JP2005127978A - 発振回路および角速度センサ - Google Patents
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Abstract
【課題】周囲の温度変動の影響を受けずに、圧電振動子を安定して振動させること。角速度センサの検知精度を高精度化すること。
【解決手段】圧電振動子の一方の駆動電極の出力電流を交流電圧に変換し、この交流電圧を、トランスミッションゲート51,56を交流電圧に同期してオン/オフさせることにより整流して、直流電流I1AおよびI1Bとする。これらの直流電流と基準電源回路47を流れる基準電流I2とを比較手段18で比較し、その差分に基づいて制御電圧Veを生成する。この制御電圧Veでもって、前記交流電圧の利得を調整して圧電振動子の他方の駆動電極に供給することによって、圧電振動子に温度変動によるばらつきの極めて小さい駆動電圧を供給し、圧電振動子を安定して振動させる。
【選択図】 図1
【解決手段】圧電振動子の一方の駆動電極の出力電流を交流電圧に変換し、この交流電圧を、トランスミッションゲート51,56を交流電圧に同期してオン/オフさせることにより整流して、直流電流I1AおよびI1Bとする。これらの直流電流と基準電源回路47を流れる基準電流I2とを比較手段18で比較し、その差分に基づいて制御電圧Veを生成する。この制御電圧Veでもって、前記交流電圧の利得を調整して圧電振動子の他方の駆動電極に供給することによって、圧電振動子に温度変動によるばらつきの極めて小さい駆動電圧を供給し、圧電振動子を安定して振動させる。
【選択図】 図1
Description
この発明は、水晶振動子等の圧電振動子の内部インピーダンスが温度変動により変化し、それにともなって変動しようとする圧電振動子の駆動電流を一定に制御して振動速度を一定にするための駆動電圧を供給する発振回路と、この発振回路を用いた角速度センサに関する。
図11は、一般的な角速度センサの原理を示す図である。図示例では、音叉型水晶振動子よりなる圧電振動子1の表面に、励振(駆動)用の駆動電極2a,2bとコリオリ力検出用の検出電極3a,3bが設けられている。駆動電極2a,2bには、発振回路4が接続されており、この発振回路4から交流の駆動電圧が供給される。検出電極3には、コリオリ力を検出するための検出回路5が接続されている。
X軸、Y軸およびZ軸よりなる直交座標系を図11に示すように設定する。駆動電極2a,2bに発振回路4から駆動電圧が印加されると、圧電振動子1はX軸に沿うB方向に所定の周波数で振動する。このとき、Y軸の回りに角速度ωが加わると、Z軸方向にコリオリ力Fが発生する。圧電振動子1の質量をmとし、圧電振動子1の振動速度をvで表すと、コリオリ力Fは2mvωに等しい。
つまり、コリオリ力Fは角速度ωの大きさに比例して定まる。したがって、検出電極3(3a,3b)およびコリオリ力検出回路5により、コリオリ力Fを圧電振動子1の撓み変位量として検出することで、この圧電振動子1の角速度ωの大きさを求めることができる。
上述した角速度センサは、車両の走行軌跡や航空機の飛行軌跡を記録したり、旋回時に発生するヨーレイトを検出するために用いられる。また、角速度センサは、ロボットの姿勢制御をおこなうため、あるいはGPS(グローバル・ポジショニング・システム)を利用したカーナビゲーションにおいて、測地衛星からの電波が届かない場所での位置検出をおこなうためなどにも利用されている。また、角速度センサは、カメラの手振れを防止する装置にも用いられている。
図12は、従来の角速度センサの構成を示すブロック図である。図12に示すように、発振回路4は、圧電振動子1の一方の駆動電極2aの出力電流を電流/電圧変換回路(I−V変換回路)11で交流電圧に変換し、さらにバッファ増幅器12、ローパス・フィルタ(LPF)13、自動利得制御回路(AGC回路)10、利得可変増幅器14およびバッファ増幅器15により位相および利得を調整した出力電圧Voutを、圧電振動子1の他方の駆動電極2bに供給する構成となっている。
検出回路5は、圧電振動子1に角速度が加わったときに検出電極3a,3bに発生する逆相の電流をそれぞれ電流/電圧変換回路21,22で電圧に変換し、それら電圧の差分を差動増幅器23により増幅し、さらに位相回路25および同期検波回路24により直流電圧に変換し、ローパス・フィルタ26を介して角速度に応じた直流電圧の検出信号Soutを出力する構成となっている。同期検波回路24は、バッファ増幅器12の交流の出力電圧Vaを参照信号として検波をおこなっている。
