＢおよびコンパレータＣにおいてコンパレータＡと同様に大小比較される。そして、コンパレータＵｎとコンパレータＡ、Ｂ、Ｃの大小比較結果がロジック回路２０に入力される。ロジック回路２０は、コンパレータＵｎとコンパレータＡ、Ｂ、Ｃの比較結果によって信号処理回路１６の出力信号の所定区間を判別するとともに、判別した所定区間に対応するデューティ比を出力回路２２に出力する。そして出力回路２２は、そのデューティ比に応じた駆動電流を発生しＵ相コイル３０に供給する。

図２および図３は、所定区間の判別の動作の一例を説明するための図である。信号処理回路１６から出力されるＵ相の信号の電圧は図２に示すような電圧振幅が一定の正弦波である。この電圧振幅は直列抵抗Ｒ１〜ＲＮによってＮ分割され、その分割された電圧と信号処理回路１６の出力信号の電圧とが、対応するコンパレータＵｎ（ｎ＝１〜Ｎ−１）でそれぞれ大小比較される。ロジック回路２０は、このコンパレータＵｎの比較結果によって所定区間を判別する。例えば、コンパレータＵ１の出力がハイレベルで、それ以外はローレベルの場合は、図２に示すａ区間とする。しかし、コンパレータＵｎの比較結果のみを使用した場合では、正弦波の１周期において所定の区間が一つに定まらない。例えば、図３に示すａ１区間とａ２区間でコンパレータＵｎの出力が等しくなり、ロジック回路２０は、ａ２区間もａ１区間であると判定してしまう。

そのため、Ｕ相の信号の電圧と信号処理回路１６の出力信号の電圧振幅の中点電圧ＶＡＧＣとの大小比較を行うコンパレータＡ、Ｂ、Ｃの出力結果を利用することによって、所定の区間を判別する。図３に示すＡはコンパレータＡの出力信号、ＢはコンパレータＢの出力信号、およびＣはコンパレータＣの出力信号である。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相は信号処理回路１６の出力信号に１２０度の位相差を有するため、コンパレータＡ、Ｂ、Ｃの出力も、図３のＡ、Ｂ、Ｃで示すように１２０度の位相差で変化する。そして、例えば図３に示すａ１区間ではコンパレータＡの出力がハイレベル、コンパレータＢの出力がローレベルおよびコンパレータＣの出力がハイレベルである。一方、図３に示すａ２区間ではコンパレータＡの出力がハイレベル、コンパレータＢの出力がハイレベルおよびコンパレータＣの出力がローレベルである。このようにａ１区間とａ２区間は、コンパレータＡ、Ｂ、Ｃの出力結果によって判別が可能となる。

よって、ロジック回路２０はこのコンパレータＵｎの比較結果およびコンパレータＡ、Ｂ、Ｃの比較結果に応じて、例えば、図２に示すａ区間、ｂ区間、ｃ区間、ｄ区間を判別することができる。

また、ロジック回路２０には、分割された各区間における出力回路２２のデューティ比が予め設定されている。例えばａ区間ではデューティ比１０％、ｂ区間ではデューティ比３０％、ｃ区間ではデューティ比５０％、ｄ区間ではデューティ比８０％と設定しておく。そして、ロジック回路２０は、判別した区間に設定されたデューティ比を出力回路２２に出力し、出力回路２２はデューティ比に応じた駆動電流をＵ相コイル３０に流す。なお、このデューティ比はＮ分割された各区間で任意に設定することが可能である。この設定によって駆動電流を可変とすることができる。

図４は、本発明のモータ駆動装置のＵ相コイル３０に流れる駆動電流の一例を示す波形図である。本発明のモータ駆動装置では、信号処理回路１６の出力信号の電圧振幅をＮ分割し、その各区間のデューティ比を設定することによって、例えば図４の実線で示すように正弦波に近い駆動電流を供給することができる。また、デューティ比をさらに変更することで図４の点線で示すような駆動電流とすることも可能である。このように信号処理回路１６の出力信号の電圧振幅を分割した各区間のデューティ比を任意に設定することによって、Ｕ相コイル３０に流れる駆動電流の変化を操作することができ、このデューティ比の操作によってモータ駆動時の音を静音化することができる。

なお、本実施の形態では、ＡＧＣ回路を用いることによってホールアンプ１０、１２、１４の出力信号の電圧振幅を一定とするようにしたが、ＡＧＣ回路ではなく、信号のピーク値を保持するピークホールド回路を用いてもよい。この場合、ホールアンプ１０、１２、１４の出力信号の電圧振幅は一定にならないが、電圧振幅のピーク値が保持されているので、そのピーク値に応じてＮ分割する設定にすればよい。

