JP2005303893A - 共振子型ｓａｗフィルタ - Google Patents

Abstract

【課題】 縦２重モード型の共振子型ＳＡＷフィルタにおいて、１／４波長電極を用いながら、電極指のもつ反射係数を相殺低減して、従来より通過帯域幅の広い共振子型ＳＡＷフィルタを提供する。
【解決手段】 圧電体平板上の位相伝播方向Ｘに弾性表面波を励振する入力側すだれ状電極と、前記励振された弾性表面波を受信する出力側すだれ状電極と、さらに前記入力側すだれ状電極と出力側すだれ状電極の両側に1対の反射器を有する共振子型ＳＡＷフィルタにおいて、
前記の入力側すだれ状電極および出力側すだれ状電極は、前記弾性表面波の波長をλとして電極幅Ｌがほぼλ／４で構成され、
かつ前記の入力側すだれ状電極および出力側すだれ状電極は、２種類の異なる区間Ａと区間Ｂとを交互に配置してなり、
前記区間Ａは、電極幅寸法Ｌと電極間寸法Ｓの和である電極周期長をＰ＝Ｌ＋Ｓとした場合に、電極周期長ＰがＰＡかつすだれ状電極の対数がＭＡであり、
前記区間Ｂは、電極周期長ＰがＰＢかつすだれ状電極の対数がＭＢであり、前記ＰＡとＰＢが異なることを特徴とする共振子型ＳＡＷフィルタ。
【選択図】 図１

Description

本発明は、圧電気現象を有するの圧電体平板上に１／４波長幅の入力側および出力側すだれ状電極とその両側に一対の反射器を形成し、レイリー波とかＳＴＷ（Surface Transversal Wave）波あるいはＳＳＢＷ波、ＳＨ波、ラブ波、セザワ波等の弾性表面波を利用して実現する縦２重モード型等の共振子型ＳＡＷフィルタに関する。

従来、圧電気を有する圧電体として水晶ＳＴＷカット基板が使われてきた。前記基板は弾性表面波（ＳＴＷあるいはＳＳＢＷ）の速度が５１００ｍ／ｓと速く、ＧＨｚ帯用途のＳＡＷデバイスとして１９７９年の早くから研究され使用されて来た経緯がある。

前記のＳＴＷカット水晶板については、すでによく知られているものであり、水晶結晶の基本軸である電気軸Ｘ,機械軸Ｙ,光軸Ｚからなる直交座標系において、機械軸Ｙに直交するＹ板を電気軸Ｘ回りにθ度（特に零温度係数が得られるθ＝３３度から４７度）回転した基板において、回転後のＹ板の光軸方向Ｚ’に伝播するＳＴＷあるいはＳＳＢＷ（ｓｕｒｆａｃｅ ｓｋｉｍｍｉｎｇ ｂｕｌｋ ａｃｏｕｓｔｉｃ ｗａｖｅ）型弾性表面波を利用したものである（参考文献として、非特許文献４を揚げることができる）。

前記のＳＴＷ基板を利用して、縦２重型とか縦３重型等の共振子型ＳＡＷフィルタを構成すると、１ＧＨｚから３ＧＨｚ帯のＳＡＷデバイスが実現できる。前記の共振子型ＳＡＷフィルタの従来技術の例として、たとえば特許文献１及び特許文献２を揚げることができる。または、従来の技術により実現された共振子型ＳＡＷフィルタの例として、非特許文献５を揚げることができる。

特願昭６１−２８９０９１公報 特願平１１−５６２９９３公報 ＵＳＰ ５，２２０，２３４ Ｔ．ＮＩＳＨＩＫＡＷＡ etal："ＳＨ-ＴＹＰＥ ＳＵＲＦＡＣＥ ＡＣＯＵＳＴＩＣ ＷＡＶＥＳ ＯＮ ＲＯＴＡＴＥＤ Ｙ-ＣＵＴ ＱＵＡＲＴＺ"，Ｐｒｏｃ． ３４ｔｈ Ａｎｎ． Ｆｒｅｑ．Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ，ｐｐ．２８６−２９１（Ｍａｙ １９８０）. Ｈｉｒｏｍｉ Ｙａｔｓｕｄａ："ＳＡＷ Ｄｅｖｉｃｅ Ａｓｓｅｎｂｌｙ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ"，Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ Ｄｅｖｉｃｅ ｆｏｒ Ｆｕｔｕｒｅ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ，Ｃｈｉｂａ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ ｐｐ．１８９−１９４（５ｔｈ Ｍａｒｃｈ ２００１）

しかしながら、前述の従来技術を使用し共振子型ＳＡＷフィルタを構成した場合には、通過比帯域幅が５００ｐｐｍ程度の極めて狭帯域なものしか実現できないという課題が存在した（非特許文献５を参照のこと）。ちなみに、通過比帯域幅とは３ｄＢ帯域幅をフィルタ中心周波数で割った値である。

そこで今回の本発明は、この狭帯域化の原因を究明して、解決策を考案したものである。本発明において用いた技術的および理論的手段は、周期的構造を有するすだれじょう電極の新規導入と、著者等の考案による“周波数ポテンシャル設計手法”を活用して、このような問題点を解決するものである。前記“周波数ポテンシャル設計手法”を簡単に言えば、周波数ポテンシャル関数ＦＴＰ（Ｘ）、弾性表面波の速度Ｖｓ、素子の空間波長２Ｐ（Ｘ）の関係式 ＦＴＰ（Ｘ）＝Ｖｓ／｛２Ｐ（Ｘ）｝ を弾性波動の伝搬制御に利用するものである。ただし、Ｘは弾性表面波の位相進行方向の位置座標である。