図13は、自動利得制御回路10の構成を示す回路図である。図13に示すように、自動利得制御回路10は、バッファ増幅器12の交流の出力電圧Vaを増幅する非反転増幅器19、非反転増幅器19の出力電圧Vbを直流電流I1に変換する整流回路16、電源電圧の変化や温度変化があっても常に一定の基準電流I2を流す基準電源回路17、およびI1とI2との電流差に基づく制御電圧Veを利得可変増幅器14に供給する比較手段18により構成されている。
水晶振動子などの圧電振動子は、励振するための駆動電流を一定にすると振動速度が一定に保たれることが知られている。前述の通り圧電振動子を用いた角速度センサでは、コリオリ力F=2mvωなので、発振回路4による圧電振動子1の振動速度vの変動をなくし、一定の速度で振動させれば、角速度ωを精度よく検出することができる。すなわち、振動速度vは圧電振動子1の駆動電極2aからの出力電流(駆動電流)に比例し、電流/電圧変換回路11の交流電圧に比例し、さらにこの交流電圧を増幅した出力電圧Vbに比例するので、この出力電圧Vbを一定にすれば、圧電振動子1を流れる駆動電流を一定にできる。これにより圧電振動子1は一定の振動速度vで振動するので、精度のよい角速度センサを構成することができる。
整流回路16は、主にダイオード31で構成されている。図14にダイオードの順電圧と順電流との関係を示すように、一般にダイオードは温度特性を有する。そのため、周囲の温度が高くなるほど、あるいは低くなるほど、ダイオード31、すなわち整流回路16の出力電流I1の誤差が大きくなり、比較手段18から出力される制御電圧Veの誤差が大きくなる。
制御電圧Veの誤差が大きくなると、自動利得制御回路10による利得制御に誤差が生じ、利得可変増幅器14で正確に増幅されなくなり、それによって圧電振動子1に安定した駆動電流を供給することができなくなるので、角速度センサの検知感度に温度変化によるばらつきが生じる。そこで、整流用ダイオード31の順方向電圧の温度係数を相殺するために、図13に示す自動利得制御回路10では、基準電源回路17に温度補償用のダイオード32が設けられている(たとえば、特許文献1参照。)。
しかしながら、従来の発振回路では、図13に示すように温度補償用のダイオード32を設けても、整流用ダイオード31の順方向電圧の温度係数を十分に相殺することができない。そのため、自動利得制御が十分に機能せず、すなわち、圧電振動子1を流れる駆動電流が周囲の温度によってばらついてしまい、圧電振動子1の振動速度が一定でなくなってしまう。それが原因で所望の検知精度、たとえば周囲の温度変動に対する検知精度のばらつきが±1%以内におさまるような高精度の角速度センサが得られないという問題点がある。
この発明は、上述した従来技術による問題点を解消するため、周囲の温度変動の影響を受けずに、圧電振動子を安定して振動させることができる発振回路と、この発振回路を用いた高精度の角速度センサを提供することを目的とする。
上述した課題を解決し、目的を達成するため、請求項1に記載の発明にかかる発振回路は、駆動電極を有し、当該駆動電極に印加される交流の駆動電圧によって振動する圧電振動子と、前記駆動電極の出力電流を電圧に変換して交流電圧を出力する電流/電圧変換回路と、前記電流/電圧変換回路から出力される前記交流電圧を整流して直流電流を出力する整流回路と、前記整流回路の出力電流と所定の基準電流とを比較し、前記整流回路の出力電流の変動に応じて制御電圧を出力する比較手段と、前記比較手段から出力される前記制御電圧に基づいて前記圧電振動子の駆動電極に印加される駆動電圧を制御する利得制御回路と、を備え、前記整流回路が、前記電流/電圧変換回路から出力される前記交流電圧に同期して整流動作をおこなうゲート回路を備えることを特徴とする。
この請求項1に記載の発明によれば、ゲート回路のオン/オフにより交流電圧を直流電流に変換し、この直流電流と基準電流との差分に基づいて発振回路の利得が制御されるので、周囲の温度に変動があっても、圧電振動子には変動の極めて小さい一定の駆動電流が供給される。
