JP2004253834A - 歪み補償装置および歪み補償方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】アンバランスな３次相互変調歪みが発生する場合でも、動作の安定しているＬＵＴ方式を用いて歪み補償を行うこと。
【解決手段】ルックアップテーブル１０９は、電力増幅器１０６の出力において現れる３次相互変調歪みＩＭ３Ｌ、ＩＭ３Ｕに基づいて同一振幅同位相の予歪みを発生させ、乗算器１０３に出力する。ミキサ回路１０２は、入力信号を基本波信号として、差周波信号と基本波信号をミキシングすることにより、同一振幅逆位相の予歪みを発生させ、加算器１１９に出力する。電力増幅器１０６は、乗算器１０３および加算器１１９を介して予歪みを与えられた入力信号に対し増幅処理を施し出力する。
【選択図】 図１
【解決手段】ルックアップテーブル１０９は、電力増幅器１０６の出力において現れる３次相互変調歪みＩＭ３Ｌ、ＩＭ３Ｕに基づいて同一振幅同位相の予歪みを発生させ、乗算器１０３に出力する。ミキサ回路１０２は、入力信号を基本波信号として、差周波信号と基本波信号をミキシングすることにより、同一振幅逆位相の予歪みを発生させ、加算器１１９に出力する。電力増幅器１０６は、乗算器１０３および加算器１１９を介して予歪みを与えられた入力信号に対し増幅処理を施し出力する。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば携帯電話機と通信を行う基地局装置のように、送信電力の大きい送信装置等に搭載される歪み補償装置および当該装置において使用される歪み補償方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
入力信号の電力を増幅し、増幅後の信号を出力する電力増幅器は、移動体通信システムの送信装置等において、必須の構成要素である。電力増幅器を効率良く使用することを目的として出力電力をこの電力増幅器の飽和電力に近いレンジで使用することがよく行われるが、このとき、増幅特性には入力電力の増加に伴い出力電力が比例して増加せず、入力電力の増加に伴い増幅利得自体は減少しているという非線形特性が現れる。
【０００３】
特に、図２（ａ）に示すスペクトラムのように、周波数が数ＭＨｚ離れた２つの信号Ｃ１（周波数ｆ１）、Ｃ２（周波数ｆ２）が非線形特性を示す増幅回路に入力された場合、上記の非線形特性が２つの信号の相互変調によって、増幅後の２つの信号Ｃ１’、Ｃ２’の周波数以外の周波数成分の信号を発生させる相互変調歪みという現象を引き起こす。図２（ｂ）は、相互変調歪みのうち、信号Ｃ１’、Ｃ２’の周波数近傍に現れる３次相互変調歪みＩＭ３Ｌ（周波数２ｆ１−ｆ２）、ＩＭ３Ｕ（周波数２ｆ２−ｆ１）を示したスペクトラムである。この相互変調歪みは、例えばＷ−ＣＤＭＡ（Ｗｉｄｅｂａｎｄ − Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式を採用した通信システムでは、隣接チャネルに漏洩した電力が干渉を引き起こし、通信システム全体の周波数利用効率を低下させる原因となり、大きな問題である。よって、電力増幅器において発生する相互変調ひずみを補償することは必須の技術となる。
【０００４】
従来の相互変調歪みの補償方式には、アダプティブ・プリディストーション（例えば、特許文献１〜３参照）、フィードフォワード等の多数の方式がある。
【０００５】
アダプティブ・プリディストーション（または、単にプリディストーション）とは、電力増幅器のＡＭ／ＡＭ歪み、ＡＭ／ＰＭ歪みを一定周期で検出し、この検出結果に基づいて、相互変調歪みの逆特性を示す予歪みを算出し、ベースバンド信号に予め乗算することにより、適応的に変調信号の線形性の改善を図る方法である。このプリディストーションにはさらに細かく分類して、近似式方式およびルックアップテーブル方式（以下、ＬＵＴ方式という）と呼ばれる方式がある。
【０００６】
近似式方式は、相互変調歪みを理論的に多項式展開した式で表現し、各次数の項に対応する係数を求め、予歪みを生成する。一方、ＬＵＴ方式は、校正用信号を一度電力増幅器に入力し、このときの増幅結果に基づいて増幅前の信号と増幅後の信号を比較することで電力増幅器の入力電力対振幅特性（以下、ＡＭ／ＡＭ特性という）および入力電力対位相特性（以下、ＡＭ／ＰＭ特性という）が線形になるような予歪み係数を求め、ルックアップテーブルに記憶し、実際の信号の電力増幅時には、このテーブルに基づいて予歪みを発生させ、歪み補償を行うと共に予歪み係数の更新を行なう。これらの方式を比較した場合、近似式方式は信号の歪み補償動作が不安定となるデメリットがあるのに対し、ＬＵＴ方式は増幅回路が安定に動作するというメリットがあるため、一般的にＬＵＴ方式が多く採用されている。
【０００７】
【特許文献１】
特開平８−７９１４３号公報
【特許文献２】
特開平９−６９７３３号公報
【特許文献３】
特開平１１−１５４８８０号公報
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
移動体通信システムにおいては、少ない電力でより高い出力が得られるように、電力増幅器の効率を改善する必要がある。しかしながら、この消費電力の削減と相互変調歪みはトレードオフの関係にあり、信号の電力を増幅する電力増幅器の高効率化を図ると、出力信号の相互変調歪みが大きくなり、特に、送信電力の大きい基地局装置では、この傾向が顕著となる問題がある。
【０００９】
特に、電力増幅器における消費電力を少なくするために、バイアスをＡＢ級動作とすると、入力信号を飽和レベルに近いレベルまで増幅した場合、電力増幅器の出力には位相および振幅が互いに異なるアンバランスな相互変調歪みが発生する。
【００１０】
送信装置では、相互変調歪みが補償された信号を送信することが必要となるが、従来のＬＵＴ方式のプリディストーションを行うアダプティブ・プリディストータ（または、単にプリディストータ）は、振幅が同一で同位相の予歪みしか発生できないという性質があるため、アンバランスな相互変調歪みの補償をすることができない。かかる場合、増幅回路には、効率を犠牲にしてアンバランスな相互変調歪みが発生しないような低効率でトランジスタを動作させることになる。
【００１１】
なお、近似式方式は、理論的には上記のアンバランスな相互変調歪みにも対応できるが、実機においては、多項式の係数を算出する過程において、振幅および位相の組み合わせをトライ・アンド・エラーする処理が入るため、収束に時間を要し、例えば、Ｗ−ＣＤＭＡのように短期間に頻繁に送信電力制御を行うような通信システムにおいては搭載が難しい。
【００１２】
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、アンバランスな３次相互変調歪みが発生する場合でも、動作の安定しているＬＵＴ方式を用いて歪み補償を行うことができる歪み補償装置および歪み補償方法を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明の歪み補償装置は、２つの信号の相互変調によって生じる２つの３次相互変調歪みを補償する歪み補償装置であって、前記２つの３次相互変調歪みを、互いに同一振幅同位相の第１および第２の成分と、互いに同一振幅逆位相の第３および第４の成分と、に分解した場合における前記第１および第２の成分に対する予歪みを発生させる第１の予歪み発生手段と、前記２つの３次相互変調歪みを、前記第１および第２の成分と、前記第３および第４の成分と、に分解した場合における前記第３および第４の成分に対する予歪みを発生させる第２の予歪み発生手段と、前記２つの３次相互変調歪みが生じる前の前記２つの信号に前記第１および第２の予歪み発生手段において発生した予歪みを付与することにより前記２つの３次相互変調歪みを補償する歪み補償手段と、を具備する構成を採る。
【００１４】
この構成によれば、例えば、電力増幅器等によって増幅された信号にアンバランスな３次相互変調歪みが発生する場合でも、この相互変調歪みを、同一振幅同一位相の２成分と、同一振幅逆位相の２成分とに分解し、それぞれに対応した回路を用いて予歪みを発生させることにより、歪み補償を行うことができる。
