JP2005534271A - 単位時間当たりの電圧変化率“ｄｖ／ｄｔ”制御機能とＥＭＩ／スイッチング損失の低減機能を備えた汎用閉ループ制御システム - Google Patents

Abstract

モータドライブシステム(10)制御は、適応的なノイズ低減とノイズキャンセルフィードバックを行うようにシステム構成部品を協調的に動かすために、全体的な閉ループフィードバックを提供する。アクティブＥＭＩフィルタ(12)は、入力に関して差動モードノイズ及び共通モードノイズを低減すると共に、ノイズレベルの目安をシステム制御器(11)に提供する。電力コンバータ(14)及び電力インバータ(16)における電源スイッチは、スイッチングノイズを低減するために、制御器によって指定されたプロファイルに従い、動的な“dv/dt”制御によって協調的に制御される。“dv/dt”制御は、高電圧ＩＣにアナログ信号として与えられると共に、制御信号を高電圧ゲートドライバ(18)に供給するレベルシフト回路のためのパルス幅として体系化される。ノイズ抽出回路及び技術は、ノイズ削除、及び適応的なノイズ低減を可能にするために、速いノイズサンプリングを獲得する。

Description

本発明は、概して閉ループ電力制御システムに関すると共に、更に特にゲートドライブ信号の変化率の制御機能を備えると共にＥＭＩ及びスイッチング損失が低減された閉ループ電力制御システムに関するものである。

本出願は、2002年7月25日に“EMI/LOSS OPTIMIZATION SYSTEM WITH GLOBAL CLOSED LOOP CONTROL”として出願された米国の仮特許出願60/399,368号に基づき、かつその利点を主張すると共に、2002年7月25日に“DV/DT CONTROLLED GATE DRIVE HVIC”として出願された米国の仮特許出願60/398,621号に基づき、かつその利点を主張し、これにより、上述の仮出願の全てに対して優先権主張が行われる。

バイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ、及びＩＧＢＴのような高速スイッチングデバイスは、電圧源ＰＷＭインバータに対する搬送波周波数の増加を可能にし、従って、その結果として更に良い動作特性をもたらす。高速のスイッチングは、しかしながら、電圧及び／または電流の高い変化率に起因する、以下のような重大な問題を引き起こす原因となる。

ａ）モータの中の浮遊容量と長いケーブルとを通ってアースに逃げる接地電流;
ｂ）伝導ＥＭＩ及び放射ＥＭＩ;
ｃ）モータ軸受電流及びモータ軸電圧；
ｄ）モータ及びトランスの絶縁寿命の短縮

例えば、スイッチングコンバータ内部と同様に、交流モータのような負荷の内部にも、寄生する浮遊容量が必然的に存在するので、スイッチングデバイスが状態を変えるとき、高速のスイッチングによって引き起こされた電圧及び／または電流の変化は、高周波で振動する共通モード電流及び差動モード電流を生み出す。このように、インバータのスイッチング事象が発生するたびに、対応するインバータ出力端子の電位は、グランド電位（アース電位）に対して急速に変動すると共に、共通モード電流のパルスが、インバータに対するＤＣ接続において、ヒートシンクモータケーブルの容量、及びモータ巻き線を経由して、グランド（アース）へ流れる。クラスＢ（住居用）モータドライブに関して、この電流パルスの大きさは、一般的に数百ミリアンペアから数アンペアであると共に、パルス幅は、一般的に２５０〜５００［ｎｓ］である。クラスＡドライブ（工業用）に関しては、モータのサイズ及びモータケーブルの長さにもよるが、パルス電流の大きさには、一般的に、２５０［ｎｓ］から５００［ｎｓ］のパルス幅を有する数アンペアのものから、１［μｓ］から２［μｓ］のパルス幅を有する２０アンペアかそれ以上のものがある。

振動する共通モードの電流は、磁界を生成すると共に至るところに放射された電磁妨害（ＥＭＩ）を生み出すことになる、コンバータのスイッチング周波数から数十ＭＨｚの周波数スペクトル範囲を有する可能性があり、従って無線受信機や、医療機器等のような電子機器に悪影響を及ぼす。

多くの行政機関の規定は、特定のモータアプリケーションにおける許容可能な線電流ＥＭＩ及び許容可能な接地電流の範囲に適用する。従って、クラスＢ住居用（器具）のアプリケーションにおいて、接地電流は、０〜３０［ｋＨｚ］までの各々の周波数範囲に関して、（対数曲線上で）１〜２０［ｍＡ］より下に保持されなければならないと共に、伝導線電流ＥＭＩは、１５０［ｋＨｚ］から３００［ＭＨｚ］の周波数範囲に関して、指定された値より下（約６０［ｄＢＶ］未満）に保持されなければならない。クラスＡ工業用アプリケーションとして指定されたモータドライブアプリケーションに関して、接地電流における規定は、あまり厳しくない。しかし、線電流ＥＭＩは、やはり１５０［ｋＨｚ］から３０［ＭＨｚ］の周波数範囲上で制限される。

一般的に、受動素子に基づく共通モードチョーク及びＥＭＩフィルタは、これらのノイズ及びＥＭＩ問題を完全に解決しない可能性がある。入力ＡＣラインにおける共通モードインダクタ、及び“Y”キャパシタから成る受動フィルタは、そのようなモータドライブ回路においてコモンモード電流をフィルタ処理するために用いられた。受動素子による共通モードフィルタは、使用可能なＰＷＭ周波数に制限を設ける可能性があり、物理的に大きい（しばしば、モータドライブ構造の体積の主要な割合を占める）と共に、高価である。更に、それらが、希望するフィルタ処理動作と逆に動作する希望しない共振現象を示すという点で、それらは機能的に不完全である。更に、多目的の工業用ドライブにおいて、多くの場合、ドライブ回路とモータとは、最高で長さ１００メートルかそれ以上であるケーブルによって接続される。ケーブルが長くなるほどモータケーブル内の伝導共通モードＥＭＩは更に大きくなると共に、従来の受動素子による共通モード入力フィルタの必要とされるサイズは更に大きくなる。

抵抗器によって短絡された増設巻き線を有する共通モードトランスは、振動する接地電流を弱め得ることが知られている。残念ながら、少量の周期的な接地電流がこの回路に残ったままになる。

パルス幅変調（ＰＷＭ）制御されたモータドライブ回路において、共通モード電流の制御のためのアクティブフィルタは良く知られている。一般的なデバイスは、“Satoshi Ogasawara”等により、非特許文献１及び特許文献１において説明されている。

図９は、ＡＣモータのための、一般的な従来技術によるアクティブフィルタ回路またはＥＭＩ及びノイズキャンセルデバイスを示す。このように、図９において、入力端子Ｌ及び中立（neutral）端子を有するＡＣ電源は、整流器４０に接続された全波整流ブリッジのＡＣ入力端子とつながっている。単相電源が示される一方、本図及び全ての図において説明される方式は、三相入力または多相入力によって実行され得る。整流器４０の正及び負のバスは、各々ポイントＡ及びポイントＤを有すると共に、ＰＷＭ制御インバータ４１と接続される３相ブリッジと、インバータ端子Ｂ及びインバータ端子Ｆでつながっている。インバータのＡＣ出力端子は、ＡＣモータ４２と接続される。平滑コンデンサ４０ａは、同様に端子Ｂと端子Ｆとの間に接続される。モータ４２は、グランド端子４３ａを有するグランドライン４３と接続される接地された筐体を備えている。