また、請求項2に記載の発明にかかる発振回路は、駆動電極を有し、当該駆動電極に印加される交流の駆動電圧によって振動する圧電振動子と、前記駆動電極の出力電流を電圧に変換して交流電圧を出力する電流/電圧変換回路と、前記電流/電圧変換回路から出力される前記交流電圧を整流して直流電圧を出力する整流回路と、前記整流回路の出力電圧と所定の基準電圧とを比較し、前記整流回路の出力電圧の変動に応じて制御電圧を出力する比較手段と、前記比較手段から出力される前記制御電圧に基づいて前記圧電振動子の駆動電極に印加される駆動電圧を制御する利得制御回路と、を備え、前記整流回路が、前記電流/電圧変換回路から出力される前記交流電圧に同期して整流動作をおこなうゲート回路を備えることを特徴とする。
この請求項2に記載の発明によれば、ゲート回路のオン/オフにより交流電圧を直流電圧に変換し、この直流電圧と基準電圧との差分に基づいて発振回路の利得が制御されるので、周囲の温度に変動があっても、圧電振動子には変動の極めて小さい一定の駆動電流が供給される。
また、請求項3に記載の発明にかかる発振回路は、請求項1または2に記載の発明において、前記ゲート回路が、全波整流動作をおこなうことを特徴とする。
また、請求項4に記載の発明にかかる発振回路は、請求項3に記載の発明において、前記ゲート回路が、前記電流/電圧変換回路から出力される前記交流電圧が第1の極性のときに導通状態となり、第2の極性のときにハイインピーダンスとなる第1のトランスミッションゲートと、前記電流/電圧変換回路から出力される前記交流電圧が第1の極性のときにハイインピーダンスとなり、第2の極性のときに導通状態となる第2のトランスミッションゲートと、前記電流/電圧変換回路から出力される前記交流電圧の極性を反転して前記第2のトランスミッションゲートの入力に供給する反転手段と、を備えたことを特徴とする。
この請求項3,4に記載の発明によれば、整流回路が半波整流動作をおこなう場合に比べて、脈流を平滑化するためのコンデンサの容量を小さくすることができるので、このコンデンサの小型化を図ることができる。
また、請求項5に記載の発明にかかる発振回路は、請求項1または2に記載の発明において、前記ゲート回路が、半波整流動作をおこなうことを特徴とする
また、請求項6に記載の発明にかかる発振回路は、請求項5に記載の発明において、前記ゲート回路が、前記電流/電圧変換回路から出力される前記交流電圧が第1の極性のときに導通状態となり、第2の極性のときにハイインピーダンスとなるトランスミッションゲートを備えたことを特徴とする。
この請求項5,6に記載の発明によれば、整流回路が全波整流動作をおこなう場合に比べて、整流回路の構成を簡素にすることができる。
また、請求項7に記載の発明にかかる角速度センサは、上記請求項1〜6のいずれか一つに記載された発振回路と、前記圧電振動子に設けた検出電極により該圧電振動子に生じたコリオリ力による応力を電荷として検出し、前記電流/電圧変換回路の出力電圧、または前記圧電振動子の前記駆動電極に印加される前記駆動電圧で同期検波して、角速度に応じた検出信号を出力する検出回路と、を備えたことを特徴とする。
この請求項7に記載の発明によれば、発振回路から圧電振動子に、周囲の温度に変動があっても、変動の極めて小さい一定の駆動電流が供給されるので、圧電振動子の振動速度が一定に保たれる。
本発明にかかる発振回路によれば、圧電振動子に周囲の温度に変動があっても、変動の極めて小さい一定の駆動電流を供給することができるので、周囲の温度変動の影響を受けずに、圧電振動子を安定して振動させることができるという効果を奏する。
また、本発明にかかる角速度センサによれば、圧電振動子の振動速度を一定に保つことができるので、周囲の温度変動の影響を受けずに、角速度を高精度に検知することができるという効果を奏する。
以下に添付図面を参照して、この発明にかかる発振回路、およびその発振回路を用いた角速度センサの好適な実施の形態を詳細に説明する。なお、以下の実施の形態の説明において、図12および図13と同じ構成については同一の符号を付す。
図2は、本発明にかかる発振回路の構成の一例を示すブロック図である。図2に示すように、発振回路は、圧電振動子1、電流/電圧変換回路11、利得が1である第1のバッファ増幅器12、ローパス・フィルタ13、利得可変増幅器14、第2のバッファ増幅器15、および自動利得制御回路(AGC回路)40を備えている。また、自動利得制御回路40は、非反転増幅器19、整流回路46、基準電源回路47および比較手段18を備えている。さらに、整流回路46は、ゲート回路41および制御回路42を備えている。
