JP2005530163A - 対象物までの間隔および／またはその速度を検出するための高周波信号の形成方法および形成装置 - Google Patents

Abstract

本発明は、対象物までの間隔および／またはその速度を検出するための高周波信号の形成方法に関するものであり、パルス状の変調信号（６’）を第１の信号（３）と第２の信号（４）から信号形成装置（３１；１，２，Ｍ１、７，８）で形成し、前記パルス状の変調信号（６’）を送信装置（２０）により対象物（４０）の方向に送信し、対象物（４０）から反射されたパルス状信号（６”）を受信装置（２１）により受信し、受信した信号（６”）と第１の信号（３）からパルス状の復調信号（４”）を第１の信号処理装置（３２；Ｍ２，１５）で形成し、コヒーレントな信号（２３）をパルス状の復調信号（４”）と第２の信号（４）とから形成し、非コヒーレントな信号（２２）をパルス状の復調信号（４”）から第２の信号処理装置（３３；Ｍ３，１６，１７，１８）で形成する。本発明は同様に、対象物までの間隔および／またはその速度を検出するための高周波信号の形成装置に関する。

Description

本発明は、対象物までの間隔および／またはその速度を検出するための高周波信号の形成方法および形成装置に関する。

静止対象物ないし移動対象物までの距離およびその速度を高周波（レーダー）により測定するシステムはとりわけ自動車製造業でますます高い価値を有するようになっている。対象物をレーダーによって検知することは現在すでに駐車補助のために使用されており、また間隔測定による速度制御装置は大きな間隔の場合、例えば高速道路走行で使用されている。このようなシステムの付加的な使用領域は、車両のいわゆる死角の監視、エアバッグないしシートベルトテンショナを制御操作するためのプレクラッシュ検出、背面補助（後進補助）である。システムの分解能が比較的に高い速度制御装置は一般道や市街地での比較的小さな間隔での使用も可能である。

公知のレーダー・フロントエンドシステムはSRR（short range radar）と呼ばれる。このシステムは２４．１２５GHｚの周波数で動作し、典型的には４００ｐｓの幅の高周波パルスの送信で伝搬時間測定により距離検出を行う。

USAおよび将来的には欧州におけるビーム放射の許容制限の枠内では、このようなシステムの送信出力を低減する必要がある。そのためこのようなシステムの到達範囲も制限されてしまう。しかし速度制御装置のためのこのような距離レーダーの確実な動作を保証するためには、所定の到達範囲を絶対に維持しなければならない。

発明の利点
請求項１ないし請求項１８の特徴を有する本発明の、対象物までの間隔および／またはその速度を検出するための高周波信号の形成方法および形成装置は公知の解決手段に対して、改善されたＳ／Ｎ比を有し、検出距離を伸ばすことができるという利点を有する。これにより出力を低減してもこれを補償することができる。すなわち送信出力を低減してもシステムコストおよびセンサコストを維持しながら所要のすべての機能を果たすことができる。

本発明の基礎となる技術思想は、公知のＳＲＲ（short range radar）アーキテクチャにスーパーヘテロダイン技術を必要に応じて変形して適用することである。

本発明では上に述べた問題が次のようにして解決される。すなわちパルス状の変調信号を第１の信号と第２の信号から信号形成装置で形成し、この信号を送信装置により放射し、対象物から反射されたパルス信号を受信装置により受信し、そこからパルス状の復調信号を、第１の信号を用いて第１の信号処理装置で形成し、このパルス状の復調信号からコヒーレントな信号を第２の信号を用いて形成し、また非コヒーレントな信号を前記パルス状の復調信号から第２の信号処理装置で形成するのである。

