JPS6082988A - パルス・レ−ダ−装置 - Google Patents
パルス・レ−ダ−装置Info
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- JPS6082988A JPS6082988A JP19287483A JP19287483A JPS6082988A JP S6082988 A JPS6082988 A JP S6082988A JP 19287483 A JP19287483 A JP 19287483A JP 19287483 A JP19287483 A JP 19287483A JP S6082988 A JPS6082988 A JP S6082988A
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
- G01S13/50—Systems of measurement based on relative movement of target
- G01S13/52—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明は、移動目標検出機能（ＭｏｖｉｎｇＴａｒｇ
ｅｔＩｎｄｉｃａｔｉｏｎ ：以下、ＭＴＩと記す）を
備えたパルス・レーダー装置に関するものであり、ＭＴ
Ｉ性能の飛躍的向上を目的とするものである。
ｅｔＩｎｄｉｃａｔｉｏｎ ：以下、ＭＴＩと記す）を
備えたパルス・レーダー装置に関するものであり、ＭＴ
Ｉ性能の飛躍的向上を目的とするものである。
従来、この種の装置として第１図に示すものがあった。
これはコヒーレントＭＴＩレーダーの例であり、図にお
いて、１はレーダーアンテナ、２は送受切換器、３は送
信用クライストロン増幅器（この代わりにＴＷＴ増幅器
が用いられることもある）、４はタライストロン増幅器
３の駆動用のパルス変調器、５はレーダーの受信高周波
信号を中間周波数に変換する混合器（Ｍｉｘｅｒ ）
、６は安定局部発振器（Ｓｔａｂｌｅ Ｌｏｃａｌ ０
ｓｃｉｌｌａｔｏｒ ） 、７は後述するコヒーレント
発振器１０からの発振信号を送信高周波信号に変換する
ための混合器、８は中間周波増幅器、９はドツプラー周
波数偏移信号を検出するための位相検波器（Ｐｈａｓｅ
５ｅｎｓｉｔｉｖｅＤｅｔｅｃｔｏｒ） 、１０はレ
ーダーの原発振器として用いられるコヒーレント発振器
（Ｃｏｈｅｒｅｎｔ ０ｓｃｉｌｌａｔｏｒ）、１１は
コヒーレント発振器１０の出力を逓降して、レーダーの
送信繰り返し周波数のトリガ信号を作成するトリガ発振
器（Ｔｒｉｇｇｅｒ Ｇｅｎｅｒａｔｏｒ ）である。
いて、１はレーダーアンテナ、２は送受切換器、３は送
信用クライストロン増幅器（この代わりにＴＷＴ増幅器
が用いられることもある）、４はタライストロン増幅器
３の駆動用のパルス変調器、５はレーダーの受信高周波
信号を中間周波数に変換する混合器（Ｍｉｘｅｒ ）
、６は安定局部発振器（Ｓｔａｂｌｅ Ｌｏｃａｌ ０
ｓｃｉｌｌａｔｏｒ ） 、７は後述するコヒーレント
発振器１０からの発振信号を送信高周波信号に変換する
ための混合器、８は中間周波増幅器、９はドツプラー周
波数偏移信号を検出するための位相検波器（Ｐｈａｓｅ
５ｅｎｓｉｔｉｖｅＤｅｔｅｃｔｏｒ） 、１０はレ
ーダーの原発振器として用いられるコヒーレント発振器
（Ｃｏｈｅｒｅｎｔ ０ｓｃｉｌｌａｔｏｒ）、１１は
コヒーレント発振器１０の出力を逓降して、レーダーの
送信繰り返し周波数のトリガ信号を作成するトリガ発振
器（Ｔｒｉｇｇｅｒ Ｇｅｎｅｒａｔｏｒ ）である。
また１２はＭＴＩ用遅延線Ｉ４が超音波を利用する遅延
素子であるためこれに入力可能なよ・）に超音波を発振
する超音波発振器（Ｃａｒｒｉｅｒ Ｗａｖｅ０ｓｃｉ
ｌ １ａｔｏｒ）であり、１３は位相検波器９の出力信
号を、超音波発振器１２から出力される超音波グーの繰
り返し周期の１周期分だけ遅らせて出力する回路である
。工５は遅延線１４での振幅減衰を回復するための増幅
器（Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ ） 、Ｉ ６は検波器（Ｄｅ
ｔｅｃ ｔｏｒ ）であり、この出力にレーダー信号
がビデオ信号として取り出される。１７は遅延線１４に
相当する減衰を与えるための減衰器（Ａｔｔｅｎｕａｔ