アクティブフィルタは、それらのエミッタ同士がノードＥで接続された状態であると共に、整流器４０のＤＣ出力ラインの間に接続された一組のトランジスタＱ１及びトランジスタＱ２から成る。これらは、整流器４０の正及び負の出力バス内に接続された入力巻き線４５及び入力巻き線４６を有する差動トランスの出力巻き線４４によって制御される増幅器を構成する。巻き線の極性は、従来のドット記号によって示される。巻き線４４は、トランジスタＱ１及びトランジスタＱ２の制御端子と共通エミッタノードＥとの間に接続される。ＤＣ分離コンデンサ４７は、ノードＣでグランドライン４３に接続される。

コンデンサ４７を有するアクティブフィルタは、他に迂回させないと、ＬまたはＮ、Ａ、Ｂ、Ｍ、（モータ４２）、４３、４３ａの経路で流れてＬまたはＮに戻り得る（または極性が反転した場合は逆の経路で流れる）共通モード電流、あるいはＬまたはＮ、Ｄ、Ｆ、Ｍ、４３、４３ａの経路で流れる（または極性が反転した場合は逆の経路で流れる）共通モード電流の大多数を迂回させるための経路を定義する。このように、正極端子Ａからの電流に関して、大部分の共通モード電流は、トランジスタＱ１及びトランジスタＱ２の正確な制御による「正の電流」のための経路Ｂ、Ｍ、Ｃ、Ｅ、Ｑ２、Ｆ、Ｂ、及び「負の電流」のための経路Ｂ、Ｍ、Ｃ、Ｅ、Ｑ１、Ｂを通って迂回され得る。負の端子Ｄに流れ込む共通モード電流のための経路は、「正の電流」のための経路Ｆ、Ｍ、Ｃ、Ｅ、Ｑ２、Ｆ、及び「負の電流」のための経路Ｆ、Ｍ、Ｃ、Ｅ、Ｑ１、Ｂを流れる。迂回の程度は、「正の電流」に対する巻き線４４の電流利得とトランジスタＱ２の電流利得、及び「負の電流」に対する巻き線４４の電流利得とトランジスタＱ１の電流利得によって変わる。共通モード電流を十分に迂回させるためには、巻き線４４とトランジスタＱ１とトランジスタＱ２の全体の電流利得が高くなければならない。

図９の検知トランス４４，４５，４６は、十分に高い電流利得を提供するために、大きくかつ高価であった。回路の動作を損なわずに、このトランスのサイズ及びコストを低減させることが非常に望ましい。更なる問題は、必要とされる高利得のために、不必要な振動を生み出す傾向がこの閉ループ回路にはあることである。

更に、トランジスタＱ１及びトランジスタＱ２が、回路によって定義された「無歪限界（headroom）」の中で十分に大きな範囲を占めるそれらの直線領域で作動することができない可能性があり、従ってアクティブフィルタ動作に失敗するということが分かった。無歪限界、またはトランジスタＱ１及びトランジスタＱ２のコレクタとエミッタとの間の電圧は、図１０に示すように、近似した等価回路が図１０の回路であると考えることによって最もよく理解され、図１０において、Ｃ点のグランド電位は中立ラインの電位と同じである。トランジスタＱ１及びトランジスタＱ２は、それぞれ並列に接続されたダイオードを備える抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２として各々示される。“VDC”が端子Ａ及び端子Ｄにおける正及び負のバス間の全出力電圧であるとした場合、ＤＣブリッジ４０は、それぞれが“VDC/2”の電圧を発生する２個のＤＣ電源５０及びＤＣ電源５１と、“VDC/2”のピークＡＣ電圧を有するＡＣ電源５２として示される。

図１０からわかるように、その無歪限界は、電源５２の周期の異なる部分において消滅し得る。従って、トランジスタＱ１及びトランジスタＱ２の漏れインピーダンスが同じであるという第１の状態を考える。この場合、図１０における抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２の値はほぼ等しい。今、図１０のノード５３におけるＤＣ中間点に対して、Ｃ端子のグランド電位が“(+)VDC/2”と“(-)VDC/2”との間で変動するので、もしコンデンサ４７のインピーダンスが、抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２よりかなり小さいと仮定されるならば、トランジスタＱ１及びトランジスタＱ２のエミッタの電位もまた、“(+)VDC/2”と“(-)VDC/2”との間で変動する。従って、ノードＥの電位が（Ｂ点またはＦ点における）ＤＣバスの電位に近いか、もしくは等しい期間の間、該当するトランジスタＱ１またはトランジスタＱ２に対する電圧の無歪限界は、線形増幅器として動作させるためには不十分であり、アクティブフィルタ動作は失われる。

上述のフィルタは、多くの電磁石のアプリケーション、特に電力伝達システムにおいて良く知られている。電力伝達装置を包含するシステムは、一般的に、モータドライブに加えて、電源アプリケーションのために使用され得る電力インバータを有する。電力インバータは、一般的に多相モードにおいて動かされる電力伝送ラインを通じて、電力を供給される。例えば、３相電源は、インバータ動作及びモータドライブを包含するアプリケーションにおいて一般的である。３相電源は、３組の電力伝送ラインの間に電位差を伴う３つの伝送ラインを有する。すなわち、もし３相入力がライン“L1”、ライン“L2”、及びライン“L3”を経て供給される場合、ライン“L1”及びライン“L2”の間、ライン“L2”及びライン“L3”の間、そしてライン“L1”及びライン“L3”の間に電位差がある。これらの相間の電圧は、効率的な電力伝送を提供するために、一般的にお互いに位相が一致しない正弦波である。

上述のような３相のシステムにおいては、様々なラインペアの間の電圧値である電力信号を送る際に、伝送ラインは差動電圧ペアとして動作する。このタイプの送電の仕組みは、同時に全ての電源ラインに影響を及ぼすノイズ妨害を抑制して電力信号を送るのに非常に有益である。すなわち、もし電源ラインの全てが共通の妨害またはノイズ信号によって影響を受ける場合、全てのラインが同じ程度に影響を受けると共に、差動電圧は同じ状態を維持する。従って、３相の伝送ラインが、例えばインバータへ配送される電力信号に必ずしも影響を与えない共通モード電圧を伝送することは良くあることである。
米国特許第5,831,842号明細書 "Satoshi Ogasawara"等，「Active Circuit for Cancellation of Common-Mode Voltage Generated by a PWM Inverter」，IEES Transactions on Power Electronics, Vol. 13, No. 5, September 1998

インバータがモータドライブシステムに電力を供給すると共に、モータドライブシステムを制御するために使用されるとき、一般的に、希望の動作性能を実現するために、インバータは、適切な電力信号をモータ巻き線に導くように高周波スイッチングを用いる。例えば、インバータは、指定されたトルク動作または希望の速度でモータを制御するように操作され得る。インバータの高周波スイッチングが原因で、モータをドライブするラインに、ＥＭＩの本来の原因である突然の電圧変動があるのは良くあることである。このＥＭＩは、モータ制御信号、フィードバック信号Ｉ／Ｏ、センサ等において妨害の原因となる共通モードノイズを生成し得る。更に、インバータ出力と、グランドまたはそれ自身が接地するモータとの容量性結合は、制御信号、及び他の通信信号へ更なる妨害を与える高周波の接地電流を生じさせ得る。高周波の接地電流は、同様に放射妨害という結果を生むと共に、放射されたノイズの生成を増加するようにループアンテナとして働くグランドループを作り得る。高周波の接地電流は、同様に制御信号及び通信信号に対する適切な参照を妨害する、２個の接地電位点の間の瞬間電圧差となり得る。

