JP2005127978A - 発振回路および角速度センサ - Google Patents

Abstract

【課題】周囲の温度変動の影響を受けずに、圧電振動子を安定して振動させること。角速度センサの検知精度を高精度化すること。
【解決手段】圧電振動子の一方の駆動電極の出力電流を交流電圧に変換し、この交流電圧を、トランスミッションゲート５１，５６を交流電圧に同期してオン／オフさせることにより整流して、直流電流Ｉ_1AおよびＩ_1Bとする。これらの直流電流と基準電源回路４７を流れる基準電流Ｉ₂とを比較手段１８で比較し、その差分に基づいて制御電圧Ｖeを生成する。この制御電圧Ｖeでもって、前記交流電圧の利得を調整して圧電振動子の他方の駆動電極に供給することによって、圧電振動子に温度変動によるばらつきの極めて小さい駆動電圧を供給し、圧電振動子を安定して振動させる。
【選択図】 図１

Description

この発明は、水晶振動子等の圧電振動子の内部インピーダンスが温度変動により変化し、それにともなって変動しようとする圧電振動子の駆動電流を一定に制御して振動速度を一定にするための駆動電圧を供給する発振回路と、この発振回路を用いた角速度センサに関する。

図１１は、一般的な角速度センサの原理を示す図である。図示例では、音叉型水晶振動子よりなる圧電振動子１の表面に、励振（駆動）用の駆動電極２ａ，２ｂとコリオリ力検出用の検出電極３ａ，３ｂが設けられている。駆動電極２ａ，２ｂには、発振回路４が接続されており、この発振回路４から交流の駆動電圧が供給される。検出電極３には、コリオリ力を検出するための検出回路５が接続されている。

Ｘ軸、Ｙ軸およびＺ軸よりなる直交座標系を図１１に示すように設定する。駆動電極２ａ，２ｂに発振回路４から駆動電圧が印加されると、圧電振動子１はＸ軸に沿うＢ方向に所定の周波数で振動する。このとき、Ｙ軸の回りに角速度ωが加わると、Ｚ軸方向にコリオリ力Ｆが発生する。圧電振動子１の質量をｍとし、圧電振動子１の振動速度をｖで表すと、コリオリ力Ｆは２ｍｖωに等しい。

つまり、コリオリ力Ｆは角速度ωの大きさに比例して定まる。したがって、検出電極３（３ａ，３ｂ）およびコリオリ力検出回路５により、コリオリ力Ｆを圧電振動子１の撓み変位量として検出することで、この圧電振動子１の角速度ωの大きさを求めることができる。

上述した角速度センサは、車両の走行軌跡や航空機の飛行軌跡を記録したり、旋回時に発生するヨーレイトを検出するために用いられる。また、角速度センサは、ロボットの姿勢制御をおこなうため、あるいはＧＰＳ（グローバル・ポジショニング・システム）を利用したカーナビゲーションにおいて、測地衛星からの電波が届かない場所での位置検出をおこなうためなどにも利用されている。また、角速度センサは、カメラの手振れを防止する装置にも用いられている。

図１２は、従来の角速度センサの構成を示すブロック図である。図１２に示すように、発振回路４は、圧電振動子１の一方の駆動電極２ａの出力電流を電流／電圧変換回路（Ｉ−Ｖ変換回路）１１で交流電圧に変換し、さらにバッファ増幅器１２、ローパス・フィルタ（ＬＰＦ）１３、自動利得制御回路（ＡＧＣ回路）１０、利得可変増幅器１４およびバッファ増幅器１５により位相および利得を調整した出力電圧Ｖoutを、圧電振動子１の他方の駆動電極２ｂに供給する構成となっている。

検出回路５は、圧電振動子１に角速度が加わったときに検出電極３ａ，３ｂに発生する逆相の電流をそれぞれ電流／電圧変換回路２１，２２で電圧に変換し、それら電圧の差分を差動増幅器２３により増幅し、さらに位相回路２５および同期検波回路２４により直流電圧に変換し、ローパス・フィルタ２６を介して角速度に応じた直流電圧の検出信号Ｓoutを出力する構成となっている。同期検波回路２４は、バッファ増幅器１２の交流の出力電圧Ｖaを参照信号として検波をおこなっている。

