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Die
Erfindung betrifft ein bevorzugt in der Automobiltechnik einsetzbares
Antennenradarsystem sowie ein Verfahren zu seinem Betrieb gemäß den Oberbegriffen
der jeweiligen unabhängigen
Ansprüche.
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Auf
dem Gebiet der Automobiltechnik werden bislang fast ausschließlich Fernradarsysteme (Long
Range Radar = LRR) zur Fernbereichserfassung von Detektionszielen
eingesetzt. Es besteht dort allerdings auch ein zunehmender Bedarf
zum Einsatz von Nahradarsystemen (Short Range Radar = SRR) mit Nahbereichsdetektion,
bspw. zur Durchführung
von Abstandsmessungen in Fahrzeugkolonnen (automatisches Anfahren
in Staufolgefahrten oder dgl.) oder zur Verwendung als Einparkhilfe.
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Das
Detektionsfeld für
Nahbereichsanwendungen weist im Vergleich zu Fernbereichsanwendungen
im allgemeinen einen wesentlich größeren Öffnungswinkel auf. Aufgrund
eines kleineren sogenannten EIRP-Wertes bei den Nahbereichsanwendungen
weisen diese jedoch auch eine kürzere Reichweite
auf. Der genannte EIRP(Equivalent Isotropic Radiated Power)-Wert
stellt eine reine Rechengröße dar und
gibt an, mit welcher Sendeleistung man eine in alle Raumrichtungen
gleichmäßig (isotrop)
abstrahlende Antenne versorgen müßte, um
im Fernfeld dieselbe Leistungsflußdichte zu erreichen, wie mit
einer bündelnden
Richtantenne in ihrer Hauptsenderichtung. Aus diesen Gründen ist
es nahezu unmöglich,
für die
LRR- und die SRR-Funktion eine gemeinsame Antennenapertur vorzusehen.
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Bei
den im Stand der Technik bekannten, für den Automobilbereich geeigneten
Antennenradarsystemen wird das Empfangssignal mittels unbalanzierter
Eindiodenmischer homodyn nach unten hin frequenzversetzt („abwärts gemischt"). Dadurch wird ein
Rauschen des amplitudenmodulierten Ausgangssignals bewirkt, womit
im Ergebnis die Sensitivität des
Radarsystems für
Objekte mit geringerer Entfernung erheblich begrenzt wird.
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Daneben
erreichen außerhalb
der Automobiltechnik bereits eingesetzte, auf Nahbereichserfassung/-detektion
hin optimierte Antennenradarsysteme derzeit nur eine minimale Meßentfernung
im Bereich von 0,5 m. In den oben genannten Fahrsituationen (Staufahrten
etc.) ist jedoch eine möglichst
geringe minimale Meßentfernung
im Bereich von einigen Dezimetern erwünscht.
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Der
Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Antennenradarsystem
der eingangs beschriebenen Gattung dahingehend weiter zu entwickeln,
daß die
genannte Nahbereichsschwäche
der bekannten Systeme ausgeräumt
wird. Jedoch soll diese Weiterentwicklung sich möglichst an bestehenden Antennenradarsystemen
orientieren, um die Entwicklungs- und Herstellungskosten möglichst
gering zu halten.
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Vorteile der
Erfindung
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Die
Erfindung schlägt
vor, in einem hier betroffenen Antennenradarsystem in einem Nahbereichsantennenpfad
einen Gegentaktmischer vorzusehen, welcher eine gleiche oder zumindest
sehr ähnliche
Zwischenfrequenz wie ein dort bekanntermaßen vorgesehener Phasenregelkreis
(Phase Lock Loop = PLL) nutzt.
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Das
erfindungsgemäß vorgeschlagene
Antennenradarsystem läßt sich
mittels des Gegentaktmischers im Nahbereich mittels heterodyner
Mischung betreiben, wobei die Frequenzablagen von potentiellen Detektionszielen
weit außerhalb
des Phasenrauschens eines im Nahbereichsantennenpfad angeordneten
Lokaloszillators (LO) zu liegen kommen und das Amplitudenmodulationsrauschen (AM-Rauschen)
auf dem LO-Pfad unterdrückt
wird.