上述のフィルタに加えて、共通モードノイズ及び放射されたＥＭＩを低減すると共に制御するために、多くの施策が利用可能である。例えば、ノイズ電流がモータドライブシステムからグランドに流出することを防止するために、シールドされた電力ケーブルがインバータをモータと接続するために使用される。モータへの電源ラインも、同様に、グランドに対する浮遊容量性結合を低減し、平衡容量性結合とするためによじられる（ツイストされる）。その上、多くの場合、共通モードノイズを減衰させるために、モータにおける電源ライン上で共通モードチョークが使用される。上述するようなＥＭＩフィルタは、多くの場合、除去しないとモータドライブシステムの１つ以上の構成部品に対するグランドの電位差を生成することになる共通モードノイズをアースグランドから除去するためのローパスフィルタとして働くように、インバータの入力に付加される。

ＥＭＩノイズを低減するための別の技術は、高周波ノイズ電流を測定すると共に、あらゆる検出された電流に対する補償を提供することである。上述及び他の従来技術において述べたように、ＥＭＩを制御するための適切な補償を決定するために、電流トランスがノイズ電流の検出のために用いられた。しかしながら、適切なサイズで、かつ適切に見積もられた電流トランスは、大きくかつ高価であると共に、実際には非線形の動作を実現する。電流トランスの使用なしでＥＭＩを低減するための回路及び技術を提供することが望ましい。

多くの場合、ＥＭＩ低減システムは、インバータと共に同期モータを動作させるための大きな閉ループ制御の一部である。例えば、多相の高水準のシステムは、モータまたは電源を、接続される高水準のシステムと連動して動作させるために、指令信号及び制御信号をインバータ制御器に供給することができる。従って、インバータ及びセンサフィードバックを包含する閉ループ制御に加えて、システム全体でＥＭＩ生成を低減することが望ましい。

高電圧インバータシステムにおいて、レベルシフタは、多くの場合、モータドライブインバータの様々なステージを構成するハーフブリッジに制御信号を供給するために使用される。レベルシフトシステムにおいて、基準は、一般的に論理電圧レベルからインバータ電源と一致する基準レベルまで変更される。その結果、信号伝送を可能にするために電力伝導モードに維持される電力スイッチに起因する、追加のエネルギー損失を回避するために、制御信号はレベルシフト回路によってパルス形状で送信される。従って、入力信号は、入力信号を表すデューティサイクルを有するパルス列を供給するパルス発振器に提供される。パルス列は、その場合に、アプリケーションにおけるゲートドライブを制御するための制御信号に変換される。多くの場合、高周波数、高出力スイッチングの性質が原因で、ゲートドライブ及びハーフブリッジの構成部品の双方において、単位時間当たりの著しい電圧変化を伴う電圧のスパイク（spike）が観察される。過度のＥＭＩ、及び他の混乱した制御動作を発生させ得る電圧ノイズを抑制するために、単位時間当たりの電圧の変化を低減する、もしくは制御することが望ましい。高周波高出力スイッチングアプリケーションの“dv/dt”を制御するための現在の知られている解決策は、大きく複雑で、かつ高価である。従って、インバータゲートドライブの“dv/dt”を調節するために、高電圧、高周波スイッチングアプリケーションに対する簡単な制御方法を獲得することが望ましい。

インバータを備えるモータドライブにおいては、多くの場合、インバータ内のスイッチのクワドラントスイッチング（quadrant switching）に基づいてモータを制御するために、空間ベクトル変調が使用される。このタイプのモータ制御において、正確なモータ相電流測定は、速度制御またはトルク制御のような特別なアプリケーションに高性能制御を提供するのに有益である。しかしながら、広い電流範囲と温度範囲にわたってモータ相電流を正確に測ることは、多くの場合困難である。例えば、ホール効果センサが、モータをドライブするラインに使用され得るが、しかし、それらは、もともと大きくかつ高価である。パルス幅変調（ＰＷＭ）インバータドライブシステムにおいて、ゼロでない基本ベクトルが空間ベクトル変調に使用されるとき、モータ相電流は、ＤＣバス電流の測定から決定され得る。各基本ベクトルは、指令電圧ベクトルを生成するために、ＰＷＭサイクルにおける特定の時間を割り当てられる。しかしながら、基本電圧ベクトルが非常に短い期間の間のみ使用される場合、モータ相電流はＤＣバス電流から直接決定され得ない。このモータ相電流の可観測性の欠如は、ＰＷＭインバータドライブシステムの構成部品の反応性における実用上の考慮すべき要件及び制限が原因である。例えば、Ａ／Ｄ変換器のサンプルホールド時間によって引き起こされた時間遅れ、ターンオンの間の電圧の回転（slewing of voltage）、及び他の遅延要因は、非常に短い時間の間に使用される基本ベクトルの効果が観察されることを妨害する。従って、非常に短い時間の間に使用される基本ベクトルの効果を観察すると共に、高性能モータドライブを達成するために、全ての制御周期に対してモータ相電流の全ての値を獲得することが望ましい。

本発明に従って、ＥＭＩ生成を低減するために、全体的な同期モータ制御及び同期化されたスイッチングのための閉ループ制御システムが提供される。本発明による全体的な制御は、インバータゲートドライブに対する動的な“dv/dt”制御を伴う動的なバス電圧制御を提供する。多数の閉ループ制御パラメータが検知されると共に、システム動作の最適化に関連するアルゴリズムへの入力として供給される。統合された制御システムは、最小電流の状態におけるゼロ電圧スイッチングを可能にするために、動的なスイッチングの仕組みを通じて力率補正制御を与える。アクティブＥＭＩフィルタ処理は、システムにおける共通モードノイズ及び差動モードノイズの著しい低減を提供する。制御システムは、インバータに供給されたＤＣバス電圧のみを測定することによって、モータ電流の推定値を獲得する。適応的ＥＭＩノイズ低減だけでなく、インバータと力率補正回路との間の同期スイッチングのためのアルゴリズムも、全体的なシステムの効率を増加すると共に、より信頼できて、かつ費用効率が高い全体的なモータドライブシステムの解決策を生み出す。更に、システム制御は、改良された動作信頼性及び効率のための力率補正とインバータ動作とを調整するために、双方向の先読み制御（interactive look ahead control）の仕組みを提供する。総合的かつ全体的な閉ループ制御システムにおけるこれらの技術の使用を通じて、構成部品に要求される低減された定格電流及び定格電圧による構成部品の大きさの低減の可能性を備えた、信頼できると共に効率的な総合システムが実現する。更に、総合的なシステム動作の効率性の増加により、高い許容定格を有する主な受動素子は著しく減少するか、または、ある場合には消去され得る。