従属請求項には請求項１の方法および請求項１８の装置の有利な改善形態が示されている。

有利な実施形態によれば、信号形成装置で第１の高周波発振器により第１の信号が形成され、第２の高周波発振器により第２の信号が形成され、これらの信号は変調装置で変調された信号ペアに変調される。このことの利点は、第２の信号（コヒーレントな発振器信号）を第１の信号（高周波発振器Ｓｔａｌｏ）に変調することを変調装置によって、高周波スイッチング装置の前で狭帯域に実行できることである。さらなる利点は、変調装置を基本的に不平衡に構成できることであり、それにより個別に１つのダイオードを基礎とすることができる。

別の有利な実施例によれば、変調された信号ペアがフィルタ装置、とりわけハイパスフィルタでフィルタリングされ、スイッチング装置によってパルス状の変調信号に変換される。このことにより、変調によって発生した不所望の下側側波帯を、例えば高周波基板にエッチングされたストリップ線路フィルタによって、またはスペース節約の理由による集積フィルタによって抑圧することができる。第１の変調装置が１つのダイオードから構成される場合（不平衡アップコンバータ）、生じる混合積には２４ＧＨｚの甚だしい残留搬送波が含まれる。この残留搬送波もハイパスフィルタにより抑圧しなければならない。平衡型ミクサを使用すれば、混合積としての残留搬送波はほぼ回避される。

別の有利な実施例によれば、第１の信号処理装置は受信した信号を、第１の信号を用いて第２の変調装置内で復調信号に変換し、第２のスイッチング装置によってパルス状の復調信号に変換する。送信信号の振幅情報を、ＳＲＲの場合のように高周波経路のスイッチング装置によって利用するのではなく、第１の復調後にスイッチング装置によって利用することができる。中間周波数でのスイッチは安価に実現できる。中間周波信号のサンプリングは中間周波前置増幅後の比較的高い信号レベルで行われる。

別の有利な実施例によれば、パルス状の復調信号が整流器とフィルタ装置、とりわけローパスフィルタによって非コヒーレントなエンベロープ信号に変換される。このことの利点は、整流器による非コヒーレントな復調に基づくこのエンベロープ検出によって位相情報が失われ、ＳＲＲとは異なり、ゼロ通過が形成されないことである。従って面倒なＩ／Ｑ復調を第２の復調装置において省略することができる。

別の有利な実施例によれば、パルス状の復調信号は第３の変調装置で第２の信号により二重のパルス状復調信号に復調される。このステップの利点は、これにより距離情報を含むパルス状復調信号が後で第３の変調装置で第２の信号により復調され、評価によりドップラー効果による速度検出を行うことができることである。コヒーレントな復調により位相情報は保たれる。

別の有利な実施例によれば、パルス状の二重復調信号が積分器に供給される。積分器は、この信号をコヒーレントな信号に積分する。これによりコヒーレントな信号の評価が可能になり、結果としてドップラー効果による速度測定が可能になる。

別の有利な実施例によれば、パルス形成装置でスイッチング装置をアクティベートするためのパルス信号が形成される。これにより第１と第２のスイッチング装置を正確に制御することができる。

別の有利な実施例によれば、所定の持続期間の固定中央値を中心に交互にずらされた外部クロック信号と内部クロック信号とがパルス形成装置の乗算装置で統合され、パルス整形器を介してスイッチング装置のアクティベート信号が発生される。これにより送信される高周波信号の有利な非等間隔パルスパターンを形成することができる。

別の有利な実施例によれば、第１の信号の周波数は約２１．５GHzであり、第２の信号の周波数は約２．５GHzである。このことの利点は、生じた送信周波数（この場合は２４GHz）が２４．１２５GHzのＩＳＭバンド内にあることである。このことはこの搬送波の残留放射が不可避であるために必要であり、この残留放射が空きの帯域に入るようにしなければならない。

別の有利な実施例によれば、第１の信号の周波数は約２４GHzであり、第２の信号の周波数は約２．５GHzから３．５GHzである。そこから得られる利点は、２５GHzから２７．５GHzに生じる所望の送信周波数が認可問題を回避するため、禁止帯域外に設定されることである。