図１３は、自動利得制御回路１０の構成を示す回路図である。図１３に示すように、自動利得制御回路１０は、バッファ増幅器１２の交流の出力電圧Ｖaを増幅する非反転増幅器１９、非反転増幅器１９の出力電圧Ｖbを直流電流Ｉ₁に変換する整流回路１６、電源電圧の変化や温度変化があっても常に一定の基準電流Ｉ₂を流す基準電源回路１７、およびＩ₁とＩ₂との電流差に基づく制御電圧Ｖeを利得可変増幅器１４に供給する比較手段１８により構成されている。

水晶振動子などの圧電振動子は、励振するための駆動電流を一定にすると振動速度が一定に保たれることが知られている。前述の通り圧電振動子を用いた角速度センサでは、コリオリ力Ｆ＝２ｍｖωなので、発振回路４による圧電振動子１の振動速度ｖの変動をなくし、一定の速度で振動させれば、角速度ωを精度よく検出することができる。すなわち、振動速度ｖは圧電振動子１の駆動電極２ａからの出力電流（駆動電流）に比例し、電流／電圧変換回路１１の交流電圧に比例し、さらにこの交流電圧を増幅した出力電圧Ｖbに比例するので、この出力電圧Ｖbを一定にすれば、圧電振動子１を流れる駆動電流を一定にできる。これにより圧電振動子１は一定の振動速度ｖで振動するので、精度のよい角速度センサを構成することができる。

整流回路１６は、主にダイオード３１で構成されている。図１４にダイオードの順電圧と順電流との関係を示すように、一般にダイオードは温度特性を有する。そのため、周囲の温度が高くなるほど、あるいは低くなるほど、ダイオード３１、すなわち整流回路１６の出力電流Ｉ₁の誤差が大きくなり、比較手段１８から出力される制御電圧Ｖeの誤差が大きくなる。

制御電圧Ｖeの誤差が大きくなると、自動利得制御回路１０による利得制御に誤差が生じ、利得可変増幅器１４で正確に増幅されなくなり、それによって圧電振動子１に安定した駆動電流を供給することができなくなるので、角速度センサの検知感度に温度変化によるばらつきが生じる。そこで、整流用ダイオード３１の順方向電圧の温度係数を相殺するために、図１３に示す自動利得制御回路１０では、基準電源回路１７に温度補償用のダイオード３２が設けられている（たとえば、特許文献１参照。）。

特開２００２−１７４５２０号公報

しかしながら、従来の発振回路では、図１３に示すように温度補償用のダイオード３２を設けても、整流用ダイオード３１の順方向電圧の温度係数を十分に相殺することができない。そのため、自動利得制御が十分に機能せず、すなわち、圧電振動子１を流れる駆動電流が周囲の温度によってばらついてしまい、圧電振動子１の振動速度が一定でなくなってしまう。それが原因で所望の検知精度、たとえば周囲の温度変動に対する検知精度のばらつきが±１％以内におさまるような高精度の角速度センサが得られないという問題点がある。

この発明は、上述した従来技術による問題点を解消するため、周囲の温度変動の影響を受けずに、圧電振動子を安定して振動させることができる発振回路と、この発振回路を用いた高精度の角速度センサを提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、請求項１に記載の発明にかかる発振回路は、駆動電極を有し、当該駆動電極に印加される交流の駆動電圧によって振動する圧電振動子と、前記駆動電極の出力電流を電圧に変換して交流電圧を出力する電流／電圧変換回路と、前記電流／電圧変換回路から出力される前記交流電圧を整流して直流電流を出力する整流回路と、前記整流回路の出力電流と所定の基準電流とを比較し、前記整流回路の出力電流の変動に応じて制御電圧を出力する比較手段と、前記比較手段から出力される前記制御電圧に基づいて前記圧電振動子の駆動電極に印加される駆動電圧を制御する利得制御回路と、を備え、前記整流回路が、前記電流／電圧変換回路から出力される前記交流電圧に同期して整流動作をおこなうゲート回路を備えることを特徴とする。

この請求項１に記載の発明によれば、ゲート回路のオン／オフにより交流電圧を直流電流に変換し、この直流電流と基準電流との差分に基づいて発振回路の利得が制御されるので、周囲の温度に変動があっても、圧電振動子には変動の極めて小さい一定の駆動電流が供給される。

