JP4612515B2 - 受信装置の時間内挿制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、伝送方法として互いに直交する複数本の搬送波(キャリア)で情報符号を伝送する直交周波数分割多重(ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing)変調方法を用いた伝送装置の復調処理に関するものである。

移動体向けデジタル音声放送や、地上デジタルテレビジョン放送への応用に適した変調方法として、マルチパスフェージングやゴーストに強いという特徴のある直交周波数分割多重変調方法、所謂、ＯＦＤＭ変調方法がある。この方法は、マルチキャリア変調方法の一種であり、互いに直交するｎ本(ｎは数十〜数千)の搬送波にデジタル変調を施した伝送方法である。
ＯＦＤＭ方法は、その性質上、マルチパス環境や移動体伝送などの劣悪な環境で使用されることが多い。マルチパス環境では、送信機から直接、伝搬してきた主波と、山や建物に反射し、遅延時間を伴って受信機に到来する反射波の合成波が受信されることになる。
また、移動体伝送では、主波と反射波の信号レベルが独立に変動する、レイリーフェージングなども発生し、主波のレベルよりも反射波のレベルの方が大きくなるような場合も発生する。この反射波による受信性能劣化を軽減するための措置として、図６に示す様なガードインターバルの付加を行う。 ガードインターバルの付加により、ガード内の遅延時間の反射波に対しては、シンボル間干渉による劣化を避けることが出来るため、マルチパスフェージングに対して強い耐性を有することが可能となる。

次に、ＯＦＤＭ受信装置の一例を図５に示し説明する(特許文献１、特許文献２参照)。なお、同期処理部、誤り訂正処理部等の本発明に関連しない処理に関しては割愛する。
図５はＡ／Ｄ変換部５−１、ＦＦＴ窓位置制御部５−２、ＦＦＴ処理部５−３、時間内挿処理部５−４、復調部５−５より構成される。
Ａ／Ｄ変換部５−１は、受信したＩＦ(Intermediate Frequency)信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する。ＩＦ信号の基準周波数は３７．１５ＭＨｚである。
ＦＦＴ窓位置制御部５−２は、Ａ／Ｄ変換部５−１の受信信号をサンプリングした受信サンプリング系列から、有効シンボル長のサンプリング系列を取り出す。
ＦＦＴ処理部５−３は、上記サンプリング系列にＦＦＴ(高速フーリエ変換)処理を行い、時間軸信号から周波数軸信号(キャリア信号)に変換する。この際、ＦＦＴ窓位置制御部５−２では、上記で説明したシンボル間干渉が発生しないようなタイミングで、受信サンプリング系列にＦＦＴ窓を設ける必要がある。
時間内挿処理部５−４は、マルチパス環境や移動体伝送により生じる受信信号の振幅変動や位相回転を、数キャリア間隔毎に振幅と位相の基準キャリアであるパイロットキャリアを利用し、受信した複数のパイロットキャリアから伝送路特性を推定する。即ち、受信パイロットキャリアに対して内挿補間処理を行う方法により、パイロットキャリアの配置されていないデータキャリア部分の振幅、位相特性の推定を行う。更に、データキャリアと、パイロットキャリアの内挿補間処理にて算出された伝送路特性とを複素除算することにより、振幅と位相の補正を行う。 復調部５−５は、復調処理を行い、情報符号として出力する。

次に、ＯＦＤＭ受信装置の各処理について、具体的に説明する。
受信信号に反射波が混入すると、振幅変動や位相回転などが発生するため、１６ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation)や３２ＱＡＭ、６４ＱＡＭ等の同期検波方法で復調する必要のある変調方法では、各キャリアに対して、振幅及び位相の補正を行う必要がある。
図８、図１０はこれらの位相回転を模式的に示し、図７はＦＦＴ窓位置が有効シンボル位置と正確に一致した時の、ＯＦＤＭシンボル波形とＦＦＴ窓の時間的なタイミングを示した図である。 このように、ＦＦＴ窓が有効シンボルと一致している場合には、図８に示すように、各キャリアの位相は全てのキャリアに対して位相角が０°となる。これは、全てのキャリアが、ＦＦＴ窓内で位相角が０°から始まり、０°で終結するためである。
しかし、図９に示すように、ＦＦＴ窓がＫサンプルだけ有効シンボル位置から時間的に前にずれた場合には、各キャリアに位相回転が発生する。この位相回転量はキャリア番号に比例して増加するため、図１０に示すように、角周波数が−２πＫで回転する信号となる。