別の有利な実施例によれば、受信装置により受信された信号がローノイズ増幅器で増幅され、それから第１の信号処理装置に供給される。これによりレーダー全体の雑音指数をさらに６ｄＢ低減することができる。

別の有利な実施例によれば、復調信号は第２の変調装置の後で増幅装置、とりわけ中間周波前置増幅器で増幅され、それから第２のスイッチング装置に供給される。これにより信号レベルを有利に上昇することができる。

図面
本発明の実施例が図面に示されており、以下詳細に説明する。
図１は、本発明の第１実施例の機能を説明するための装置の概略図である。
図２は、本発明の第１実施例による装置の概略的ブロック回路図である。

実施例の説明
図面中、同じ参照符号は同じ構成部材または機能の同じ構成部材を示す。

図１は、本発明の第１実施例の機能を説明するための装置の概略図である。

図１には、パルスベースの近距離用スーパーヘテロダインレーダーシステムが示されている。第１の信号源１では周波数ｆSTの第１の高周波信号３（Ｓｔａｌｏ）が形成される。第２の信号源２では周波数ｆZFの第２の高周波信号４（Ｃｏｈｏ）が形成される。第１の変調装置Ｍ１は例えば実質的に１つの個別のダイオードに基づくものであり、不平衡に構成されている。この第１の変調器Ｍ１で第２の信号４が第１の信号３に重畳変調される。この変調は実質的に、時間領域での乗算に相当し、周波数領域での加算に相当する。これにより変調された信号ペア５が発生し、この信号ペアはｆST±ｆZFの周波数を有する。

変調された信号ペア５の不所望の下側側波帯ｆST−ｆZF並びに残留搬送波ｆSTはフィルタ装置７で抑圧される。このフィルタ装置７は、例えば高周波基板にエッチングされたストリップ線路フィルタまたは（スペース節約のため）集積フィルタである。これによりフィルタリングされた周波数ｆST＋ｆZFの変調信号６は第１のスイッチング装置８にさらに供給される。

持続期間の所定の中央値を基準にして持続的に僅かにずらされた外部のＰＲＦ信号９（pulse repeated frequency）が、僅かにずらされた内部ＰＲＦ（パルス反復周波数）信号１０と乗算装置１１で結合される。そこから常時僅かに変化する反復速度が３５０から４５０nsの領域で発生する。これにより、受信側のパルス整形器１２および送信側のパルス整形器１３により形成されたアクティベート信号３４，３５が等間隔になるのが回避される。

外部ＰＲＦ信号９は有利にはクロスエコー・パートナー（図示せず）から発生する。クロスエコー測定の検出領域は、送信器と受信器との間の間隔の半軸を中心にして対称である。ＰＲＦ信号９は受信器に内部遅延器１２を介して供給される。例えば公差または老化現象による送信器と受信器の搬送周波数ずれは中間周波チャネルのバンド幅と比較して小さい。従って周波数のずれた信号を非コヒーレントな受信経路でエンベロープ復調することもできる。

間接的三角法ないしクロスエコー方法では、第１のセンサが第１の搬送波周波数の信号を送信し、側方に間隔（例えば１ｍ）をおいた少なくとも１つの第２のセンサが対象物から反射された第１の信号を受信する。第２のセンサは、周波数差が中間周波チャネルのバンド幅を上回らない限り、容易に異なる搬送波周波数に設定することができる。側方に並置された少なくとも２つのセンサによって中央の指向特性が得られる。

パルス整形器１２，１３は例えば４００psまたは１nsのパルス持続時間を設定する。このパルス持続時間で第１のスイッチング装置８ないし第２のスイッチング装置１５がアクティベートされる。アクティベート信号３５により第１のスイッチング装置８のスイッチオン時間が制御され、フィルタリングされた変調信号６からパルス状の変調信号６’が形成される。このパルス状の変調信号６’は送信装置２０，例えばアンテナを介して放射される。