また、信号処理回路１６から出力される信号は、ホールアンプ１０の出力に対して位相が３０度遅れている。そして、この３０度遅れの信号によって、Ｕ相コイル３０に駆動電流を供給することになるが、ロジック回路２０のデューティ比の設定によってロジック回路２０から出力される信号の位相を進めることも可能である。例えばロジック回路２０のデューティ比の設定で位相を１５度進めた場合、モータ駆動装置全体で１５度遅れとなる。このような位相の進角の操作を行うことでモータ駆動装置の効率を上げることも可能である。

＝＝＝その他の実施形態＝＝＝
図５は、本発明にかかる第２の実施の形態のモータ駆動装置を説明するための回路ブロック図である。この図５に示すモータ駆動装置は、モータの位置を検出するセンサが無く、コイルに生じる逆起信号に基づいてモータの位置を検出するセンサレスモータに本発明を適用したものである。なお、図５において図１と同一構成の部分には同一番号を付して説明を省略する。

出力回路２２、２４、２６から出力される駆動電流によってＵ相コイル３０、Ｖ相コイル３２、Ｗ相コイル３４の一端には電気角１２０度の位相差を有するコイル電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷが発生する。
Ｕ相コンパレータ１０２の＋端子にはコイル電圧ＶＵが印加され、−端子には中性点電圧ＶＣＯＭが印加される。そしてＵ相コンパレータ１０２は、コイル電圧ＶＵと中性点電圧ＶＣＯＭとの大小比較をすることで電気角１８０度のタイミングで変化する矩形信号を出力する。
Ｖ相コンパレータ１０４の＋端子にはコイル電圧ＶＶが印加され、−端子には中性点電圧ＶＣＯＭが印加される。そしてＶ相コンパレータ１０４は、コイル電圧ＶＶと中性点電圧ＶＣＯＭとの大小比較をすることで電気角１８０度のタイミングで変化する矩形信号を出力する。
Ｗ相コンパレータ１０６の＋端子にはコイル電圧ＶＷが印加され、−端子には中性点電圧ＶＣＯＭが印加される。そしてＷ相コンパレータ１０６は、コイル電圧ＶＷと中性点電圧ＶＣＯＭとの大小比較をすることで電気角１８０度のタイミングで変化する矩形信号を出力する。なお、Ｕ相コンパレータ１０２、Ｖ相コンパレータ１０４、Ｗ相コンパレータ１０６から出力される矩形信号は電気角１２０度の位相差を有している。

充放電回路１１０は、Ｕ相コンパレータ１０２から出力される矩形信号に応じてＵ相の充放電波形信号を出力する。
充放電回路１１２は、Ｖ相コンパレータ１０４から出力される矩形信号に応じてＶ相の充放電波形信号を出力する。
充放電回路１１４は、Ｗ相コンパレータ１０６から出力される矩形信号に応じてＷ相の充放電波形を示す信号を出力する。
信号処理回路１１６は、充放電回路１１０、１１２、１１４から出力されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の充放電波形を入力し、それぞれ電気角３０度の位相を遅らせた信号を出力する。また信号処理回路１１６は、充放電回路１１０、１１２、１１４から出力されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の充放電波形の電圧振幅を一定にするＡＧＣ回路（不図示）を備えている。

次に充放電回路１１０の構成について説明する。
図６は充放電回路１１０の構成の一例を示す回路図である。
充放電回路１１０は、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタ（以下、ＰＮＰトランジスタとする）４０、４２、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ（以下、ＮＰＮトランジスタとする）４６、４８、５０、ダイオード５２、コンデンサ５４、インバータ５６、定電流回路Ｉ１、Ｉ２を備えている。なお、ＰＮＰトランジスタ４０、４２、ＮＰＮトランジスタ４６、４８はトランジスタサイズが等しいとする。

ＰＮＰトランジスタ４０とＰＮＰトランジスタ４２は電流ミラー接続されており、ＰＮＰトランジスタ４０とＰＮＰトランジスタ４２のエミッタは電源電圧ＶＣＣに接続されている。また、ダイオード接続されたＰＮＰトランジスタ４０のコレクタは定電流回路Ｉ１の入力と接続され、ＰＮＰトランジスタ４２のコレクタはダイオード５２のアノードと接続されている。定電流回路Ｉ１の出力は接地（ＶＳＳ）されている。そして、ダイオード５２のカソードはコンデンサ５４の非接地側の電極と接続されている。