【００１５】
本発明の歪み補償装置は、上記の構成において、前記２つの３次相互変調歪みが生じる前の前記２つの信号の周波数がそれぞれｆ１、ｆ２であって、前記第２の予歪み発生手段は、前記２つの３次相互変調歪みが生じる前の前記２つの信号を２乗する２乗手段と、前記２乗手段によって２乗された信号から周波数ｆ２−ｆ１に現れる差周波信号を取り出すフィルタと、前記２つの３次相互変調歪みが生じる前の前記２つの信号に前記フィルタによって取り出された差周波信号を乗算し前記第３および第４の成分に対する予歪みを発生させる乗算手段と、を具備する構成を採る。
【００１６】
この構成によれば、上記の同一振幅逆位相の２成分に対する予歪みを、差周波信号と基本波信号のミキサ回路により発生させることができる。
【００１７】
本発明の歪み補償装置は、上記の構成において、前記第１の予歪み発生手段は、前記２つの３次相互変調歪みを最小とする予歪みを算出する算出手段と、算出された予歪みを前記２つの３次相互変調歪みが生じる前の前記２つの信号の電力と対応させて記憶する記憶手段と、を具備し、前記記憶手段を用いて前記第１および第２の成分に対する予歪みを発生させる構成を採る。
【００１８】
本発明の歪み補償装置は、上記の構成において、前記第１の予歪み発生手段は、ルックアップテーブル方式を用いて前記第１および第２の成分に対する予歪みを発生させる構成を採る。
【００１９】
これらの構成によれば、上記の同一振幅同一位相の２成分に対する予歪みを、動作の安定しているＬＵＴ方式等を用いたプリディストーション回路で発生させることができる。
【００２０】
本発明の電力増幅装置は、上記いずれかに記載の歪み補償装置を用いて、増幅後の信号に生じる３次相互変調歪みを補償する構成を採る。
【００２１】
この構成によれば、上記いずれかに記載の歪み補償装置を用いるので、電力増幅処理においてアンバランスな相互変調歪みが発生した場合でも歪み補償をすることができる。
【００２２】
本発明の基地局装置は、上記いずれかに記載の歪み補償装置を具備する構成を採る。
【００２３】
この構成によれば、上記と同様の作用効果を有する基地局装置を提供することができる。
【００２４】
本発明の歪み補償方法は、２つの信号の相互変調によって生じる２つの３次相互変調歪みを補償する歪み補償方法であって、前記２つの３次相互変調歪みを、互いに同一振幅同位相の第１および第２の成分と、互いに同一振幅逆位相の第３および第４の成分と、に分解した場合における前記第１および第２の成分に対する予歪みを発生させる第１の予歪み発生ステップと、前記２つの３次相互変調歪みを、前記第１および第２の成分と、前記第３および第４の成分と、に分解した場合における前記第３および第４の成分に対する予歪みを発生させる第２の予歪み発生ステップと、前記２つの３次相互変調歪みが生じる前の前記２つの信号に前記第１および第２の予歪み発生ステップにおいて発生した予歪みを付与することにより前記２つの３次相互変調歪みを補償する歪み補償ステップと、を具備するようにした。
【００２５】
この方法によれば、例えば、電力増幅器等によって増幅された信号にアンバランスな３次相互変調歪みが発生する場合でも、この相互変調歪みを、同一振幅同一位相の２成分と、同一振幅逆位相の２成分とに分解し、それぞれに対応した回路を用いて予歪みを発生させることにより、歪み補償を行うことができる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
電力増幅器等の回路に、図２（ａ）のスペクトラムに示すように、異なる周波数（ｆ１、ｆ２、ただしｆ２＞ｆ１）の二つの正弦波Ｃ１およびＣ２を入力すると、この回路の出力には、増幅された正弦波信号の周波数以外の位置に３次相互変調歪みが現れる。
【００２７】
相互変調歪みは、周波数軸上で、所望信号に近いものから、３次相互変調歪み、５次相互変調歪み、７次相互変調歪み、・・・と発生する。これらの相互変調歪みのうち、３次相互変調歪みは、所望信号の近傍の周波数において発生し、かつ電力も大きいため、通信システムに与える影響も大きい。よって、送信装置において高効率を実現するには歪み補償回路が必須の構成となる。
【００２８】
図２（ｂ）は、電力増幅器によって増幅された後の正弦波信号（Ｃ１’、Ｃ２’）および３次相互変調歪みを示したスペクトラムである。３次相互変調歪みは、Ｃ１’およびＣ２’の周波数からΔｆ＝ｆ２−ｆ１（以下、差周波周波数という）だけ離れた２ｆ２−ｆ１および２ｆ１−ｆ２の位置に現れる。３次相互変調歪みのうち、周波数の高い方を上側波もしくはＩＭ３Ｕと表示し、周波数の低い方を下側波もしくはＩＭ３Ｌと表示することにする。
【００２９】
図３は、ＩＭ３ＵおよびＩＭ３Ｌの電力と位相を２次元平面上にベクトル表現したものである。電力はベクトルの長さに、位相はベクトルが横軸となす角度に対応させた。なお、ＩＭ３ＵおよびＩＭ３Ｌの位相θＩＭ３ＵおよびθＩＭ３Ｌは、Ｃ１’およびＣ２’を基準とした値である。すなわち、Ｃ１’およびＣ２’を横軸に揃え、これらに対するＩＭ３ＵおよびＩＭ３Ｌの位相差を表している。
【００３０】
上記の関係を数式で表現すると以下のようになる。ある時刻ｔにおけるＣ１’の位相をΦＣ１’（ｔ）、Ｃ２’の位相をΦＣ２’（ｔ）、ＩＭ３Ｕの位相をΦＩＭ３Ｕ（ｔ）、ＩＭ３Ｌの位相をΦＩＭ３Ｌ（ｔ）とすると、θＩＭ３ＵおよびθＩＭ３Ｌは、
θＩＭ３Ｕ＝ΦＩＭ３Ｕ（ｔ）−２×ΦＣ２’（ｔ）＋ΦＣ１’（ｔ） …（式１）
θＩＭ３Ｌ＝ΦＩＭ３Ｌ（ｔ）−２×ΦＣ１’（ｔ）＋ΦＣ２’（ｔ） …（式２）
により求まる。Ｃ１’およびＣ２’の位相が一致する時刻をｔ’とすると、θＩＭ３Ｕは、時刻ｔ’におけるＩＭ３ＵとＣ１’およびＣ２’との位相差を表す。また、θＩＭ３Ｌは、時刻ｔ’におけるＩＭ３ＬとＣ１’およびＣ２’との位相差を表している。
【００３１】
例えば、プリディストータで、電力増幅器の３次相互変調歪みを補償するには、図３のＩＭ３ＵおよびＩＭ３Ｌそれぞれについて、振幅が等しく逆位相の予歪みを発生させなければならない。図４は、従来のＬＵＴ方式プリディストータが発生することができる正弦波Ｃ１、Ｃ２、および予歪みＩＭ３Ｕ”、ＩＭ３Ｌ”を示すスペクトラムである。このように、従来のＬＵＴ方式アダプティブ・プリディストータは、上側波および下側波の振幅が等しく、かつ位相の等しい予歪みしか発生させることができないため、図３に示すような｜ＩＭ３Ｕ｜≠｜ＩＭ３Ｌ｜またはθＩＭ３Ｕ≠θＩＭ３Ｌである３次相互変調歪みに対しては歪み補償をすることができない。
【００３２】
ところで、周波数ｆ１、ｆ２の信号（基本波）を乗算回路にて２乗し、２次相互変調歪みを発生させ、差周波周波数ｆ２−ｆ１の信号のみを取り出した後、さらに基本波である周波数ｆ１、ｆ２の信号を乗算すると、発生した周波数２ｆ１−ｆ２、２ｆ２−ｆ１の信号は振幅が等しく位相が１８０°異なる信号（同一振幅逆位相の信号）となることが知られている。具体的には、差周波信号と基本波信号のミキサ回路を設置すれば、このような信号を発生させることができる。
【００３３】
また、任意の２つのベクトルは、必ず、同一振幅同位相の２つのベクトルと、同一振幅逆位相の２つのベクトルとに分解することができる。すなわち、図５に示すように、任意のベクトルＡ、Ｂは、同一振幅同位相のベクトルＣ、Ｄ、および同一振幅逆位相のベクトルＥ、Ｆに分解することができる。ここで、ベクトルＡ〜Ｆの間には以下の関係が成り立つ。
Ａ＝Ｃ＋Ｅ …（式３）
Ｂ＝Ｄ＋Ｆ …（式４）
Ｄ＝Ｃ …（式５）
Ｆ＝−Ｅ …（式６）
【００３４】
（式３）〜（式６）をＣ〜Ｆについて整理すると、
Ｃ＝（Ａ＋Ｂ）／２ …（式７）
Ｄ＝（Ａ＋Ｂ）／２ …（式８）
Ｅ＝（Ａ−Ｂ）／２ …（式９）
Ｆ＝（Ｂ−Ａ）／２ …（式１０）
となることから、ベクトルＡ、Ｂの振幅および位相がわかれば、ベクトルＣ、Ｄ、Ｅ、Ｆを一意に求めることができることがわかる。
【００３５】