従って、この位相回転のスペクトラムは、図１１に示すように、−Ｋサンプルに位置するインパルス性の波形となる。
図１２は、遅延時間がＫサンプルの反射波が混入した時のＦＦＴ窓を示した図である。ＦＦＴ窓を主波に同期して設けたとすると、主波の位相回転は図８に示したものと等価とみなすことが出来、反射波に対する位相回転は図１０に示したものと等価とみなすことが出来る。線形演算が可能であるので、位相回転は図８と図１０の位相回転量を加算した結果と一致し、その時のスペクトラムも、図１３に示すように、主波と反射波のスペクトラムを線形加算した波形となる。
このように伝送系で発生する反射波等の影響を受け、これらの位相回転は時間毎あるいはキャリア毎に変化する。６４ＱＡＭ等で変調された信号を復調するには、伝送路で生じた振幅変動や位相回転を補正する必要があり、そのため、図１４に示すように、数キャリア間隔毎に振幅と位相の基準キャリアであるパイロットキャリアを設けることが一般的に用いられている。そこで、生じた伝送路歪みを補正するために、上記パイロットキャリアを利用し、受信した複数のパイロットキャリアから伝送路特性を推定する。受信パイロットキャリアに対して内挿補間処理を行う方法により、パイロットキャリアの配置されていないデータキャリア部分の振幅、位相特性の推定を行う。更に、データキャリアと、パイロットキャリアの内挿補間処理にて算出された伝送路特性とを複素除算することにより、振幅と位相の補正を行う。

上記の図１３で説明したように、反射波の遅延時間が長くなると、位相角のスペクトラムも遅延時間に比例して広がっていく。ＯＦＤＭ変調方法では、ガードインターバル期間Ｔｇまでの遅延時間の反射波に対しては、シンボル間干渉が発生しないため、ガードインターバル期間Ｔｇ以内の反射波は精度良い内挿補間を行う必要がある。
反射波の遅延時間がガードインターバル期間Ｔｇまで及ぶ時の位相角のスペクトラム分布は、図１５の斜線部分のように−Ｔｇ〜０にまで広がり、Ｔｇの帯域幅を有している。ここで、位相角スペクトラムがＴｇの帯域幅を有するような反射波を正しく内挿補間処理するためには、サンプリング定理より、パイロットキャリア間隔を少なくとも式（１）に示す間隔で配置する必要がある。
パイロットキャリア間隔＝有効シンボル長／Ｔｇ ・・・・・（１）
パイロットキャリアには図１６に示すようにＣＰ(Continual Pilot)とＳＰ(Scattered Pilot)が良く知られている。ＣＰの場合には式（１）を満足するパイロット間隔にしなければならない。ＳＰの場合には、シンボルごとにパイロットキャリアの位置が異なるため、図１７に示すように、黒丸で示した受信パイロットキャリアをシンボル方向に時間内挿補間処理することで、縞模様の丸で示したキャリアの伝送路特性を推定することができ、式（１）を近似的に満足することが出来る。
例えば、有効シンボル長が１０２４［サンプル］、ガードインターバル長が１２８［サンプル］のＯＦＤＭ信号では、ＣＰの場合、シンボル内に１０２４［サンプル］／１２８［サンプル］＝８［キャリア］間隔毎にパイロットキャリアを設ける必要がある。
このようにすることで、マルチパス環境でも受信性能の劣化を抑えることが出来る。
ところで、図１７で説明した時間内挿処理は、マルチパス環境において受信性能を向上させるが、移動体伝送の環境ではむしろ受信性能を劣化させる性質を持つことがある。
特開２００２−９７２６ 特開２００２−２３２３８２