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Der
Gegentaktmischer unterdrückt
somit das auf dem LO-Pfad meist vorliegende Amplitudenmodulationsrauschen;
welches zusammen mit der Trägerfrequenz
des Sendesignals in um die Zwischenfrequenz herum angeordneten Seitenbändern automatisch
mit abgemischt wird. Bekanntlich variiert bei amplitudenmodulierten
Signalen die Trägerfrequenz selbst
nicht in der Amplitude. Vielmehr tritt die Modulation in Form von
Signalkomponenten mit Frequenzen etwas oberhalb und unterhalb der
Trägerfrequenz
auf, welche Signalkomponenten gemeinhin als „Seitenbänder" bezeichnet werden.
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Im
Ergebnis werden mittels der Erfindung Nahbereichsmessungen mit einer
Ausflösung
von wenigen Dezimetern ermöglicht.
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In
einer bevorzugten Ausgestaltung wird der LO des Gegentaktmischers
mit der vierten (4-ten) Harmonischen eines Referenzoszillators gespeist; jedoch
können
an Stelle der Verwendung der vierten Harmonischen auch zwei Frequenzverdoppler
vorgesehen sein, was den zusätzlichen
Vorteil hat, daß für den Gegentaktmischer
eine maximale LO-Leistung vorgehalten
werden kann.
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Im
Bereich der Automobiltechnik werden in hier betroffenen Radarsystemen
meist monostatische Antennen eingesetzt, bei denen die ein- und ausgestrahlten
Signale (sog. „RX/TX-Feeds") eine gemeinsame
Antennenlinse verwenden. Die Polarisationsachsen dieser beiden Signale
weisen in den genannten Radarsystemen meist einen Winkel von 45° auf, um
sicherzustellen, daß die
von einem entgegen kommenden, mit einem gleichen Radar ausgerüsteten Fahrzeug
ausgehenden Signale gegenüber
dem eigenen Empfangssignal kreuzpolarisiert empfangen werden. Aufgrund
dieser Maßnahme werden
störende
Interferenzen zwischen den Signalen der beiden Fahrzeuge wirksam
unterdrückt.
Das erfindungsgemäße Antennenradarsystem
kann zu diesem Zweck so ausgebildet sein, daß die Aperturen der Fern- und
Nahbereichsfunktion kreuzpolarisiert betrieben werden, wobei mittels
schaltbarer Sendevorverstärker
im Sendepfad der Fern- und Nahbereichsradarfunktion ein zeitliches
Multiplex von Fern-/Nahmode realisiert wird. Aufgrund der an sich
bekannten Antennencharakteristik von Radarantennen, d.h. der vorgegebenen
Haupt- und Nebenkeulen bei der Abstrahl- und Einstrahlcharakteristik, käme es nämlich ohne
die genannten Maßnahmen zu
einem Übersprechen
(Kopplung) zwischen diesen beiden Funktionen. Aufrund der Kreuzpolarisation
für die
Nahbereichs- und
die Fernbereichsfunktion wird eine äußerst wirksame Entkopplung
zwischen diesen beiden Funktionen erreicht, so daß diese
Funktionen ohne weiteres in ein einziges Antennenradarsystem integriert
werden können.
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Mittels
der erfindungsgemäß vorgeschlagenen
heterodynen Frequenzumsetzung (Mischung) kann ein bestehendes vorwiegend
langreichweitiges Antennenradarsystem (LRR) um eine hochauflösende Nahbereichsdetektion
erweitert werden, um etwa ein Kombinationssystem sowohl für den Nahbereich als
auch den Fernbereich bereitzustellen.
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Das
erfindungsgemäße Antennenradarkonzept
läßt sich
mit den genannten Vorteilen neben monostatischen Antennen auch in
bistatischen Antennen einsetzen, welche bekanntermaßen voneinander getrennte
Sende- und Empfangspfade aufweisen. Bereits aufgrund dieser Pfadtrennung
wird ein Übersprechen
des Sendesignals in den Empfänger
minimiert.