その目的とするところは、例えば零温度係数を有して周波数温度特性が優れ、かつ材料のＱ値が数万と優れかつ高速度な水晶ＳＴＷ基板とλ／４電極を使用し、低挿入損失かつ比帯域幅が２０００ｐｐｍと比較的広帯域幅で安定な縦多重モード型の共振子型ＳＡＷフィルタを実現することにある。さらに本発明のＳＡＷフィルタの用途としては、ＧＰＳ装置（ｇｒｏｂａｌ ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ ｓｙｓｔｅｍ）のＲＦ−フィルタ用が最適であり、これによって、従来品に対して、１／１０に通過帯域幅を縮小して、益々に輻輳するデジタル無線通信装置が発生する雑音の影響を大幅に低減し、社会的に重要な機能を果すＧＰＳ装置の精度を著しく向上し維持することができる他、ＧＰＳ装置とＵＷＢ（Ｕｌｔｒｕ Ｗｉｄｅ Ｂａｎｄ）とか他の通信装置の近接使用などにおいて今後多大な利点が期待できる。

（１）本発明の共振子型ＳＡＷフィルタは、圧電体平板上の位相伝播方向Ｘに弾性表面波を励振する入力側すだれ状電極と、前記入力側すだれ状電極により励振された弾性表面波を受信する出力側すだれ状電極と、さらには前記入力側すだれ状電極と出力側すだれ状電極の両側に1対の反射器を有する共振子型ＳＡＷフィルタにおいて、
前記の入力側すだれ状電極および出力側すだれ状電極は、前記弾性表面波の波長をλとして電極幅Ｌがほぼλ／４で構成され、
かつ前記の入力側すだれ状電極および出力側すだれ状電極は、２種類の異なる区間Ａと区間Ｂとを交互に配置してなり、
前記区間Ａは、電極幅寸法Ｌと電極間寸法Ｓの和である電極周期長ＰをＰ＝Ｌ＋Ｓとした場合に、電極周期長ＰがＰＡかつすだれ状電極の対数がＭＡであり、
前記区間Ｂは、電極周期長ＰがＰＢかつすだれ状電極の対数がＭＢであり、前記ＰＡとＰＢが異なることを特徴とする。

上記（１）の構成によれば、区間Ａと区間Ｂの各電極指からの反射波の総和が相互に相殺して減少する。その結果、基板の実効的な反射係数を低減して広帯域幅な縦２重型および縦３重モード型等の共振子型ＳＡＷフィルタが実現できる。

（２）本発明の共振子型ＳＡＷフィルタは、請求項１の記載において、前記圧電体平板と前記すだれ状電極が形成する電極指１本当りの弾性表面波の反射係数γが０．０３から０．１０の範囲であることを特徴とする。

上記（２）の構成であれば、弾性表面波の速度が５１００ｍ／ｓｅｃと高速な、従って高周波数動作が可能な水晶ＳＴＷカットであるとか、速度が１００００ｍ／ｓｅｃのダイヤモンドを用いた基板の利用が可能である。さらに前記の基板を用いて１〜３ＧＨｚの周波数をもつ共振子型ＳＡＷフィルタにおいて、十分に厚い膜厚約1０００×１０^-10ｍのλ／４電極を形成して信頼性のある共振子型ＳＡＷフィルタを形成できる。

（３）本発明の共振子型ＳＡＷフィルタは、請求項１の記載において、前記すだれ状電極の対数ＭＡおよびＭＢが、２から６対の範囲であることを特徴とする。

上記（３）の構成であれば、反射係数を低減するための単位となる前記区間Ａと区間Ｂのもつ対数が少ないために、電極指の交差幅を自由に変えて周波数特性を設計する手法の一つである幅重み付け法が使用でき、共振子型ＳＡＷフィルタの周波数特性精度が出せるという効果がある。

（４）本発明の共振子型ＳＡＷフィルタは、請求項１の記載において、前記区間Ａと区間Ｂの電極周期長の比ＰＢ／ＰＡについて、ＰＢ／ＰＡ＜1とした場合に、区間Ｂのみの電極指を給電導体に接続しことを特徴とする。

上記（４）の構成とすれば、区間Ａのすだれ状電極によって発生する反射係数が大きな下側の周波数成分（不用な周波数成分）を発生させないため、希望する単一の周波数特性を実現することができるという効果がある。

（５）本発明の共振子型ＳＡＷフィルタは、請求項１の記載において、前記共振子型ＳＡＷフィルタにおいて、利用する共振モードが対称モードＳ０と斜対称モードＡ０の２個の共振状態であり、前記２個の共振現象を結合して得られる縦２重モード型であり、かつ前記区間Ａと区間Ｂの全体が示す反射係数γaｂが０．０１から０．０２の範囲であることを特徴とする。

上記（５）の構成とすれば、弾性表面波の速度が５１００ｍ／ｓｅｃと高速で、従って高周波数動作が可能な水晶ＳＴＷカットのもつ電気機械結合係数Ｋ２が０．００１７と小さな基板において、電極膜厚を著しく薄くしなくても、通過比帯域幅が２０００から３０００ｐｐｍの縦２重型の共振子型ＳＡＷフィルタが実現できる。例えば、１.５ＧＨｚにおいて膜厚み約1０００×１０^-10ｍのλ／４電極を形成して、前記通過比帯域幅の特性をもつものが実現できるという効果がある。

（６）本発明の共振子型ＳＡＷフィルタは、請求項１の記載において、前記反射器の中心周波数ｆ（Ref）と、前記区間Ｂのすだれ状電極が発生する周波数ｆ（IDT）を一致させたことを特徴とする。

上記（６）の構成とすれば、圧電体平板とすだれ状電極から形成される本来の大きな反射係数γをもつ反射器の反射特性の最大値が利用できるため、反射器の導体本数が少なくでき、共振子型ＳＡＷフィルタの小型化ができるという効果がある。
（７）本発明の共振子型ＳＡＷフィルタは、請求項１の記載において、前記区間Ａと区間Ｂの電極周期長の比ＰＢ／ＰＡについて、０．８＜ＰＢ／ＰＡ＜１範囲としたことを特徴とする。