本発明は、モータドライブシステムの電力コンバータまたは電力インバータの電力スイッチをターンオンまたはターンオフする際の、単位時間当たりの電圧変化率に対する制御を提供する。制御器からのアナログ信号は、ゲートドライブが接続される電力スイッチを切り替える際に適用されるべき単位時間当たりの電圧の変化を指定するために、高電圧ゲートドライブ集積回路に供給される。概してハーフブリッジ切り替え装置において見られるような高電位側の高電圧スイッチの場合、ゲート指令信号は、高電位側の電力スイッチに参照されるべき切り替え電圧にレベルシフトされる。単位時間当たりの電圧変化に関する制御信号は、パルス幅変調の使用を通じて、レベルシフトされたゲート指令信号に体系化される。ゲート指令信号は、スイッチング事象を開始すると共に終了するためのパルスに分割されると共に、パルスの幅は、スイッチング事象に適用されるべき単位時間当たりの電圧変化率に対する希望の制御を示す。

電力スイッチのゲートに適用される単位時間当たりの電圧変化の制御を通じたＥＭＩノイズ低減と電力スイッチにおけるスイッチング損失との間にはトレードオフがある。従って、本発明の制御は、ノイズレベル及びスイッチング損失の変化と、希望する制御プロファイルとに適応する最適化された制御プロファイルを獲得する。例えば、その制御は、差動モードノイズの低減を向上させるためか、または共通モードノイズの低減を向上させるために修正され得る。

ノイズ信号からノイズエネルギーの目安を抽出すると共に、抽出されたエネルギーに関連した同期信号を提供することによって、ノイズ信号は、本発明に従って迅速に測定され得る。例えば、信号内の情報は、Ａ／Ｄ変換器により機械が読み取り可能なフォーマットに変換される。モータドライブシステムの制御器は、システムにおけるノイズを削除（キャンセル）するためにノイズ信号情報を使用するか、または生成されたノイズを低減するために様々な構成部品の動作点を変更し得る。

本発明は、添付図面を参照して、以下で更に詳細に説明されることになる。

図１を参照すると、総合的かつ全体的な閉ループモータ制御システムは、一般的にシステム１０として説明される。システム１０は、アクティブＥＭＩフィルタ１２と、力率補正及び電力コンバータ回路１４と、インバータ回路１６と、インバータ制御器１８とを有するいくつかの主要なサブシステムを備える。全体的なシステム制御器１１は、総合的な指令と、制御及びフィードバック回路構成と、ドライブシステム１０を動作させるための計算とを提供する。

アクティブＥＭＩフィルタ１２は、入力ＡＣライン“L1”，“L2”上、及び状況に応じて共通ライン“COM”上の共通モードノイズ及び差動モードノイズを検知すると共に、システム１０において生成されたノイズを削除するために、フィードバック信号を提供する。回路図によって様々な実施例を示すアクティブＥＭＩフィルタ１２の詳細な議論が、参照することによりそれの全体の内容が本出願に組み込まれた同時係属中の米国の特許出願10/ 号（IR-2291）において提供される。アクティブＥＭＩフィルタ１２は、システム１０に関する総合的な能率及び雑音排除性を非常に向上させるために、優れたノイズ低減動作を提供する。アクティブＥＭＩフィルタ１２は、システム１０のフロントエンドの共通モードノイズ及び差動モードノイズを検知すると共に打ち消すために、電流トランスを利用しないアクティブスイッチングを利用する。アクティブＥＭＩフィルタ１２において電流トランスの利用を回避することによって、電流トランスタイプのフィルタ処理システムに関連する損失なしで、より線形のノイズフィルタ処理動作が達成される。適切に組み立てられたアクティブＥＭＩフィルタが、モータドライブシステム１０の他の部分に配置され得ることは明白であり、ＥＭＩフィルタ１２がそこで動作するのと同じ原理で動作する。

ＰＦＣ電力コンバータ１４は、効率性の増加を伴う高性能を獲得するために、動的なバス電圧制御及びスイッチング損失極小化を実行する。ＰＦＣ電力コンバータ１４におけるスイッチングは、単位時間当たりの電圧変化率（dv/dt）に関する制御信号を同様に供給する制御器１１によって制御される。ＰＦＣ電力コンバータ１４は、ＰＦＣ電力コンバータ１４における力率補正及び電力変換に対して閉ループ制御を実行するために、動作パラメータ値を示すフィードバック信号を制御器１１に供給する。

ゲートドライバ１８は、条件付きのゲート信号をインバータ１６内のスイッチに提供するために、制御器１１からゲート指令信号を受信する。インバータ１６に対するゲート指令信号をドライブする際の条件付け要因のうちの１つは、所定の電力スイッチまたはスイッチのグループの電圧に関する希望の変化率をゲートドライバ１８に示す、単位時間当たりの電圧変化率（dv/dt）である。以下に更に詳細に説明されるように、制御器１１によって供給された信号方式は、このようにインバータ１６内のスイッチの開閉動作に対する動的な“dv/dt”制御を提供する。

制御器１１は、モータドライブラインに追加となる高価な電流センサの必要性なくモータドライブ電流を再現するために、ＤＣバスにおける分岐線から信号を獲得する。バス上の測定を通じたモータ電流の再現は、それの全体の内容が本出願に組み込まれた米国の特許出願10/402,107号に説明されている。モータ電流の再現は、制御器１１の制御機能の一部である空間ベクトル制御アルゴリズムに基づいている。

制御器１１は、システム１０に対する総合的かつ全体的な閉ループ制御を獲得するために、多くの調整関数及び同期関数を遂行する。例えば、制御器１１は、ＰＦＣ電力コンバータ１４、及びゲートドライバ１８に指令信号を供給し、一方センサ、及びＤＣバスと、アクティブＥＭＩフィルタ１２と、ＰＦＣ電力コンバータ１４とからのフィードバック情報を読み込む。制御器１１は、システム１０においていくつかの最適化された機能を遂行するようにプログラムされたアルゴリズム及び情報によって動作する。例えば、制御器１１は、ＰＦＣ電力コンバータ１４におけるスイッチング損失を最小限にするために、ＰＦＣ電力コンバータ１４の動作を調整し、同時に動的なバス電圧制御を提供する。同様に制御器１１は、インバータ１６とＰＦＣ電力コンバータ１４との両方において、非同期動作によって生成された混合ＥＭＩを低減するために、同期化されたスイッチングを実行する。

同様に制御器１１は、モータドライブの制御のために多くのアルゴリズムを備えている。例えば、制御器１１は、モータからのフィードバックを必要としない、正弦波センサなしの制御アルゴリズムに基づいて、システム１０においてモータをドライブするために、ゲートドライバ１８とコンバータ１６との動作を調整する。制御器１１における利用可能な別のアルゴリズムは、ＤＣバス電流の測定と空間ベクトル制御とに基づくモータ相電流推定アルゴリズムである。制御器１１が、スイッチング損失のプロファイル及び特性と同様に、伝導ＥＭＩまたは放射ＥＭＩに関連する多くの入力パラメータを有しているので、ＥＭＩを低減すると共に最小限にするようにシステム１０を制御するためのアルゴリズムが利用可能である。異なる動作上のプロファイルがシステム１０におけるモータドライブに対して適用されるので、制御器１１は、適応的損失極小化、バス電圧制御、及びＥＭＩノイズ低減を提供する。すなわち、制御器１１は、アプリケーションによって必要とされる希望のモータドライブの動作上の特性を与えられた、システムの特別な動作特性に基づく動的制御を提供する適応的アルゴリズムを備えている。同様に制御器１１は、ＰＦＣ電力コンバータ１４、及びインバータ１６の要求された動作に対する推定値を提供するために、双方向の先読み制御も適用する。希望の動作上のプロファイル及び動作上の経験に基づくこのタイプの予測制御によって、制御器１１は、電力構成部品の読取りの必要性を低減する一方、システム１０の効率を引き上げ得る。例えば、コンデンサ“C_BUS”は、コストとパッケージサイズの低減につながる、従来技術で必要とされる電力定格よりはるかに低い電力定格を備えることができる。