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Zeichnung
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Die
Erfindung wird nachfolgend, unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung,
anhand von Ausführungsbeispielen
eingehender beschrieben, aus denen weitere Merkmale und Vorteile
der Erfindung hervorgehen.
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In
der Zeichnung zeigen im einzelnen:
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1 eine
Prinzipdarstellung einer Empfängerschaltung
mit Heterodyndetektion gemäß dem Stand
der Technik;
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2a,
beine Übersichtsdarstellung
der grundsätzlich
bei Abwärts-
und Aufwärtsmischern mittels
eines in der 1 gezeigten Mischers auftretenden
Frequenzen;
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3 ein
elektronisches Schaltbild eines bevorzugten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Antennenradarsystems;
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4a,
btypische Signalverläufe
im Zeitbereich eines Eindiodenmischers (a) und eines Gegentaktmischers
(b) im Vergleich; und
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5 eine
Sendeleistungsmaske eines erfindungsgemäßen Kombi-LRR-SRR-Sensors.
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Beschreibung
von Ausführungsbeispielen
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Wie
in der bekannten Hochfrequenz-(HF-)Sende/Empfangstechnik, bspw.
der Nachrichtentechnik, weisen die hier umfaßten Antennenradarsysteme zur
Ermöglichung
des Empfangs sehr kurzer Wellenlängen,
mit der wiederum damit verbundenen relativ hohen Ortsauflösung, einen Phasenregelkreis
(Phase-Lock-Loop ,PLL') 70 auf, welcher
von einem digitalen Teiler N moduliert wird und welcher über einen
integrierten spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) verfügt, der
zur Erzeugung eines Trägersignals
dient. Wie aus der 1 zu ersehen, fungiert der VCO
zusätzlich
als sog. Lokal-Oszillator
für den
Mischer 20 bspw. für
den Empfänger,
welcher das hochfrequente Empfangssignal f_E auf eine niedrigere
Zwischenfrequenz f_ZF heruntermischt bzw. umsetzt. Dieses Prinzip
der Frequenzumsetzung bzw. Frequenzherabsetzung wird bereits seit
vielen Jahrzehnten in Radioempfängern angewendet.
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In
den genannten signalempfangenden Detektoren unterscheidet man bekanntermaßen zwischen
einer Direktdetektion und einer Heterodyndetektion. Bei der Direktdetektion
wird ein eingehendes Empfangssignal unmittelbar weiterverarbeitet,
wohingegen bei der Heterodyndetektion ein zusätzliches, von einem Lokaloszillator
(LO) 30 eingespeistes Signal f_LO dem Empfangssignal f_E überlagert wird.
Diese beiden Frequenzen werden gemischt, um die genannte Zwischenfrequenz
(f_ZF) zu erhalten. Die Zwischenfrequenz f_ZF liegt in einem Frequenzbereich,
der sich leicht verstärken
läßt und der
die Verwendung von Frequenzselektionskreisen mit der jeweils gewünschten
Bandbreite ermöglicht.
Ein solcher Überlagerungs-Empfänger ist
schematisch in der 1 wiedergegeben.
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Normalerweise
ist die Zwischenfrequenz fest vorgegeben und nur der Oszillator 30 und
der Eingangskreis 10 werden aufeinander abgestimmt. Das Herzstück der Schaltung
ist die Mischstufe 20, in der das Empfangssignal f_E mit
der Oszillatorfrequenz f_LO überlagert
wird. Würde
man unmittelbar am Ausgang der Mischstufe 20 einen frequenzunabhängigen Widerstand
einfügen,
ergäben
sich die vier nachfolgenden unterschiedliche Frequenzen:
- a. die Eingangsfrequenz f_E
- b. die Oszillatorfrequenz f_LO
- c. die Summenfrequenz f_E + f_LO und
- d. die Differenzfrequenz f_LO – f_E (= Zwischenfrequenz f_ZF).