アンテナ２０を介して放射されたパルス状の変調信号６’は対象物４０で反射される。この反射された信号は受信装置２１により受信される。受信装置２１により受信された信号６”はローノイズ増幅器１４を通過し、第２の変調装置Ｍ２に供給される。第２の変調装置Ｍ２はこの受信信号６”を第１の信号３により復調する。ここでミクサＭ２は周波数ｆZFの復調信号を出力する。

この復調された信号４’は第２のスイッチング装置１５に供給される。第２のスイッチング装置１５はアクティベート信号３４に依存して、周波数ｆZFのパルス状復調信号４”を形成する。復調された信号４’は第２のスイッチング装置１５の上流で増幅装置１４’、例えば中間周波前置増幅器に供給し、信号レベルを上昇することができる。第３の変調装置Ｍ３では、パルス状の復調信号４”が第２の高周波発振器（Ｃｏｈｏ）の第２の信号４、すなわちコヒーレント発振器により復調され、これによりパルス状の二重復調信号４"'、ｆ＝０でのベースパルスチェーンが発生する。

パルス状の復調信号４”は装置から対象物４０までの所望の距離情報を含んでいるから、コヒーレント信号４により復調された信号４"'を積分器１６評価すると、コヒーレントな信号２３からのドップラー効果を介して速度を検出することができる。パルス状の復調信号４”はこれとは平行して整流器１７により非コヒーレントに復調され、その際に位相情報を失う。しかしエンベロープ検出は、位相依存性が存在しないのでゼロ通過を形成しない。そのためミクサＭ２での面倒なＩ／Ｑ変調（Inphase Quadratur Demodulation）を省略することができる。整流器１７にはフィルタ装置１８、例えばローパスフィルタが接続されており、その出力端からは非コヒーレントな信号２２，例えばクロスエコー法での間隔検出および静止対象物検出のための信号２２が出力される。

第２の信号の周波数ｆZFは例えば２．５GHzに選択され、実現可能な高周波フィルタの要求の１つにより決定される。この要求とは比較的高い周波数ｆZFで満たすことが比較的容易であり、パルス状復調信号４”の非コヒーレントなエンベロープ復調に対する要求である。後続のローパスフィルタのコーナー周波数は有利には正確に、ベースバンド限界（０Hzで整流された信号）と２．５GHzの周波数とを分離する。そこからこの実施例では１．２５GHzの有利な遮断周波数が得られる。

基本的に周波数ｆZFのバンド幅は両側の高周波パルススペクトルを含んでいる。５００psの高周波パルス幅の場合、時間領域においてガウス状のパルス形状を前提とすれば、２．４GHzの場合は１０ｄBのバンド幅であり、３．４GHzの場合は２０ｄBのバンド幅である。エンベロープ検出の分岐路では、１０ｋHzまでのドップラーシフトは無視できる。ミクサＭ３はコストの理由から、簡単なバランス型ミクサとして構成されている。なぜなら距離検出の場合、ゼロ個所は発生せず、速度検出のためには択一的なＩ／Ｑミクサにより発生するＩ／Ｑ信号は必ずしも必要ないからである。

ミクサＭ２は簡単なバランス型に構成されており、第１の高周波源（Ｓｔａｌｏ）の振幅ノイズの抑圧の点で有利である。ローノイズ増幅器は場合により省略することができる。なぜならレーダーシステム全体のノイズ指数の改善によって、予定の機能を満たすためのこの増幅器のさらなる６ｄＢは必ずしも必要なく、場合によりこのコストの掛かる素子を省略することができるからである。第３のミクサＭ３はこの周波数領域では安価な集積ギルバート型セルミクサとして構成することができ、さらなる増幅段なしで、またはミクサＭ２と第２のスイッチング回路との間に前置増幅器１４’と共に所要の増幅率を実現することができる。