電流/電圧変換回路11の入力端子は、圧電振動子1の一方の駆動電極2aに接続されている。電流/電圧変換回路11は、一方の駆動電極2aの出力電流を電圧に変換する。電流/電圧変換回路11の出力端子は、バッファ増幅器12の入力端子に接続されている。第1のバッファ増幅器12の出力端子は、ローパス・フィルタ13の入力端子に接続されている。ローパス・フィルタ13は、発振の位相条件を成立させ、かつ第1のバッファ増幅器12の出力電圧Vaの高周波成分を除去する。
ローパス・フィルタ13の出力端子は、利得可変増幅器14の入力端子に接続されている。利得可変増幅器14は、自動利得制御回路40から供給される制御電圧Veに基づいて制御された利得でもって、ローパス・フィルタ13から供給される電圧を増幅する。利得可変増幅器14の出力端子は、第2のバッファ増幅器15の入力端子に接続されている。第2のバッファ増幅器15の出力端子は、圧電振動子1の他方の駆動電極2bに接続されている。したがって、他方の駆動電極2bには、第2のバッファ増幅器15の出力電圧Voutが供給される。
自動利得制御回路40の詳細な構成については、図1を参照しながら説明する。図1は、自動利得制御回路40の構成の一例を示す回路図である。
非反転増幅器19の非反転入力端子は、第1のバッファ増幅器12の出力端子に接続されている。したがって、非反転増幅器19の非反転入力端子には、第1のバッファ増幅器12の出力電圧Vaが供給される。非反転増幅器19の反転入力端子は、帰還抵抗43を介して非反転増幅器19の出力端子に接続されているとともに、入力抵抗44の一端に接続されている。入力抵抗44の他端は接地されている。非反転増幅器19の出力端子は、整流回路46に接続されている。
整流回路46は、ゲート回路41を構成する第1のトランスミッションゲート51および第2のトランスミッションゲート56と、制御回路42を構成する第1の反転増幅器53、インバータ54および反転手段である第2の反転増幅器55と、4個の抵抗52,57,58,59を備えている。第1のトランスミッションゲート51の入力端子は、非反転増幅器19の出力端子に接続されている。
したがって、第1のトランスミッションゲート51の入力端子には、非反転増幅器19の出力電圧Vbが供給される。第1のトランスミッションゲート51の出力端子は、第1の抵抗52の一端に接続されている。第1のトランスミッションゲート51のオン抵抗は、第1の抵抗52に対して無視し得る程度に小さい(たとえば、1/1000程度)。したがって、第1の抵抗52に流れる電流I1Aは、出力電圧Vaの変化に忠実に追従して変化し、温度変化の影響を受けない。便宜上、第1のトランスミッションゲート51の出力電圧をVc1とする。
また、第2の反転増幅器55の反転入力端子は、入力抵抗58の一端に接続されている。この入力抵抗の他端は、非反転増幅器19の出力端子に接続されている。また、第2の反転増幅器55の反転入力端子は、帰還抵抗59を介して第2の反転増幅器55の出力端子に接続されている。第2の反転増幅器55の非反転入力端子は接地されている。第2のトランスミッションゲート56の入力端子は、第2の反転増幅器55の出力端子に接続されている。
したがって、第2のトランスミッションゲート56の入力端子には、非反転増幅器19の出力電圧Vbの極性を反転させた電圧が供給される。第2のトランスミッションゲート56の出力端子は、第2の抵抗57の一端に接続されている。第2のトランスミッションゲート56のオン抵抗は、第2の抵抗57に対して無視し得る程度に小さい(たとえば、1/1000程度)。したがって、第2の抵抗57に流れる電流I1Bは、出力電圧Vaの変化に忠実に追従して変化し、温度変化による影響を受けない。第1の抵抗52および第2の抵抗57のそれぞれの他端は、比較手段18に接続されている。便宜上、第2のトランスミッションゲート56の出力電圧をVc2とする。
また、第1の反転増幅器53の反転入力端子は、非反転増幅器19の出力端子に接続されている。したがって、第1の反転増幅器53の反転入力端子には、非反転増幅器19の出力電圧Vbが供給される。第1の反転増幅器53の非反転入力端子は接地されている。