ｏｒ） 、１８． Ｉ ９はそれぞれ上記増幅画工５及
び検波器１６と同様のものである。２ｏは遅延した信号
と遅延しない信号との減算を行ない差分を取り出す引算
器（Ｓｕｂｔｒａｃｔｏｒ）である。
素子であるためこれに入力可能なよ・）に超音波を発振
する超音波発振器（Ｃａｒｒｉｅｒ Ｗａｖｅ０ｓｃｉ
ｌ １ａｔｏｒ）であり、１３は位相検波器９の出力信
号を、超音波発振器１２から出力される超音波グーの繰
り返し周期の１周期分だけ遅らせて出力する回路である
。工５は遅延線１４での振幅減衰を回復するための増幅
器（Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ ） 、Ｉ ６は検波器（Ｄｅ
ｔｅｃ ｔｏｒ ）であり、この出力にレーダー信号
がビデオ信号として取り出される。１７は遅延線１４に
相当する減衰を与えるための減衰器（Ａｔｔｅｎｕａｔ
ｏｒ） 、１８． Ｉ ９はそれぞれ上記増幅画工５及
び検波器１６と同様のものである。２ｏは遅延した信号
と遅延しない信号との減算を行ない差分を取り出す引算
器（Ｓｕｂｔｒａｃｔｏｒ）である。
次に動作について説明する。
レーダーの送信周波数をｆｔとし、送信波が移動目標に
当たり、再び反射波として受信されたとき、ドツプラー
周波数偏移ｆｄを受けていたとすれば、反射波の周波数
はｆｔ±ｆｄと表わされる。
当たり、再び反射波として受信されたとき、ドツプラー
周波数偏移ｆｄを受けていたとすれば、反射波の周波数
はｆｔ±ｆｄと表わされる。
ドツプラー周波数偏移ｆｄは次式で表わされる。
２Ｖｒ ２νｒ−ｆｔ
ｆ ｄ ＝ −＝ −
λ
ｖｒ：移動目標の速度
λ：送信波長
Ｃ：光速液
このドツプラー周波数偏移ｆｄは、第１図における位相
検波器９の出力として取り出されるものであり、その原
理は次の通りである。
検波器９の出力として取り出されるものであり、その原
理は次の通りである。
即ち、コヒーレント発振器１０からの基準信号の周波数
をｆｃ、中間周波増幅器８からの受信信号の周波数をｆ
ｃ±ｆｄとし、それぞれを簡単のために正弦波連続信号
Ｖｃｏｈｏ＋ Ｖｉｆとして表現すると、 Ｖｃｏｈｏ＝Ａｓｉｎ ２ ｙｒｆ（ｔＶｉｆ＝Ｂｓｉ
ｎ （２ｙｒｆｃｔ±φｄ）φｄ＝２πｆｄｔ Ａ、 Ｂは振幅 ｔは時間 と表わされる 従って、位相検波器９の出力Ｖｐｓｄは、Ｖｐｓｄ ＝
Ｖｃｏｈｏ −Ｖｉｆ ＝ （Ａｓｉｎ ２ｎｆｃｔ） （Ｂｓｉｎ （２７Ｌ
’ｆｃｔ±φｄ＝ −（ｃｏｓ φｄ−ｃｏｓ（４πｆ
ｃｔ ＋φｄ）となる。上式において、第２項の中間周
波数ｆｃを含む成分は検波回路後段のフィルターで除去
されて、第１項の（ＡＢ／２） ・ ｃｏｓφｄの成分
のみが位相検波器９から取り出される。ここで、φｄ＝
２ｎｆｄｔであるから、（ＡＢ／２） ・ ｃｏｓφｄ
はドツプラー周波数偏移ｆｄの値によって振幅の変化す
るビデオ信号である。
をｆｃ、中間周波増幅器８からの受信信号の周波数をｆ
ｃ±ｆｄとし、それぞれを簡単のために正弦波連続信号
Ｖｃｏｈｏ＋ Ｖｉｆとして表現すると、 Ｖｃｏｈｏ＝Ａｓｉｎ ２ ｙｒｆ（ｔＶｉｆ＝Ｂｓｉ
ｎ （２ｙｒｆｃｔ±φｄ）φｄ＝２πｆｄｔ Ａ、 Ｂは振幅 ｔは時間 と表わされる 従って、位相検波器９の出力Ｖｐｓｄは、Ｖｐｓｄ ＝
Ｖｃｏｈｏ −Ｖｉｆ ＝ （Ａｓｉｎ ２ｎｆｃｔ） （Ｂｓｉｎ （２７Ｌ
’ｆｃｔ±φｄ＝ −（ｃｏｓ φｄ−ｃｏｓ（４πｆ
ｃｔ ＋φｄ）となる。上式において、第２項の中間周
波数ｆｃを含む成分は検波回路後段のフィルターで除去
されて、第１項の（ＡＢ／２） ・ ｃｏｓφｄの成分
のみが位相検波器９から取り出される。ここで、φｄ＝
２ｎｆｄｔであるから、（ＡＢ／２） ・ ｃｏｓφｄ
はドツプラー周波数偏移ｆｄの値によって振幅の変化す
るビデオ信号である。
このビデオ信号を上記構成部品１２〜２０で構成される
通常のＭＴＩに入れると、ドツプラー周波数偏移ｆｄの
値による振幅の変化のみが取り出される。依って移動目
標信号のみが出力され、固定目標信号は消去されたこと
になる。
通常のＭＴＩに入れると、ドツプラー周波数偏移ｆｄの
値による振幅の変化のみが取り出される。依って移動目
標信号のみが出力され、固定目標信号は消去されたこと
になる。
通常のＭＴＩで遅延線１個を用いた１重消去方式におけ
る周波数応答特性の一例を第２図に示す。
る周波数応答特性の一例を第２図に示す。