上記（６）の構成とすれば、圧電体平板の反射係数γが０．０３から０．１であるものにおいて、区間Ａと区間Ｂの各電極指からの反射波の総和が相互に相殺して減少させ、区間Ａと区間Ｂの全体が示す反射係数γaｂが０．０１から０．０２の範囲とすることができるという効果がある。

（８）本発明の共振子型ＳＡＷフィルタは、請求項１の記載において、前記圧電体平板と前記すだれ状電極が形成する電極指１本当りの弾性表面波の反射係数γが０.０５±０.０２であり、かつＰＢ／ＰＡの比が０．９±０．０２であり、かつ実動作状態における電極指１本当りの弾性表面波の反射係数γａｂが０．０１から０．０２範囲であることを特徴とする。

上記（８）の構成とすれば、比較的大きな反射係数をもつ圧電体平板、例えば水晶ＳＴカットにおるレイリー波使用、ＳＴＷカットにおるＳＳＢＷ使用、ダイヤモンド基板におるセザワ波使用の場合等において、特定の構成上件を設定し上記（８）の構成をとれば、通過帯域幅の広い共振子型ＳＡＷフィルタを実現できるという効果がある。
（９）本発明の共振子型ＳＡＷフィルタは、請求項１の記載において、前記前記圧電体平板が水晶ＳＴＷカットであり、前記すだれ状電極はアルミニウム金属により形成されて電極指１本当りの弾性表面波の反射係数γが０．０５±０．０２であり、かつＰＢ／ＰＡの比が０．９±０．０２であり、かつ前記ＭａとＭＢが４対であり、区間Ｂのみの電極指を給電導体に接続し、かつ前記入力側すだれ状電極と出力側すだれ状電極の和Ｍが１１６±１０対であり、かつ前記すだれ状電極の交差指幅ＷＣＲが９０〜１１０波長であり、前記反射器の導体本数は２０から８０本であることを特徴とする。

上記（９）の構成とすれば、１．５７ＧＨｚ動作のＧＰＳ装置用途のＲＦフィルタが実現でき、通過帯域幅が２ＭＨｚであるため、従来のＬｉＴａＯ₃基板を用いた３０ＭＨｚ幅のものに対して、約１／１０の狭帯域幅であることより、受信信号に関して約１０倍のＳ
／Ｎ比の改善ができるという効果がある。

（１０）本発明の共振子型ＳＡＷフィルタは、請求項９の記載において、前記水晶ＳＴＷカットは、水晶回転Ｙ板を電気軸（Ｘ軸）回り反時計方向にθ＝３５度から３８度回転した水晶平板であることを特徴とする。

上記（１０）の構成とすれば、請求項（９）の条件が最良に適用できるという効果がある。

水晶からなる圧電体基板すなわち圧電体平板から前述のＳＴＷカットを切り出して、その表面を鏡面研磨した後、レイリー型あるいはＳＳＢＷ型等の弾性表面波の位相伝搬方向Ｘに対して直交して、例えば金属アルミニウムからなる多数の平行導体の電極指を周期的に配置した入力側すだれ状電極および出力側すだれ状電極を形成しさらには、前記入力側すだれ状電極と出力側すだれ状電極の両側に1対の反射器を形成して、縦２重モード型の共振子型ＳＡＷフィルタを構成することができる。

以下本発明の共振子型ＳＡＷフィルタの実施の形態について、まず理解を容易ならしめるために、図１によって具体的な実施例の構成を説明した後、図２、図３、図４、図５に動作特性と原理の概念を説明し、図８、図９に従来品の特性、図６、図７、図１０、図１１を使用して、本発明の共振子型ＳＡＷフィルタが有する特性を詳細に説明する。

（実施例１）
図１は請求項１の発明に係わる共振子型ＳＡＷフィルタ（以下略して本素子と称すことがある）の一実施例について、圧電体平板上に形成した電極パターンを図示したものである。

図１中の各部位の名称は、１００は水晶、ＬｉＴａＯ₃等からなる圧電体平板、１０１および１０２は反射器、１０３は入力側すだれ状電極、１０４は出力側すだれ状電極、１０５および１１４は反射器を構成する導体ストリップ、１０６Ａと１０７Ａは給電導体（ブスバー）から切断された区間Ａの正極と負極の電極指、１０６Ｂと１０７Ｂは給電導体（ブスバー）に接続された区間Ｂの正極と負極の電極指、１０８と１０９は各々正極側と負極側の入力側給電導体（ブスバー）である。同様に、１１０Ａと１１１Ａは給電導体（ブスバー）から切断された区間Ａの正極と負極の電極指、１１０Ｂと１１１Ｂは給電導体（ブスバー）に接続された区間Ｂの正極と負極の電極指である。１１２と１１３は各々正極側と負極側の出力側給電導体（ブスバー）である。さらに、圧電体平板上の１１５は利用する弾性表面波の位相伝搬方向であるＸ軸である。さらにまた、実線にて区分された１１６、１１８等は区間Ａに対応する入力側すだれ状電極の部分、１１７、１１９は区間Ｂに対応する入力側すだれ状電極の部分、実線にて区分された１２０、１２２等は区間Ａに対応する出力側すだれ状電極の部分、１２１、１２３は区間Ｂに対応する出力側すだれ状電極部分である。１０３の入力側すだれ状電極は区間Ａ（１１６）、区間Ｂ（１１７）、区間Ａ（１１８）、区間Ｂ（１１９）、・・・のように、区間Ａと区間Ｂを交互に配置して構成されており、また１０４の出力側すだれ状電極も、区間Ａ（１２０）、区間Ｂ（１２１）、区間Ａ（１２２）、区間Ｂ（１２３）・・・のように、区間Ａと区間Ｂを交互に配置して構成されている。このように構成されたすだれ状電極１０３と１０４の前記Ｘ軸方向の両側に１対の反射器１０１と１０２が配置されている。前記反射器は無くても良い場合があるが、付加すると素子の特性を著しく向上できる。