ＮＰＮトランジスタ４６とＮＰＮトランジスタ４８は電流ミラー接続されており、ダイオード接続されたＮＰＮトランジスタ４８のコレクタは、電源電圧ＶＣＣを入力とする定電流回路Ｉ２の出力と接続され、ＮＰＮトランジスタ４８のエミッタは接地されている。ＮＰＮトランジスタ４６のコレクタは、コンデンサ５４の非接地側の電極と接続され（以下、この接続点をＡ点とする）、ＮＰＮトランジスタ４６のエミッタは、接地されている。

ＮＰＮトランジスタ５０のコレクタは、ＮＰＮトランジスタ４８のコレクタと接続され、エミッタは接地されている。また、ＮＰＮトランジスタ４４のコレクタはＰＮＰトランジスタ４２のコレクタと接続され、エミッタは接地されている。

Ｕ相コンパレータ１０２から入力される電圧は、ＮＰＮトランジスタ４４のベースに印加されるとともに、インバータ５６を介してＮＰＮトランジスタ５０のベースに印加される。なお、Ａ点が充放電回路１１０の出力となる。

次に充放電回路１１０の動作について説明する。

≪Ｕ相コンパレータ１０２の出力がハイレベルの場合≫
定電流回路Ｉ１に定電流が流れるため、ＰＮＰトランジスタ４０のコレクタ電位が下がり、電流ミラー接続されたＰＮＰトランジスタ４０、４２は共にオンしている。ＰＮＰトランジスタ４２のエミッタ・コレクタ間には定電流回路Ｉ１に流れる定電流と等しい電流が流れる。Ｕ相コンパレータ１０２の出力がハイレベルの場合、ＮＰＮトランジスタ４４がオンとなる。ＮＰＮトランジスタ４４のコレクタはダイオード５２のアノードと接続されているので、コンデンサ５４からの電流は供給されず、ＮＰＮトランジスタ４４のコレクタ・エミッタ間にはＰＮＰトランジスタ４２のコレクタ電流が流れる。

一方、Ｕ相コンパレータ１０２の出力は、インバータ５６を介してローレベルとなるのでＮＰＮトランジスタ５０はオフとなる。ＮＰＮトランジスタ４８のコレクタには定電流回路Ｉ２から出力される定電流が供給されるので、電流ミラー接続された、ＮＰＮトランジスタ４６とＮＰＮトランジスタ４８はともにオンとなる。ＮＰＮトランジスタ４６のコレクタ・エミッタ間には、定電流回路Ｉ２に流れる定電流と等しい電流が流れる。よって、コンデンサ５４は、定電流回路Ｉ２に流れる定電流と等しい電流によってＮＰＮトランジスタ４６を介して接地（ＶＳＳ）へと放電されるので、Ａ点の電圧は徐々に低下する。

≪Ｕ相コンパレータ１０２の出力がローレベルの場合≫
Ｕ相コンパレータ１０２の出力がローレベルの場合、インバータ５６の出力がハイレベルとなるのでＮＰＮトランジスタ５０がオンする。定電流回路Ｉ２の出力電流はＮＰＮトランジスタ５０のコレクタ・エミッタ間に流れるので、電流ミラー接続されたＮＰＮトランジスタ４６とＮＰＮトランジスタ４８はともにオフとなる。

一方、電流ミラー接続されたＰＮＰトランジスタ４０、４２はオンしＰＮＰトランジスタ４２のエミッタ・コレクタ間には定電流回路Ｉ１に流れる定電流と等しい電流が流れている。Ｕ相コンパレータ１０２の出力がローレベルの場合は、ＮＰＮトランジスタ４４がオフとなるので、ＰＮＰトランジスタ４２のコレクタ電流はダイオード５２を介してコンデンサ５４の非接地側の電極に供給される。よってコンデンサ５４は定電流回路Ｉ１に流れる定電流と等しい電流によって充電され、Ａ点の電圧は徐々に上昇する。

図７は、Ｕ相コンパレータ１０２の出力とコンデンサ５４の充放電の関係を説明するための図である。Ｕ相コンパレータ１０２の出力は電気角１８０度のタイミングでレベルが切り替わる。Ｕ相コンパレータ１０２の出力がローレベルの時はコンデンサ５４が充電されることによってＡ点の電圧は上昇する。一方Ｕ相コンパレータ１０２の出力がローレベルの時はコンデンサ５４が放電されることによってＡ点の電圧は低下する。前述したようにコンデンサ５４は定電流回路Ｉ１で発生する定電流と等しい電流で充電され、定電流回路Ｉ２で発生する定電流と等しい電流で放電されている。したがって、定電流回路Ｉ１と定電流回路Ｉ２に流れる定電流を電圧振幅に応じて変更することによってコンデンサ５４の充放電波形の電圧振幅を一定とすることができる。