出力振幅は最大値を１に規格化している。同図において
、Ｔはレーダーのパルス送信繰返し周期を表わしており
、遅延線１４の遅延時間もＴである。
、Ｔはレーダーのパルス送信繰返し周期を表わしており
、遅延線１４の遅延時間もＴである。
））この方式のＭＴＩでは、ｌ／Ｔの整数倍の時間毎に
ブラインド・スピードと対応するところの移動） 目標信号も消去されるドツプラー周波数が存在している
ことは周知の事実である。
ブラインド・スピードと対応するところの移動） 目標信号も消去されるドツプラー周波数が存在している
ことは周知の事実である。
従来のパルス・レーダー装置は以上のように構成されて
おり、固定目標の反射信号が全くトンプラー周波数偏移
の無い理想的なものであれば、該固定目標の反射信号は
完全に消去されて移動目標の反射信号Ｍのみが検出され
る。しかし、実際には、固定目標である陸地、山地等の
反射信号は、第３図に斜線で示すように、周波数軸上で
広がりのあるスペクトラムになっている。このようなり
ラソター・スペクトラムＳについては、第２図のような
ＭＴＩ応答特性では十分に消去できなかった。
おり、固定目標の反射信号が全くトンプラー周波数偏移
の無い理想的なものであれば、該固定目標の反射信号は
完全に消去されて移動目標の反射信号Ｍのみが検出され
る。しかし、実際には、固定目標である陸地、山地等の
反射信号は、第３図に斜線で示すように、周波数軸上で
広がりのあるスペクトラムになっている。このようなり
ラソター・スペクトラムＳについては、第２図のような
ＭＴＩ応答特性では十分に消去できなかった。
この問題を解決する従来の方法として、遅延線を複数個
用いて多重消去系を構成し、更に負帰還技術等を採用し
、第４図に示すように成形されたＭＴＩ応答特性を用い
て固定目標消去比を改善するようにしたものがあった。
用いて多重消去系を構成し、更に負帰還技術等を採用し
、第４図に示すように成形されたＭＴＩ応答特性を用い
て固定目標消去比を改善するようにしたものがあった。
しかるにこのような方法においても、ＭＴＩの構成が複
雑化する割には効果が少なかった。
雑化する割には効果が少なかった。
本発明は上記のような従来のものの欠点を除去するため
になされたもので、レーダーの送信波に周波数変調を施
し、この送信波による反射受信波から変調信号の復調波
を抽出し、これをＭＴＩの入力とすることにより、ＭＴ
Ｉ特性を従来に比し飛躍的に改善することのできるパル
ス・レーダー装置を提供することを目的としている。
になされたもので、レーダーの送信波に周波数変調を施
し、この送信波による反射受信波から変調信号の復調波
を抽出し、これをＭＴＩの入力とすることにより、ＭＴ
Ｉ特性を従来に比し飛躍的に改善することのできるパル
ス・レーダー装置を提供することを目的としている。
以下この発明の一実施例を図について説明する。
第５図において、第１図と同一符号は同一のものを示す
。２２はＦＭ用の変調波発振器、２３は周波数変調器、
４０はパルス形ＦＭ復調器、５０は第１図における構成
部品１２〜２０のＭＴ１機能を有する構成（移動目標検
出手段）を包括して示したものである。
。２２はＦＭ用の変調波発振器、２３は周波数変調器、
４０はパルス形ＦＭ復調器、５０は第１図における構成
部品１２〜２０のＭＴ１機能を有する構成（移動目標検
出手段）を包括して示したものである。
次に動作について説明する。
本実施例装置においては、コヒーレント発振器１０と混
合器７との間に周波数変調器２３を新たに設け、送信用
コヒーレント信号の周波数を変調波発振器２２の周波数
で、周波数変調（以下ＦＭという）するようにしている
。そして、周波数変調されたコヒーレント発振器１０の
出力は混合器７を経て、タライストロン３に達し、そこ
で送信高周波パルスとなり、アンテナ１がら空間に送信
される。送信高周波パルスの搬送波周波数をｆｃ、変調
周波数をｆｍとしたとき、最大周波数偏移をΔｆとする
と、変調指数ｍｆは ｍ ｆ−Δｆ ／ ｆ ｍ で与えられる。ここで変調指数ｍｆが０．３〜０．４程
度の低い値になるように変調周波数ｆｍと最大周波数偏
移Δｆとの関係を定めれば、ＦＭ波の第２側帯波以上は
かなり小さくなり、第１側帯波のみを考慮すればよいこ
とになる。従って周波数スペクトラムは第６図に示すよ
うなものとなる。
合器７との間に周波数変調器２３を新たに設け、送信用