図２を参照すると、システム１０の電力スイッチングステージに対する“dv/dt”制御は、一般的にゲートドライブ２０として説明される。図１のインバータ１６の説明図において、３つの異なるゲートドライブ２０は、モータに対する希望の制御プロファイルを得るように、インバータ１６の各ハーフブリッジを制御するために使用される。ゲートドライブ２０は、高電位側スイッチ２１及び低電位側スイッチ２２をそれぞれ制御するための入力制御信号“HIN”、及び入力制御信号“LIN”を受信する。“HIN”、及び“LIN”は、両方のスイッチ２１，２２が同時にオンとならないように、設定及び調整される。しかしながら、入力“HIN”及び入力“LIN”を通じた制御によって規定されるように、空間ベクトル制御手順は、両方のスイッチ２１，２２が同時にオフになることを可能にする。

入力信号“HIN”は、高電位側ロジックのグランド基準電圧“VS”を基準とした適切な制御電圧を獲得するために、レベルシフト回路２４に供給される。レベルシフト回路２４は、参照することによりそれの全体の内容が本出願に組み込まれた米国特許出願第5,502,412号明細書において発表された回路と同じであり得る。従って、レベルシフト回路２４は、それによって固定したグランド基準電位を下回る値の電圧スイングを回避する、線間電圧と帰還する線間電圧（line voltage return）との間のあらゆる入力電位を基準とした制御信号によって動作し得る。レベルシフト回路２４は、それによって、制御回路と、異なった基準による高電圧の高電位側スイッチ２１との間の信号または通信の損失を防止する。

以下で更に詳細に説明されるように、同様に高電位側のゲートドライブは、“dv/dt”変化率信号“TONH”及び“dv/dt”変化率信号“TOFFH”により、高電圧入力制御信号“HIN”を制御する可変パルス発振器２６も備える。“dv/dt”変化率信号“TONH”及び“dv/dt”変化率信号“TOFFH”は、高電位側スイッチ２１に印加される電圧に関して、指定された時間当たりの変化率を送るようにゲート指令信号“HIN”を調整する。レベルシフト回路２４を動作させるのに必要とされる電力を低減するために、入力“HIN”に供給されたゲート指令信号はパルスとして供給される。従って、“TONH”及び“TOFFH”は、入力“HIN”に供給されたパルスの長さを表しているセットパルス及びリセットパルスを獲得するように、入力“HIN”上のパルスを操作する。可変パルス発振器２６から出力されるセットパルス及びリセットパルスの両方に関して、レベルをシフトされたパルスは“dv/dt”フィルタ２５に供給される。ゲートドライブ回路２７のためのドライブ論理指令として働くと共に、ＲＳフリップフロップ２３に供給されたセットパルス及びリセットパルスにおいて、フィルタ２５は小さな遅延を引き起こす。従って、フリップフロップ２３がオン状態に設定されるとき、立ち上がりの遷移がゲートドライブ回路２７に供給されると共に、入力“HIN”に供給されたゲート信号指令において示されるのと同じ期間の間、“ハイ”の論理信号がゲートドライバ回路２７に供給される。パルス持続時間の終りに、ゲートドライブ回路２７への入力信号の“ハイ”から“ロー”への遷移を原因として、フリップフロップ２３はリセットされ、例えば高電位側スイッチ２１のスイッチオン時間の期間を終える。同様に、フィルタ２５によって供給されたセット信号及びリセット信号は、ゲートドライブ回路２７内のＣＭＯＳドライバスイッチのゲート電圧を制御する電圧コンバータ２８へのパルス入力としても供給される。従って、ゲート電圧制御は、フィルタ２５から出力されるパルスの長さから得られた電圧信号に加えて、スイッチオン信号及びスイッチオフ信号に基づいて決定される。この手順によれば、高電位側スイッチ２１のゲートに適用された単位時間当たりの電圧に関する変化率は、特定のターンオンプロファイル及びターンオフプロファイルに対して制御される。

低電位側スイッチ２２に関しては、ゲート指令信号入力“LIN”のためのレベルシフト回路構成がない。従って、電圧変化率指令信号“TONL”及び電圧変化率指令信号“TOFFL”は、直接低電位側スイッチドライバ回路構成２９のゲート電圧制御端子に供給される。従って、低電位側スイッチ２２のゲートに適用された単位時間当たりの電圧変化率は、入力信号“TONL及び入力信号“TOFFL”により直接制御される。

ゲートドライブ２０に対する“dv/dt”制御は、高電位側スイッチ２１及び低電位側スイッチ２２のゲートに供給された電圧の変化率を制御することによって、ハーフブリッジのスイッチングに付随するノイズの低減を支援する。ノイズの低減は、システム効率を向上させる一方、ＥＭＩノイズ低減を更に強化するように、システム１０に対する全体的な閉ループ制御に貢献する。図３を参照すると、スイッチにおける損失と、電力スイッチにおける急速な“dv/dt”によって生成されたＥＭＩノイズとの間の関係を説明するグラフが提供される。特に、最適化された動作点は、図３におけるグラフの更に起点に近いエリアにあると共に、更に低いＤＣバス電圧値に対応する。ＥＭＩノイズ及び電力損失の適応的な最適化アルゴリズムは、ノイズ及びスイッチング損失に影響を与える動作パラメータを考慮して、ＥＭＩノイズ及び電力損失の低減に対する最も良いアプリケーション解決策を求める。例えば、図３で示されたように、単位時間当たりの電圧変化率の制御を通じたＥＭＩノイズの低減は、電力スイッチにおける損失に影響を与え、その結果、最適化された解決策は、動作設定点に応じてこれらの関連する２つの考慮すべき要件を両立させることになる。

最適化手順を決定する際に、差動モードノイズ低減または共通モードノイズ低減に基づいて選択が実行され得る。差動モードノイズ低減のために、“dv/dt”は、スイッチオン期間“TON”の間、緩慢に設定される。共通モードノイズ低減のために、“dv/dt”は、“TON”と“TOFF”の両方の間、緩慢に設定される。

インバータ１６における一組のスイッチの動作に基づいて極性が正のモータ電流が発生する、差動モードノイズの原因の説明図は、図４で提供される。第１のスイッチ構成において、高電位側スイッチはオフであると共に低電位側スイッチはオンであり、モータコイルへ送り込むために、モータ電流が低電位側レールから引き込まれる。その次に、低電位側スイッチが開き、そしてモータ電流は、低電位側レールから、低電位側スイッチと接続された転流ダイオード（フリーホイールダイオード）を通って、モータコイルに流れ続ける。次のスイッチシーケンスは、高電位側レールからモータ電流を引き込むために高電位側スイッチを閉じ、低電位側の転流ダイオードを通る電流を、遮断するかまたは逆流させる。電流方向の急速な切り替えは、インバータ１６内に高周波過渡電流を発生させ、高周波差動モードノイズを生成する。