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Im
allgemeinen interessiert nur die Zwischenfrequenz f_ZF und deshalb
schaltet man ein auf f_ZF abgestimmtes Bandfilter 40 in
die Ausgangsleitung der Mischstufe 20. Von dort geht es
zur weiteren Verstärkung
und Selektion zu einem nachgeschalteten Zwischenfrequenz-Verstärker 50 und einem
wiederum diesem nachgeschalteten, zur schließlichen Demodulation des amplitudenmodulierten
Eingangssignals dienenden Detektor 60.
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Mittels
des in der 1 schematisch gezeigten Überlagerungsempfängers wird
demnach das Eingangssignal f_E vor der Demodulation mittels des Mischers 20 auf
die feste Zwischenfrequenz f_ZF umgesetzt bzw. gemischt. Entsprechend
wird auf der (hier nicht gezeigten) Senderseite die Modulation häufig nicht
auf der Sendefrequenz, sondern ebenfalls auf einer kleineren Zwischenfrequenz
durchgeführt
und das so entstehende Signal auf die gewünschte Sendefrequenz heraufgesetzt.
Die notwendige Überlagerungsfrequenz
wird dabei ebenfalls von einem VCO geliefert, der bspw. den Frequenzbereich
von 300 bis 450 MHz abdeckt.
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Die
vorbeschriebene Frequenzumsetzung erfolgt entweder mittels „Aufwärtsmischern" oder mittels „Abwärtsmischer", je nachdem, ob
das gewünschte
Ausgangssignal über
oder unter dem Eingangssignal liegen soll. Ein solcher Mischer stellt grds.
ein Dreitor mit den Eingängen
für die
Eingangsfrequenz f_E und die Lokaloszillatorfrequenz f_LO sowie
mit einem Ausgang für
die Zwischenfrequenz f_ZF dar, wobei das Mischen einen nicht linearen
Vorgang darstellt, bei dem wenigstens zwei der genannten Größen miteinander
multipliziert werden. Ein idealer Mischer verhält sich zwischen den Toren
,E' und ,ZF' wie ein angepaßtes, verlustbehaftetes
Zweitor, welches einfach zusätzlich
eine Frequenzverschiebung vornimmt. Am Eingang ,LO' wird das Lokaloszillatorsignal
mit der Frequenz f_LO zugeführt,
welches die Differenz zwischen f_E und f_ZF bestimmt und in der
Regel wesentlich stärker
ist als die beiden anderen Signale. Für den Zusammenhang zwischen
den genannten drei Frequenzen gilt F_ZF = +/– (f_E – f_LO).
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Bei
einem Abwärtsmischer
ist das Eingangssignal mit der Frequenz f_E hochfrequenter als das gewünschte Ausgangssignal
f_ZF. Je nachdem, ob f_E größer oder
kleiner ist als f_LO, gilt in der vorgenannten Gleichung das positive
oder negative Vorzeichen. Den Zusammenhang zwischen diesen drei Frequenzen
zeigen die 2a und 2b. Die 2a zeigt
die bei einem Abwärtsmischer
auftretenden Frequenzen, wohingegen die 2b die
bei einem Aufwärtsmischer
sich ergebenden Frequenzen umfaßt.
Die nach unten gerichteten Pfeile entsprechen Eingangssignalen,
wohingegen die nach oben gerichteten Pfeile Ausgangssignale repräsentieren.
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Neben
der gewünschten
Ausgangsfrequenz f1 tritt insbesondere noch die sog. „Spiegelfrequenz" f_SP auf, welche
eine Frequenz von f_SP = f_LO – f_ZF
aufweist (siehe 2b).
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Die
Bedeutung der Spiegelfrequenz (in 2c)
liegt darin, daß ein
externes, die Spiegelfrequenz aufweisendes Signal, bei gegebener
Lokaloszillatorfrequenz, in dieselbe Zwischenfrequenz f_ZF umgesetzt
(gemischt) wird wie das gewünschte
Eingangssignal der Frequenz f_E. Daher wird die Spiegelfrequenz
meist mittels eines geeigneten Eingangsfilters ausgefiltert. Die
störende „Spiegelfrequenz" f_SP stellt eine
spiegelbildlich (im Abstand der Zwischenfrequenz) von der Oszillatorfrequenz angeordnete
und meist unerwünschte
zweite Empfangsmöglichkeit
dar. Für
die Spiegelfrequenz f_SP gilt demnach der Zusammenhang f_SP = f_E – (2·f_ZF).