コヒーレント信号の周波数を変調波発振器２２の周波数
で、周波数変調（以下ＦＭという）するようにしている
。そして、周波数変調されたコヒーレント発振器１０の
出力は混合器７を経て、タライストロン３に達し、そこ
で送信高周波パルスとなり、アンテナ１がら空間に送信
される。送信高周波パルスの搬送波周波数をｆｃ、変調
周波数をｆｍとしたとき、最大周波数偏移をΔｆとする
と、変調指数ｍｆは ｍ ｆ−Δｆ ／ ｆ ｍ で与えられる。ここで変調指数ｍｆが０．３〜０．４程
度の低い値になるように変調周波数ｆｍと最大周波数偏
移Δｆとの関係を定めれば、ＦＭ波の第２側帯波以上は
かなり小さくなり、第１側帯波のみを考慮すればよいこ
とになる。従って周波数スペクトラムは第６図に示すよ
うなものとなる。
第６図は、ＦＭの他にパルス変調による各成分のスペク
トラムの拡がりを概念的に示しており、この拡がりは、
パルス変調の波形によって定まるものである。この送信
高周波パルスの電圧ｅ （ｔｌを数式で表わすと次のよ
うになる。
トラムの拡がりを概念的に示しており、この拡がりは、
パルス変調の波形によって定まるものである。この送信
高周波パルスの電圧ｅ （ｔｌを数式で表わすと次のよ
うになる。
−ｃｏｓ（ωｏ ｔ ＋ｍｆ ｓｉｎ Ｐｔ ） ・＝
＋１１但し ＥＯ：電圧振幅 に＝Ｔ／τ Ｔ：送信周期 τ：送信パルス幅 ωｏ＝２πｆｃ、 ｆｃは搬送波周波数ｍｆ＝Δω／
Ｐ ＝Δｆ／ｆｍ Δω−２πΔｆ、Δｆは最大周波数偏移Ｐ＝２πｆｍ、
ｆｍは変調周波数 上式において、大括弧内の項はパルス変調の波形を表わ
す項であり、ｃｏｓの項が周波数変調を表わす項である
。
＋１１但し ＥＯ：電圧振幅 に＝Ｔ／τ Ｔ：送信周期 τ：送信パルス幅 ωｏ＝２πｆｃ、 ｆｃは搬送波周波数ｍｆ＝Δω／
Ｐ ＝Δｆ／ｆｍ Δω−２πΔｆ、Δｆは最大周波数偏移Ｐ＝２πｆｍ、
ｆｍは変調周波数 上式において、大括弧内の項はパルス変調の波形を表わ
す項であり、ｃｏｓの項が周波数変調を表わす項である
。
このパルスＦＭ変調波がドツプラー周波数偏移を受けた
時の電圧ｅ’（ｔｌは、次のように表わされる。
時の電圧ｅ’（ｔｌは、次のように表わされる。
ｅ’１ｔｌ−
但しａ：目標物の反射面積に依って決まる値ωｄ−（４
π／λ０）・Ｖｒ、λ０は搬送波の波長。
π／λ０）・Ｖｒ、λ０は搬送波の波長。
Ｖｒは目標のレーダーに対する軸方向速度Ｐｄ＝（４π
／λｐ）・Ｖｒ、λｐは変調波の波長。
／λｐ）・Ｖｒ、λｐは変調波の波長。
Ｖｒば上に同じ
上記の（２）式によるパルスＦＭ波のスペクトラムを概
念的に表わすと、第７図の点線で示したように第６図の
スペクトラムからド・ノプラ偏移分子ｄだけずれた形に
なる。この図では、周波数が高（、＞方へ偏移している
場合を示す。この偏移の大きさは搬送波と上下側帯波の
周波数の相違骨だけ僅かながら異なり、これを図中でｆ
ｄ’、 ｆ ｄ”として示している。
念的に表わすと、第７図の点線で示したように第６図の
スペクトラムからド・ノプラ偏移分子ｄだけずれた形に
なる。この図では、周波数が高（、＞方へ偏移している
場合を示す。この偏移の大きさは搬送波と上下側帯波の
周波数の相違骨だけ僅かながら異なり、これを図中でｆ
ｄ’、 ｆ ｄ”として示している。
そしてこのようなパルスＦＭ波をレーダーで受信する。
受信波は、アンテナ】から送受切換器２を経て混合器５
で中間周波数に変換され、中間周波増幅器８により増幅
されてパルス形ＦＭ復調器４０に入力する。この復調器
４０は第６図及び第７図に示すスペクトラムに合わせて
構成されており、それを第８図に示す。
で中間周波数に変換され、中間周波増幅器８により増幅
されてパルス形ＦＭ復調器４０に入力する。この復調器
４０は第６図及び第７図に示すスペクトラムに合わせて
構成されており、それを第８図に示す。
第８図において、４０ａは入力端子、４２はＩＦ信号分
配器、４３は上側帯波用帯域通過フィルター、４４は搬
送波用帯域通過フィルター、４５は下側帯波用帯域通過
フィルター、４６は各帯域通過フィルター４３．４４．
，４５を通過したＩＦ倍信号加算するＩＦ信号加算器、
４７は受信波を周波数弁別器４８で復調する前にその振
幅を一定にするための振幅制限器、４９は復調された信
号の周波数帯域のみを増幅する復調波増幅器、４０ｂは
出力端子である。
配器、４３は上側帯波用帯域通過フィルター、４４は搬