図５を参照すると、差動モードノイズ及び共通モードノイズの両方のフィードバックによる影響の説明図が説明されている。差動モードノイズは、一般的にライン“L1”とライン“L2”との間の電圧における差異に関連した高周波ノイズである。ライン“L1”及びライン“L2”は、差動モードノイズの影響を説明するために、お互いの容量結合としてモデル化される。図１において説明されるアクティブＥＭＩフィルタ１２は、ライン“L1”及びライン“L2”上で観察された電圧と高周波ノイズ電流とのバランスをとることによって、差動モードノイズを低減するように動作する。

図５で説明された共通モードノイズは、グランドと容量結合された電源ライン、この場合は電源ライン“L1”によってモデル化される。グランドラインにおける電圧差異、またはグランドを流れる高周波ノイズ電流は、電源ラインと結合されると共に、伝導ＥＭＩノイズと放射ＥＭＩノイズの両方になる。更に、図１で説明されるアクティブＥＭＩフィルタ１２は、グランドライン上に見られる高周波ノイズ電流を検知して削除することにより、共通モードノイズを低減するように構成される。アクティブＥＭＩフィルタ１２が、インバータ１６内のスイッチと関連付けられた“dv/dt”の制御を通じたＥＭＩノイズ及びスイッチング損失の最適化と連動して動かされるとき、ＥＭＩノイズ及びスイッチング損失における全体的なシステム低減が達成され得る。

システム１０の全体的な閉ループ制御の別の特徴は、高周波雑音電圧及び高周波雑音電流を削除するか、もしくは両方のバランスをとるための応答時間を向上させる、速いノイズ検知である。速いノイズサンプリングは、グランドラインのような検知されたラインからノイズエネルギーを抽出すると共に、抽出されたエネルギーをサンプルホールド回路を備える同期ノイズシステムに入力することによって動作する。ノイズエネルギーの抽出、及びノイズの同期化は、図６におけるステップ６０及びステップ６２として説明される。台形のように成形された波形６４として示される同期化されたノイズ信号は、その次にフラッシュ型３ビットアナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換器６６によってディジタル化される。その結果は、ディジタル化されたフォーマットにおけるノイズ信号波形６３を表す同期パルスシーケンス６８である。システム制御器１１は、このように獲得されたノイズ信号情報を読み取ると共に、ＰＦＣ電力コンバータ１４及びゲートドライバ１８に有効な指令を与え、かつシステム１０においてノイズを制御すると共に損失を低減させるために使用される適応的アルゴリズムにおいて、ノイズ情報を使用する。

ＰＦＣ電力コンバータ１４とインバータ１６の両方における電力スイッチの単位時間当たりの電圧の変化を制御するためのアナログ“dv/dt”制御信号のアプリケーションは、いくつかのパルス調整及び電圧ランプ回路を通じて達成される。制御器１１は、接続された電力スイッチに供給されるゲートドライバのゲート電圧を制御するために、０〜３［Ｖ］の範囲でアナログ信号を生成する。例えば、“TONH”，“TOFFH”，“TONL”，及び“TOFFL”のような“dv/dt”指令信号は、スイッチのターンオン時間またはターンオフ時間に対して、単位時間当たりの電圧変化率を遅らせるか、または遅くするための期間に関連した情報を含んでいる。図２において説明されたように、可変パルス発振器２６は、アナログ“dv/dt”指令信号値に比例した１００〜３００ナノセコンドの範囲のパルスを生成する。パルスのタイミングは、電力スイッチに対するスイッチング期間を決定するセット指令及びリセット指令を表す。アナログ“dv/dt”信号値及びゲート指令信号と連動するパルス期間の長さは、電力スイッチをスイッチングするための変化率の値を決定する。例えば、図２を参照すると、高電位側スイッチの制御は、信号入力“HIN”上の一連のスイッチ指令として与えられる。スイッチ指令は、スイッチ指令と希望の“dv/dt”制御とを体系化するパルスに変換される。それらのパルスは、不必要な電力消費を回避するために、オン設定にスイッチを維持せずに情報を送信する役目を果たす。図２において示された回路に従って、可変パルス発振器２６は、ゲート入力制御信号“HIN”の始まりと終わりに相当するセットパルス及びリセットパルスを供給する。同様に可変パルス発振器２６は、高電位側電力スイッチに対する“dv/dt”変化率の制御に関連するアナログ入力に基づいて、開始パルスと終了パルスの長さを変える役目を果たす。

図７及び図８を参照すると、“dv/dt”制御機能の簡略化したブロック図が説明される。回路７０は、ゲートドライブ２０に対する高電位側ゲートドライバのフロントエンドに相当する。回路７０の動作を説明するために、タイミング図が図８において説明される。ゲート指令信号８０は、２つの可変パルス発振器７１，７２への入力であることが示される。パルス発振器７１は、オンパルスまたはセットパルス８１を生成し、一方パルス発振器７２は、リセットパルス８２を生成する。タイミング図８０〜８２より分かるように、セットパルス８１は、ゲート指令パルス８０の始まりを示し、一方、リセットパルス８２は、ゲート指令信号８０の終りを示す。ゲート指令信号を、１つの長いゲートターンオン指令信号というより、むしろパルスとして体系化することにより、ゲートドライブ指令は、Ｎチャネルのレベルシフトスイッチを長い期間オン状態に維持することによって被る可能性がある必要以上の損失なく、高電位側スイッチ２１と関連する電力レベルにレベルシフトされ得る。