以上の事実は、３次相互変調歪みの補償において大きな意味を持つ。何故なら、任意の二つのベクトルは、必ず、同一振幅同位相の二つのベクトルと、同一振幅逆位相の二つのベクトルに分解することができるので、図３に示したベクトルＩＭ３ＬおよびＩＭ３Ｕを打ち消す（補償する）ベクトルが、図５に示したベクトルＡ、Ｂであるとすれば、ベクトルＣ〜Ｆ（ただし、Ｃ、Ｅの周波数とＤ、Ｆの周波数は異なる）を発生させることができれば、ＩＭ３ＬおよびＩＭ３Ｕを補償することが可能であるからである。既述のように、従来のＬＵＴ方式のアダプティブ・プリディストータは、同一振幅同位相の予歪みを発生させることができ、また、差周波信号と基本波信号のミキサ回路は、同一振幅逆位相の予歪みを発生させることができる。
【００３６】
本発明者は、この事実を見出して本発明をするに至った。すなわち、本発明の骨子は、電力増幅器等の出力において、アンバランスな相互変調歪みが現れる場合に、この相互変調歪みを、同一振幅同一位相の２成分と、同一振幅逆位相の２成分とに分解し、同一振幅同一位相の２成分に対する予歪みは、動作の安定しているＬＵＴ方式等のプリディストーション回路で発生させ、同一振幅逆位相の２成分に対する予歪みは、付加回路（差周波信号と基本波信号のミキサ回路）により発生させることにより、相互変調歪みの補償を行うことである。
【００３７】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して具体的に説明する。なお、ここでは、歪み補償装置として、電力増幅装置に併設されたプリディストータを例にとって説明する。また、ここで示す装置内においては、信号の周波数が周波数変換により各種変化するが、説明を簡単にするため、それぞれ対応する周波数に対しては同じ表記をすることとする。例えば、中間周波数ｆ１がアップコンバートにより無線周波数ｆ１’に変換されても、この周波数をｆ１と表記する。
【００３８】
図１は、本発明の実施の形態に係る歪み補償方法の概要を示す図であり、図６は、３次相互変調歪みと予歪みの関係を示す図である。図１において、ルックアップテーブル１０９は、電力増幅器１０６の出力において現れる３次相互変調歪みＩＭ３Ｌ、ＩＭ３Ｕ（図６参照）に基づいて同一振幅同位相の予歪み（図６のＣ、Ｄ）を発生させ、乗算器１０３に出力する。ミキサ回路１０２は、入力信号を基本波信号として、差周波信号と基本波信号をミキシングすることにより、同一振幅逆位相の予歪み（図６のＥ、Ｆ）を発生させ、加算器１１９に出力する。電力増幅器１０６は、乗算器１０３および加算器１１９を介して予歪みを与えられた入力信号に対し増幅処理を施し出力する。この歪み補償処理によれば、電力増幅器１０６から出力される増幅信号に３次相互変調歪みは低減される。
【００３９】
次いで、上記の動作を実現する本発明の実施の形態に係るプリディストータ付き電力増幅装置１００の具体的な構成を、図７に示すブロック図を用いて説明する。
【００４０】
プリディストータ付き電力増幅装置１００は、校正用信号発生回路１０１、ミキサ回路１０２、乗算器１０３、直交変調器１０４、Ｄ／Ａ変換器１０５、電力増幅器１０６、方向性結合器１０７、二乗回路１０８、ルックアップテーブル１０９、遅延回路１１０、ＬＵＴ制御回路１１１、直交復調器１１２、Ａ／Ｄ変換器１１３、混合器１１４、局部発振器１１５、混合器１１６、局部発振器１１７、遅延回路１１８、加算器１１９、直交変調器１２０、切替器１２５、切替器１２７、切替器１２８、ミキサ制御回路１２９、および切替器１３０を有する。
【００４１】
このプリディストータ付き電力増幅装置は、学習モードおよび補償モードという２つの動作モードを有している。学習モードとは、回路内で校正用信号を発生させ、これを用いて増幅動作を行い電力増幅器の歪み特性を予め学習しておく動作モードであり、補償モードとは、その学習結果を用いて予歪みを発生させ、実際の信号にこれを乗算して歪み補償を行う動作モードである。学習モードにおいては、このプリディストータ付き電力増幅装置にベースバンド信号は入力されない。学習モードと補償モードの切り替えは、ミキサ制御回路１２９が、切替器１２５、１２７、１２８、１３０を制御し、各種信号の出力先を切り替え、信号経路を変更することにより実現されている。
【００４２】
ミキサ制御回路１２９は、学習モードにおいて、校正用信号発生回路１０１に対し制御信号ＣＴ１を出力し、電力増幅器１０６の歪み特性を調べるための校正用信号を発生させる。この校正用信号は、Ｄ／Ａ変換器１０５の出力が中間周波数ｆ１、ｆ２（ただし、ｆ２＞ｆ１）の２つの正弦波となるような信号や、時間と共に電力が変化する信号である。校正用信号発生回路１０１は、この校正用信号を発生させて、切替器１２５を介して乗算器１０３、切替器１３０、二乗回路１０８、および遅延回路１１０に出力する。
【００４３】
乗算器１０３は、校正用信号発生回路１０１から出力され切替器１２５を介して入力された信号に、ルックアップテーブル１０９から出力される予歪み係数を乗算し、切替器１３０に出力する。切替器１３０は、ミキサ回路１２９からの制御信号ＣＴ５に基づき直交変調器１０４への出力を乗算器１０３からの信号もしくは切替器１２５からの信号のいずれかに切り替える。直交変調器１０４は、切替器１３０から出力された信号に対し直交変調を施し、遅延回路１１８に出力する。遅延回路１１８は、ミキサ回路１０２を経由し加算器１１９において加算される信号と同期をとるように、直交変調器１０４から出力された信号を所定時間遅延させ、加算器１１９に出力する。加算器１１９は、遅延回路１１８から出力された信号にミキサ回路１０２から出力された信号を加算し、Ｄ／Ａ変換器１０５に出力する。Ｄ／Ａ変換器１０５は、加算器１１９から出力された信号をＤ／Ａ変換し、混合器１１４に出力する。混合器１１４は、局部発振器１１５から出力された高周波のローカル信号を用いて、Ｄ／Ａ変換器１０５から出力された信号を無線周波数にまで周波数変換（アップコンバート）し、電力増幅器１０６に出力する。電力増幅器１０６は、混合器１１４から出力された無線周波数の信号の電力を増幅し、方向性結合器１０７に出力する。方向性結合器１０７は、電力増幅器１０６から出力された増幅後の信号をプリディストータ付き電力増幅装置１００の外部へ出力すると共に、混合器１１６へも出力する。
【００４４】
混合器１１６は、局部発振器１１７から出力される高周波のローカル信号を用いて、方向性結合器１０７を介して電力増幅器１０６から出力された無線周波数帯域の信号を、中間周波数の信号へと周波数変換（ダウンコンバート）し、Ａ／Ｄ変換器１１３に出力する。Ａ／Ｄ変換器１１３は、混合器１１６から出力された信号をＡ／Ｄ変換し、切替器１２７を介し、ミキサ制御回路１２９および直交復調器１１２に出力する。直交復調器１１２は、Ａ／Ｄ変換後の信号に対し直交復調処理を施し、ＬＵＴ制御回路１１１に出力する。
【００４５】
ミキサ制御回路１２９は、切替器１２７を介しＡ／Ｄ変換器１１３から入力されたＡ／Ｄ変換後のデータを高速フーリエ変換（ＦＦＴ）することにより、ＩＭ３Ｌ、ＩＭ３Ｕそれぞれの任意の時間ｔにおける振幅および位相を算出し、ミキサ回路１０２に出力する。また、制御信号ＣＴ１を用いて校正用信号発生回路１０１の校正用信号の発生動作を制御する。さらに、制御信号ＣＴ２、ＣＴ３、ＣＴ４、ＣＴ５を用いて、切替器１２５、１２７、１２８、１３０の切り替え動作を制御する。
【００４６】
ＬＵＴ制御回路１１１は、直交復調器１１２から出力されるベースバンド信号と遅延回路１１０から出力されるベースバンド信号とを比較し、電力増幅器１０６の増幅特性が線形になるような予歪み係数を求め、ルックアップテーブル１０９に出力する。
【００４７】
ルックアップテーブル１０９は、ＬＵＴ制御回路１１１から出力される電力増幅器１０６の増幅特性が線形となる予歪み係数を二乗回路１０８からの電力情報ごとに定められた場所に記憶する。また、二乗回路１０８からの電力情報に応じて、予め記憶されている予歪み係数を取りだし、乗算器１０３に出力する。
【００４８】
ミキサ回路１０２は、直交変調器１２０を介し入力される基本波信号をミキシングすることにより、同一振幅・逆位相の予歪みを発生させ、ミキサ制御回路１２９から出力された位相情報に従い予歪みの位相回転を行い、加算器１１９に出力する。