送波用帯域通過フィルター、４５は下側帯波用帯域通過
フィルター、４６は各帯域通過フィルター４３．４４．
，４５を通過したＩＦ倍信号加算するＩＦ信号加算器、
４７は受信波を周波数弁別器４８で復調する前にその振
幅を一定にするための振幅制限器、４９は復調された信
号の周波数帯域のみを増幅する復調波増幅器、４０ｂは
出力端子である。
上記パルス形ＦＭ復調器４０においては、周波数弁別を
行なう前にパルスの周波数成分のみを通過させる帯域フ
ィルターにより信号対雑音比を改善しておく必要がある
が、受信パルス波の周波数スペクトラムは第７図のよう
になっているので、各帯域フィルター４３〜４５は、各
成分のみを取り出すようにすればよい。ここで変調指数
が０．３〜０．４程度の低い領域では、他の側帯波成分
は十分に小さいので、これを無視しても波形歪は少なく
本実施例の目的には支障がない。
行なう前にパルスの周波数成分のみを通過させる帯域フ
ィルターにより信号対雑音比を改善しておく必要がある
が、受信パルス波の周波数スペクトラムは第７図のよう
になっているので、各帯域フィルター４３〜４５は、各
成分のみを取り出すようにすればよい。ここで変調指数
が０．３〜０．４程度の低い領域では、他の側帯波成分
は十分に小さいので、これを無視しても波形歪は少なく
本実施例の目的には支障がない。
このような構成の復調器４０によってパルスＦＭ波を復
調したとき、変調波とそのドツプラー周波数成分とが取
り出されることを以下に説明する。
調したとき、変調波とそのドツプラー周波数成分とが取
り出されることを以下に説明する。
第９図に示すものは、周波数弁別器４８の入出力持性Ｆ
ｄである。横軸に入力角周波数を示し、縦軸に出力電圧
■を示す。以下簡単のために、人。
ｄである。横軸に入力角周波数を示し、縦軸に出力電圧
■を示す。以下簡単のために、人。
出力波は連続波（ｃｗ）として説明する。
ドツプラー偏移を受けたＦＭ波の瞬時角周波数偏移は（
２）式より、 であるから、瞬時角周波数は、 ｄ φ ｔ −ωｏ±ωｄ十Δ（ＬＩＣＯ３（Ｐ＋：Ｐｄ） ｔ −
（３）で表わされる。
２）式より、 であるから、瞬時角周波数は、 ｄ φ ｔ −ωｏ±ωｄ十Δ（ＬＩＣＯ３（Ｐ＋：Ｐｄ） ｔ −
（３）で表わされる。
ここで、周波数弁別器４８の入力信号角周波数の変化ｆ
ｉｎに対する特性Ｆｄを、第９図に示すように最大角周
波数偏移幅±Δωの中で直線とすれば、その特性ばＶ−
ｋ （ω−ωＯ）と表わすことができる。従って（３）
式で表わされた入力波ｆｉｎに対する出力波ｆｏｕｔの
電圧■は Ｖ＝ｋ （ω−ω０） ＝ｋ（ωＯ±ωｄ十Δωｃｏｓ （Ｐ＋Ｐｄ） ｔ −
ω０゜−±にωｄ＋にΔωｃｏｓ（Ｐ±Ｐｄ） を但し
ｋは定数 ここでにΔωば一定値となるからこれをＶｃとおけば、 ■＝±にωｄ＋Ｖｃｃｏｓ （Ｐ±Ｐｄ） ｔとなる。
ｉｎに対する特性Ｆｄを、第９図に示すように最大角周
波数偏移幅±Δωの中で直線とすれば、その特性ばＶ−
ｋ （ω−ωＯ）と表わすことができる。従って（３）
式で表わされた入力波ｆｉｎに対する出力波ｆｏｕｔの
電圧■は Ｖ＝ｋ （ω−ω０） ＝ｋ（ωＯ±ωｄ十Δωｃｏｓ （Ｐ＋Ｐｄ） ｔ −
ω０゜−±にωｄ＋にΔωｃｏｓ（Ｐ±Ｐｄ） を但し
ｋは定数 ここでにΔωば一定値となるからこれをＶｃとおけば、 ■＝±にωｄ＋Ｖｃｃｏｓ （Ｐ±Ｐｄ） ｔとなる。
ここで、変調角周波数Ｐを（般送波のドツプラー角周波
数偏移ωｄに対し、Ｐ）ωｄと取れば、上式第１項のに
ωｄは直流的となる。この周波数弁別器４８の出力電圧
波形を図に表わすと第１０図のようになり、ｋωｄ成分
は後段の復調波増幅器４９で容易に除去される。従って
出力端子４０ｂにはＶｃｃｏｓ （Ｐ＋Ｐｄ） ｔの成
分が取り出されることになる。これは、即ち元の変調角
周波数Ｐとそのドツプラー角周波数偏移成分Ｐｄとが取
り出されたことを意味する。なお、上記の条件Ｐ′Ｓ＞
ωｄを満足することは、本実施例においては非常に容易
である。
数偏移ωｄに対し、Ｐ）ωｄと取れば、上式第１項のに
ωｄは直流的となる。この周波数弁別器４８の出力電圧
波形を図に表わすと第１０図のようになり、ｋωｄ成分
は後段の復調波増幅器４９で容易に除去される。従って
出力端子４０ｂにはＶｃｃｏｓ （Ｐ＋Ｐｄ） ｔの成
分が取り出されることになる。これは、即ち元の変調角
周波数Ｐとそのドツプラー角周波数偏移成分Ｐｄとが取