パルス８１、及びパルス８２は、図２における入力信号“TONH”、及び入力信号“TOFFH”からの入力アナログ“dv/dt”変化率指令に基づく変化持続時間を有するものとして説明される。図８に示されるように、パルス８１，８２は、例えば１００［ｎｓ］から３００［ｎｓ］の範囲にある。再度図７及び図８を参照すると、パルス８１，８２に基づいてレベルシフトされたドライブ信号は、とりわけパルス８１，８２に関して指定された遅延を規定する“dv/dt”フィルタに供給される。その結果生じるフィルタ処理されたパルス列８３，８４は、高電位側スイッチ２１をドライブするためにゲートドライブ回路２７（図２）においてゲート指令信号８０を再現するように、フリップフロップ７６をセット及びリセットするために使用される。更に、パルス幅コンバータ７７，７８はパルス８３，８４を入力すると共に、ゲート電圧制御信号“TONV”（８５）、及びゲート電圧制御信号“TOFFV”（８６）を生成するために、それらに処理を実行する。ゲート電圧制御信号“TONV”及びゲート電圧制御信号“TOFFV”は、高電位側スイッチ２１のゲートを操作するために使用されるＣＭＯＳスイッチをドライブする。図８を参照すると、信号“TONV”及び信号“TOFFV”は、パルス８３，８４の期間に基づく可変電圧レベルを有するものとして説明される。信号“TONV”は、フィルタ処理されたセットパルス８３の立ち上がり遷移において、一定比率の上昇を開始すると共に、パルス８３の立ち下がり遷移または終わりにおいて、安定した水平状態となる。パルス８５は、その場合に、ゲートドライブ制御における全ての信号の適切な伝播を実現するために、一定期間の間に一定の基準に達した電圧値で留まる。同様に、信号“TOFFV”は、フィルタ処理されたリセットパルス８４の立ち上がり遷移において、一定比率の上昇を開始すると共に、フィルタ処理されたリセットパルス８４の期間中、一定比率の上昇が継続する。フィルタ処理されたリセットパルス８４の終わりで、信号“TOFFV”は、更に適切なゲートドライブ制御に関する全ての制御信号の伝播を可能にするために、一定期間のパルスの間に到達された電圧で維持される。パルス列８３及びパルス列８４と、信号８５及び信号８６との比較から明らかなように、“TONV”と“TOFFV”の両方における一定比率の上昇のための期間は、フィルタ処理されたセットパルス８３及びリセットパルス８４のパルス持続時間に依存している。一定比率の上昇の終わりにおいて到達された値は、高電位側電力スイッチ２１のスイッチングを調整するために、ゲートのターンオン電圧及びターンオフ電圧がどの程度適用されるかを示す。このタイプの制御により、レベルシフト回路２４（図２）を通じてのゲート指令信号の伝達にもかかわらず、高電位側スイッチ２１のゲートのターンオン及びターンオフに対する“dv/dt”は、簡単かつ容易に制御され得る。図２から明らかなように、低電位側スイッチ２２に対するアナログ“dv/dt”変化率制御信号“TONL”及びアナログ“dv/dt”変化率制御信号“TOFFL”は、レベルシフト回路を通じた変換の必要性なしで、直接ゲート電圧制御器２２０，２２１によって使用され得る。代わりに、もしゲートドライバ２０のための“COM”ラインが入力制御信号に関して浮遊している場合、ゲートドライブ回路２９及び低電位側スイッチ２２を動作させるために、低電位側レベルシフト回路が使用される可能性がある。この事象において、回路構成及び動作は、高電位側回路に提供されたものと同じである。

図２で説明される全体のゲートドライブ回路２０が、１つの高電圧集積回路（ＨＶＩＣ）上で実施され得ることは明白である。そのようなＨＶＩＣは、正及び負のＤＣバスラインと、高電位側及び低電位側のゲート制御ラインと、高電圧基準接続端子“VS”との接続と一緒に、入力端子“HIN”，“LIN”、及び“dv/dt”変化率制御信号端子を備える。ＨＶＩＣは、図１で説明された多相モータを動作させるための３つの支線の各々に使用され得る。すなわち、インバータ１６において説明された３つのハーフブリッジの各々は、ゲートドライバ２０の要素を組み込むＨＶＩＣによって制御される。

制御器１１は、所定の性能基準に基づいた、異なる“dv/dt”プロファイル及び適応的な調整に関連した多くのアルゴリズム及びプログラムを記憶し得る。例えば、非常にノイズの多い環境において、もしくは、高い精度または安全性を必要とする集中的アプリケーションにおいて、多量に誘発された伝導ＥＭＩまたは放射ＥＭＩを回避するために、“dv/dt”変化率は非常に低い値に設定され得る。“dv/dt”設定は、同様に、差動モードノイズまたは共通モードノイズのいずれかに影響を与えるために、それぞれターンオン時間に、またはターンオン及びターンオフ時間の両方に適用されるように調整され得る。“dv/dt”制御の柔軟なアプリケーションを可能にすることによって、特定のノイズ生成をターゲットにすると同時に、スイッチング損失が最小限にされ得る。ゲート電圧制御器２１０，２１１、及びゲート電圧制御器２２０，２２１に印加されたアナログ“dv/dt”信号は、メインスイッチングデバイス２１，２２のスイッチオン時間またはスイッチオフ時間とおおよそ等しいか、またはそれより少しだけ大きい一定期間の間、希望のアナログレベルで保持される。本発明が、モータドライブに限定されずに、大きなクラスの電力配送システムにおいて適用され得ることは明白である。従って、電力スイッチ２１，２２は、ＩＧＢＴに加えて、ＭＯＳＦＥＴのようなＭＯＳゲートを利用したデバイスであり得る。更に、ゲートドライバ２７，２９内のＣＭＯＳスイッチのゲートを支配するように印加された“dv/dt”変化率制御に関連したアナログ電圧は、ＣＭＯＳ出力インピーダンスを制御するためにＣＭＯＳトランジスタ出力端子をバイアスする。

全体的な閉ループドライブシステムは、総合的に強くかつノイズに対する耐久性があるシステムを達成するために、様々な構成部品及びノイズ低減技術の調整を通じて、従来技術システムに対する多くの利点を達成することが説明された。アクティブＥＭＩフィルタは、入力ＡＣラインからの共通モードノイズ及び差動モードノイズを積極的にフィルタ処理するために、電流トランスの使用なしに用いられる。同じフィルタ処理は、ＤＣバス出力に関しても使用され得る。ＰＦＣ制御機能を備える昇降圧形コンバータは、ＤＣバス電圧を獲得するために提供され、同時に実質的にＡＣ入力ライン上の負荷抵抗として現れる。電力コンバータは、構成部品の原動力（component dynamics）、及び受信されたノイズのような環境要因に基づく動的なバス電圧制御を獲得する一方、スイッチング損失を低減させるために積極的に制御される。更に、ＰＦＣコンバータにおけるスイッチは、生成されたノイズを更に低減するために動的な“dv/dt”制御を使用すると共に、ＥＭＩ生成を更に低減するために、システムインバータにおけるスイッチと連動して動かされる。インバータスイッチは、過渡電流及びノイズの生成事象を低減するために、動的な“dv/dt”技術によって制御される。システム制御において実施された正弦波センサがない制御アルゴリズムは、効率性の向上によって高性能を生み出す。モータ電流位相推定は、空間ベクトル制御アルゴリズムに基づくＤＣバス電流の測定により実行され、システム制御器においても同様に実装される。様々なシステムの構成部品の動的制御は、ＥＭＩノイズ低減、及びスイッチング損失低減に関してシステムを最適化する。システム制御器における適応的アルゴリズムは、更に効果的なノイズ低減、及びシステム効率の改善を行うために、閉ループＥＭＩノイズ低減制御を提供する。システムスイッチは、ノイズ生成事象またはスイッチング損失事象である動作上のプロファイルを予測すると共に補償するために、双方向の先読み制御で動かされる。

本発明は、それについての特別な実施例に関して説明されたが、多くの他の変更と修正、及び他の使用が当業者にとっては明白になる。従って、本発明は、ここでの特定の開示によってではなく、添付のクレームによって限定されることが好ましい。

本発明によるモータ制御システムのブロック図である。 “dv/dt”制御機能を有するゲートドライブＨＶＩＣのブロック図である。 “dv/dt”制御の影響を受けたＥＭＩノイズとスイッチング損失との間の関係を示すグラフである。 差動モードノイズの原因をモデル化するためのハーフブリッジスイッチ構成の抽象的な回路図である。 差動モードノイズ及び共通モードノイズがどのように図１のシステムに影響を与えるかを示す抽象的な説明図である。 本発明によるノイズ検知機能の動作を示すブロック図である。 本発明による高電位側ゲート制御回路のブロック図である。 図７に説明された高電位側ゲートドライブ回路における“dv/dt”制御の動作を示すタイミング図である。 既知のアクティブＥＭＩフィルタの回路図である。 図９に説明された回路の等価回路図である。