なお、充放電回路１１２、１１４は、充放電回路１１０と同じ構成とすることができる。

このように、信号処理回路１１６から出力される信号は、電圧振幅が一定の三角波となるので、この三角波を本発明の第１の実施形態と同様にＮ分割し、分割された所定区間でデューティ比を設定することによって、Ｕ相コイル３０、Ｖ相コイル３２、Ｗ相コイル３４に流れる駆動電流を操作することができる。

以上、説明したように、本発明の電源回路は、例えばＵ相の信号処理回路１６の出力信号の電圧振幅を複数に分割し、分割した各区間のデューティ比を変更することで、Ｕ相コイル３０に流れる駆動電流をモータの回転位置に応じて操作することができる。
信号処理回路１６の出力信号の電圧振幅をＮ分割する際の分割のＮ数や分割幅は、直列抵抗Ｒ１〜ＲＮの設定によって決めることができる。
また、コンパレータＡ、Ｂ、ＣとコンパレータＵｎ（ｎ＝１〜Ｎ−１）の比較結果に応じて所定区間を判別することによって、正確な位置を検出することができる。
さらに、ＰＷＭ制御を用いたモータ駆動装置に適用した場合、所定区間のパルスのデューティ比を変更することで容易に駆動電流を操作することができる。
また、ＡＧＣ回路によって一定の電圧振幅としているので、複数分割した際にモータの位置を正確に検出することができる。なお、ＡＧＣ回路ではなく、ピークホールド回路を使用することで、信号処理回路１６の出力信号のピーク値がわかるので、そのピーク値に応じて信号処理回路１６の出力信号を分割することでモータの位置を正確に検出することができる。
本発明は、モータの回転位置を検出するホール素子を有するモータに効果的に適用することが出来るが、逆起信号に応じてコンデンサ５４を充放電させた充放電波形を用いることで、センサレスモータにも適用することができる。

以上、本実施の形態について、その実施の形態に基づき具体的に説明したが、これに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能である。

本発明のモータ駆動装置を示す回路ブロック図である。 所定区間の判別の動作の一例を説明するための図である。 所定区間の判別の動作の一例を説明するための図である。 本発明のモータ駆動装置のＵ相コイルに流れる駆動電流の一例を示す波形図である。 本発明にかかる第２の実施の形態のモータ駆動装置を説明するための回路ブロック図である。 充放電回路の構成の一例を示す回路図である。 コンパレータの出力とコンデンサの充放電の関係を説明するための図である。 従来のモータ駆動装置においてコイルに流れる駆動電流を示す一例を示す波形図である。

符号の説明

１０、１２、１４ ホールアンプ
１６ 信号処理回路
２０ ロジック回路
２２、２４、２６ 出力回路
３０ Ｕ相コイル
３２ Ｖ相コイル
３４ Ｗ相コイル
１０２ Ｕ相コンパレータ
１０４ Ｖ相コンパレータ
１０６ Ｗ相コンパレータ
１１０、１１２、１１４ 充放電回路

Claims (5)

1. モータの回転位置を示す回転位置信号を発生する回転位置信号発生回路と、前記回転位置信号に基づいて、コイルに駆動電流を供給する駆動電流供給回路と、を有するモータ駆動装置において、
   前記回転位置信号の電圧振幅を複数分割し、当該回転位置信号の電圧振幅のうちの所定の分割区間に対応する前記駆動電流を可変とする制御回路、
   を備えたことを特徴とするモータ駆動装置。
2. 前記制御回路は、
   前記回転位置信号の電圧振幅を複数分割する直列抵抗を備えたことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動回路。
3. 前記制御回路は、
   前記回転位置信号の電圧と前記直列抵抗の接続点に現れる電圧との大小を比較する第１比較回路と、
   前記回転位置信号の電圧と前記回転位置信号の電圧振幅の中点電圧との大小を比較する第２比較回路を備え、
   前記第１比較回路および前記第２比較回路の比較結果に応じて、前記所定の分割区間を判別することを特徴とする請求項２に記載のモータ駆動回路。
4. 前記駆動電流供給回路は、
   前記コイルに前記駆動電流を間欠的に供給し、
   前記制御回路は、
   前記所定の分割区間で、前記コイルに前記駆動電流を間欠的に供給する割合を可変とすることを特徴とする請求項１乃至３に記載のモータ駆動装置。
5. 前記回転位置信号のピーク値を保持するピークホールド回路を備え、
   前記制御回路は、
   前記ピーク値に応じて前記回転位置信号の電圧振幅を複数分割することを特徴とする請求項１乃至４の何れかに記載のモータ駆動装置。
   
   

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