受信装置を設置する場所は、市街地などのマルチパス環境や高速道路など移動体伝送環境があげられる。前述した時間内挿処理の性質上、受信性能を確保するためには設置する場所を予め認識し、上記処理を制御(有効または無効)する必要がある。一般的には、受信装置にスイッチを設け、環境に応じユーザが設定するというケースが多い。
しかし、受信装置を設置した場所の環境が変化した場合、例えば受信装置の設置場所の変更、または設置場所の天候の変化などに対し、再度ユーザが設定する必要性が生じてしまう。
本発明は、これらの欠点を除去し、自動的に上記環境の状態を認識し、時間内挿処理を制御することが出来る受信装置を提供することを目的とするものである。

本発明は、上記の目的を達成するために、直交周波数分割多重(ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方法で変調されたＯＦＤＭ信号を伝送する伝送装置において、主波と反射波のガードインターバルの差分から雑音レベルと反射波の遅延時間を検出するガード差分検出部と、当該雑音レベルと反射波の遅延時間から制御信号を算出する第１のマルチパス算出部と、時間方向に分散配置されたパイロットキャリア(ＳＰ：Scattered Pilot)をＩＦＦＴ(Inverse Fast Fourier Transform)処理し、主波及び反射波の振幅レベルと遅延時間から制御信号を算出する第２のマルチパス算出部と、上記パイロットキャリアをＦＦＴ(Fast Fourier Transform)処理して検出した振幅レベルとドップラー周波数から制御信号を算出するドップラー周波数算出部による各々の制御信号と、移動体からの速度情報に基づき、時間内挿処理部を制御する伝送装置の時間内挿制御方法である。
また、ガード差分検出部で検出した主波及び反射波の雑音レベルと遅延時間に所定の重み付け係数を加算して生成する第１のマルチパス算出部からの制御信号に基づき、時間内挿処理部の演算における係数値を決定する伝送装置の時間内挿制御方法である。
また、パイロットキャリアをＩＦＦＴ処理して検出した主波及び反射波の振幅レベル値と遅延時間に所定の重み付け係数を加算して生成する第２のマルチパス算出部からの制御信号に基づき、時間内挿処理部の演算における係数値を決定する伝送装置の時間内挿制御方法である。
また、パイロットキャリアをＦＦＴ処理して検出した振幅レベルとドップラー周波数に任意の重み付け係数を加算して生成するドップラー周波数算出部からの制御信号に基づき、時間内挿処理部の演算における係数値を決定する伝送装置の時間内挿制御方法である。
また、移動体からの速度情報に基づき、時間内挿処理部の演算における係数値を決定する伝送装置の時間内挿制御方法である。

本発明によれば、受信環境の状態を認識し、時間内挿処理の制御を自動的に行うことが可能になり、マルチパスや移動体伝送の環境を問わず、各環境に適応した受信性能を確保することが出来る。