さらに説明すると、前記区間Ａはすだれ状電極(以下略してＩＤＴ：Interdegital Transducerと称す)を構成する正負の電極指を1対として、その対数がＭＡ対からなり、一方、前記区間ＢはＩＤＴを構成する正負の電極指を１対として、その対数がＭＢ対からなる。図１は全体でいわゆる一般的には縦２重モード型の共振子型ＳＡＷフィルタを構成している。

また、前記区間Ａは、電極幅寸法Ｌと電極間寸法Ｓの和である電極周期長ＰをＰ＝Ｌ＋
Ｓとした場合に、電極周期長ＰがＰＡかつ、すだれ状電極の対数がＭＡであり、前記区間Ｂは、電極周期長ＰがＰＢかつ、すだれ状電極の対数がＭＢであるとする。前記の電極周期長ＰＡとＰＢは異ならしめて使用する。また前記対数ＭＡおよびＭＢは、２から６対の範囲が良好である。また前記のＭＡあるいはＭＢが７対以上の範囲でも素子の構成が可能であるが、入力および出力側ＩＤＴの対数は４０から６０対程度が多いため、ＭＡあるいはＭＢは最大２０対程度である。あまりＭＡとＭＢが大きいと、ＩＤＴの構造が大きく離散的となりフィルタ特性設計の自由度が損なわれ好ましくない。

また、前記区間Ａと区間Ｂの電極周期長の比ＰＢ／ＰＡについて、ＰＢ／ＰＡ＜１とした場合に、区間Ｂのみの電極指を給電導体に接続する。図１の場合には、入力および出力ＩＤＴの区間Ｂのみの電極指１０６Ｂ、１０７Ｂ、１１０Ｂ、１１１Ｂが給電導体１０８、１０９、１１２、１１３に接続している。

さらに、前記反射器の中心周波数ｆ（Ref）と、前記区間Ｂのすだれ状電極が発生する周波数ｆ（IDT）を一致させており、両周波数は区間ＡのＩＤＴおよび区間ＢのＩＤＴの電極周期長ＰＡとＰＢの組み合わせと、反射器１０１と１０２の電極周期長ＰＲの関係を適切に設定して、前記ｆ（Ref）＝ｆ（IDT）と設定する。

以上に述べた図１の構成全体で、入力側のＩＤＴで発生した弾性表面波は１対の反射器１０１と１０２で反射して定在波振動状態を形成して利用すべき固有共振モードを発生する。これら固有モードはＸ軸方向に振動変位が変わる対称モードＳ０と斜対称モードＡ０の２個の共振状態であり、前記２個の共振現象を結合して縦２重モード型のＳＡＷフィルタを構成している。ただし、従来の技術と異なる点は、前記区間Ａと区間Ｂの全体が示す反射係数γaｂが０．０１から０．０２の範囲であることである。

さらに構成条件として、前記圧電体平板１００と前記ＩＤＴ（１０３，１０４等）が形成する１０５、１０６Ａ、１０６Ｂ等電極指１本当りの弾性表面波の反射係数γが０．０３から０．１の範囲である場合において、本発明の手段は特に効果的である。

さらにまた、前記前記圧電体平板が水晶ＳＴＷカットであり、前記すだれ状電極はアルミニウム金属により形成されて電極指１本当りの弾性表面波の反射係数γが０．０５±０．０２であり、かつＰＢ／ＰＡの比が０．９±０．０２であり、かつ前記ＭａとＭＢが４対であり、区間Ｂのみの電極指を給電導体に接続し、かつ前記入力側すだれ状電極と出力側すだれ状電極の和Ｍが１１６±１０対であり、かつ前記すだれ状電極の交差指幅ＷＣＲが９０〜１１０波長であり、前記反射器の導体本数は２０から８０本である。さらに前記水晶ＳＴＷカットは、水晶回転Ｙ板を電気軸（Ｘ軸）回り反時計方向にθ＝３５度から３８度回転した水晶平板である。

つぎに、図２において本発明の素子の動作原理につき説明する。
図２は本発明になる図１のような区間Ａと区間Ｂからなる周期的構造を取るＩＤＴを“周波数ポテンシャル設計手法”を活用して表示したものである。図２中の、２００と２０２は前述の区間Ａからなるブロックであり、２０１と２０３は前述の区間Ｂからなるブロックである。また、図２中の４つの２０９等の曲線は、弾性表面波の伝搬状態である伝搬帯（斜線領域）および、弾性表面波が伝搬できずに減衰する状態を示めす非伝搬帯（ストップバンドとも呼ばれる白い領域）の特性全体を示す特性曲線であり、波数分散曲線と呼ばれている。波数分散曲線は横軸波数ｋ＝２π／λ（1/ｍ）であり、縦軸は周波数FTP（Ｈｚ）で表示した。ＦＴＰは本発明において活用する“周波数ポテンシャル”の略号である。ＦＴＰは利用する弾性表面波の速度をＶｓとすれば、前述の電極周期長Ｐ＝ＰＡ，ＰＢと、ＦＴＰ＝Ｖｓ／（２×Ｐ）の関係にある。さらに、基準周波数をＦＴＰ０として、周波数の変化率Ｄ＝（ＦＴＰ−ＦＴＰ０）／ＦＴＰ０で表現することが効率的である。分散曲線上の白丸印２０４等はＩＤＴによって発生する弾性表面波の動作点を示すもので、２０８の矢印にて示される右進行波、左進行波が生じている。また２０６で示される周波数差分量Ｄは前記の周波数変化率表示であり、区間Ａと区間Ｂの周波数ポテンシャル差である。すなわち、区間ＡのＦＴＰＡは、ＦＴＰＡ＝Ｖｓ／（２×ＰＡ），区間ＢのＦＴＰＢ＝Ｖｓ／（２×ＰＢ）の差Ｄ＝ＦＴＰＡ−ＦＴＰＢの関係にある。さらに、２０５の破線枠で示す領域は、本発明の図１の構成により発生した無反射係数γａｂ＝０をもつ伝搬帯領域である。ちなみに各区間Ａおよび区間ＢはＩＤＴの対数ＭＰ（＝ＭＡ＝ＭＢ）は検討の結果、２から６対程度の数対で構成できることがわかった。前記の無反射係数γａｂ＝０をもつ伝搬帯領域の発生メカニズムについては、さらに図５を用いて詳述する。