また、請求項２に記載の発明にかかる発振回路は、駆動電極を有し、当該駆動電極に印加される交流の駆動電圧によって振動する圧電振動子と、前記駆動電極の出力電流を電圧に変換して交流電圧を出力する電流／電圧変換回路と、前記電流／電圧変換回路から出力される前記交流電圧を整流して直流電圧を出力する整流回路と、前記整流回路の出力電圧と所定の基準電圧とを比較し、前記整流回路の出力電圧の変動に応じて制御電圧を出力する比較手段と、前記比較手段から出力される前記制御電圧に基づいて前記圧電振動子の駆動電極に印加される駆動電圧を制御する利得制御回路と、を備え、前記整流回路が、前記電流／電圧変換回路から出力される前記交流電圧に同期して整流動作をおこなうゲート回路を備えることを特徴とする。

この請求項２に記載の発明によれば、ゲート回路のオン／オフにより交流電圧を直流電圧に変換し、この直流電圧と基準電圧との差分に基づいて発振回路の利得が制御されるので、周囲の温度に変動があっても、圧電振動子には変動の極めて小さい一定の駆動電流が供給される。

また、請求項３に記載の発明にかかる発振回路は、請求項１または２に記載の発明において、前記ゲート回路が、全波整流動作をおこなうことを特徴とする。

また、請求項４に記載の発明にかかる発振回路は、請求項３に記載の発明において、前記ゲート回路が、前記電流／電圧変換回路から出力される前記交流電圧が第１の極性のときに導通状態となり、第２の極性のときにハイインピーダンスとなる第１のトランスミッションゲートと、前記電流／電圧変換回路から出力される前記交流電圧が第１の極性のときにハイインピーダンスとなり、第２の極性のときに導通状態となる第２のトランスミッションゲートと、前記電流／電圧変換回路から出力される前記交流電圧の極性を反転して前記第２のトランスミッションゲートの入力に供給する反転手段と、を備えたことを特徴とする。

この請求項３，４に記載の発明によれば、整流回路が半波整流動作をおこなう場合に比べて、脈流を平滑化するためのコンデンサの容量を小さくすることができるので、このコンデンサの小型化を図ることができる。

また、請求項５に記載の発明にかかる発振回路は、請求項１または２に記載の発明において、前記ゲート回路が、半波整流動作をおこなうことを特徴とする

また、請求項６に記載の発明にかかる発振回路は、請求項５に記載の発明において、前記ゲート回路が、前記電流／電圧変換回路から出力される前記交流電圧が第１の極性のときに導通状態となり、第２の極性のときにハイインピーダンスとなるトランスミッションゲートを備えたことを特徴とする。

この請求項５，６に記載の発明によれば、整流回路が全波整流動作をおこなう場合に比べて、整流回路の構成を簡素にすることができる。

また、請求項７に記載の発明にかかる角速度センサは、上記請求項１〜６のいずれか一つに記載された発振回路と、前記圧電振動子に設けた検出電極により該圧電振動子に生じたコリオリ力による応力を電荷として検出し、前記電流／電圧変換回路の出力電圧、または前記圧電振動子の前記駆動電極に印加される前記駆動電圧で同期検波して、角速度に応じた検出信号を出力する検出回路と、を備えたことを特徴とする。

この請求項７に記載の発明によれば、発振回路から圧電振動子に、周囲の温度に変動があっても、変動の極めて小さい一定の駆動電流が供給されるので、圧電振動子の振動速度が一定に保たれる。

本発明にかかる発振回路によれば、圧電振動子に周囲の温度に変動があっても、変動の極めて小さい一定の駆動電流を供給することができるので、周囲の温度変動の影響を受けずに、圧電振動子を安定して振動させることができるという効果を奏する。

また、本発明にかかる角速度センサによれば、圧電振動子の振動速度を一定に保つことができるので、周囲の温度変動の影響を受けずに、角速度を高精度に検知することができるという効果を奏する。

以下に添付図面を参照して、この発明にかかる発振回路、およびその発振回路を用いた角速度センサの好適な実施の形態を詳細に説明する。なお、以下の実施の形態の説明において、図１２および図１３と同じ構成については同一の符号を付す。

図２は、本発明にかかる発振回路の構成の一例を示すブロック図である。図２に示すように、発振回路は、圧電振動子１、電流／電圧変換回路１１、利得が１である第１のバッファ増幅器１２、ローパス・フィルタ１３、利得可変増幅器１４、第２のバッファ増幅器１５、および自動利得制御回路（ＡＧＣ回路）４０を備えている。また、自動利得制御回路４０は、非反転増幅器１９、整流回路４６、基準電源回路４７および比較手段１８を備えている。さらに、整流回路４６は、ゲート回路４１および制御回路４２を備えている。