図２は、本発明の第２実施例を説明するためのブロック回路図である。

図２にはパルス形成装置３０が示されており、このパルス形成装置は信号形成装置３１内のスイッチング装置に対するアクティベート信号３５と、第１の信号評価装置３２内のスイッチング装置に対するアクティベート信号３４を形成する。信号形成装置３１では、周波数ｆST＋ｆZFのパルス状変調信号６’が形成され、この信号は送信装置２０，例えばアンテナに供給される。付加的に信号形成装置３１は周波数ｆZFの信号（Ｃｏｈｏ）を第２の信号処理装置ないし信号出力装置３３に出力し、また周波数ｆSTの別の信号（Ｓｔａｌｏ）を第１の信号処理装置３２に出力する。

送信装置２０を介して放射されたパルス状の変調信号６’は対象物４０に当たり、これにより反射される。受信装置２１により受信された反射信号６”は第１の信号処理装置３２に供給される。この信号処理装置３２では受信信号６”と、信号３（Ｓｔａｌｏ）およびアクティベート信号３４とから周波数ｆZFのパルス状復調信号４”が形成され、この信号は第２の信号処理装置３３に供給される。

このパルス状復調信号４”と信号４（Ｃｏｈｏ）から信号処理／信号出力装置３３で非コヒーレントな信号２２がクロスエコー法に対して、および静止対象物の距離測定のために形成される。さらに信号処理／信号出力装置３３はコヒーレントな信号を形成し、このコヒーレントな信号から送受信装置２０，２１に対する対象物の相対的速度を評価することができる。コヒーレントないし非コヒーレントはそれぞれ信号４（Ｃｏｈｏ）を基準にするものであり、この信号はコヒーレント信号とすることができる。またコヒーレンシーは２つの信号間の固定的位相関係を定める。

本発明では有利には２つの周波数ペアが周波数ｆSTの第１の信号と周波数ｆZFの第２の信号に対して設けられる。一方では２１．５GHzの第１の周波数がｆST（Ｓｔａｌｏ）に対するものであり、２，５GHzの第２の周波数がｆZF（Ｃｏｈｏ）に対するものあり、他方では２４GHzの第１の周波数がｆST（Ｓｔａｌｏ）に対するものであり、２．５GHz〜３．５GHzの第２の周波数がｆZF（Ｃｏｈｏ）に対するものである。

このシステムの実現に対する前提は、残留搬送波が−３０ｄＢｍ以下でなければならないことである。このことは５０ｄＢのスイッチ絶縁により達成できる。

本発明を前記の実施例に基づいて説明したが、本発明はこれに制限されるものではなく多種多様に変形することができる。

とりわけ具体的な構成素子、例えばミクサに対するダイオード、フィルタ装置に対するストリップ線路グリッドフィルタは他の構成素子ないし装置により形成することができる。

図１は、本発明の第１実施例の機能を説明するための装置の概略図である。 図２は、本発明の第１実施例による装置の概略的ブロック回路図である。

Claims (29)