【００４９】
補償モードにおいて、切替器１２５を介しプリディストータ付き電力増幅装置１００に入力されたベースバンド信号は、乗算器１０３においてルックアップテーブル１０９から出力された予歪み係数が掛け合わされ、加算器１１９においてミキサ回路１０２から出力される予歪みが付与されることにより、電力増幅器１０６で発生する相互変調歪みと打ち消し合い、相互変調歪みが補償される。電力増幅器１０６において電力が増幅された信号は、プリディストータ付き電力増幅装置１００の外部に出力される。
【００５０】
次いで、上記構成を有するプリディストータ付き電力増幅装置１００の歪み補償処理および電力増幅処理の手順について、図８に示すフロー図を用いて説明する。ここで、ＳＴ１０１０〜ＳＴ１０７０が学習モード、ＳＴ１０８０〜ＳＴ１１１０が補償モードに相当する。
【００５１】
まず、学習モードにおいて、ミキサ制御回路１２９は、校正用信号発生回路１０１に対し制御信号ＣＴ１を出力し、時間と共に出力電力が変化するような信号を発生させる（ＳＴ１０１０）。この校正用信号は、切替器１２５、乗算器１０３、切替器１３０、・・・、混合器１１４を介し、電力増幅器１０６に出力される。この信号経路は、ミキサ制御回路１２９が制御信号ＣＴ２、ＣＴ５を出力し、切替器１２５、１３０を制御することにより実現され、学習モードにおいては、プリディストータ付き電力増幅装置１００にベースバンド信号は入力されない。また、ミキサ制御回路１２９は制御信号ＣＴ４を切替器１２８に出力し、ミキサ回路１０２の出力が加算器１１９に入らないようにする。
【００５２】
電力増幅器１０６は、入力された校正用信号を増幅し（ＳＴ１０２０）、方向性結合器１０７、混合器１１６、・・・、直交復調器１１２を介し、ＬＵＴ制御回路１１１に出力する。この信号経路は、ミキサ制御回路１２９が制御信号ＣＴ３を出力し、切替器１２７を制御することにより実現される。
【００５３】
ＬＵＴ制御回路１１１は、遅延回路１１０から出力されるベースバンド信号と直交復調器１１２から出力されるベースバンド信号とを比較し、歪みが最小となるような複素係数を求め、出力電力ごとにルックアップテーブル１０９に格納する（ＳＴ１０３０）。
【００５４】
次に、ミキサ制御回路１２９は、校正用信号発生回路１０１に対し再び制御信号ＣＴ１を出力し、図２（ａ）のスペクトラムに示したような、周波数が隣接している２つの正弦波である校正用信号を発生させる（ＳＴ１０４０）。この校正用信号は、切替器１２５、切替器１３０、直交変調器１０４、・・・、混合器１１４を介し、電力増幅器１０６に出力される。
【００５５】
電力増幅器１０６は、入力された校正用信号を増幅し（ＳＴ１０５０）、混合器１１６に出力する。混合器１１６に出力された信号は、今度は、Ａ／Ｄ変換器１１３、切替器１２７を介し、ミキサ制御回路１２９に出力される。この信号経路も、ミキサ制御回路１２９が制御信号ＣＴ３を出力し、切替器１２７を制御することにより実現される。
【００５６】
ミキサ制御回路１２９は、Ａ／Ｄ変換器１１３から出力されたＡ／Ｄ変換後のデータを高速フーリエ変換（ＦＦＴ）することにより、周波数ｆ１、ｆ２、２ｆ２−ｆ１、２ｆ１−ｆ２の信号それぞれの振幅｜Ｃ１’’｜、｜Ｃ２’’｜、｜ＩＭ３Ｕ｜、｜ＩＭ３Ｌ｜、および任意の時間ｔにおける位相ΦＣ１”（ｔ）、ΦＣ２”（ｔ）、ΦＩＭ３Ｕ（ｔ）、ΦＩＭ３Ｌ（ｔ）を計算する。そして、これらの値を（式１）（式２）に代入することにより、３次相互変調歪みと基本波の位相差θＩＭ３Ｕ、θＩＭ３Ｌを求める（ＳＴ１０６０）。
【００５７】
ここで、電力増幅器１０６に入力する必要のある予歪みベクトルをＡ、Ｂとし、この複素表示を
Ａ＝−｜ＩＭ３Ｕ｜ｅｘｐ（ｊθＩＭ３Ｕ） …（式１１）
Ｂ＝−｜ＩＭ３Ｌ｜ｅｘｐ（ｊθＩＭ３Ｌ） …（式１２）
とすると、（式９）（式１０）より、上側波と下側波が逆位相の予歪みの上側波ベクトルＩＭ３Ｕ’および下側波ベクトルＩＭ３Ｌ’は、
ＩＭ３Ｕ’＝｛｜ＩＭ３Ｌ｜ｅｘｐ（ｊθＩＭ３Ｌ）−｜ＩＭ３Ｕ｜ｅｘｐ（ｊθＩＭ３Ｕ）−｝／２ …（式１３）
ＩＭ３Ｌ’＝｛｜ＩＭ３Ｕ｜ｅｘｐ（ｊθＩＭ３Ｕ）−｜ＩＭ３Ｌ｜ｅｘｐ（ｊθＩＭ３Ｌ）｝／２ …（式１４）
と表される。
【００５８】
ここで、ＩＭ３Ｕ’、ＩＭ３Ｌ’の振幅をそれぞれ｜ＩＭ３Ｕ’｜、｜ＩＭ３Ｌ’｜とし、位相をθＩＭ３Ｕ’、θＩＭ３Ｌ’とすると、
｜ＩＭ３Ｕ’｜＝｜ＩＭ３Ｌ’｜ …（式１５）
θＩＭ３Ｕ’＝θＩＭ３Ｌ’ …（式１６）
となり、イコライザ１２２で調整する差周波周波数ｆ２−ｆ１における位相回転量はθＩＭ３Ｕ’となる。
【００５９】
ミキサ制御回路１２９は、周波数２ｆ２−ｆ１、２ｆ１−ｆ２の信号の振幅が｜ＩＭ３Ｕ’｜、位相回転量がθＩＭ３Ｕ’となるように、イコライザ１２２の周波数Δｆにおける通過振幅・位相特性を調整する。
【００６０】
またミキサ制御回路１２９は、校正用信号発生回路１０１が出力した校正用信号の周波数ｆ１の信号の振幅｜Ｃ１｜とＦＦＴ後の周波数ｆ１の信号の振幅｜Ｃ１’’｜、また、周波数ｆ２の信号の振幅である｜Ｃ２｜と｜Ｃ２’’｜を比較することにより、直交変調器１０４、遅延回路１１８、加算器１１９、Ｄ／Ａ変換器１０５、混合器１１４、電力増幅器１０６、方向性結合器１０７、混合器１１６、Ａ／Ｄ変換器１１３の間における信号の利得を校正する。
【００６１】
さらに、ミキサ制御回路１２９は、以上の学習モードの処理を差周波周波数Δｆを変化させながら複数回行い、各差周波周波数における振幅・位相特性をイコライザ１２２に記憶する。
【００６２】
次に、補償モードにおいて、ミキサ制御回路１２９は、切替器１２５、１３０を切り替え、プリディストータ付き電力増幅装置１００に入力されるベースバンド信号が、切替器１２５（乗算器１０３）、切替器１３０、二乗回路１０８、および遅延回路１１０に入力されるようにする。また切替器１２８を切り替え、ミキサ回路１０２の出力が加算器１１９に加わるようにする（ＳＴ１０７０）。
【００６３】
ルックアップテーブル１０９は、二乗回路１０８から出力された電力情報に基づいて、予め記憶されていたテーブルを参照して予歪み係数を取り出し、乗算器１０３に出力する。また、ミキサ回路１０２は、直交変調器１２０を介し入力された信号に基づいて予歪み信号を発生させ、加算器１１９に出力する（ＳＴ１０８０）。ミキサ回路１０２から出力される予歪みは、電力増幅器１０６で発生する３次相互変調歪みのうち、上側波と下側波の振幅が等しく、位相が逆位相の成分を補償する。
【００６４】
乗算器１０３および加算器１１９において所定の予歪みが与えられた信号は（ＳＴ１０９０）、電力増幅器１０６において電力が増幅される（ＳＴ１１００）。ＬＵＴ制御回路１１１は、ルックアップテーブル１０９を更新し（ＳＴ１１１０）、ＡＭ／ＡＭ特性およびＡＭ／ＰＭ特性を補償することで、残りの歪みである３次相互変調歪みのうち、上側波と下側波の振幅・位相が等しい成分を補償する。補償モードの操作は、送信停止命令が来るまで続行される（ＳＴ１１２０）。
【００６５】
図９は、ミキサ回路１０２の内部構成を示すブロック図である。このミキサ回路は、乗算器１２１、イコライザ１２２、遅延回路１２３、および乗算器１２４を有する。
【００６６】
イコライザ１２２は、乗算器１２１で発生させる２次相互変調歪みのうち、差周波周波数ｆ２−ｆ１の成分のみを通過させると共に、差周波周波数ｆ２−ｆ１の周波数に応じて、信号の通過振幅特性と通過位相特性とを任意の値に変化させる。
【００６７】
乗算器１２１は入力ラインを２本有しており、２つの入力を掛け合わすことにより入力信号を２乗する。図１０（ａ）に示す周波数ｆ１、ｆ２の基本波信号Ｃ１、Ｃ２を乗算器１２１において２乗すると、図１０（ｂ）に示すように、ＤＣ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ）および周波数ｆ２−ｆ１、２ｆ１、ｆ１＋ｆ２、２ｆ２の信号が出力される。このうち、周波数ｆ２−ｆ１の差周波信号Ｄを取り出し、図１１に示すように、乗算器１２４にて基本波信号Ｃ１、Ｃ２と乗算すると、乗算器１２４の出力には、周波数２ｆ１−ｆ２、ｆ１、ｆ２、２ｆ２−ｆ１の信号ＩＭ３Ｌ、Ｃ１’、Ｃ２’、ＩＭ３Ｕが発生する。ここで、信号ＩＭ３Ｌの周波数は、信号Ｃ１と差周波信号Ｄの差（ｆ１−Δｆ）となり、信号ＩＭ３Ｕの周波数は、信号Ｃ２と差周波信号Ｄの和（ｆ２＋Δｆ）となるため、上述の（式１）および（式２）で求められる信号ＩＭ３ＬおよびＩＭ３Ｕの位相は逆位相となる。