本発明による受信装置について、図示の一実施形態により詳細に説明する。
図１は本発明の一実施例の構成を示すブロック図であり、Ａ／Ｄ変換部１−１、ＦＦＴ窓位置制御部１−２、ＦＦＴ処理部１−３、時間内挿処理部１−４、復調部１−５、ガード差分検出部１−７、マルチパス算出部１−８、ＳＰ抽出部１−９、ＩＦＦＴ処理部１−１０、マルチパス算出部１−１１、ＳＰ抽出部１−１２、ＦＦＴ処理部１−１３、ドップラー周波数算出部１−１４より構成される。なお、Ａ／Ｄ変換部１−１、ＦＦＴ窓位置制御部１−２、ＦＦＴ処理部１−３は従来技術と同様であり、説明を割愛する。
まず、ガード差分検出部１−７とマルチパス算出部１−８による時間内挿処理の制御信号１−１５の生成について、図２を用いて説明する。
マルチパス環境下では、主波に対し反射波が遅延する(図２の(１))。例えば、反射波が主波に対し時間ｔだけ遅延し、雑音レベルもｙだけ発生したとする(図２の(３))。ここで、図２の(１)に示す受信信号と、図２の(２)に示す受信信号を有効シンボル期間遅延した遅延受信信号との差を検出、絶対値化することにより、ガードインターバルに相当する期間において低レベルとなる、差分絶対値信号(ガード差分)を導くことが出来る。この差分絶対値信号に基づき、ガード差分検出部１−７とマルチパス算出部１−８による時間内挿処理の制御信号１−１５を下記計算式（２）で求める。
制御信号１−１５＝（α１）×（ｙ）＋（β１）×（ｔ） ・・・・・（２）
ここで、α１とβ１は重み付け係数とし、雑音レベル(ｙ)及び遅延時間(ｔ)の重み付けをする。

次に、ＳＰ抽出部１−９とＩＦＦＴ処理部１−１０とマルチパス算出部１−１１による時間内挿処理の制御信号１−１６の生成について、図３を用いて説明する。
ＳＰ抽出部１−９において、ＦＦＴ処理部１−３出力の周波数軸信号(キャリア信号)からＳＰ信号を抽出し、ＩＦＦＴ処理部１−１０で逆高速フーリエ変換を行う。この変換後の信号を模式的に図に示すと図３のようになる。例えば、主波に対し反射波１の遅延時間ｔ１、反射波２の遅延時間ｔ２、反射波１の振幅レベルｙ１、反射波２の振幅レベルｙ２が発生したとする。この場合、時間内挿処理の制御信号１−１６は下記計算式（３）で求める。
制御信号１−１６＝（α２）×（ｙ１）＋（β２）×（ｔ１） ・・・・・（３）
ここで、α２とβ２は重み付け係数とし、雑音レベル(ｙ１)及び遅延時間(ｔ１)の重み付けをする。

次に、ＳＰ抽出部１−１２とＦＦＴ処理部１−１３とドップラー周波数算出部１−１４による時間内挿処理の制御信号１−１７の生成について図４を用いて説明する。
ＳＰ抽出部１−１２において、ＦＦＴ窓制御部１−２出力からＳＰ信号を抽出し、ＦＦＴ処理部１−１３でＦＦＴ(高速フーリエ変換)を行う。変換後の信号を模式的に図に示すと図４のようになる。例えば、振幅レベルｙ、ドップラー周波数ｆｄが発生したとする。この場合、時間内挿処理の制御信号１−１７は下記計算式（４）で求める。
制御信号１−１７＝（α３）×（ｙ）＋（β３）×（ｆｄ） ・・・・・（４）
ここで、α３とβ３は重み付け係数とし、振幅レベル(ｙ)及びドップラー周波数(ｆｄ)の重み付けをする。
なお、上記（２）、（３）、（４）の計算式及び重み付けの仕方は、あくまで一例であり、これに特化する必要はない。
次に、時間内挿処理部１−４は、前述した制御信号１−１５、制御信号１−１６、制御信号１−１７、そして移動体(車など)からの速度情報(車速パルス等)１−３６を受信し、時間内挿処理を制御する。

まず、一般的な時間内挿処理は、下記計算式（５）で求められる。
時間内挿処理＝（γ×ＳＰ^(ｘ)＋θ×ＳＰ^(ｘ＋４)）／（γ＋θ） ・・・・（５）
ここで、ｘは時間軸方向におけるパイロット信号、γ＋θ＝１の関係にあり、γ＝０、θ＝１の場合、時間内挿処理を行わないに等しい。前述した各制御信号と速度情報に基づき、上記の式（５）のγとθを決定する。
まず、前述した各制御信号と速度情報をマルチパス環境及び移動体伝送環境に分類する。制御信号１−１５、制御信号１−１６はマルチパス環境、制御信号１−１７、速度情報１−３６は移動体伝送環境に相当する。