1. 対象物までの間隔および／または対象物の速度を検出するための高周波信号の形成方法において、
   パルス状の変調信号（６’）を第１の信号（３）と第２の信号（４）から信号形成装置（３１；１，２，Ｍ１、７，８）で形成し、
   前記パルス状の変調信号（６’）を送信装置（２０）により対象物（４０）の方向に送信し、
   対象物（４０）から反射されたパルス状信号（６”）を受信装置（２１）により受信し、
   受信した信号（６”）と第１の信号（３）からパルス状の復調信号（４”）を第１の信号処理装置（３２；Ｍ２，１５）で形成し、
   コヒーレントな信号（２３）をパルス状の復調信号（４”）と第２の信号（４）とから形成し、非コヒーレントな信号（２２）をパルス状の復調信号（４”）から第２の信号処理装置（３３；Ｍ３，１６，１７，１８）で形成する、
   ことを特徴とする方法。
2. コヒーレントな信号（２３）から対象物（４０）の接近速度を検出する、請求項１記載の方法。
3. 非コヒーレントな信号（２２）から対象物（４０）までの間隔を検出する、請求項１または２記載の方法。
4. 信号形成装置（３１；１，２，Ｍ１，７，８）で第１の発振器（１）により第１の信号（３）を形成し、第２の発振器（２）により第２の信号（３４）を形成し、これらの信号を第１の変調装置（Ｍ１）で変調された信号ペア（５）に変調する、請求項１から３までのいずれか１項記載の方法。
5. 変調された信号ペア（５）をフィルタ装置（７）、とりわけハイパスフィルタでフィルタリングされた変調信号（６）に変換し、これを第１のスイッチング装置（８）によりパルス状の変調信号（６’）に変換する、請求項４記載の方法。
6. 第１の信号処理装置（３２；Ｍ２，１５）は、受信された信号（６”）を第１の信号（３）により第２の変調装置Ｍ２）にて復調された信号（４’）に変換し、この信号を第２のスイッチング装置（１５）によってパルス状の復調信号（４”）に変換する、請求項１から５までのいずれか１項記載の方法。
7. パルス状の復調信号（４”）を、整流器（１７）とフィルタ装置（１８）、とりわけローパスフィルタによって非コヒーレントな信号（２２）に変換する、請求項１から６までのいずれか１項記載の方法。
8. パルス状の復調信号（４”）を第３の変調信号（Ｍ３）にて第２の信号（４）により、パルス状の二重復調信号（４"'）に復調する、請求項１から７までのいずれか１項記載の方法。
9. パルス状の二重復調信号（４"'）を積分器（１６）に供給し、該積分器は信号をコヒーレントな信号（２３）に積分する、請求項８記載の方法。
10. パルス形成装置（３０；１０，１１，１２，１３）で、スイッチング装置（８，１５）をアクティベートするためのパルス信号（３４，３５）を形成する、請求項１から９までのいずれか１項記載の方法。
11. 所定の持続期間の固定的中央値を中心に交互にずらされた外部クロック信号（９）と内部クロック信号（１０）を、パルス形成装置（３０）の乗算装置（１１）で統合し、パルス整形器（１２，１３）を介してスイッチング装置（１５，８）のアクティベート信号（３４，３５）を形成する、請求項１０記載の方法。
12. パルス整形器（１２，１３）で約１ｎｓの長さのパルスを形成する、請求項１１記載の方法。
13. 所定の持続期間の固定的中央値を中心に交互にずらされた外部クロック信号（９）と内部クロック信号（１０）はスイッチング装置（８，１５）を３５０ｎｓから４５０ｎｓごとにアクティベートする、請求項１０または１１記載の方法。
14. 第１の信号（３）の周波数は約２１．５GHzであり、第２の信号（４）の周波数は約２．５GHzである、請求項１から１３までのいずれか１項記載の方法。
15. 第１の信号（３）の周波数は約２４GHzであり、第２の信号（４）の周波数は約３．５GHzである、請求項１から１３までのいずれか１項記載の方法。
16. 受信装置（２１）により受信された信号（６”）をローノイズ増幅器（１４）で増幅し、それから第１の信号処理装置（３２；Ｍ２，１５）に供給する、請求項１から１５までのいずれか１項記載の方法。
17. 対象物（４０）の間隔検出をクロスエコー法で、ないしはクロスエコーパートナーによる間接的三角法により行う、請求項１から１６までのいずれか１項記載の方法。