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Das
in der 3 dargestellte erfindungsgemäße Antennenradarsystem umfaßt gleichzeitig
eine von den Bezugszeichen 210 – 305 umfaßte Fernbereichs-(LRR-)funktion und eine
von den Bezugszeichen 310 – 365 sowie den Bezugszeichen 230 und 237 umfaßte Nahbereichs-(SRR-)funktion.
Die LRR-Funktion 210 – 305 und
die SRR- Funktion 310 – 365 werden
im vorliegenden Ausführungsbeispiel synchron,
d.h. nicht im Zeitmultiplexbetrieb mittels eines Umschalters, Multiplexers
oder dgl. betrieben. Es ist allerdings anzumerken, daß die vorliegende
Erfindung grundsätzlich
auch bei solchen Zeitmultiplexsystemen einsetzbar ist.
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Der
genannte Synchronbetrieb ist nur deshalb ohne Störung der beiden Funktionen
untereinander möglich,
da zwischen der SRR-Funktion und der LRR-Funktion in diesem Ausführungsbeispiel eine
Kreuzpolarisation erfolgt, was eine ausreichende signaltechnische
Isolation zwischen den beiden Funktionen bewirkt. Bei der Kreuzpolarisation
werden die polarisierten Signale der SRR-Funktion und der LRR-Funktion in an sich
bekannter Weise senkrecht zueinander polarisiert betrieben, wodurch
in vielen Situationen verhindert wird, daß sich die Signale überhaupt
konstruktiv oder destruktiv überlagern
können.
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Die
in der 3 nur schematisch angedeuteten Feeds, d.h. das
Tx/Rx-Feed 290 – 305 der LRR-Funktion
sowie das über
eine erste Patch-Antenne 237 zugeführte Tx-Feed und das über eine zweite
Patch-Antenne 365 zugeführte
Rx-Feed der SRR-Funktion, welche die eigentliche Sende-/Empfangsfunktion
der monostatischen Antenne bereitstellen, sind jeweils durch ein
in der 3 nicht gezeigtes vorbeschriebenes „Patch-Array" gebildet. Das über die
erste Patch-Antenne 237 zugeführte Tx-Feed gelangt in einen
mit einer Bias-Vorspannung 235 versorgten Vorverstärker 230.
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Bezüglich der
Patch-Arrays ist anzumerken, daß es
auf deren technische Einzelheiten in dem vorliegenden Zusammenhang
nicht ankommt. Ein solches Patch-Array für eine Hochfrequenzantenne
ist bspw. in der zeitgleich eingereichten Patentanmeldung (Anmelderakteneichen
R. 307998) ausführlich beschrieben,
auf welche in dem vorliegenden Zusammenhang vollumfänglich Bezug
genommen wird. Die genannten Feeds 290 – 305, 237 und 365 sind aus
den genannten Gründen
räumlich
voneinander getrennt angeordnet.
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Die
in der 3 gezeigte Schaltung wird nun eingehender beschrieben.
Zunächst
wird der Nahbereichsantennenpfad (SRR-Pfad) 310 – 365 beschrieben.