第1の反転増幅器53の出力端子は、第1のトランスミッションゲート51のローアクティブの制御端子、第2のトランスミッションゲート56のハイアクティブの制御端子、およびインバータ54の入力端子に接続されている。インバータ54の出力端子は、第1のトランスミッションゲート51のハイアクティブの制御端子および第2のトランスミッションゲート56のローアクティブの制御端子に接続されている。
基準電源回路47は、抵抗61および基準電圧源62を備えている。基準電圧源62は、電源電圧の変化や温度変化等に対して不変の一定電圧Vrefを発生する。基準電圧源62の負極は、接地電位よりも低い所定の負電位(V−)の印加点に接続されている。基準電圧源62の正極は、抵抗61の一端に接続されている。抵抗61の他端は、比較手段18に接続されている。便宜上、基準電源回路47の出力電圧をVdとする。なお、負電位V−が電源電圧の変化や温度変化等に対して不変の一定電圧である場合には、基準電圧源62を省略してもよい。特に限定しないが、たとえば負電位V−は−2.5Vである。
比較手段18は、オペアンプからなる積分器71、整流回路46から出力された脈流を平滑化するための帰還コンデンサ72、および帰還抵抗73を備えている。積分器71の反転入力端子は、整流回路46の第1の抵抗52および第2の抵抗57と、基準電源回路47の抵抗61のそれぞれの他端に接続されている。積分器71の非反転入力端子は、接地されている。
帰還コンデンサ72および帰還抵抗73は、積分器71の反転入力端子と出力端子との間に並列に接続されている。積分器71は、第1の抵抗52を流れる電流I1Aまたは第2の抵抗57を流れる電流I1Bと、抵抗61を流れる直流の基準電流I2とを比較し、この電流差を積分し、電流I1AとI1Bの合成電流が基準電流I2に対して所定の差となるように制御電圧Veを生成する。この制御電圧Veは、利得可変増幅器14に供給される。
図3は、本発明にかかる発振回路の全波整流動作を説明するための波形図である。非反転増幅器19の出力電圧Vbの極性が正のときには、第1の反転増幅器53およびインバータ54の出力電圧はそれぞれ負および正となり、第1のトランスミッションゲート51がオン状態となる。それによって、第1のトランスミッションゲート51からは正の出力電圧Vc1のみが出力され、第1の抵抗52に電流I1Aが流れる。このとき、第2のトランスミッションゲート56は、ハイインピーダンスとなるので、第2の抵抗57には電流が流れない。
一方、非反転増幅器19の出力電圧Vbの極性が負のときには、第1の反転増幅器53の出力電圧およびインバータ54の出力電圧はそれぞれ正および負となり、第2のトランスミッションゲート56がオン状態となる。そして、第2の反転増幅器55の出力電圧の極性は正となるので、第2のトランスミッションゲート56から正の出力電圧Vc2のみが出力される。それによって、第2の抵抗57に電流I1Bが流れる。このとき、第1のトランスミッションゲート51は、ハイインピーダンスとなるので、第1の抵抗52には電流が流れない。なお、図3において、V1はVc1およびVc2を全波整流した電圧波形のピーク値であり、一点鎖線はその実効値(V1/√2)を示す。
図4は、利得可変増幅器14の構成の一例を示す回路図である。図4に示すように、利得可変増幅器14は、非反転増幅器81、接合形FET(電界効果トランジスタ)82、4個の抵抗83,84,85,86およびコンデンサ87を備えている。比較手段18の積分器71から出力される制御電圧Veは、入力抵抗85を介して、可変抵抗となる接合形FET82のゲート端子に入力される。接合形FET82のソース端子は接地されている。接合形FET82のゲート端子とドレイン端子との間には、抵抗86およびコンデンサ87が直列に接続されており、ドレインからゲートに対して局部的な帰還をかけて低ひずみ特性が得られるようにしている。接合形FET82のドレイン端子は、抵抗84を介して非反転増幅器81の反転入力端子に接続されている。なお、接合形FET82をMOSFETで構成することも可能である。