電流／電圧変換回路１１の入力端子は、圧電振動子１の一方の駆動電極２ａに接続されている。電流／電圧変換回路１１は、一方の駆動電極２ａの出力電流を電圧に変換する。電流／電圧変換回路１１の出力端子は、バッファ増幅器１２の入力端子に接続されている。第１のバッファ増幅器１２の出力端子は、ローパス・フィルタ１３の入力端子に接続されている。ローパス・フィルタ１３は、発振の位相条件を成立させ、かつ第１のバッファ増幅器１２の出力電圧Ｖaの高周波成分を除去する。

ローパス・フィルタ１３の出力端子は、利得可変増幅器１４の入力端子に接続されている。利得可変増幅器１４は、自動利得制御回路４０から供給される制御電圧Ｖeに基づいて制御された利得でもって、ローパス・フィルタ１３から供給される電圧を増幅する。利得可変増幅器１４の出力端子は、第２のバッファ増幅器１５の入力端子に接続されている。第２のバッファ増幅器１５の出力端子は、圧電振動子１の他方の駆動電極２ｂに接続されている。したがって、他方の駆動電極２ｂには、第２のバッファ増幅器１５の出力電圧Ｖoutが供給される。

自動利得制御回路４０の詳細な構成については、図１を参照しながら説明する。図１は、自動利得制御回路４０の構成の一例を示す回路図である。

非反転増幅器１９の非反転入力端子は、第１のバッファ増幅器１２の出力端子に接続されている。したがって、非反転増幅器１９の非反転入力端子には、第１のバッファ増幅器１２の出力電圧Ｖaが供給される。非反転増幅器１９の反転入力端子は、帰還抵抗４３を介して非反転増幅器１９の出力端子に接続されているとともに、入力抵抗４４の一端に接続されている。入力抵抗４４の他端は接地されている。非反転増幅器１９の出力端子は、整流回路４６に接続されている。

整流回路４６は、ゲート回路４１を構成する第１のトランスミッションゲート５１および第２のトランスミッションゲート５６と、制御回路４２を構成する第１の反転増幅器５３、インバータ５４および反転手段である第２の反転増幅器５５と、４個の抵抗５２，５７，５８，５９を備えている。第１のトランスミッションゲート５１の入力端子は、非反転増幅器１９の出力端子に接続されている。

したがって、第１のトランスミッションゲート５１の入力端子には、非反転増幅器１９の出力電圧Ｖbが供給される。第１のトランスミッションゲート５１の出力端子は、第１の抵抗５２の一端に接続されている。第１のトランスミッションゲート５１のオン抵抗は、第１の抵抗５２に対して無視し得る程度に小さい（たとえば、１／１０００程度）。したがって、第１の抵抗５２に流れる電流Ｉ_1Aは、出力電圧Ｖaの変化に忠実に追従して変化し、温度変化の影響を受けない。便宜上、第１のトランスミッションゲート５１の出力電圧をＶc₁とする。

また、第２の反転増幅器５５の反転入力端子は、入力抵抗５８の一端に接続されている。この入力抵抗の他端は、非反転増幅器１９の出力端子に接続されている。また、第２の反転増幅器５５の反転入力端子は、帰還抵抗５９を介して第２の反転増幅器５５の出力端子に接続されている。第２の反転増幅器５５の非反転入力端子は接地されている。第２のトランスミッションゲート５６の入力端子は、第２の反転増幅器５５の出力端子に接続されている。

したがって、第２のトランスミッションゲート５６の入力端子には、非反転増幅器１９の出力電圧Ｖbの極性を反転させた電圧が供給される。第２のトランスミッションゲート５６の出力端子は、第２の抵抗５７の一端に接続されている。第２のトランスミッションゲート５６のオン抵抗は、第２の抵抗５７に対して無視し得る程度に小さい（たとえば、１／１０００程度）。したがって、第２の抵抗５７に流れる電流Ｉ_1Bは、出力電圧Ｖａの変化に忠実に追従して変化し、温度変化による影響を受けない。第１の抵抗５２および第２の抵抗５７のそれぞれの他端は、比較手段１８に接続されている。便宜上、第２のトランスミッションゲート５６の出力電圧をＶc₂とする。