【００６８】
電力増幅器の出力に現れる３次相互変調歪みのアンバランスは、差周波周波数Δｆに依存して変化する。図５のベクトルＡ、Ｂは、差周波周波数Δｆにより変化する。このため、ベクトルＣ〜Ｆの振幅および位相も変化する。そこで、差周波信号Ｄの振幅および位相を周波数Δｆに応じて調整した後、乗算器１２４にて基本波信号Ｃ１、Ｃ２に乗算することにより、差周波周波数Δｆに応じた同一振幅逆位相の予歪みを発生させることができる。
【００６９】
このように、本実施の形態によれば、３次相互変調歪みの補償を、同一振幅同一位相の２成分と、同一振幅逆位相の２成分とに分解し、同一振幅同一位相の２成分に対する予歪みは、動作の安定しているＬＵＴ方式プリディストーション回路で発生させ、同一振幅逆位相の２成分に対する予歪みは、付加回路（差周波信号と基本波信号のミキサ回路）により発生させるため、電力増幅器の出力において、アンバランスな相互変調歪みが現れる場合でも、動作の安定なＬＵＴ方式を用いて歪み補償を行うことができる。
【００７０】
なお、ここでは、Ｄ／Ａ変換前に直交変調や乗算の処理を行う場合を例にとって説明したが、Ｄ／Ａ変換後に直交変調および乗算の処理を行っても良い。
【００７１】
本発明に係る歪み補償装置は、基地局装置に搭載することが可能であり、これにより上記と同様の作用効果を有する基地局装置を提供することができる。
【００７２】
なお、ここでは、相互変調歪みのうち３次相互変調歪みのみを補償する場合を例にとって説明したが、上記の歪み補償の原理を応用することにより、より高次の相互変調歪みの補償を行うことも可能である。
【００７３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、例えば、電力増幅器等によって増幅された信号にアンバランスな相互変調歪みが発生する場合でも、動作の安定しているＬＵＴ方式等を用いて歪み補償を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係る歪み補償方法の概要を示す図
【図２】（ａ）増幅回路に入力される信号のスペクトラム
（ｂ）増幅回路から出力される信号のスペクトラム
【図３】ＩＭ３ＵおよびＩＭ３Ｌの電力と位相を２次元平面上にベクトル表現した図
【図４】ＬＵＴ方式プリディストータが発生することができる予歪み等を示すスペクトラム
【図５】任意の２つのベクトルは同一振幅同位相の２つのベクトルおよび同一振幅逆位相の２つのベクトルに分解することができることを説明する図
【図６】３次相互変調歪みと予歪みの関係を示す図
【図７】本発明の実施の形態に係るプリディストータ付き電力増幅装置の具体的な構成を示すブロック図
【図８】本発明の実施の形態に係るプリディストータ付き電力増幅装置の歪み補償処理および電力増幅処理の手順について示すフロー図
【図９】本発明の実施の形態に係るミキサ回路の内部構成を示すブロック図
【図１０】（ａ）基本波信号のスペクトラム
（ｂ）基本波信号を２乗した場合のスペクトラム
【図１１】差周波信号を基本波信号と乗算させた場合のスペクトラム
【符号の説明】
１０１ 校正用信号発生器
１０２ ミキサ回路
１０３、１２１、１２４ 乗算器
１０６ 電力増幅器
１０９ ルックアップテーブル
１１９ 加算器
１１１ ＬＵＴ制御回路
１２２ イコライザ
１２９ ミキサ制御回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば携帯電話機と通信を行う基地局装置のように、送信電力の大きい送信装置等に搭載される歪み補償装置および当該装置において使用される歪み補償方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
入力信号の電力を増幅し、増幅後の信号を出力する電力増幅器は、移動体通信システムの送信装置等において、必須の構成要素である。電力増幅器を効率良く使用することを目的として出力電力をこの電力増幅器の飽和電力に近いレンジで使用することがよく行われるが、このとき、増幅特性には入力電力の増加に伴い出力電力が比例して増加せず、入力電力の増加に伴い増幅利得自体は減少しているという非線形特性が現れる。
【０００３】
特に、図２（ａ）に示すスペクトラムのように、周波数が数ＭＨｚ離れた２つの信号Ｃ１（周波数ｆ１）、Ｃ２（周波数ｆ２）が非線形特性を示す増幅回路に入力された場合、上記の非線形特性が２つの信号の相互変調によって、増幅後の２つの信号Ｃ１’、Ｃ２’の周波数以外の周波数成分の信号を発生させる相互変調歪みという現象を引き起こす。図２（ｂ）は、相互変調歪みのうち、信号Ｃ１’、Ｃ２’の周波数近傍に現れる３次相互変調歪みＩＭ３Ｌ（周波数２ｆ１−ｆ２）、ＩＭ３Ｕ（周波数２ｆ２−ｆ１）を示したスペクトラムである。この相互変調歪みは、例えばＷ−ＣＤＭＡ（Ｗｉｄｅｂａｎｄ − Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式を採用した通信システムでは、隣接チャネルに漏洩した電力が干渉を引き起こし、通信システム全体の周波数利用効率を低下させる原因となり、大きな問題である。よって、電力増幅器において発生する相互変調ひずみを補償することは必須の技術となる。
【０００４】
従来の相互変調歪みの補償方式には、アダプティブ・プリディストーション（例えば、特許文献１〜３参照）、フィードフォワード等の多数の方式がある。
【０００５】
アダプティブ・プリディストーション（または、単にプリディストーション）とは、電力増幅器のＡＭ／ＡＭ歪み、ＡＭ／ＰＭ歪みを一定周期で検出し、この検出結果に基づいて、相互変調歪みの逆特性を示す予歪みを算出し、ベースバンド信号に予め乗算することにより、適応的に変調信号の線形性の改善を図る方法である。このプリディストーションにはさらに細かく分類して、近似式方式およびルックアップテーブル方式（以下、ＬＵＴ方式という）と呼ばれる方式がある。
【０００６】
近似式方式は、相互変調歪みを理論的に多項式展開した式で表現し、各次数の項に対応する係数を求め、予歪みを生成する。一方、ＬＵＴ方式は、校正用信号を一度電力増幅器に入力し、このときの増幅結果に基づいて増幅前の信号と増幅後の信号を比較することで電力増幅器の入力電力対振幅特性（以下、ＡＭ／ＡＭ特性という）および入力電力対位相特性（以下、ＡＭ／ＰＭ特性という）が線形になるような予歪み係数を求め、ルックアップテーブルに記憶し、実際の信号の電力増幅時には、このテーブルに基づいて予歪みを発生させ、歪み補償を行うと共に予歪み係数の更新を行なう。これらの方式を比較した場合、近似式方式は信号の歪み補償動作が不安定となるデメリットがあるのに対し、ＬＵＴ方式は増幅回路が安定に動作するというメリットがあるため、一般的にＬＵＴ方式が多く採用されている。
【０００７】
【特許文献１】
特開平８−７９１４３号公報
【特許文献２】
特開平９−６９７３３号公報
【特許文献３】
特開平１１−１５４８８０号公報
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
移動体通信システムにおいては、少ない電力でより高い出力が得られるように、電力増幅器の効率を改善する必要がある。しかしながら、この消費電力の削減と相互変調歪みはトレードオフの関係にあり、信号の電力を増幅する電力増幅器の高効率化を図ると、出力信号の相互変調歪みが大きくなり、特に、送信電力の大きい基地局装置では、この傾向が顕著となる問題がある。
【０００９】
特に、電力増幅器における消費電力を少なくするために、バイアスをＡＢ級動作とすると、入力信号を飽和レベルに近いレベルまで増幅した場合、電力増幅器の出力には位相および振幅が互いに異なるアンバランスな相互変調歪みが発生する。