非反転増幅器81の非反転入力端子には、ローパス・フィルタ13の出力電圧が供給される。非反転増幅器81により増幅された出力電圧は、第2のバッファ増幅器15の入力端子に供給される。非反転増幅器81の反転入力端子と出力端子との間には帰還抵抗83が接続されている。特に限定しないが、たとえば帰還抵抗83の抵抗値は、接合形FET82のドレイン端子に接続された抵抗84の抵抗値の4倍である。図5は、利得可変増幅器14の増幅特性の一例を示す特性図である。図5に示す例では、制御電圧Veが負電位V−(たとえば、−2.5V)のときの利得はおおよそ1であり、制御電圧Veが0Vのときの利得は5である。
ここまでは、比較手段18が電流比較型のものである例について説明したが、比較手段18が電圧比較型のものであってもよい。図6は、電圧比較型の比較手段98を用いた構成の一例を示す回路図である。図6に示すように、電圧比較型の比較手段98は、積分器71の反転入力端子に接続された3個の抵抗52,57,61を含む。
つまり、この比較手段98は、積分器71、帰還コンデンサ72、帰還抵抗73、第1の抵抗52、第2の抵抗57および抵抗61により構成されている。したがって、図6に示す構成では、第1の抵抗52および第2の抵抗57のない整流回路96と、抵抗61のない基準電源回路97が用いられる。その他の構成および整流動作については、上述した電流比較型の比較手段18を用いた場合と同じであるので、説明を省略する。
また、上述した例では全波整流型の整流回路が用いられているが、これに代えて、半波整流型の整流回路を用いてもよい。図7は、半波整流型の整流回路106を用いた構成の一例を示す回路図である。図7に示すように、半波整流型の整流回路106は、図1に示す全波整流型の整流回路46から第2の反転増幅器55、その第2の反転増幅器55の入力抵抗58と帰還抵抗59、第2のトランスミッションゲート56および第2の抵抗57を取り除いた構成となっている。つまり、整流回路106は、第1のトランスミッションゲート51、第1の抵抗52、第1の反転増幅器53およびインバータ54により構成されている。その他の構成については、上述した全波整流型の整流回路を用いた場合と同じであるので、説明を省略する。
図8は、整流回路106の半波整流動作を説明するための波形図である。図8に示すように、非反転増幅器19の出力電圧Vbの極性が正のときには、第1の反転増幅器53およびインバータ54の出力電圧はそれぞれ負および正となり、第1のトランスミッションゲート51がオン状態となる。それによって、第1のトランスミッションゲート51からは正の出力電圧Vc1のみが出力され、第1の抵抗52に電流I1Aが流れる。
それに対して、非反転増幅器19の出力電圧Vbの極性が負のときには、第1の反転増幅器53の出力電圧およびインバータ54の出力電圧はそれぞれ正および負となり、第1のトランスミッションゲート51は、ハイインピーダンスとなるので、第1の抵抗52には電流が流れない。このように、第1のトランスミッションゲート51からは半周期ずつしか電圧Vc1が出力されないので、その実効値(図8に二点鎖線で示す)は全波整流時の1/2、すなわちV1/2√2となる。
また、半波整流型の整流回路を用いるとともに、電圧比較型の比較手段を用いた構成としてもよい。図9は、半波整流型の整流回路と電圧比較型の比較手段を用いた構成の一例を示す回路図である。図9に示すように、整流回路116は、図7に示す半波整流型の整流回路106から第1の抵抗52を取り除いた構成となっている。つまり、整流回路116は、第1のトランスミッションゲート51、第1の反転増幅器53およびインバータ54により構成されている。
また、電圧比較型の比較手段108は、第1のトランスミッションゲート51の出力端子に接続された第1の抵抗52と、基準電圧源62の正極に接続された抵抗61を含む。つまり、この比較手段108は、積分器71、帰還コンデンサ72、帰還抵抗73、第1の抵抗52および抵抗61により構成されている。したがって、この構成では、抵抗61のない基準電源回路97が用いられる。整流動作については、上述した半波整流型の整流回路106を用いた場合と同じであるので、説明を省略する。
図10は、図7に示す構成を用いた発振回路(実施例)と、図13に示す構成を用いた発振回路(従来例)とについて、自動利得制御回路10,40への入力電圧Vaの変化率の温度特性を比較して示す特性図である。図10に示すように、実施例では−40℃〜80℃の温度域におけるVa変化率は±1%未満である。それに対して、従来例の同じ温度域におけるVa変化率は±5%である。したがって、実施例によれば、極めてVa変化率の温度特性が小さいことがわかる。