また、第１の反転増幅器５３の反転入力端子は、非反転増幅器１９の出力端子に接続されている。したがって、第１の反転増幅器５３の反転入力端子には、非反転増幅器１９の出力電圧Ｖbが供給される。第１の反転増幅器５３の非反転入力端子は接地されている。

第１の反転増幅器５３の出力端子は、第１のトランスミッションゲート５１のローアクティブの制御端子、第２のトランスミッションゲート５６のハイアクティブの制御端子、およびインバータ５４の入力端子に接続されている。インバータ５４の出力端子は、第１のトランスミッションゲート５１のハイアクティブの制御端子および第２のトランスミッションゲート５６のローアクティブの制御端子に接続されている。

基準電源回路４７は、抵抗６１および基準電圧源６２を備えている。基準電圧源６２は、電源電圧の変化や温度変化等に対して不変の一定電圧Ｖrefを発生する。基準電圧源６２の負極は、接地電位よりも低い所定の負電位（Ｖ−）の印加点に接続されている。基準電圧源６２の正極は、抵抗６１の一端に接続されている。抵抗６１の他端は、比較手段１８に接続されている。便宜上、基準電源回路４７の出力電圧をＶdとする。なお、負電位Ｖ−が電源電圧の変化や温度変化等に対して不変の一定電圧である場合には、基準電圧源６２を省略してもよい。特に限定しないが、たとえば負電位Ｖ−は−２．５Ｖである。

比較手段１８は、オペアンプからなる積分器７１、整流回路４６から出力された脈流を平滑化するための帰還コンデンサ７２、および帰還抵抗７３を備えている。積分器７１の反転入力端子は、整流回路４６の第１の抵抗５２および第２の抵抗５７と、基準電源回路４７の抵抗６１のそれぞれの他端に接続されている。積分器７１の非反転入力端子は、接地されている。

帰還コンデンサ７２および帰還抵抗７３は、積分器７１の反転入力端子と出力端子との間に並列に接続されている。積分器７１は、第１の抵抗５２を流れる電流Ｉ_1Aまたは第２の抵抗５７を流れる電流Ｉ_1Bと、抵抗６１を流れる直流の基準電流Ｉ₂とを比較し、この電流差を積分し、電流Ｉ_1AとＩ_1Bの合成電流が基準電流Ｉ₂に対して所定の差となるように制御電圧Ｖeを生成する。この制御電圧Ｖeは、利得可変増幅器１４に供給される。

図３は、本発明にかかる発振回路の全波整流動作を説明するための波形図である。非反転増幅器１９の出力電圧Ｖbの極性が正のときには、第１の反転増幅器５３およびインバータ５４の出力電圧はそれぞれ負および正となり、第１のトランスミッションゲート５１がオン状態となる。それによって、第１のトランスミッションゲート５１からは正の出力電圧Ｖc₁のみが出力され、第１の抵抗５２に電流Ｉ_1Aが流れる。このとき、第２のトランスミッションゲート５６は、ハイインピーダンスとなるので、第２の抵抗５７には電流が流れない。

一方、非反転増幅器１９の出力電圧Ｖbの極性が負のときには、第１の反転増幅器５３の出力電圧およびインバータ５４の出力電圧はそれぞれ正および負となり、第２のトランスミッションゲート５６がオン状態となる。そして、第２の反転増幅器５５の出力電圧の極性は正となるので、第２のトランスミッションゲート５６から正の出力電圧Ｖc₂のみが出力される。それによって、第２の抵抗５７に電流Ｉ_1Bが流れる。このとき、第１のトランスミッションゲート５１は、ハイインピーダンスとなるので、第１の抵抗５２には電流が流れない。なお、図３において、Ｖ１はＶc₁およびＶc₂を全波整流した電圧波形のピーク値であり、一点鎖線はその実効値（Ｖ１／√２）を示す。

図４は、利得可変増幅器１４の構成の一例を示す回路図である。図４に示すように、利得可変増幅器１４は、非反転増幅器８１、接合形ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）８２、４個の抵抗８３，８４，８５，８６およびコンデンサ８７を備えている。比較手段１８の積分器７１から出力される制御電圧Ｖeは、入力抵抗８５を介して、可変抵抗となる接合形ＦＥＴ８２のゲート端子に入力される。接合形ＦＥＴ８２のソース端子は接地されている。接合形ＦＥＴ８２のゲート端子とドレイン端子との間には、抵抗８６およびコンデンサ８７が直列に接続されており、ドレインからゲートに対して局部的な帰還をかけて低ひずみ特性が得られるようにしている。接合形ＦＥＴ８２のドレイン端子は、抵抗８４を介して非反転増幅器８１の反転入力端子に接続されている。なお、接合形ＦＥＴ８２をＭＯＳＦＥＴで構成することも可能である。