り出されたことを意味する。なお、上記の条件Ｐ′Ｓ＞
ωｄを満足することは、本実施例においては非常に容易
である。
次に前記（２）式において用いたωｄ、Ｐｄの定義）か
ら本実施例の効果を説明する。
ら本実施例の効果を説明する。
ここで、
であり、かつ
であるから、
Ｐｄ λ ｏ ｆｍ
ωｄ λｐ ｆｃ
となる。これは、トンブラー周波数偏移が搬送波周波数
ｆｃと変調周波数ｆｍとに正比例するということを示し
ている。
ｆｃと変調周波数ｆｍとに正比例するということを示し
ている。
上記パルス形復調器４０で取り出されたところのドツプ
ラー偏移を受けた復調波は、位相検波器９を経てＭＴ
Ｉ ５０に入る。ここで位相検波器９には、基準信号と
してコヒーレント発振器１０゛からの出力信号に代わり
７、変調発振器２２の出力信号が用いられる。また上記
ＭＴ Ｉ ５０は、復調波信号帯域で動作する以外は従
来のものに同じである。なお、復調波の周波数が遅延線
１４の必要とする超音波の周波数であれば、第１図にお
ける超音波発振器１２と変調器１３とは不要である。
ラー偏移を受けた復調波は、位相検波器９を経てＭＴ
Ｉ ５０に入る。ここで位相検波器９には、基準信号と
してコヒーレント発振器１０゛からの出力信号に代わり
７、変調発振器２２の出力信号が用いられる。また上記
ＭＴ Ｉ ５０は、復調波信号帯域で動作する以外は従
来のものに同じである。なお、復調波の周波数が遅延線
１４の必要とする超音波の周波数であれば、第１図にお
ける超音波発振器１２と変調器１３とは不要である。
そして、」二記ＭＴ Ｉ ５０に入る復調波のドツプラ
ー周波数偏移の値は、」二連のように変調周波数ｆｍで
定まるものであり、この変調周波数ｆｍは搬送周波数ｆ
ｃに比べてかなり低いものであるから、第３図における
クラッタ−・スペクトラムＳはｆｍ／ｆｃの比で圧縮さ
れた形となり、第１１図に示すようにほとんど線スペク
トラムに近くなる。一方、移動目標信号のドツプラー周
波数偏移も同じ比率で圧縮されるが、移動目標の場合は
、それが移動しているので、本来的に第２図に示すよう
に、クラッタ−と比較して非常に大きいドツプラー周波
数偏移を持っている。従ってレーダーで捕えるべき目標
のレーダー軸方向に対しての最大速度Ｖｒｍａｘを想定
し、この時の目標信号のトンブラー周波数偏移が第１１
図における１／Ｔ以下には小さくならない程度に変調周
波数ｆｍを選定すれば、移動目標信号の検出特性を損ね
ることなく、クラッタ−・スペクトラムをｆｒｎ７’ｆ
ｃの比で圧縮できる。
ー周波数偏移の値は、」二連のように変調周波数ｆｍで
定まるものであり、この変調周波数ｆｍは搬送周波数ｆ
ｃに比べてかなり低いものであるから、第３図における
クラッタ−・スペクトラムＳはｆｍ／ｆｃの比で圧縮さ
れた形となり、第１１図に示すようにほとんど線スペク
トラムに近くなる。一方、移動目標信号のドツプラー周
波数偏移も同じ比率で圧縮されるが、移動目標の場合は
、それが移動しているので、本来的に第２図に示すよう
に、クラッタ−と比較して非常に大きいドツプラー周波
数偏移を持っている。従ってレーダーで捕えるべき目標
のレーダー軸方向に対しての最大速度Ｖｒｍａｘを想定
し、この時の目標信号のトンブラー周波数偏移が第１１
図における１／Ｔ以下には小さくならない程度に変調周
波数ｆｍを選定すれば、移動目標信号の検出特性を損ね
ることなく、クラッタ−・スペクトラムをｆｒｎ７’ｆ
ｃの比で圧縮できる。
従ってＭＴ Ｔ ５０の固定目標消去比をｆ ｍ ／
ｆＣの比で改善できたことになる。この時移動目標の速
度に対応する信号の検出範囲Ｒば第１１図に示すように
０〜１／Ｔの間のみになる。
ｆＣの比で改善できたことになる。この時移動目標の速
度に対応する信号の検出範囲Ｒば第１１図に示すように
０〜１／Ｔの間のみになる。
ここで、変調周波数ｆｍは移動目標の軸方向最大速度Ｖ
ｒｍａｘに対して、次の関係にある。
ｒｍａｘに対して、次の関係にある。
即ち、変調周波数ｆｍが受けるド・７プラ一周波数偏移
をｆｍｄとすれば、 に の時のｆｍｄが１／Ｔになるようにすれば良いから、 Ｔ ｃ 今、例として航空機目標のレーダー軸方向最大速度を３
マツハとし、Ｔ ＝ ５ ｍ ｓを代入して試算すると
、ｆ ｍ ＝３０．２Ｍｌ１ｚとなる。従って搬送波と
して、ｆ ｃ −３０００ＭＨｚの周波数を使用するパ
ルス・レーダーの場合、クラッタ−・スペクトラムはｆ