Va変化率の温度特性が小さいということは、圧電振動子1の一方の駆動電極2aから出力される電流の、周囲温度の変動による変化率が小さいということであり、周囲温度の影響を受けずに圧電振動子1が安定して振動するということである。なお、実施例では半波整流型の整流回路を用いているが、全波整流型の整流回路を用いた構成のVa変化率の温度特性は、図10に示す実施例の特性と同じであり、−40℃〜80℃の温度域において±1%未満である。
上述した種々の構成の発振回路を用いた角速度センサの概略構成は、図11に示す通りである。すなわち、図11において、発振回路4として上述した種々の構成の発振回路を用いる。検出回路5の構成は、図12に示す通りである。図11および図12の検出回路5については、背景技術として説明したので、ここでは省略するが、同期検波回路24の参照信号は、バッファ増幅器15の出力電圧Voutまたは利得可変増幅器14の出力電圧を用いてもよい。この場合、出力電圧Vaよりも増幅が大きいので、安定で正確な検波ができる。
以上説明したように、実施の形態の発振回路によれば、トランスミッションゲート51,56のオン/オフにより交流電圧を直流電流または直流電圧に変換し、この直流電流または直流電圧と基準電流または基準電圧との差分に基づいて発振回路の利得が制御されるので、圧電振動子1に温度変動によるばらつきの極めて小さい駆動電流を供給することができる。したがって、周囲の温度変動の影響を受けずに、圧電振動子1を安定して振動させることができるという効果を奏する。また、このような発振回路を用いた角速度センサによれば、圧電振動子1の振動速度を一定に保つことができるので、周囲の温度変動の影響を受けずに、角速度を高精度に検知することができるという効果を奏する。
また、全波整流型の整流回路46,96を用いた場合には、半波整流型の整流回路を用いた場合に比べて、脈流を平滑化するための帰還コンデンサ72の容量を小さくすることができるので、この帰還コンデンサ72の小型化を図ることができる。したがって、角速度センサを小型化することができるという効果を奏する。一方、半波整流型の整流回路106,116を用いた場合には、全波整流型の整流回路を用いた場合に比べて、整流回路の構成を簡素化することができるという効果を奏する。
以上において本発明は、上述した実施の形態に限らず、種々変更可能である。たとえば、整流回路46,96,106,116は、トランスミッションゲートの交流の入力電圧に基づいてトランスミッションゲートがオン/オフすることによって、その入力電圧を整流する構成であれば、上述した構成に限らない。
以上のように、本発明にかかる発振回路、およびこれを用いた角速度センサは、車両の走行軌跡や航空機の飛行軌跡などの記録や、旋回時に発生するヨーレイトの検出に有用であり、特に、ロボットの姿勢制御やカーナビゲーションでの車両位置検知に適している。
1 圧電振動子
2a,2b 駆動電極
4 発振回路
5 検出回路
11 電流/電圧変換回路
18,98,108 比較手段
40 自動利得制御回路(AGC回路)
41 ゲート回路
46,96,106,116 整流回路
51 第1のトランスミッションゲート
55 反転手段(第2の反転増幅器)
56 第2のトランスミッションゲート
2a,2b 駆動電極
4 発振回路
5 検出回路
11 電流/電圧変換回路
18,98,108 比較手段
40 自動利得制御回路(AGC回路)
41 ゲート回路
46,96,106,116 整流回路
51 第1のトランスミッションゲート
55 反転手段(第2の反転増幅器)
56 第2のトランスミッションゲート
Claims (7)
- 駆動電極を有し、当該駆動電極に印加される交流の駆動電圧によって振動する圧電振動子と、
前記駆動電極の出力電流を電圧に変換して交流電圧を出力する電流/電圧変換回路と、
前記電流/電圧変換回路から出力される前記交流電圧を整流して直流電流を出力する整流回路と、
前記整流回路の出力電流と所定の基準電流とを比較し、前記整流回路の出力電流の変動に応じて制御電圧を出力する比較手段と、
前記比較手段から出力される前記制御電圧に基づいて前記圧電振動子の駆動電極に印加される駆動電圧を制御する利得制御回路と、
を備え、