非反転増幅器８１の非反転入力端子には、ローパス・フィルタ１３の出力電圧が供給される。非反転増幅器８１により増幅された出力電圧は、第２のバッファ増幅器１５の入力端子に供給される。非反転増幅器８１の反転入力端子と出力端子との間には帰還抵抗８３が接続されている。特に限定しないが、たとえば帰還抵抗８３の抵抗値は、接合形ＦＥＴ８２のドレイン端子に接続された抵抗８４の抵抗値の４倍である。図５は、利得可変増幅器１４の増幅特性の一例を示す特性図である。図５に示す例では、制御電圧Ｖeが負電位Ｖ−（たとえば、−２．５Ｖ）のときの利得はおおよそ１であり、制御電圧Ｖeが０Ｖのときの利得は５である。

ここまでは、比較手段１８が電流比較型のものである例について説明したが、比較手段１８が電圧比較型のものであってもよい。図６は、電圧比較型の比較手段９８を用いた構成の一例を示す回路図である。図６に示すように、電圧比較型の比較手段９８は、積分器７１の反転入力端子に接続された３個の抵抗５２，５７，６１を含む。

つまり、この比較手段９８は、積分器７１、帰還コンデンサ７２、帰還抵抗７３、第１の抵抗５２、第２の抵抗５７および抵抗６１により構成されている。したがって、図６に示す構成では、第１の抵抗５２および第２の抵抗５７のない整流回路９６と、抵抗６１のない基準電源回路９７が用いられる。その他の構成および整流動作については、上述した電流比較型の比較手段１８を用いた場合と同じであるので、説明を省略する。

また、上述した例では全波整流型の整流回路が用いられているが、これに代えて、半波整流型の整流回路を用いてもよい。図７は、半波整流型の整流回路１０６を用いた構成の一例を示す回路図である。図７に示すように、半波整流型の整流回路１０６は、図１に示す全波整流型の整流回路４６から第２の反転増幅器５５、その第２の反転増幅器５５の入力抵抗５８と帰還抵抗５９、第２のトランスミッションゲート５６および第２の抵抗５７を取り除いた構成となっている。つまり、整流回路１０６は、第１のトランスミッションゲート５１、第１の抵抗５２、第１の反転増幅器５３およびインバータ５４により構成されている。その他の構成については、上述した全波整流型の整流回路を用いた場合と同じであるので、説明を省略する。

図８は、整流回路１０６の半波整流動作を説明するための波形図である。図８に示すように、非反転増幅器１９の出力電圧Ｖbの極性が正のときには、第１の反転増幅器５３およびインバータ５４の出力電圧はそれぞれ負および正となり、第１のトランスミッションゲート５１がオン状態となる。それによって、第１のトランスミッションゲート５１からは正の出力電圧Ｖc₁のみが出力され、第１の抵抗５２に電流Ｉ_1Aが流れる。

それに対して、非反転増幅器１９の出力電圧Ｖbの極性が負のときには、第１の反転増幅器５３の出力電圧およびインバータ５４の出力電圧はそれぞれ正および負となり、第１のトランスミッションゲート５１は、ハイインピーダンスとなるので、第１の抵抗５２には電流が流れない。このように、第１のトランスミッションゲート５１からは半周期ずつしか電圧Ｖc₁が出力されないので、その実効値（図８に二点鎖線で示す）は全波整流時の１／２、すなわちＶ１／２√２となる。

また、半波整流型の整流回路を用いるとともに、電圧比較型の比較手段を用いた構成としてもよい。図９は、半波整流型の整流回路と電圧比較型の比較手段を用いた構成の一例を示す回路図である。図９に示すように、整流回路１１６は、図７に示す半波整流型の整流回路１０６から第１の抵抗５２を取り除いた構成となっている。つまり、整流回路１１６は、第１のトランスミッションゲート５１、第１の反転増幅器５３およびインバータ５４により構成されている。