【００１０】
送信装置では、相互変調歪みが補償された信号を送信することが必要となるが、従来のＬＵＴ方式のプリディストーションを行うアダプティブ・プリディストータ（または、単にプリディストータ）は、振幅が同一で同位相の予歪みしか発生できないという性質があるため、アンバランスな相互変調歪みの補償をすることができない。かかる場合、増幅回路には、効率を犠牲にしてアンバランスな相互変調歪みが発生しないような低効率でトランジスタを動作させることになる。
【００１１】
なお、近似式方式は、理論的には上記のアンバランスな相互変調歪みにも対応できるが、実機においては、多項式の係数を算出する過程において、振幅および位相の組み合わせをトライ・アンド・エラーする処理が入るため、収束に時間を要し、例えば、Ｗ−ＣＤＭＡのように短期間に頻繁に送信電力制御を行うような通信システムにおいては搭載が難しい。
【００１２】
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、アンバランスな３次相互変調歪みが発生する場合でも、動作の安定しているＬＵＴ方式を用いて歪み補償を行うことができる歪み補償装置および歪み補償方法を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明の歪み補償装置は、２つの信号の相互変調によって生じる２つの３次相互変調歪みを補償する歪み補償装置であって、前記２つの３次相互変調歪みを、互いに同一振幅同位相の第１および第２の成分と、互いに同一振幅逆位相の第３および第４の成分と、に分解した場合における前記第１および第２の成分に対する予歪みを発生させる第１の予歪み発生手段と、前記２つの３次相互変調歪みを、前記第１および第２の成分と、前記第３および第４の成分と、に分解した場合における前記第３および第４の成分に対する予歪みを発生させる第２の予歪み発生手段と、前記２つの３次相互変調歪みが生じる前の前記２つの信号に前記第１および第２の予歪み発生手段において発生した予歪みを付与することにより前記２つの３次相互変調歪みを補償する歪み補償手段と、を具備する構成を採る。
【００１４】
この構成によれば、例えば、電力増幅器等によって増幅された信号にアンバランスな３次相互変調歪みが発生する場合でも、この相互変調歪みを、同一振幅同一位相の２成分と、同一振幅逆位相の２成分とに分解し、それぞれに対応した回路を用いて予歪みを発生させることにより、歪み補償を行うことができる。
【００１５】
本発明の歪み補償装置は、上記の構成において、前記２つの３次相互変調歪みが生じる前の前記２つの信号の周波数がそれぞれｆ１、ｆ２であって、前記第２の予歪み発生手段は、前記２つの３次相互変調歪みが生じる前の前記２つの信号を２乗する２乗手段と、前記２乗手段によって２乗された信号から周波数ｆ２−ｆ１に現れる差周波信号を取り出すフィルタと、前記２つの３次相互変調歪みが生じる前の前記２つの信号に前記フィルタによって取り出された差周波信号を乗算し前記第３および第４の成分に対する予歪みを発生させる乗算手段と、を具備する構成を採る。
【００１６】
この構成によれば、上記の同一振幅逆位相の２成分に対する予歪みを、差周波信号と基本波信号のミキサ回路により発生させることができる。
【００１７】
本発明の歪み補償装置は、上記の構成において、前記第１の予歪み発生手段は、前記２つの３次相互変調歪みを最小とする予歪みを算出する算出手段と、算出された予歪みを前記２つの３次相互変調歪みが生じる前の前記２つの信号の電力と対応させて記憶する記憶手段と、を具備し、前記記憶手段を用いて前記第１および第２の成分に対する予歪みを発生させる構成を採る。
【００１８】
本発明の歪み補償装置は、上記の構成において、前記第１の予歪み発生手段は、ルックアップテーブル方式を用いて前記第１および第２の成分に対する予歪みを発生させる構成を採る。
【００１９】
これらの構成によれば、上記の同一振幅同一位相の２成分に対する予歪みを、動作の安定しているＬＵＴ方式等を用いたプリディストーション回路で発生させることができる。
【００２０】
本発明の電力増幅装置は、上記いずれかに記載の歪み補償装置を用いて、増幅後の信号に生じる３次相互変調歪みを補償する構成を採る。
【００２１】
この構成によれば、上記いずれかに記載の歪み補償装置を用いるので、電力増幅処理においてアンバランスな相互変調歪みが発生した場合でも歪み補償をすることができる。
【００２２】
本発明の基地局装置は、上記いずれかに記載の歪み補償装置を具備する構成を採る。
【００２３】
この構成によれば、上記と同様の作用効果を有する基地局装置を提供することができる。
【００２４】
本発明の歪み補償方法は、２つの信号の相互変調によって生じる２つの３次相互変調歪みを補償する歪み補償方法であって、前記２つの３次相互変調歪みを、互いに同一振幅同位相の第１および第２の成分と、互いに同一振幅逆位相の第３および第４の成分と、に分解した場合における前記第１および第２の成分に対する予歪みを発生させる第１の予歪み発生ステップと、前記２つの３次相互変調歪みを、前記第１および第２の成分と、前記第３および第４の成分と、に分解した場合における前記第３および第４の成分に対する予歪みを発生させる第２の予歪み発生ステップと、前記２つの３次相互変調歪みが生じる前の前記２つの信号に前記第１および第２の予歪み発生ステップにおいて発生した予歪みを付与することにより前記２つの３次相互変調歪みを補償する歪み補償ステップと、を具備するようにした。
【００２５】
この方法によれば、例えば、電力増幅器等によって増幅された信号にアンバランスな３次相互変調歪みが発生する場合でも、この相互変調歪みを、同一振幅同一位相の２成分と、同一振幅逆位相の２成分とに分解し、それぞれに対応した回路を用いて予歪みを発生させることにより、歪み補償を行うことができる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
電力増幅器等の回路に、図２（ａ）のスペクトラムに示すように、異なる周波数（ｆ１、ｆ２、ただしｆ２＞ｆ１）の二つの正弦波Ｃ１およびＣ２を入力すると、この回路の出力には、増幅された正弦波信号の周波数以外の位置に３次相互変調歪みが現れる。
【００２７】
相互変調歪みは、周波数軸上で、所望信号に近いものから、３次相互変調歪み、５次相互変調歪み、７次相互変調歪み、・・・と発生する。これらの相互変調歪みのうち、３次相互変調歪みは、所望信号の近傍の周波数において発生し、かつ電力も大きいため、通信システムに与える影響も大きい。よって、送信装置において高効率を実現するには歪み補償回路が必須の構成となる。
【００２８】
図２（ｂ）は、電力増幅器によって増幅された後の正弦波信号（Ｃ１’、Ｃ２’）および３次相互変調歪みを示したスペクトラムである。３次相互変調歪みは、Ｃ１’およびＣ２’の周波数からΔｆ＝ｆ２−ｆ１（以下、差周波周波数という）だけ離れた２ｆ２−ｆ１および２ｆ１−ｆ２の位置に現れる。３次相互変調歪みのうち、周波数の高い方を上側波もしくはＩＭ３Ｕと表示し、周波数の低い方を下側波もしくはＩＭ３Ｌと表示することにする。
【００２９】
図３は、ＩＭ３ＵおよびＩＭ３Ｌの電力と位相を２次元平面上にベクトル表現したものである。電力はベクトルの長さに、位相はベクトルが横軸となす角度に対応させた。なお、ＩＭ３ＵおよびＩＭ３Ｌの位相θＩＭ３ＵおよびθＩＭ３Ｌは、Ｃ１’およびＣ２’を基準とした値である。すなわち、Ｃ１’およびＣ２’を横軸に揃え、これらに対するＩＭ３ＵおよびＩＭ３Ｌの位相差を表している。
【００３０】
上記の関係を数式で表現すると以下のようになる。ある時刻ｔにおけるＣ１’の位相をΦＣ１’（ｔ）、Ｃ２’の位相をΦＣ２’（ｔ）、ＩＭ３Ｕの位相をΦＩＭ３Ｕ（ｔ）、ＩＭ３Ｌの位相をΦＩＭ３Ｌ（ｔ）とすると、θＩＭ３ＵおよびθＩＭ３Ｌは、
θＩＭ３Ｕ＝ΦＩＭ３Ｕ（ｔ）−２×ΦＣ２’（ｔ）＋ΦＣ１’（ｔ） …（式１）
θＩＭ３Ｌ＝ΦＩＭ３Ｌ（ｔ）−２×ΦＣ１’（ｔ）＋ΦＣ２’（ｔ） …（式２）