つぎに、本発明の共振子型ＳＡＷフィルタの特性についての説明に入る前に、図３と図４を用いて、前述の図２の周期的構造を取るＩＤＴを用いて構成した正規型のトランスバーサルフィルタの特性につき説明する。ちなみに前記正規型のトランスバーサルフィルタとは、図１の実施例において反射器１０１と１０２が存在しない構成の素子である。

まず、図３は前記正規型のトランスバーサルフィルタの伝送特性図であり、３つの特性図（３−ａ）と（３−ｂ）と（３−ｃ）から構成されている。いずれも、同図横軸は周波数変化率ｄｆ／ｆ（ｐｐｍ）であり、縦軸は対数表示されたフィルタの動作伝送量特性SB(f)の対数表示（ｄB）である。

まず、（３−ａ）から説明すると、（３−ａ）は、前述区間Ａの電極周期長ＰＡと区間Ｂの電極周期長ＰＢの比であるＰＰＴ＝ＰＢ／ＰＡ＝１.０の関係にある場合である。 この条件は従来品の設計条件によるものであり、この条件において、区間Ａおよび区間Ｂが発生する弾性表面波の周波数は同一の動作点となるため一致した周波数であり、従ってフィルタ特性は最低挿入損失ピークが１個である伝送特性となっている（３００のＡ＆Ｂ）。

つぎに（３−ｂ）は、前記比ＰＰＴ＝０．８５の場合であり、この条件はまた区間Ａの電極周期長ＰＡと区間Ｂの電極周期長ＰＢの比がＰＰＴ＝ＰＢ／ＰＡ＝０．８５の関係にある場合である。この状態においては、区間Ａより区間Ｂが発生する弾性表面波の周波数が１５％上昇した配置となる。区間ＡがつくるＩＤＴの周波数特性が３１１であり、区間Ｂがつくる周波数特性が３０１であるため、フィルタ特性は最低挿入損失ピークが２個となっている（３０１および３１１）。また、３０１と３１１のピーク間の周波数変化率差は約１２，０００ｐｐｍ差となっている（ここで、1ｐｐｍ＝１０^-06）。

つぎに（３−ｃ）は、前記比ＰＰＴをさらに小さくしたＰＰＴ＝０.７８の場合であり、この条件はまた区間Ａの電極周期長ＰＡと区間Ｂの電極周期長ＰＢの比がＰＰＴ＝ＰＢ／ＰＡ＝０.７８の関係にある場合である。この状態においては、区間Ａより区間Ｂが発生する弾性表面波の周波数が２２％上昇した配置となる。区間ＡがつくるＩＤＴの周波数特性が３１２であり、区間Ｂがつくる周波数特性が３０２であるため、フィルタ特性は最低挿入損失ピークが２個となっている（３０２および３１２）。また、３０２と３１２のピーク周波数変化率差は（３−ｂ）の場合より広がり、約１５，０００ｐｐｍ差となっている。

図３において注目すべき特性は、特性曲線のピーク３００、３０１、３０２付近の領域における伝送特性の形状が大きく変化している点である。図中の記号であるΓがＩＤＴを構成する電極指の１本、１本からの反射効果の総和に比例する特性量である。前記の反射効果の総和とは、電極指の１本の反射係数をγとして、ＩＤＴ全体のもつ反射係数Γ＝２γＭのことである。従って、前記のΓが小さいほど電極指１本のもつ反射係数が小さいことになる。図（３−ｃ）の場合には、３０２ピークのΓがほぼゼロとなり、素子のもつ反射効果が消滅した状態を示している（無反射係数γａｂ＝０に相当する）。前記の無反射係数γａｂ＝０をもつ伝搬帯領域の発生メカニズムについては、さらに図５を用いて詳述することはすでに述べた。

図４は図３におけるＰＰＴ＝ＰＢ／ＰＡとΓの関係を取り出した特性図である。図４はまた本発明の前述の実施例１および図２の周期的構造が有する弾性表面波の反射現象の物理的な特徴を図示するものである。図４において、横軸は前述のＰＰＴであり、縦軸は前述のΓ値をとって、これらの関係を図示した特性曲線４００である。同図４において、ＰＰＴが０.７８±０.０２付近（Ｑ点）となると、前記の全反射係数Γがほぼゼロとなっている。また、ＰＰＴ＝ＰＢ／ＰＡ＝０．９付近（Ｐ点）では、従来品の反射係数に対して約６ｄＢの減少が認められる。