ｍ ３０ＭＨｚ １ ｒ Ｃ３０００ＭＦＩｚ １００ に圧縮されることになる。また目標の検出特性は、Ｖｒ
ｍａｘ＝３マン八において、１ ／ Ｔ ＝ ２００
Ｈｚのところにドツプラー周波数偏移の最大点が来るこ
とになるので、目標検出特性に損失は起こらない。
をｆｍｄとすれば、 に の時のｆｍｄが１／Ｔになるようにすれば良いから、 Ｔ ｃ 今、例として航空機目標のレーダー軸方向最大速度を３
マツハとし、Ｔ ＝ ５ ｍ ｓを代入して試算すると
、ｆ ｍ ＝３０．２Ｍｌ１ｚとなる。従って搬送波と
して、ｆ ｃ −３０００ＭＨｚの周波数を使用するパ
ルス・レーダーの場合、クラッタ−・スペクトラムはｆ
ｍ ３０ＭＨｚ １ ｒ Ｃ３０００ＭＦＩｚ １００ に圧縮されることになる。また目標の検出特性は、Ｖｒ
ｍａｘ＝３マン八において、１ ／ Ｔ ＝ ２００
Ｈｚのところにドツプラー周波数偏移の最大点が来るこ
とになるので、目標検出特性に損失は起こらない。
また本実施例の場合においても、第４図に示すように、
複数個の遅延線を用いてＭＴＩ特性を成形しておけば、
クラッタ−・スペクトラムの圧縮効果と目標信号の検出
特性は、さらに改善されることになる。なお上記実施例
における変調周波数３０ＭＩＩｚは容易に実施可能な周
波数である。
複数個の遅延線を用いてＭＴＩ特性を成形しておけば、
クラッタ−・スペクトラムの圧縮効果と目標信号の検出
特性は、さらに改善されることになる。なお上記実施例
における変調周波数３０ＭＩＩｚは容易に実施可能な周
波数である。
なお上記実施例では、送信パルスに周波数変調を施した
場合について述べたが、他に振幅変調または位相変調を
用いても、基本原理的には上記実施例と同様の効果を奏
する。
場合について述べたが、他に振幅変調または位相変調を
用いても、基本原理的には上記実施例と同様の効果を奏
する。
以上のように、この発明によれば、パルス・レーダー装
置のパルス送信波に周波数変調を施して送信し、受信し
たパルス信号から当該変調信号の復ｍ波を抽出し、この
復調波に対して移動目標検出機能を作動させるようにし
たので、移動目標検出特性を損じることなく、クラッタ
−・スペクトラムを圧縮し、以て固定目標消去比を従来
のものに比し飛曜的に改善することができる効果がある
。
置のパルス送信波に周波数変調を施して送信し、受信し
たパルス信号から当該変調信号の復ｍ波を抽出し、この
復調波に対して移動目標検出機能を作動させるようにし
たので、移動目標検出特性を損じることなく、クラッタ
−・スペクトラムを圧縮し、以て固定目標消去比を従来
のものに比し飛曜的に改善することができる効果がある
。
第１図は従来のパルス・レーダー装置の構成を示す図、
第２図は従来のＭＴＩの応答特性を示す図、第３図は従
来のＭＴＩにおけるクラッタ−・スペクトラムを示す図
、第４図は従来の成形されたＭＴＩ応答特性を示す図、
第５図は本発明の一実施例によるパルス・レーダー装置
の構成を示す図、第６図は該装置におけるパルスＦＭ波
のスペクトラムを示す図、第７図は該装置においてドツ
プラー周波数偏移を受けたパルスＦＭ波のスペクトラム
を示す図、第８図は該装置のパルス形ＦＭ復調器の一構
成例を示す図、第９図は該ＦＭ復調器の中の周波数弁別
器の入出力特性を示す図、第１０図はその出力電圧波形
を示す図、第１１図は本発明の一実施例によるパルス・
レーダー装置のクラッタ−・スペクトラムの圧縮効果を
示す図である。 ２３・・・周波数変調器（送信波周波数変調手段）、４
０・・・パルス形ＦＭ復調器（変調信号復調手段）、５
０・・・ＭＴＩ（移動目標検出手段）。 なお図中、同一符号は同−又は相当部分を示す。 代理人 大 岩 増 雄 第６図 第７図 周波扛ｆ− 第９図 第１０図 第１１図 」 ト
第２図は従来のＭＴＩの応答特性を示す図、第３図は従
来のＭＴＩにおけるクラッタ−・スペクトラムを示す図
、第４図は従来の成形されたＭＴＩ応答特性を示す図、
第５図は本発明の一実施例によるパルス・レーダー装置
の構成を示す図、第６図は該装置におけるパルスＦＭ波
のスペクトラムを示す図、第７図は該装置においてドツ
プラー周波数偏移を受けたパルスＦＭ波のスペクトラム
を示す図、第８図は該装置のパルス形ＦＭ復調器の一構
成例を示す図、第９図は該ＦＭ復調器の中の周波数弁別
器の入出力特性を示す図、第１０図はその出力電圧波形