また、電圧比較型の比較手段１０８は、第１のトランスミッションゲート５１の出力端子に接続された第１の抵抗５２と、基準電圧源６２の正極に接続された抵抗６１を含む。つまり、この比較手段１０８は、積分器７１、帰還コンデンサ７２、帰還抵抗７３、第１の抵抗５２および抵抗６１により構成されている。したがって、この構成では、抵抗６１のない基準電源回路９７が用いられる。整流動作については、上述した半波整流型の整流回路１０６を用いた場合と同じであるので、説明を省略する。

図１０は、図７に示す構成を用いた発振回路（実施例）と、図１３に示す構成を用いた発振回路（従来例）とについて、自動利得制御回路１０，４０への入力電圧Ｖaの変化率の温度特性を比較して示す特性図である。図１０に示すように、実施例では−４０℃〜８０℃の温度域におけるＶa変化率は±１％未満である。それに対して、従来例の同じ温度域におけるＶa変化率は±５％である。したがって、実施例によれば、極めてＶa変化率の温度特性が小さいことがわかる。

Ｖa変化率の温度特性が小さいということは、圧電振動子１の一方の駆動電極２ａから出力される電流の、周囲温度の変動による変化率が小さいということであり、周囲温度の影響を受けずに圧電振動子１が安定して振動するということである。なお、実施例では半波整流型の整流回路を用いているが、全波整流型の整流回路を用いた構成のＶa変化率の温度特性は、図１０に示す実施例の特性と同じであり、−４０℃〜８０℃の温度域において±１％未満である。

上述した種々の構成の発振回路を用いた角速度センサの概略構成は、図１１に示す通りである。すなわち、図１１において、発振回路４として上述した種々の構成の発振回路を用いる。検出回路５の構成は、図１２に示す通りである。図１１および図１２の検出回路５については、背景技術として説明したので、ここでは省略するが、同期検波回路２４の参照信号は、バッファ増幅器１５の出力電圧Ｖoutまたは利得可変増幅器１４の出力電圧を用いてもよい。この場合、出力電圧Ｖaよりも増幅が大きいので、安定で正確な検波ができる。

以上説明したように、実施の形態の発振回路によれば、トランスミッションゲート５１，５６のオン／オフにより交流電圧を直流電流または直流電圧に変換し、この直流電流または直流電圧と基準電流または基準電圧との差分に基づいて発振回路の利得が制御されるので、圧電振動子１に温度変動によるばらつきの極めて小さい駆動電流を供給することができる。したがって、周囲の温度変動の影響を受けずに、圧電振動子１を安定して振動させることができるという効果を奏する。また、このような発振回路を用いた角速度センサによれば、圧電振動子１の振動速度を一定に保つことができるので、周囲の温度変動の影響を受けずに、角速度を高精度に検知することができるという効果を奏する。

また、全波整流型の整流回路４６，９６を用いた場合には、半波整流型の整流回路を用いた場合に比べて、脈流を平滑化するための帰還コンデンサ７２の容量を小さくすることができるので、この帰還コンデンサ７２の小型化を図ることができる。したがって、角速度センサを小型化することができるという効果を奏する。一方、半波整流型の整流回路１０６，１１６を用いた場合には、全波整流型の整流回路を用いた場合に比べて、整流回路の構成を簡素化することができるという効果を奏する。

以上において本発明は、上述した実施の形態に限らず、種々変更可能である。たとえば、整流回路４６，９６，１０６，１１６は、トランスミッションゲートの交流の入力電圧に基づいてトランスミッションゲートがオン／オフすることによって、その入力電圧を整流する構成であれば、上述した構成に限らない。

以上のように、本発明にかかる発振回路、およびこれを用いた角速度センサは、車両の走行軌跡や航空機の飛行軌跡などの記録や、旋回時に発生するヨーレイトの検出に有用であり、特に、ロボットの姿勢制御やカーナビゲーションでの車両位置検知に適している。