前記整流回路は、前記電流/電圧変換回路から出力される前記交流電圧に同期して整流動作をおこなうゲート回路を備えることを特徴とする発振回路。 - 駆動電極を有し、当該駆動電極に印加される交流の駆動電圧によって振動する圧電振動子と、
前記駆動電極の出力電流を電圧に変換して交流電圧を出力する電流/電圧変換回路と、
前記電流/電圧変換回路から出力される前記交流電圧を整流して直流電圧を出力する整流回路と、
前記整流回路の出力電圧と所定の基準電圧とを比較し、前記整流回路の出力電圧の変動に応じて制御電圧を出力する比較手段と、
前記比較手段から出力される前記制御電圧に基づいて前記圧電振動子の駆動電極に印加される駆動電圧を制御する利得制御回路と、
を備え、
前記整流回路は、前記電流/電圧変換回路から出力される前記交流電圧に同期して整流動作をおこなうゲート回路を備えることを特徴とする発振回路。 - 前記ゲート回路は、全波整流動作をおこなうことを特徴とする請求項1または2に記載の発振回路。
- 前記ゲート回路は、
前記電流/電圧変換回路から出力される前記交流電圧が第1の極性のときに導通状態となり、第2の極性のときにハイインピーダンスとなる第1のトランスミッションゲートと、
前記電流/電圧変換回路から出力される前記交流電圧が第1の極性のときにハイインピーダンスとなり、第2の極性のときに導通状態となる第2のトランスミッションゲートと、
前記電流/電圧変換回路から出力される前記交流電圧の極性を反転して前記第2のトランスミッションゲートの入力に供給する反転手段と、
を備えたことを特徴とする請求項3に記載の発振回路。 - 前記ゲート回路は、半波整流動作をおこなうことを特徴とする請求項1または2に記載の発振回路。
- 前記ゲート回路は、前記電流/電圧変換回路から出力される前記交流電圧が第1の極性のときに導通状態となり、第2の極性のときにハイインピーダンスとなるトランスミッションゲートを備えたことを特徴とする請求項5に記載の発振回路。
- 上記請求項1〜6のいずれか一つに記載された発振回路と、
前記圧電振動子に設けた検出電極により該圧電振動子に生じたコリオリ力による応力を電荷として検出し、前記電流/電圧変換回路の出力電圧、または前記圧電振動子の前記駆動電極に印加される前記駆動電圧で同期検波して、角速度に応じた検出信号を出力する検出回路と、
を備えたことを特徴とする角速度センサ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2003366531A JP2005127978A (ja) | 2003-10-27 | 2003-10-27 | 発振回路および角速度センサ |
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JP2003366531A JP2005127978A (ja) | 2003-10-27 | 2003-10-27 | 発振回路および角速度センサ |
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Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008101973A (ja) * | 2006-10-18 | 2008-05-01 | Seiko Epson Corp | 検出装置、ジャイロセンサ、電子機器及び検出装置の調整方法 |
JP2010085319A (ja) * | 2008-10-01 | 2010-04-15 | Nec Electronics Corp | センサ信号検出回路、レシオメトリック補正回路及びセンサ装置 |
JP2012189610A (ja) * | 2012-06-04 | 2012-10-04 | Seiko Epson Corp | 検出装置、ジャイロセンサ、電子機器及び検出装置の調整方法 |
JP2018009916A (ja) * | 2016-07-15 | 2018-01-18 | セイコーエプソン株式会社 | 整流回路、駆動回路、物理量検出装置、電子機器及び移動体 |
-
2003
- 2003-10-27 JP JP2003366531A patent/JP2005127978A/ja active Pending
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