次に、各制御信号と速度情報の値に対し、重み付け１を設定する。重み付け１とは、その環境要素の強弱を示すもので、制御信号１−１５、制御信号１−１６、制御信号１−１７、速度情報１−３６の値である。例えば値が下記表１のような場合に、速度情報、制御信号１−１７、制御信号１−１６、制御信号１−１５の順でその環境要素が強いことになる。
次に、環境別に重み付け２を設ける。重み付け２とは、重み付け１の値を加算した値で、例えば、下記表１のような場合、マルチパス環境が５．３、移動体伝送環境が６．６となる。よって、移動体伝送環境、マルチパス環境の順で環境要素が大きい。

したがって、上記表１のような場合、マルチパス環境と移動体環境が、５．３：６．６の比率の環境状態として認識することが出来る。前述した計算式（５）のγはマルチパス環境、θは移動体環境に対応する係数であるため、上記比率でγとθに値を与え時間内挿処理を行う。
以上のような方法により、環境状態を認識し、その結果により時間内挿処理の係数を決定することで、自動的に各環境に適応した受信性能を確保することが出来る。

本発明による受信装置の一実施例の構成を示すブロック図 本発明のガード差分による雑音レベルと遅延時間の関係を説明する模式図 本発明のＳＰのＩＦＦＴ処理による振幅レベルと遅延時間の関係を説明する模式図 本発明のＳＰのＦＦＴ処理による振幅レベルと遅延時間の関係を説明する模式図 従来技術による受信機の構成を示すブロック図 ＯＦＤＭシンボル波形を説明する模式図 有効シンボルに一致したＦＦＴ窓を説明する模式図 ＦＦＴ窓が有効シンボルに一致した時の位相角を説明する模式図 ＫサンプルずれたＦＦＴ窓を説明する模式図 ＦＦＴ窓がＫサンプルずれた時の位相角を説明する模式図 ＦＦＴ窓が−Ｋサンプルずれた時の位相角スペクトラムを説明する模式図 反射波が混入したときのＦＦＴ窓を説明する模式図 反射波が混入した時の位相角スペクトラムを説明する模式図 パイロットキャリア配置を説明する模式図 位相角スペクトラムの変調動作を説明する模式図 ＣＰとＳＰの配置を説明する模式図 ＳＰの時間内挿処理動作を説明する模式図

符号の説明

１−１：Ａ／Ｄ変換部、１−２：ＦＦＴ窓位置制御部、１−４：ＦＦＴ処理部、１−５：時間内挿処理部、１−６：復調部、１−７：ガード差分検出部、１−８：マルチパス算出部、１−９：ＳＰ抽出部、１−１０：ＩＦＦＴ処理部、１−１１：マルチパス算出部、１−１２：ＳＰ抽出部、１−１３：ＦＦＴ処理部、１−１４：ドップラー周波数算出部、１−１５：制御信号、１−１６制御信号、１−１７制御信号、１−３６：速度情報

Claims (5)