つぎに図５は、前述のＱ点である無反射係数γａｂ＝０をもつ伝搬帯領域の発生メカニズムについて図示したものである。 図中の縦軸のＦは周波数軸であり、右側半面に位置する横軸は、反射係数γの振幅を表し、左側半面に位置した横軸は、前記反射係数γの位相角θであり、反射波の位相角θに相当する。図中の曲線５００は前述の区間Ａがつくる反射係数γａの振幅特性であり、５０２は反射係数γａの位相特性である。位相が０度の場合は、反射波は入射波と同位相状態であり、位相が１８０度の場合には入射波と反射波は逆位相状態であることを意味する。一方、５００から上方に周波数変化率にして＋０．２２シフトした曲線５０１は、前記区間Ｂのもつ反射係数γｂの振幅特性である。また５０３はγｂの位相特性である。まず区間ＡのＩＤＴは給電導体から切り離されており弾性表面波を励振しないが、５００と５０２の反射特性を有する。５００は電極周期長がＰＡの区間ＡのＩＤＴ対数が４対で、電極指１本当りの反射係数が０．０５の場合につき計算したものである。前記反射特性５００においてγ＝０となる周波数点は弾性表面波の伝搬点を示すものであり、入射波は反射せずに区間Ａを通過する。下側の伝搬点と上側の伝搬点の幅であるストップバンド幅ＢＷは、この場合０．２５（２５％）の大きな幅となっている。これはＩＤＴの対数ＭＰが４対と極めて小さいことによる。反射特性５０１は、電極周期長がＰＢの区間ＢのＩＤＴ対数が４対で、電極指1本当りの反射係数が０．０５の場合につき同様に計算したものである。特性５０１は特性５００を０．２２（２２％）上昇させたもので、これは電極周期長ＰＢがＰＡの７８％に設定されていることによる。特性５０１のストップバンド幅ＢＷは０．２５（２５％）であり、区間Ａと同一である。区間Ｂは給電導体と接続し励振されるため弾性表面波を励起して放射する点が区間Ａとは異なる。前記の励起された弾性表面波は、おおむね振幅動作点Ｂ１と位相動作点Ｂ２の近傍の周波数成分を持ち、この発生した表面波は、区間Ａに至り同一周波数の振幅動作点Ａ１と位相動作点Ｂ２で動作する。位相動作点Ａ２とＢ２は位相がほぼ反転するような配置であり、区間Ａと区間Ｂからの反射波は合成され、相殺されて全体の反射波がゼロとなるため、反射係数γａｂ＝０が実現する。従って、前記動作点（Ｂ１，Ｂ２）のつくる近傍の周波数は無反射の伝搬帯となるわけである。以上が本発明の基礎となる現象の説明である。また、周波数上昇量が０から+０．２２の範囲であれば、前記区間Ａと区間Ｂの多数繰り返しが作るトータルな反射係数Γは１から０の間の値を取ることになる。前述の図４の特性はこの状態を示している。 本発明は以上の動作原理にもとづき、前記区間Ａと区間Ｂの全体が示す反射係数γaｂが０．０１から０．０２の範囲である状態を実現し、対称モードＳ０と斜対称モードＡ０の２個の共振状態を利用して、共振子型のＳＡＷフィルタを実現するものである。

つぎに、本発明の前述の実施例図１が示すフィルタ特性について説明する。
まず図６は、水晶ＳＴＷカットが示す反射係数γの特性図である。前記ＳＴＷカットはオイラー角（φ，θ，ψ）表示で、（０°，１２７±２°，９０°）のものである。図６の横軸は、電極指の導体幅Ｌと電極周期長Ｐとの比である線幅比η＝Ｌ／Ｐであり、縦軸は電極指１本当りのもつ反射係数γの値を％表示したものである。図中の特性曲線６００は電極膜厚Ｈに対する弾性表面波の波長λの比が０．０３の場合であり、特性曲線６０１はＨ／λ＝０．０５の場合である。仮に素子の動作周波数が１．５ＧＨｚの場合については、波長λはＳＳＢＷ弾性表面波の速度が約５１００（ｍ／ｓ）であるから、λ＝５１００／１．５×１０⁺⁹＝３．４×１０^-6ｍであり、この場合のＨは、Ｈ／λ＝０．０３において１０２０×１０^-10ｍ、Ｈ／λ＝０．０５において１７００×１０^-10ｍとなる。電極膜の安定な形成においては、１０００×１０^-10ｍ程度の膜厚みが必要であり、この状態における反射係数γは約５〜６％程度となる。

つぎに、図７は前述の反射係数を有する圧電体平板上に本発明の縦２重モード型のＳＡＷ共振子を構成した状態を示す概念図である。図中の７００は圧電体平板、７０１と７０４は反射器、７０２と７０３は入力および出力側のＩＤＴであり、これらは区間Ａと区間Ｂを交互に配置して構成してある。この状態において、前記素子の７１５のＸ座標位置に対応して、前記素子において利用する固有の共振モードの電荷分布Ｑ（Ｘ）の相対値を図示した。上段が対称な変位状態をもつＳ０モードであり、下段が斜対称な変位状態をもつＡ０モードである。ちなみに、横軸はＸ座標であり、１／２波長単位で記述した。ここで、本発明のフィルタの特性を説明する前に、理解を容易ならしめるために、従来技術によるフィルタ特性につき例を示して説明しておく。

つぎに図８は、本発明の構成において、前記Ｈ／λ＝０．０３であり、電極指１本の反射係数が０．０５の状態において、従来技術の条件である区間Ａと区間Ｂの電極周期長ＰＡとＰＢを等しくした場合である。また１区間のＩＤＴ対数ＭＰ＝４対、入力と出力のＩＤＴ全体の対数は１２０対、反射器の本数は８０本、電極指の交差幅は５０波長の場合である。同図の横軸は、周波数変化率ｄｆ／ｆ（ｐｐｍ）であり、縦軸はフィルタの動作伝送量ＳＢ（ｆ）デシベル（ｄＢ）表示したものである。ちなみに、ｆは周波数である。特性曲線８００が前記のＳＢ（ｆ）特性、８００においてピークを示す８０１がフィルタの通過帯域幅付近を示すものであり、みての通り、単峰性の狭帯域特性を有していることがわかる。本発明はこのような特性状態を改善して、広い通過帯域幅をもたせる手段を提供する。

つぎに、図９は従来の設計条件の場合（ＰＰＴ＝１）であり、電極指１本当りの反射係数γの値を変えた場合のフィルタの伝送特性を計算したものである。図９の上段はγ＝０．０５の場合であり、全ＩＤＴ対数Ｍ＝８０対、電極指交差幅ＷＣＲ＝１００、反射器の導体ストリップ本数Ｎ＝８０、１区間のＩＤＴ対数ＭＰ＝４である。この場合の通過帯の比帯域幅は１２００ｐｐｍである。また、図９の下段はγ＝０．０１５の場合であり、全ＩＤＴ対数Ｍ＝１６０対と倍に設定し、電極指交差幅ＷＣＲ＝５０、Ｎ＝８０、ＭＰ＝４である。この場合の通過帯の比帯域幅は約１０００ｐｐｍである。図９が示す意味は、全ＩＤＴ対数Ｍを小さくすれば通過帯域幅を広げることができること、反射係数を小さくすれば、全ＩＤＴ対数Ｍが大きくても、通過帯域幅を広くすることができることを意味している。本発明は上記の結論であるＭを小さくすることと、反射係数を小さくすることを利用して１〜３ＧＨｚ帯で動作する比帯域幅２０００ｐｐｍの共振子型ＳＡＷフィルタを実現したものである。従来の技術ではすでに述べた通り約５００ｐｐｍｍが限界であった。原因は実用的な電極膜厚みにあっては、反射係数γが５〜１０％に至るからであった。

