JP2005159667A - 音響信号コンプレッサ - Google Patents
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Abstract
【解決手段】 音響信号コンプレッサにおいて、出力信号のレベル調整を、ゲイン制御信号VG1に従って制御する。この場合において、ゲイン制御信号VG1をレベル調整後の信号を用いて生成するフィードバック制御を行う。そして、入力信号をオーバーサンプリングフィルタ13でサンプリング周波数φ1からφHにオーバーサンプリングすることにより、帰還系の回路を他の部分より高いサンプリング周波数φHで動作させ、ゲイン制御部17で生成したゲイン制御信号VGHは、データラッチ18で元のサンプリング周波数φ1にダウンサンプリングして乗算器19における出力レベル制御に使用する。
【選択図】 図1
Description
ここで、このようなアナログコンプレッサの構成例について説明する。図5はその構成例を示すブロック回路図である。なお、この図において、メータや操作子等に関する回路の図示は省略している。
そして、入力端子110から入力した音声信号や楽音信号等の音響信号を、操作子による設定に従って入力抵抗111でその入力レベルを調整し、さらに入力トランス112で内部回路に適した電圧に変換する。
またこのとき、可変ゲイン回路113でのゲインを、信号(電圧)レベルの高い部分では小さく、低い部分では大きくすることにより、音響信号のダイナミックレンジを小さくしてレベルを平均化するようにしている。これがコンプレッサの主要な機能である。
EF130は図6に示す構成であり、正相と逆相の信号を入力し、変換比率RATIOに基づいて定められる閾値電圧THを越えるレベルの信号を検出し、そのレベルに応じたゲイン制御電圧を出力する。
そして、入力電圧の絶対値がVc+THを越えると入力ダイオード131又は132を通して電流が流れ、コンデンサを充電する。また、EF130の出力電圧すなわちゲイン制御電圧はVc+THであり、電圧の絶対値が大きい信号が入力されると、コンデンサ134が充電されるにつれて増加する。この時の時定数は抵抗133の抵抗値Raに応じて変化するため、抵抗値RaによってEF130のアタック時間を定めることができる。
そして、可変ゲイン回路113においては、このようにして生成されたゲイン制御電圧(Vc+TH)が大きい場合にはゲインを小さくし、ゲイン制御電圧が小さい場合にはゲインを大きくするようにしている。従って、可変ゲイン回路113からEF130までの回路で一種の負帰還回路を構成していることになる。
以上が従来のアナログコンプレッサの構成例である。
一方で、近年においては、デジタル技術の発達に伴い、デジタル信号処理を行う音響機器が多数登場したことから、音響信号コンプレッサについてもデジタル信号処理を利用した装置が開発され、広く用いられるようになっている。このような音響信号コンプレッサとしては、例えば特許文献1に記載の音響信号コンプレッサ装置が挙げられる。
しかしながら、上述のように、デジタルコンプレッサで主流の制御方式はフィードバック型ではないため、そのままではフィードバック型の制御を行うアナログコンプレッサの処理特性を再現することは困難であるという問題があった。
フィードフォロー制御やルックアヘッド制御を行う場合には、制御値の発散や振動が起こりにくいため、この点はあまり問題にならなかったのであるが、フィードバック制御の場合には少しの誤差でもパラメータの発散や振動につながることがあり、一般的なデジタル音響信号のサンプリング周波数では十分な精度が得られるとは言い難かった。従って、デジタルコンプレッサの場合には、フィードバック型の制御を採用したとしても高品質な出力を得ることが難しいという問題もあった。
この発明の音響信号コンプレッサの実施形態であるデジタルコンプレッサについて説明する。図1はそのデジタルコンプレッサの構成を示すブロック図である。なお、この図において、メータや操作子等に関する回路の図示は省略している。
そして、フィルタ処理後の入力信号は、オーバーサンプリングフィルタ13及び乗算器19に入力される。
このオーバーサンプリングは、例えば図3に示すような処理である。すなわち、例えば(a)に示すように、サンプリング周期を短縮した分、実際にはデータが存在しないサンプリング点のデータを、前のデータと同一のデータを複製して作成し、その後ローパスフィルタによって高周波成分を除去し、段差をなだらかにする処理が考えられる。あるいは、(b)に示すように、実際にはデータが存在しないサンプリング点のデータを、「0」を挿入して作成するようにしてもよい。ここで、サンプリング周波数の増分が2倍でなく、4倍等でもよいことはもちろんである。また、整数倍でなくてもよい。
そして、このようなオーバーサンプリングを行った後の信号が乗算器14に入力される。
プリアンプフィルタ15についても、EF30に十分な振幅の信号が入力するようにレベル等を調整するために設けているが、必須のものではない。
このモデルにおいては、まず絶対値回路31で入力データの絶対値を取り、図6に示した入力ダイオード131,132において正相と逆相の入力のうち正の電圧を有するもののみを通過させることをモデリングしている。
この値がEF30の出力となるが、図6に示したEF130の場合と合わせるのであれば、VcにTHを加算して出力としてもよい。
従って、図2に示したモデルにおいて、加算器34から乗算器37までの部分を上記のテーブルを用いた処理に置き換えれば、残りの部分はデジタル回路による演算で実現することができる。
このダウンサンプリングは、例えば図4に示すような処理であり、サンプリング周期を伸長する分、存在しなくなるサンプリング点のデータを間引き、サンプリング周期を伸長する処理が考えられる。なお、ダウンサンプリングを行うための回路は、データラッチには限られない。また、サンプリング周波数の減少分が1/2倍でなく、また整数分の1でなくてもよいことは、オーバーサンプリングの場合と同様である。
また、ゲイン制御部17において生成した第1のゲイン制御信号VGHは、もとの音響信号のサンプリング周波数にダウンサンプリングして制御に使用し、ゲイン制御信号VGHの生成に係る部分以外は入力する音響信号のサンプリング周波数で処理することから、高速演算の必要な回路はごく一部であり、全体としてあまりコストを増加させることがない。
Claims (1)
- オーバーサンプリングした入力信号に対して第1のレベル制御信号に従ってレベル調整を行い、その調整後の信号を基に前記第1のレベル制御信号を生成するフィードバック制御手段と、
前記第1のレベル制御信号をダウンサンプリングして第2のレベル制御信号を生成する手段と、
前記入力信号を前記第2のレベル制御信号に従ってレベル調整して出力する手段とを設けたことを特徴とするフィードバック制御式の音響信号コンプレッサ。
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