により求まる。Ｃ１’およびＣ２’の位相が一致する時刻をｔ’とすると、θＩＭ３Ｕは、時刻ｔ’におけるＩＭ３ＵとＣ１’およびＣ２’との位相差を表す。また、θＩＭ３Ｌは、時刻ｔ’におけるＩＭ３ＬとＣ１’およびＣ２’との位相差を表している。
【００３１】
例えば、プリディストータで、電力増幅器の３次相互変調歪みを補償するには、図３のＩＭ３ＵおよびＩＭ３Ｌそれぞれについて、振幅が等しく逆位相の予歪みを発生させなければならない。図４は、従来のＬＵＴ方式プリディストータが発生することができる正弦波Ｃ１、Ｃ２、および予歪みＩＭ３Ｕ”、ＩＭ３Ｌ”を示すスペクトラムである。このように、従来のＬＵＴ方式アダプティブ・プリディストータは、上側波および下側波の振幅が等しく、かつ位相の等しい予歪みしか発生させることができないため、図３に示すような｜ＩＭ３Ｕ｜≠｜ＩＭ３Ｌ｜またはθＩＭ３Ｕ≠θＩＭ３Ｌである３次相互変調歪みに対しては歪み補償をすることができない。
【００３２】
ところで、周波数ｆ１、ｆ２の信号（基本波）を乗算回路にて２乗し、２次相互変調歪みを発生させ、差周波周波数ｆ２−ｆ１の信号のみを取り出した後、さらに基本波である周波数ｆ１、ｆ２の信号を乗算すると、発生した周波数２ｆ１−ｆ２、２ｆ２−ｆ１の信号は振幅が等しく位相が１８０°異なる信号（同一振幅逆位相の信号）となることが知られている。具体的には、差周波信号と基本波信号のミキサ回路を設置すれば、このような信号を発生させることができる。
【００３３】
また、任意の２つのベクトルは、必ず、同一振幅同位相の２つのベクトルと、同一振幅逆位相の２つのベクトルとに分解することができる。すなわち、図５に示すように、任意のベクトルＡ、Ｂは、同一振幅同位相のベクトルＣ、Ｄ、および同一振幅逆位相のベクトルＥ、Ｆに分解することができる。ここで、ベクトルＡ〜Ｆの間には以下の関係が成り立つ。
Ａ＝Ｃ＋Ｅ …（式３）
Ｂ＝Ｄ＋Ｆ …（式４）
Ｄ＝Ｃ …（式５）
Ｆ＝−Ｅ …（式６）
【００３４】
（式３）〜（式６）をＣ〜Ｆについて整理すると、
Ｃ＝（Ａ＋Ｂ）／２ …（式７）
Ｄ＝（Ａ＋Ｂ）／２ …（式８）
Ｅ＝（Ａ−Ｂ）／２ …（式９）
Ｆ＝（Ｂ−Ａ）／２ …（式１０）
となることから、ベクトルＡ、Ｂの振幅および位相がわかれば、ベクトルＣ、Ｄ、Ｅ、Ｆを一意に求めることができることがわかる。
【００３５】
以上の事実は、３次相互変調歪みの補償において大きな意味を持つ。何故なら、任意の二つのベクトルは、必ず、同一振幅同位相の二つのベクトルと、同一振幅逆位相の二つのベクトルに分解することができるので、図３に示したベクトルＩＭ３ＬおよびＩＭ３Ｕを打ち消す（補償する）ベクトルが、図５に示したベクトルＡ、Ｂであるとすれば、ベクトルＣ〜Ｆ（ただし、Ｃ、Ｅの周波数とＤ、Ｆの周波数は異なる）を発生させることができれば、ＩＭ３ＬおよびＩＭ３Ｕを補償することが可能であるからである。既述のように、従来のＬＵＴ方式のアダプティブ・プリディストータは、同一振幅同位相の予歪みを発生させることができ、また、差周波信号と基本波信号のミキサ回路は、同一振幅逆位相の予歪みを発生させることができる。
【００３６】
本発明者は、この事実を見出して本発明をするに至った。すなわち、本発明の骨子は、電力増幅器等の出力において、アンバランスな相互変調歪みが現れる場合に、この相互変調歪みを、同一振幅同一位相の２成分と、同一振幅逆位相の２成分とに分解し、同一振幅同一位相の２成分に対する予歪みは、動作の安定しているＬＵＴ方式等のプリディストーション回路で発生させ、同一振幅逆位相の２成分に対する予歪みは、付加回路（差周波信号と基本波信号のミキサ回路）により発生させることにより、相互変調歪みの補償を行うことである。
【００３７】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して具体的に説明する。なお、ここでは、歪み補償装置として、電力増幅装置に併設されたプリディストータを例にとって説明する。また、ここで示す装置内においては、信号の周波数が周波数変換により各種変化するが、説明を簡単にするため、それぞれ対応する周波数に対しては同じ表記をすることとする。例えば、中間周波数ｆ１がアップコンバートにより無線周波数ｆ１’に変換されても、この周波数をｆ１と表記する。
【００３８】
図１は、本発明の実施の形態に係る歪み補償方法の概要を示す図であり、図６は、３次相互変調歪みと予歪みの関係を示す図である。図１において、ルックアップテーブル１０９は、電力増幅器１０６の出力において現れる３次相互変調歪みＩＭ３Ｌ、ＩＭ３Ｕ（図６参照）に基づいて同一振幅同位相の予歪み（図６のＣ、Ｄ）を発生させ、乗算器１０３に出力する。ミキサ回路１０２は、入力信号を基本波信号として、差周波信号と基本波信号をミキシングすることにより、同一振幅逆位相の予歪み（図６のＥ、Ｆ）を発生させ、加算器１１９に出力する。電力増幅器１０６は、乗算器１０３および加算器１１９を介して予歪みを与えられた入力信号に対し増幅処理を施し出力する。この歪み補償処理によれば、電力増幅器１０６から出力される増幅信号に３次相互変調歪みは低減される。
【００３９】
次いで、上記の動作を実現する本発明の実施の形態に係るプリディストータ付き電力増幅装置１００の具体的な構成を、図７に示すブロック図を用いて説明する。
【００４０】
プリディストータ付き電力増幅装置１００は、校正用信号発生回路１０１、ミキサ回路１０２、乗算器１０３、直交変調器１０４、Ｄ／Ａ変換器１０５、電力増幅器１０６、方向性結合器１０７、二乗回路１０８、ルックアップテーブル１０９、遅延回路１１０、ＬＵＴ制御回路１１１、直交復調器１１２、Ａ／Ｄ変換器１１３、混合器１１４、局部発振器１１５、混合器１１６、局部発振器１１７、遅延回路１１８、加算器１１９、直交変調器１２０、切替器１２５、切替器１２７、切替器１２８、ミキサ制御回路１２９、および切替器１３０を有する。
【００４１】
このプリディストータ付き電力増幅装置は、学習モードおよび補償モードという２つの動作モードを有している。学習モードとは、回路内で校正用信号を発生させ、これを用いて増幅動作を行い電力増幅器の歪み特性を予め学習しておく動作モードであり、補償モードとは、その学習結果を用いて予歪みを発生させ、実際の信号にこれを乗算して歪み補償を行う動作モードである。学習モードにおいては、このプリディストータ付き電力増幅装置にベースバンド信号は入力されない。学習モードと補償モードの切り替えは、ミキサ制御回路１２９が、切替器１２５、１２７、１２８、１３０を制御し、各種信号の出力先を切り替え、信号経路を変更することにより実現されている。
【００４２】
ミキサ制御回路１２９は、学習モードにおいて、校正用信号発生回路１０１に対し制御信号ＣＴ１を出力し、電力増幅器１０６の歪み特性を調べるための校正用信号を発生させる。この校正用信号は、Ｄ／Ａ変換器１０５の出力が中間周波数ｆ１、ｆ２（ただし、ｆ２＞ｆ１）の２つの正弦波となるような信号や、時間と共に電力が変化する信号である。校正用信号発生回路１０１は、この校正用信号を発生させて、切替器１２５を介して乗算器１０３、切替器１３０、二乗回路１０８、および遅延回路１１０に出力する。
【００４３】
乗算器１０３は、校正用信号発生回路１０１から出力され切替器１２５を介して入力された信号に、ルックアップテーブル１０９から出力される予歪み係数を乗算し、切替器１３０に出力する。切替器１３０は、ミキサ回路１２９からの制御信号ＣＴ５に基づき直交変調器１０４への出力を乗算器１０３からの信号もしくは切替器１２５からの信号のいずれかに切り替える。直交変調器１０４は、切替器１３０から出力された信号に対し直交変調を施し、遅延回路１１８に出力する。遅延回路１１８は、ミキサ回路１０２を経由し加算器１１９において加算される信号と同期をとるように、直交変調器１０４から出力された信号を所定時間遅延させ、加算器１１９に出力する。加算器１１９は、遅延回路１１８から出力された信号にミキサ回路１０２から出力された信号を加算し、Ｄ／Ａ変換器１０５に出力する。Ｄ／Ａ変換器１０５は、加算器１１９から出力された信号をＤ／Ａ変換し、混合器１１４に出力する。混合器１１４は、局部発振器１１５から出力された高周波のローカル信号を用いて、Ｄ／Ａ変換器１０５から出力された信号を無線周波数にまで周波数変換（アップコンバート）し、電力増幅器１０６に出力する。電力増幅器１０６は、混合器１１４から出力された無線周波数の信号の電力を増幅し、方向性結合器１０７に出力する。方向性結合器１０７は、電力増幅器１０６から出力された増幅後の信号をプリディストータ付き電力増幅装置１００の外部へ出力すると共に、混合器１１６へも出力する。