本発明にかかる発振回路に用いられる全波整流型自動利得制御回路の構成の一例を示す回路図である。 本発明にかかる発振回路の構成の一例を示すブロック図である。 本発明にかかる発振回路の全波整流動作を説明するための波形図である。 本発明にかかる発振回路に用いられる利得可変増幅器の構成の一例を示す回路図である。 図４に示す利得可変増幅器の増幅特性を示す特性図である。 本発明にかかる発振回路に用いられる全波整流型自動利得制御回路の構成の他の例を示す回路図である。 本発明にかかる発振回路に用いられる半波整流型自動利得制御回路の構成の一例を示す回路図である。 本発明にかかる発振回路の半波整流動作を説明するための波形図である。 本発明にかかる発振回路に用いられる半波整流型自動利得制御回路の構成の他の例を示す回路図である。 本発明にかかる発振回路の電圧変化率の温度特性を示す特性図である。 角速度センサの原理を説明するための模式図である。 従来の角速度センサの構成を示すブロック図である。 従来の角速度センサに用いられる自動利得制御回路の構成を示す回路図である。 ダイオードの順電圧と順電流との関係を示す特性図である。

符号の説明

１ 圧電振動子
２ａ，２ｂ 駆動電極
４ 発振回路
５ 検出回路
１１ 電流／電圧変換回路
１８，９８，１０８ 比較手段
４０ 自動利得制御回路（ＡＧＣ回路）
４１ ゲート回路
４６，９６，１０６，１１６ 整流回路
５１ 第１のトランスミッションゲート
５５ 反転手段（第２の反転増幅器）
５６ 第２のトランスミッションゲート

Claims (7)

1. 駆動電極を有し、当該駆動電極に印加される交流の駆動電圧によって振動する圧電振動子と、
   前記駆動電極の出力電流を電圧に変換して交流電圧を出力する電流／電圧変換回路と、
   前記電流／電圧変換回路から出力される前記交流電圧を整流して直流電流を出力する整流回路と、
   前記整流回路の出力電流と所定の基準電流とを比較し、前記整流回路の出力電流の変動に応じて制御電圧を出力する比較手段と、
   前記比較手段から出力される前記制御電圧に基づいて前記圧電振動子の駆動電極に印加される駆動電圧を制御する利得制御回路と、
   を備え、
   前記整流回路は、前記電流／電圧変換回路から出力される前記交流電圧に同期して整流動作をおこなうゲート回路を備えることを特徴とする発振回路。
2. 駆動電極を有し、当該駆動電極に印加される交流の駆動電圧によって振動する圧電振動子と、
   前記駆動電極の出力電流を電圧に変換して交流電圧を出力する電流／電圧変換回路と、
   前記電流／電圧変換回路から出力される前記交流電圧を整流して直流電圧を出力する整流回路と、
   前記整流回路の出力電圧と所定の基準電圧とを比較し、前記整流回路の出力電圧の変動に応じて制御電圧を出力する比較手段と、
   前記比較手段から出力される前記制御電圧に基づいて前記圧電振動子の駆動電極に印加される駆動電圧を制御する利得制御回路と、
   を備え、
   前記整流回路は、前記電流／電圧変換回路から出力される前記交流電圧に同期して整流動作をおこなうゲート回路を備えることを特徴とする発振回路。
3. 前記ゲート回路は、全波整流動作をおこなうことを特徴とする請求項１または２に記載の発振回路。
4. 前記ゲート回路は、
   前記電流／電圧変換回路から出力される前記交流電圧が第１の極性のときに導通状態となり、第２の極性のときにハイインピーダンスとなる第１のトランスミッションゲートと、
   前記電流／電圧変換回路から出力される前記交流電圧が第１の極性のときにハイインピーダンスとなり、第２の極性のときに導通状態となる第２のトランスミッションゲートと、
   前記電流／電圧変換回路から出力される前記交流電圧の極性を反転して前記第２のトランスミッションゲートの入力に供給する反転手段と、
   を備えたことを特徴とする請求項３に記載の発振回路。
5. 前記ゲート回路は、半波整流動作をおこなうことを特徴とする請求項１または２に記載の発振回路。
6. 前記ゲート回路は、前記電流／電圧変換回路から出力される前記交流電圧が第１の極性のときに導通状態となり、第２の極性のときにハイインピーダンスとなるトランスミッションゲートを備えたことを特徴とする請求項５に記載の発振回路。
7. 上記請求項１〜６のいずれか一つに記載された発振回路と、
   前記圧電振動子に設けた検出電極により該圧電振動子に生じたコリオリ力による応力を電荷として検出し、前記電流／電圧変換回路の出力電圧、または前記圧電振動子の前記駆動電極に印加される前記駆動電圧で同期検波して、角速度に応じた検出信号を出力する検出回路と、
   を備えたことを特徴とする角速度センサ。
   

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