つぎに本発明の図１の実施例が示すフィルタ特性について説明する。
図１０はフィルタの伝送特性１００１を上段に示し、下段には本素子を構成する反射器の反射特性１００２を図示したものである。本発明においては、反射器の中心周波数ｆ(Ref)とフィルタの通過帯域幅の中心周波数ｆ（ＩＤＴ）を一致させている。このような状態では、区間ＢのＩＤＴが放射する弾性表面波を完全に反射できるため(反射係数がΓ＝１)、反射器の構成本数を少なくできる。このために、反射器の電極周期長ＰＲを０．９６ＰＡとした。他の条件は、ＰＰＴ＝ＰＢ／ＰＡ＝０．９０であり、全ＩＤＴ対数Ｍ＝１００〜１２０対、Ｎ＝１００本、ＷＣＲ＝１００〜８０波長、ＰＭ＝４対、電極指１本の反射係数は０．０５である。前記γが０．０５であれば、２０本の導体ストリップがあれば、全反射係数Γは１となる勘定であるが、現実には２０〜８０本、さらには１００本程度あれば十分な反射特性が得られる。

つぎに図１１は、本発明になる前述の図１０の縦２重モード型ＳＡＷフィルタを２段縦続接続した場合のフィルタの動作伝送量特性ＳＢ（ｆ）をデシベル表示で示したものである。横軸は周波数変化率ｄｆ／ｆ（ｐｐｍ）であり、縦軸はフィルタの動作伝送量ＳＢ（ｆ）である。本素子はフィルタのインピーダンスが５０Ωとなるように設計されている。本素子の動作周波数は１．５ＧＨｚとしてある。この場合において伝送特性は上段の図（１１−ａ）の特性曲線１１００のようになり、挿入損失の最小値は約２．１ｄＢであり、通過帯域である平坦領域の幅（比帯域幅）は約２０００ｐｐｍが得られている。特性曲線１１００の周波数１４００ｐｐｍ付近がＡ０モードであり、１６０００ｐｐｍ付近がＳ０モードである。下段の図（１１−ｂ）は周波数範囲を広げた場合のフィルタ特性１１０１である。帯域外の抑圧特性は一部に狭い周波数を除き８０ｄＢ程確保されており、良好な特性が得られていることがわかる。

つぎに図１２は、前述の本発明になる縦２重モード型ＳＡＷフィルタを、水晶ＳＴＷカットのウエハ上に形成した後切断してチップ形状となし、セラミック材料で構成されるパッケジ容器内に収納した状態図である。図中の１２００は水晶チップ、１２０１と１２０
２は本発明の共振子型ＳＡＷフィルタ、１２０３と１２０５は正極性のパッド、１２０４と１２０６は負極性のパッドである。また、１２０７と１２０８はワイヤボンディング線である。１２０９はパッケジ部材、１２１０と１２１１は１段目と２段目を接続するためのアルミ金属で形成された導体部である。本素子は本発明になる縦２重モード型ＳＡＷフィルタをＸ軸の中心位置をずらして、縦方向に少し重ねて２段縦接続している。こうすることにより、縦方向（Ｘ軸方向）チップサイズを小さくできる。

以上のとおり、本発明が水晶のみからなる基板について、ＳＴＷ型の弾性表面波を利用した弾性表面波フィルタの構成および特性につき説明したが、前記基板が水晶以外の材料例えばダイヤモンド基板からなるものでも、また基板表面にＳｉＯ₂、ＺｎＯ、等の薄膜が本素子の特性を損なわない程度に形成されても、本発明の構成条件が満足される範囲であれば有効であることをつけくわえる。

最後に、本発明の共振子型ＳＡＷフィルタの具体的な用途を考えてみる。
水晶ＳＴＷ基板等を利用して、１．５７ＧＨｚのＲＦ−フィルタを製作した場合につき特徴を列記すると、
１）周波数温度特性が零温度係数をもち安定である（約-３５°〜+７５°範囲において、周波数変動量が２００ｐｐｍと小さい）。
２）材料のＱ値が優れ、１．５ＧＨｚにおいて共振子のＱ値が６０００程度と高いため、低損失フィルタが実現できる。
３）区間Ａおよび区間Ｂを周期的に構成しＩＤＴの有する反射係数を消滅させて、約２０００ｐｐｍ程度が実現でき、この帯域幅は３ＭＨｚの通過帯域幅となって、必要十分にＧＰＳ装置に利用される信号の周波数成分範囲２ＭＨｚをカバーできる。
３）通過帯域幅内の振幅リップルが小さい５０Ωフィルタができる。

本発明になる前記共振子型のＳＡＷフィルタをＧＰＳ装置用のＲＦフィルタに用いれば、１．５７ＧＨｚにおいて約３ＭＨｚの通過帯域幅が確保でき、従来のＬｉＴａＯ₃基板を用いて作られる通過帯域幅が３０ＭＨｚ程のフィルタに対して、約１／１０に装置が受信する雑音レベルが低減できる他、温度環境の変化に対して周波数変動が小さいために、位相変動が少なく低ジッタかつ低位相ノイズなデジタル信号が受信できるため、測地精度にバラツキが無く、高精度な位置精度が計測可能なＧＰＳ装置を市場に提供できる。