18. 対象物までの間隔および／または対象物の速度を検出するための高周波信号の形成装置において、
    信号形成装置（３１；１，２，Ｍ１，７，８）と、送信装置（２０）と、受信装置（２１）と、第１の信号処理装置（３２；Ｍ２，１５）と、第２の信号処理装置（３３；Ｍ３，１６，１７，１８）とを有し、
    前記信号形成装置はパルス状の変調信号（６’）を第１の信号（３）と第２の信号（４）から形成し、
    前記送信装置はパルス状の変調信号（６’）を対象物（４０）の方向に送信し、
    前記受信装置は対象物（４０）から反射されたパルス状の信号（６”）を受信し、
    前記第１の信号処理装置はパルス状の復調信号（４”）を受信した信号（６”）と第１の信号（３）から形成し、
    前記第２の信号処理装置はコヒーレントな信号（２３）をパルス状の復調信号（４”）と第２の信号（４）から形成し、非コヒーレントな信号（２２）をパルス状の復調信号（４”）から形成する、
    ことを特徴とする装置。
19. 信号形成装置（３１；１，２，Ｍ１，７，８）は、第１の信号（３）を形成するための第１の発振器（１）と、第２の信号（４）を形成するための第２の発振器（２）と、当該２つの信号（３，４）を１つの変調信号ペア（５）に変調するための第１の変調装置（Ｍ１）とを有する、請求項１８記載の装置。
20. 信号形成装置（３１；１，２，Ｍ１，７，８）は、変調された信号ペア（５）をフィルタリングされた変調信号（６）に変換するためのフィルタ装置（７）、とりわけハイパスフィルタと、フィルタリングされた変調信号（６）をパルス状の変調信号（６’）に変換するための第１のスイッチング装置（８）とを有する、請求項１９記載の装置。
21. 第１の信号処理装置（３２；Ｍ２，１５）は、受信された信号（６”）を第１の信号（３）により復調信号（４’）に変換するための第２の変調装置（Ｍ２）と、復調信号（４’）をパルス状の復調信号（４”）に変換するための第２のスイッチング装置（１５）とを有する、請求項１８から２０までのいずれか１項記載の装置。
22. 第２の信号処理装置（３３；Ｍ３，１６，１７，１８）は、パルス状の復調信号（４”）を非コヒーレントな信号（２２）に変換するために整流器（１７）とフィルタ装置（１８）、とりわけローパスフィルタを有する、請求項１８から２１までのいずれか１項記載の装置。
23. 第２の信号処理装置（３３；Ｍ３，１６，１７，１８）は、パルス状の復調信号（４”）を第２の信号（４）によりパルス状の二重復調信号（４"'）に復調するために第３の変調装置（Ｍ３）を有する、請求項１８から２２までのいずれか１項記載の装置。
24. 第２の信号処理装置（３３；Ｍ３，１６，１７，１８）は、パルス状の二重復調信号（４"'）をコヒーレントな信号（２３）に積分するために積分器（１６）を有する、請求項２３記載の装置。
25. スイッチング装置（８，１５）をアクティベートするためのパルス信号（３４，３５）を形成するパルス形成装置（３０；１０，１１，１２，１３）を有する、請求項１８〜２４までのいずれか１項記載の装置。
26. パルス形成装置（３０；１０，１１，１２，１３）は乗算装置（１１）とパルス整形器（１２，１３）を有し、これにより持続期間の固定的中央値を中心にして交互にずれた外部クロック信号（９）と内部クロック信号（１０）を形成し、
    当該信号によりスイッチング装置（１５，８）がアクティベートされる、請求項２５記載の装置。
27. 変調装置（Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３）はミクサであり、
    第１の変調装置（Ｍ１）はとりわけ１つのダイオードを有する不平衡型であり、第２および第３の変調装置（Ｍ２，Ｍ３）は簡単な平衡型である、請求項１８から２６までのいずれか１項記載の装置。
28. 第３の変調装置（Ｍ３）は集積ギルバート型セルミクサを有する、請求項１８から２７までのいずれか１項記載の装置。
29. 第２の変調装置（Ｍ２）と第２のスイッチング装置（１５）との間には増幅装置（１４’）、とりわけ中間周波前置増幅器が信号レベル上昇のために設けられている、請求項１８から２８までのいずれか１項記載の装置。

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