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Ein
von einem (nicht gezeigten) ersten Phasenregelkreis (Phase-Lock-Loop
= PLL) geliefertes Eingangssignal 200 dient zunächst zum
Betrieb eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) 205. Das
von dem VCO (vorliegend Sende-VCO) 205 erzeugte Schwingungssignal
wird mittels eines Leistungsteilers 210, 215 in
die Nahbereichssendeantenne 237 eingespeist. Dieses Eingangssignal 200 wird mittels
eines bevorzugt kapazitiven Koppelelementes 310 einem Mischer 320 zugeführt, dessen
Eingangssignal wiederum aus einer Quelle 340 stammt. Dazu wird
die vierte Harmonische eines stabilen Referenzoszillators 340,
welcher in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel
mit einer Frequenz von 4·18,65 GHz
= 74,6 GHz schwingt und das von dem VCO ausgekoppelte Signal, welches
vorliegend mit einer Frequenz von 76,5 GHz +/– 125 MHz schwingt, an einer
seriell im SRR-Pfad 310 – 365 angeordneten
Diode 320 abgemischt. Die genannte vierte Harmonische wird
in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel aus
dem vom Referenzoszillator 340 gelieferten Signal mittels
zweier in Reihe geschaltete Frequenzverdoppler 330, 335 erzeugt.
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Die
sich bei dieser Abwärtsmischung
ergebende Zwischenfrequenz liegt in diesem Beispiel folglich bei
76,5 GHz – 74,6
GHz = 1900 MHz. Die bereits erwähnte
Spiegelfrequenz, welche sich wie oben erwähnt besonders bei Störsignalen
kritisch auswirkt, wenn diese auf die gleiche Zwischenfrequenz abgemischt
werden, liegt in dem vorliegenden Beispiel bei 72,7 GHz.
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Die
in 330, 335 und 340 erzeugte Frequenz wird
einem Gegentaktmischer 345 – 360 zugeführt. Die
genaue Funktionsweise des Gegentaktmischers 345 – 360 wird
nachfolgend noch eingehender anhand der 4a und 4b beschrieben.
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Aufgrund
der ebenfalls nachfolgend noch beschriebenen heterodynen Abwärtsmischung
des Zwischenfrequenzsignals und dem über den SRR-Feed 365 zugeführten Antennensignals
fallen die Frequenzablagen von potentiellen Detektionszielen weit außerhalb
des Phasenrauschens des LO 330, 335 und 340 an.
Das Phasenrauschen wird bspw. durch Reflexion an dem RX-Feed 365 in
einem DC-nahen Frequenzbereich abgemischt.
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Das
AM-Rauschen des LO 330, 335 und 340 hingegen
wird direkt durch Gleichrichtung im Mischer in den DC-nahen Frequenzbereich
abgemischt. Die AM-Unterdrückung erfolgt
im Gegentaktmischer durch die Auslöschung aufgrund der unterschiedlichen
Polarität
der beiden Dioden.
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Bei
der technischen Realisierung der Erfindung kann die Grundmodulationsform
bekannter Systeme beibehalten werden, womit weitgehend auf existierende
Elektronik (VCO, PLL, Referenz-StaLO, etc.) zugegriffen werden kann.
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Es
ist ferner anzumerken, daß zur
Erreichung der vorgenannten Eigenschaften in einem alternativ möglichen
Pulsradar (an Stelle des vorliegenden kontinuierlichen Wellenradars),
im Gegensatz zu dem vorbeschriebenen Ansatz, eine Implementierung
schneller Schalter, deren Treiber sowie eine hoch präzise variable
Verzögerungselektronik erforderlich
wäre. Die
genannten Bauteile sind allerdings sehr kostspielig.
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Der
Fernbereichsantennenpfad (LRR-Pfad) 210 – 305 weist
zur Abwärtsmischung
des vom VCO 205 gelieferten Signals vorliegend vier unbalanzierte Ein-Diodenmischer 270 – 285 auf.
Die Mischdioden 270 – 285 liegen
jeweils separat im Pfad eines jeden Tx/Rx-Feeds 290 – 305. Die Mischdioden 270 – 285 entsprechen
dabei funktionell Schaltern, welche im Takt des Oszillators 205 geöffnet und
geschlossen werden. Die Tx-Signale gelangen über weitere vier ebenfalls
als Patch-Arrays ausgebildete Patch-Antennen 290 – 305 an
eine Fokussierungseinheit (z.B. Linse) und werden von dort abgestrahlt.