さらに昨今は、３〜１０ＧＨｚ帯にて使用するＵＷＢ（Ｕｌｔｒｕ Ｗｉｄｅ Ｂａｎｄ）等の微弱近距離無線が商品化段階にある他、ＧＰＳ装置とＵＷＢあるいは他の通信装置の近接使用などの手段も研究中であり、本発明の共振子型ＳＡＷフィルタはこれらの分野において使用されれば、測地精度の維持のために益々有益な素子となることが考えられる。

本発明の共振子型ＳＡＷフィルタの一実施例が有する電極パターンを示す平面図。 本発明の共振子型ＳＡＷフィルタの動作原理を説明する概説図。 本発明の共振子型ＳＡＷフィルタの周期構造が有する反射特性を示す特性図。 本発明の共振子型ＳＡＷフィルタの周期構造が有する反射特性を示す他の特性図。 本発明の共振子型ＳＡＷフィルタの動作原理を説明する他の概説図。 本発明の共振子型ＳＡＷフィルタにおいて使用するＳＴＷカット基板が示す反射係数特性図。 本発明の共振子型ＳＡＷフィルタが有する振動変位の状態を示す図。 従来の技術による共振子型ＳＡＷフィルタの伝送特性図。 従来の技術による共振子型ＳＡＷフィルタの他の伝送特性図。 本発明の共振子型ＳＡＷフィルタの一実施例が示す伝送特性図。 本発明の２段縦続接続共振子型ＳＡＷフィルタの一実施例が示す他の伝送図。 本発明の２段縦続接続した共振子型ＳＡＷフィルタを容器内に実装した状態図。

符号の説明

１００ 圧電体平板
１０１，１０２ 反射器
１０３，１０４ 入出力ＩＤＴ
１０７，１０８ 給電導体
１１６ 区間ＡのＩＤＴ
１１７ 区間ＢのＩＤＴ

Claims (10)

1. 圧電体平板上の位相伝播方向Ｘに弾性表面波を励振する入力側すだれ状電極と、前記入力側すだれ状電極により励振された弾性表面波を受信する出力側すだれ状電極と、さらには前記入力側すだれ状電極と出力側すだれ状電極の両側に1対の反射器を有する共振子型ＳＡＷフィルタにおいて、
   前記の入力側すだれ状電極および出力側すだれ状電極は、前記弾性表面波の波長をλとして電極幅Ｌがほぼλ／４で構成され、
   かつ前記の入力側すだれ状電極および出力側すだれ状電極は、２種類の異なる区間Ａと区間Ｂとを交互に配置してなり、
   前記区間Ａは、電極幅寸法Ｌと電極間寸法Ｓの和である電極周期長をＰ＝Ｌ＋Ｓとした場合に、電極周期長ＰがＰＡかつすだれ状電極の対数がＭＡであり、
   前記区間Ｂは、電極周期長ＰがＰＢかつすだれ状電極の対数がＭＢであり、前記ＰＡとＰＢが異なることを特徴とする共振子型ＳＡＷフィルタ。
2. 前記圧電体平板と前記すだれ状電極が形成する電極指１本当りの弾性表面波の反射係数γが０．０３から０．１０の範囲であることを特徴とする請求項１記載の共振子型ＳＡＷフィルタ。
3. 前記すだれ状電極の対数ＭＡおよびＭＢが、２から６対の範囲であることを特徴とする請求項１記載の共振子型ＳＡＷフィルタ。
4. 前記区間Ａと区間Ｂの電極周期長の比ＰＢ／ＰＡについて、ＰＢ／ＰＡ＜1とした場合に、区間Ｂのみの電極指を給電導体に接続しことを特徴とする請求項１記載の共振子型ＳＡＷフィルタ。
5. 前記共振子型ＳＡＷフィルタにおいて、利用する共振モードが対称モードＳ０と斜対称モードＡ０の２個の共振状態であり、前記２個の共振現象をを結合して得られる縦２重モード型であり、かつ前記区間Ａと区間Ｂの全体が示す反射係数γaｂが０．０１から０．０２の範囲であることを特徴とする請求項１記載の共振子型ＳＡＷフィルタ。
6. 前記反射器の中心周波数ｆ（Ref）と、前記区間Ｂのすだれ状電極が発生する周波数ｆ（IDT）を一致させたことを特徴とする請求項１記載の共振子型ＳＡＷフィルタ。
7. 前記区間Ａと区間Ｂの電極周期長の比ＰＢ／ＰＡについて、０．８＜ＰＢ／ＰＡ＜1範囲としたことを特徴とする請求項１記載の共振子型ＳＡＷフィルタ。
8. 前記圧電体平板と前記すだれ状電極が形成する電極指１本当りの弾性表面波の反射係数γが０．０５±０．０２であり、かつＰＢ／ＰＡの比が０．９±０．０２であり、かつ実動作状態における電極指１本当りの弾性表面波の反射係数γａｂが０．０１から０．０２範囲であることを特徴とする請求項１記載の共振子型ＳＡＷフィルタ。
9. 前記前記圧電体平板が水晶ＳＴＷカットであり、前記すだれ状電極はアルミニウム金属により形成されて電極指１本当りの弾性表面波の反射係数γが０．０５±０．０２であり、かつＰＢ／ＰＡの比が０．９±０．０２であり、かつ前記ＭａとＭＢが４対であり、区間Ｂのみの電極指を給電導体に接続し、かつ前記入力側すだれ状電極と出力側すだれ状電極の和Ｍが１１６±１０対であり、かつ前記すだれ状電極の交差指幅ＷＣＲが９０〜１１０波長であり、前記反射器の導体本数は２０〜８０本であることを特徴とする請求項１記載の共振子型ＳＡＷフィルタ。
10. 前記水晶ＳＴＷカットは、水晶回転Ｙ板を電気軸（Ｘ軸）回り反時計方向にθ＝３５度から３８度回転した水晶平板であることを特徴とする請求項９記載の共振子型ＳＡＷフィルタ。
    

Images