符号の説明

１０ ドライブシステム
１１ 制御器
１２ アクティブＥＭＩフィルタ
１４ ＰＦＣ電力コンバータ回路
１６ インバータ回路
１８ インバータ制御器（ゲートドライバ）
２０ ゲートドライブ
２１ 高電位側スイッチ
２２ 低電位側スイッチ
２４ レベルシフト回路
２５ “dv/dt”フィルタ
２６ 可変パルス発振器
２７ ゲートドライブ回路
２３ ＲＳフリップフロップ
２８ 電圧コンバータ
２９ 低電位側スイッチドライバ回路構成
４０ 整流器（ＤＣブリッジ）
４０ａ 平滑コンデンサ
４１ ＰＷＭ制御インバータ
４２ ＡＣモータ
４３ａ グランド端子
４３ グランドライン
４４ 出力巻き線
４５，４６ 入力巻き線
４７ ＤＣ分離コンデンサ
Ｑ１，Ｑ２ トランジスタ
Ｒ１，Ｒ２ 抵抗
５０，５１ ＤＣ電源
５２ ＡＣ電源
６６ フラッシュ型３ビットアナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換器
７０ 回路
７１，７２ 可変パルス発振器
７６ フリップフロップ
７７，７８ パルス幅コンバータ
２１０，２１１，２２０，２２１ ゲート電圧制御器

Claims (13)

1. モータドライブシステムであって、
   モータに電気エネルギーを供給するための複数の電力スイッチを有する電力インバータ回路と、
   入力電力を前記電力インバータ回路により使用できる形式に変換するために前記電力インバータ回路に接続された電力コンバータ回路と、
   モータドライブシステムに入力電力に対する負荷抵抗として認識させるように、入力電流を調整するための前記電力コンバータ回路内の力率補正回路と、
   モータドライブシステムにおけるＥＭＩノイズを低減するために、前記電力コンバータ回路と前記電力インバータ回路とのうちの少なくとも１つに接続されたアクティブＥＭＩフィルタと、
   前記電力コンバータ回路と前記電力インバータ回路とに接続されると共に、ＥＭＩノイズ生成を低減するために、前記電力コンバータ回路と前記電力インバータ回路との間のスイッチングを調整する制御信号を、前記電力コンバータ回路と前記電力インバータ回路とに供給するように作動するシステム制御器と
   を備えることを特徴とするモータドライブシステム。
2. 前記システム制御器から受信した制御信号に基づいて前記電力インバータ内のスイッチにドライブ信号を供給するために、前記システム制御器及び前記電力インバータ回路に接続されたゲートドライブ回路を更に備える
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータドライブシステム。
3. 指定されたスイッチに対する単位時間当たりのゲート電圧変化率を制御するために、前記システム制御器から前記電力コンバータ回路及び前記ゲートドライブ回路のうちの少なくとも１つに供給される単位時間当たりの電圧変化率“dv/dt”指令信号を更に有する
   ことを特徴とする請求項２に記載のモータドライブシステム。
4. 前記電力インバータにより使用できる電力を表すと共に、モータ電流の推定値を再現するために前記システム制御器に接続されるフィードバック信号を更に有する
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータドライブシステム。
5. ノイズ信号を検知すると共に前記ノイズ信号内のエネルギーに関する徴候を提供するためのノイズ抽出回路と、
   前記ノイズ信号に関連したタイミングに関する徴候を提供するために前記ノイズ抽出回路に接続されたノイズ同期化回路と、
   前記エネルギー及びタイミングに関する徴候を前記システム制御器に供給されるデジタル情報に変換するために、前記ノイズ同期化回路に接続されたコンバータとを更に備え、
   システムＥＭＩノイズを支配するために、前記システム制御器によって実行可能なアルゴリズムを有すると共に、前記アルゴリズムは、適応的な閉ループＥＭＩノイズ低減を提供するために、前記デジタル情報によって支配される
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータドライブシステム。
6. 電力スイッチのためのゲートドライバであって、
   前記電力スイッチのターンオン及び前記電力スイッチのターンオフのうちの少なくとも１つを実行するために、前記電力スイッチのゲートに接続されたゲートドライブ回路と、
   前記電力スイッチのターンオン及び前記電力スイッチのターンオフのうちの少なくとも１つを実行する間、前記電力スイッチのゲートに印加される電圧を制御するための前記ゲートドライブ回路内のゲート電圧制御回路とを備え、
   前記電力スイッチのターンオン及び前記電力スイッチのターンオフのうちの少なくとも１つにおいて適用されるべき単位時間当たりの電圧変化率を表すと共に、前記ゲート電圧制御回路に供給される信号を有する
   ことを特徴とするゲートドライバ。
7. ゲートドライバに関する基準を高電圧の基準にシフトするためのレベルシフト回路を更に備える
   ことを特徴とする請求項６に記載のゲートドライバ。
8. 前記レベルシフト回路に接続されると共に、電力スイッチに対するゲート指令の始まりと終わりを表示するパルスを前記レベルシフト回路に供給するように作動する可変パルス幅発振器を更に備え、
   前記パルスは、希望の単位時間当たりの電圧変化率“dv/dt”に基づいて制御パラメータを変更する幅を有する
   ことを特徴とする請求項７に記載のゲートドライバ。
9. 前記レベルシフト回路に接続されると共に、入力パルスの幅に基づくアナログ電圧レベルを供給するように作動するパルス電圧変換器を更に備え、
   前記アナログ電圧レベルは、前記ゲート電圧制御回路に印加される
   ことを特徴とする請求項７に記載のゲートドライバ。
10. モータドライブシステムにおけるノイズを低減するための方法であって、
    少なくとも前記モータドライブシステムの入力部分におけるノイズを検知する処理と、
    検知されたノイズを前記モータドライブシステムの制御器に供給する処理と、
    前記モータドライブシステムにおけるノイズを低減するために、検知されたノイズに基づいて電力コンバータ及び電力インバータのうちの少なくとも１つを適応的に制御する処理と
    を有することを特徴とする方法。
11. ＥＭＩノイズを低減するために、前記電力インバータと前記電力コンバータとの間のスイッチングを同期させる処理を更に有する
    ことを特徴とする請求項１０に記載の方法。
12. 前記電力コンバータ及び前記電力インバータのうちの少なくとも１つにおける電力スイッチのゲートドライブ回路に信号を供給する処理と、
    供給された信号に基づいて、前記電力スイッチのターンオン及び前記電力スイッチのターンオフのうちの少なくとも１つに対する指定された単位時間当たりの電圧変化率を生成するように、前記ゲートドライブ回路を制御する処理とを更に有する
    ことを特徴とする請求項１０に記載の方法。
13. ノイズを低減するためにモータドライブシステムを制御する方法であって、
    前記モータドライブシステムにおける電力スイッチのゲートに対して希望の単位時間当たりの電圧変化率に関連する信号を供給する処理と、
    前記電力スイッチのためのゲートドライバに前記信号を印加する処理と、
    前記信号に基づいて、前記電力スイッチのターンオン時間または前記電力スイッチのターンオフ時間を変更する処理と、
    前記電力スイッチのターンオン時間または前記電力スイッチのターンオフ時間を変更することにより、前記電力スイッチにおけるノイズ低減とスイッチング損失との間の適応的なトレードオフに基づいて信号を修正する処理と
    を有することを特徴とする方法。

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