を示す図、第１１図は本発明の一実施例によるパルス・
レーダー装置のクラッタ−・スペクトラムの圧縮効果を
示す図である。 ２３・・・周波数変調器（送信波周波数変調手段）、４
０・・・パルス形ＦＭ復調器（変調信号復調手段）、５
０・・・ＭＴＩ（移動目標検出手段）。 なお図中、同一符号は同−又は相当部分を示す。 代理人 大 岩 増 雄 第６図 第７図 周波扛ｆ− 第９図 第１０図 第１１図 」 ト
Claims (1)
- （１）所定の搬送波周波数を有するパルス送信波に周波
数変調を施す送信波周波数変調手段と、受信したパルス
信号のうちの変調信号を復調する変調信号復調手段と、
該変調信号の復調波を入力とし移動目標の反射波を検出
する移動目標検出手段とを備えたことを特徴とするパル
ス・レーダー装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19287483A JPS6082988A (ja) | 1983-10-14 | 1983-10-14 | パルス・レ−ダ−装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19287483A JPS6082988A (ja) | 1983-10-14 | 1983-10-14 | パルス・レ−ダ−装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6082988A true JPS6082988A (ja) | 1985-05-11 |
| JPH0257874B2 JPH0257874B2 (ja) | 1990-12-06 |
Family
ID=16298406
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19287483A Granted JPS6082988A (ja) | 1983-10-14 | 1983-10-14 | パルス・レ−ダ−装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6082988A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04350586A (ja) * | 1991-05-27 | 1992-12-04 | Tech Res & Dev Inst Of Japan Def Agency | レーダ装置 |
| JPH05281343A (ja) * | 1992-03-31 | 1993-10-29 | Tech Res & Dev Inst Of Japan Def Agency | レーダ装置 |
| JP2005530163A (ja) * | 2002-06-14 | 2005-10-06 | ローベルト ボツシユ ゲゼルシヤフト ミツト ベシユレンクテル ハフツング | 対象物までの間隔および／またはその速度を検出するための高周波信号の形成方法および形成装置 |
-
1983
- 1983-10-14 JP JP19287483A patent/JPS6082988A/ja active Granted
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04350586A (ja) * | 1991-05-27 | 1992-12-04 | Tech Res & Dev Inst Of Japan Def Agency | レーダ装置 |
| JPH05281343A (ja) * | 1992-03-31 | 1993-10-29 | Tech Res & Dev Inst Of Japan Def Agency | レーダ装置 |
| JP2005530163A (ja) * | 2002-06-14 | 2005-10-06 | ローベルト ボツシユ ゲゼルシヤフト ミツト ベシユレンクテル ハフツング | 対象物までの間隔および／またはその速度を検出するための高周波信号の形成方法および形成装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0257874B2 (ja) | 1990-12-06 |
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