1. 時間方向に分散配置されたパイロットキャリアを含む、直交周波数分割多重方法で変調されたＯＦＤＭ信号を受信する受信装置において、
   受信信号と、該受信信号を有効シンボル期間遅延した遅延受信信号との差を絶対値化した絶対値化信号に基づき、雑音レベル及び反射波の遅延時間を検出するガード差分検出部と、
   当該雑音レベル及び反射波の遅延時間に所定の重み付けをすることで第１制御信号を算出する第１のマルチパス算出部と、
   前記受信信号をＦＦＴ処理して得られる周波数軸信号から抽出された受信パイロットキャリアの逆ＦＦＴ後の信号から、反射波の振幅レベル及び反射波の主波に対する遅延時間を検出し、当該振幅レベル及び主波に対する遅延時間に所定の重み付けをすることで第２制御信号を算出する第２のマルチパス算出部と、
   前記受信信号から抽出されたパイロットキャリアをＦＦＴ処理して検出したドップラー周波数及び該ドップラー周波数における振幅レベルに所定の重み付けをすることで第３制御信号を算出するドップラー周波数算出部と、
   上記第１乃至第３制御信号と、移動体からの速度情報とに基づき、上記パイロットキャリアの配置されていないデータキャリアに対して上記受信パイロットキャリアを時間内挿処理して推定の伝送路特性を算出し、該データキャリアと該伝送路特性とを複素除算して復調部へ出力する時間内挿処理部と、を備え、
   前記時間内挿処理部は、マルチパス環境に分類される上記第１及び第２制御信号の和と、移動体伝送環境に分類される上記第３制御信号及び速度情報の和との比率で以って、前記時間内装処理を行うことを特徴とする受信装置。
2. 請求項１に記載の受信装置において、上記周波数軸信号はＦＦＴ窓位置制御部によって前記受信信号から取り出された有効シンボル長のサンプリング系列をＦＦＴ処理して得られるものであり、上記パイロットキャリアが分散配置されるシンボル方向の間隔は４であり、上記比率は、時間軸でｘにおけるパイロット信号に与える重みγと、時間軸でｘ＋４におけるパイロット信号に与える重みθとの比率として与えられることを特徴とする受信装置。
3. 請求項２に記載の受信装置において、上記ドップラー周波数算出部がドップラー周波数及び該ドップラー周波数における振幅レベルの検出に用いる上記パイロットキャリアは、前記ＦＦＴ窓位置制御部が出力するサンプリング系列から抽出されたものであることを特徴とする受信装置。
4. 時間方向に分散配置されたパイロットキャリアを含む、直交周波数分割多重方法で変調されたＯＦＤＭ信号を受信する受信装置の時間内挿制御方法において、
   受信信号と、該受信信号を有効シンボル期間遅延した遅延受信信号との差を絶対値化した絶対値化信号に基づき、雑音レベル及び反射波の遅延時間を検出するガード差分検出処理と、
   当該雑音レベル及び反射波の遅延時間に所定の重み付けをすることで第１制御信号を算出する第１マルチパス算出処理と、
   前記受信信号をＦＦＴ処理して得られる周波数軸信号から抽出された受信パイロットキャリアの逆ＦＦＴ後の信号から、反射波の振幅レベル及び反射波の主波に対する遅延時間を検出し、当該振幅レベル及び主波に対する遅延時間に所定の重み付けをすることで第２制御信号を算出する第２マルチパス算出処理と、
   前記受信信号から抽出されたパイロットキャリアをＦＦＴ処理して検出したドップラー周波数及び該ドップラー周波数における振幅レベルに所定の重み付けをすることで第３制御信号を算出するドップラー周波数算出処理と、
   上記第1乃至第3制御信号と、移動体からの速度情報とに基づき、上記パイロットキャリアの配置されていないデータキャリアに対して上記受信パイロットキャリアを時間内挿処理して推定の伝送路特性を算出し、該データキャリアと該伝送路特性とを複素除算して復調部へ出力する時間内挿処理と、を備え、
   前記時間内挿処理部は、マルチパス環境に分類される上記第１及び第２制御信号の和と、移動体伝送環境に分類される上記第３制御信号及び速度情報の和との比率で以って、前記時間内装処理を行うことを特徴とする受信装置の時間内挿制御方法。
5. 請求項１に記載の受信装置の時間内挿制御方法において、上記パイロットキャリアが分散配置されるシンボル方向の間隔は４であり、上記比率は、時間軸でｘにおけるパイロット信号に与える重みγと、時間軸でｘ＋４におけるパイロット信号に与える重みθとの比率として与えられることを特徴とする受信装置の時間内挿制御方法。

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