Die reflektierten Anteile gelangen über die Fokussierungseinheit
auf die Patch-Antennen 290 – 305 und werden mittels
der Mischdioden 270 – 285 in
das Basisband abgemischt. Das bei der Abwärtsmischung mittels der Mischdioden 270 – 285 sich
ergebende niederfrequente ZF-Signal wird dann über eine den Patch-Antennen 290 – 305 und
den Mischerdioden 270 – 285 nachgeordnete,
die gesamte empfangene Leistung zusammenführende TP-Struktur 240 – 265 wiederum einem
zweiten, mit einer Bias-Spannung 225 versorgten
Vorverstärker 220 zugeführt.
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Die 4a und 4b illustrieren
die Funktionsweise eines Eindiodenmischers (4a) und
eines Gegentaktmischers (4b) im
direkten Vergleich. Jeweils korrespondierende Bauteile sind zur Vereinfachung
mit entsprechenden, oben gestrichenen Bezugszeichen versehen.
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Wie
aus der 4a zu ersehen, wird eine am
Eingang anliegende Wechselspannung U_S mittels einer Transformatorspule 400 (bzw. 400') zunächst, je
nach Anwendung hoch- oder
heruntertransformiert. Im oberen Leitungszweig ist eine (Mischer-)Diode 410 angeordnet,
wohingegen auf dem unteren Leitungszweig sowohl ein Lokaloszillator
(LO) 420 und ein dem LO nachgeschalteter Widerstand 430 angeordnet
sind. Durch die bereits beschriebene Überlagerung des Eingangssignals
U_S und des Oszillatorsiganls U_LO fällt über einem am Ausgang angeordneten
Lastwiderstand R_L 440 eine mit der Zwischenfrequenz ZF schwingende
Spanung U_ZF ab. Das Oszillatorsignal U_LO steuert die Diode 410 periodisch
nichtlinear aus. Das Eingangssignal U_S sieht in der Diode 410 ein
lineares, zeitlich periodisch veränderliches Netzwerk, d.h. der
LO 420 „pumpt" die Diode 410.
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Wie
aus der 4b zu ersehen, weist der Gegentaktmischer,
im Gegensatz zum Eindiodenmischer, zwei symmetrisch geschaltete
(d.h. balanzierte) Dioden 410', 415 auf, welche von
einem LO 420' gleichsinnig
ausgesteuert werden. Der LO 420' und ein wiederum diesem zugeordneter
Widerstand 430' sind
dabei auf einem bezüglich
dem oberen und dem unteren Leitungszweig symmetrisch (mittig) angeordneten
zusätzlichen
Leitungszweig angeordnet. Die dadurch erreichte Isolation zwischen
LO 420' und
ZF unterdrückt
das LO-Rauschen am ZF-Tor.
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In
der rechten Hälfte
der 4 sind typische sich bei den beiden
Mischern ergebende Ausgangsspannungsverläufe dargestellt. Dabei zeigt
das oberste Diagramm die Spannungsverläufe der vorgegebenen Signale
U_S 470 und U_LO 460. In der linken Hälfte der 4 zeigt das obere Diagramm das an sich
bekannte Schaltbild eines Eindiodenmischers und das untere Diagramm
das Schaltbild eines ebenfalls an sich bekannten Gegentaktmischers.
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Die 5 zeigt
eine Sendeleistungsmaske (EIRP über
Frequenz) für
den Fernbereich mit Frequenzen von 76 – 77 GHz sowie den Nahbereich
mit Frequenzen von 79 – 81
GHz. Mit bekannten Antennenradarsysteme lassen sich Objekte in einer
Maximalentfernung von etwa 100 – 200
m vermessen. In diesem Bereich muß die höchste Empfindlichkeit des Systems
gewährleistet
sein. Bei einer Rampendauer von bspw. Δt = 5 ms und einem Frequenzhub
von Δf =
250 MHz würde
sich bei einem angenommenen statischen Detektionsziel (d.h. ohne
Dopplerverschiebung) in einer Entfernung von 100 m eine Frequenzablage
im homodynen Zwischenfrequenzband von fZF =
2·100
m·Δf/Δt/c = 33
kHz ergeben.