【００４４】
混合器１１６は、局部発振器１１７から出力される高周波のローカル信号を用いて、方向性結合器１０７を介して電力増幅器１０６から出力された無線周波数帯域の信号を、中間周波数の信号へと周波数変換（ダウンコンバート）し、Ａ／Ｄ変換器１１３に出力する。Ａ／Ｄ変換器１１３は、混合器１１６から出力された信号をＡ／Ｄ変換し、切替器１２７を介し、ミキサ制御回路１２９および直交復調器１１２に出力する。直交復調器１１２は、Ａ／Ｄ変換後の信号に対し直交復調処理を施し、ＬＵＴ制御回路１１１に出力する。
【００４５】
ミキサ制御回路１２９は、切替器１２７を介しＡ／Ｄ変換器１１３から入力されたＡ／Ｄ変換後のデータを高速フーリエ変換（ＦＦＴ）することにより、ＩＭ３Ｌ、ＩＭ３Ｕそれぞれの任意の時間ｔにおける振幅および位相を算出し、ミキサ回路１０２に出力する。また、制御信号ＣＴ１を用いて校正用信号発生回路１０１の校正用信号の発生動作を制御する。さらに、制御信号ＣＴ２、ＣＴ３、ＣＴ４、ＣＴ５を用いて、切替器１２５、１２７、１２８、１３０の切り替え動作を制御する。
【００４６】
ＬＵＴ制御回路１１１は、直交復調器１１２から出力されるベースバンド信号と遅延回路１１０から出力されるベースバンド信号とを比較し、電力増幅器１０６の増幅特性が線形になるような予歪み係数を求め、ルックアップテーブル１０９に出力する。
【００４７】
ルックアップテーブル１０９は、ＬＵＴ制御回路１１１から出力される電力増幅器１０６の増幅特性が線形となる予歪み係数を二乗回路１０８からの電力情報ごとに定められた場所に記憶する。また、二乗回路１０８からの電力情報に応じて、予め記憶されている予歪み係数を取りだし、乗算器１０３に出力する。
【００４８】
ミキサ回路１０２は、直交変調器１２０を介し入力される基本波信号をミキシングすることにより、同一振幅・逆位相の予歪みを発生させ、ミキサ制御回路１２９から出力された位相情報に従い予歪みの位相回転を行い、加算器１１９に出力する。
【００４９】
補償モードにおいて、切替器１２５を介しプリディストータ付き電力増幅装置１００に入力されたベースバンド信号は、乗算器１０３においてルックアップテーブル１０９から出力された予歪み係数が掛け合わされ、加算器１１９においてミキサ回路１０２から出力される予歪みが付与されることにより、電力増幅器１０６で発生する相互変調歪みと打ち消し合い、相互変調歪みが補償される。電力増幅器１０６において電力が増幅された信号は、プリディストータ付き電力増幅装置１００の外部に出力される。
【００５０】
次いで、上記構成を有するプリディストータ付き電力増幅装置１００の歪み補償処理および電力増幅処理の手順について、図８に示すフロー図を用いて説明する。ここで、ＳＴ１０１０〜ＳＴ１０７０が学習モード、ＳＴ１０８０〜ＳＴ１１１０が補償モードに相当する。
【００５１】
まず、学習モードにおいて、ミキサ制御回路１２９は、校正用信号発生回路１０１に対し制御信号ＣＴ１を出力し、時間と共に出力電力が変化するような信号を発生させる（ＳＴ１０１０）。この校正用信号は、切替器１２５、乗算器１０３、切替器１３０、・・・、混合器１１４を介し、電力増幅器１０６に出力される。この信号経路は、ミキサ制御回路１２９が制御信号ＣＴ２、ＣＴ５を出力し、切替器１２５、１３０を制御することにより実現され、学習モードにおいては、プリディストータ付き電力増幅装置１００にベースバンド信号は入力されない。また、ミキサ制御回路１２９は制御信号ＣＴ４を切替器１２８に出力し、ミキサ回路１０２の出力が加算器１１９に入らないようにする。
【００５２】
電力増幅器１０６は、入力された校正用信号を増幅し（ＳＴ１０２０）、方向性結合器１０７、混合器１１６、・・・、直交復調器１１２を介し、ＬＵＴ制御回路１１１に出力する。この信号経路は、ミキサ制御回路１２９が制御信号ＣＴ３を出力し、切替器１２７を制御することにより実現される。
【００５３】
ＬＵＴ制御回路１１１は、遅延回路１１０から出力されるベースバンド信号と直交復調器１１２から出力されるベースバンド信号とを比較し、歪みが最小となるような複素係数を求め、出力電力ごとにルックアップテーブル１０９に格納する（ＳＴ１０３０）。
【００５４】
次に、ミキサ制御回路１２９は、校正用信号発生回路１０１に対し再び制御信号ＣＴ１を出力し、図２（ａ）のスペクトラムに示したような、周波数が隣接している２つの正弦波である校正用信号を発生させる（ＳＴ１０４０）。この校正用信号は、切替器１２５、切替器１３０、直交変調器１０４、・・・、混合器１１４を介し、電力増幅器１０６に出力される。
【００５５】
電力増幅器１０６は、入力された校正用信号を増幅し（ＳＴ１０５０）、混合器１１６に出力する。混合器１１６に出力された信号は、今度は、Ａ／Ｄ変換器１１３、切替器１２７を介し、ミキサ制御回路１２９に出力される。この信号経路も、ミキサ制御回路１２９が制御信号ＣＴ３を出力し、切替器１２７を制御することにより実現される。
【００５６】
ミキサ制御回路１２９は、Ａ／Ｄ変換器１１３から出力されたＡ／Ｄ変換後のデータを高速フーリエ変換（ＦＦＴ）することにより、周波数ｆ１、ｆ２、２ｆ２−ｆ１、２ｆ１−ｆ２の信号それぞれの振幅｜Ｃ１’’｜、｜Ｃ２’’｜、｜ＩＭ３Ｕ｜、｜ＩＭ３Ｌ｜、および任意の時間ｔにおける位相ΦＣ１”（ｔ）、ΦＣ２”（ｔ）、ΦＩＭ３Ｕ（ｔ）、ΦＩＭ３Ｌ（ｔ）を計算する。そして、これらの値を（式１）（式２）に代入することにより、３次相互変調歪みと基本波の位相差θＩＭ３Ｕ、θＩＭ３Ｌを求める（ＳＴ１０６０）。
【００５７】
ここで、電力増幅器１０６に入力する必要のある予歪みベクトルをＡ、Ｂとし、この複素表示を
Ａ＝−｜ＩＭ３Ｕ｜ｅｘｐ（ｊθＩＭ３Ｕ） …（式１１）
Ｂ＝−｜ＩＭ３Ｌ｜ｅｘｐ（ｊθＩＭ３Ｌ） …（式１２）
とすると、（式９）（式１０）より、上側波と下側波が逆位相の予歪みの上側波ベクトルＩＭ３Ｕ’および下側波ベクトルＩＭ３Ｌ’は、
ＩＭ３Ｕ’＝｛｜ＩＭ３Ｌ｜ｅｘｐ（ｊθＩＭ３Ｌ）−｜ＩＭ３Ｕ｜ｅｘｐ（ｊθＩＭ３Ｕ）−｝／２ …（式１３）
ＩＭ３Ｌ’＝｛｜ＩＭ３Ｕ｜ｅｘｐ（ｊθＩＭ３Ｕ）−｜ＩＭ３Ｌ｜ｅｘｐ（ｊθＩＭ３Ｌ）｝／２ …（式１４）
と表される。
【００５８】
ここで、ＩＭ３Ｕ’、ＩＭ３Ｌ’の振幅をそれぞれ｜ＩＭ３Ｕ’｜、｜ＩＭ３Ｌ’｜とし、位相をθＩＭ３Ｕ’、θＩＭ３Ｌ’とすると、
｜ＩＭ３Ｕ’｜＝｜ＩＭ３Ｌ’｜ …（式１５）
θＩＭ３Ｕ’＝θＩＭ３Ｌ’ …（式１６）
となり、イコライザ１２２で調整する差周波周波数ｆ２−ｆ１における位相回転量はθＩＭ３Ｕ’となる。
【００５９】
ミキサ制御回路１２９は、周波数２ｆ２−ｆ１、２ｆ１−ｆ２の信号の振幅が｜ＩＭ３Ｕ’｜、位相回転量がθＩＭ３Ｕ’となるように、イコライザ１２２の周波数Δｆにおける通過振幅・位相特性を調整する。
【００６０】
またミキサ制御回路１２９は、校正用信号発生回路１０１が出力した校正用信号の周波数ｆ１の信号の振幅｜Ｃ１｜とＦＦＴ後の周波数ｆ１の信号の振幅｜Ｃ１’’｜、また、周波数ｆ２の信号の振幅である｜Ｃ２｜と｜Ｃ２’’｜を比較することにより、直交変調器１０４、遅延回路１１８、加算器１１９、Ｄ／Ａ変換器１０５、混合器１１４、電力増幅器１０６、方向性結合器１０７、混合器１１６、Ａ／Ｄ変換器１１３の間における信号の利得を校正する。
【００６１】
さらに、ミキサ制御回路１２９は、以上の学習モードの処理を差周波周波数Δｆを変化させながら複数回行い、各差周波周波数における振幅・位相特性をイコライザ１２２に記憶する。
【００６２】
次に、補償モードにおいて、ミキサ制御回路１２９は、切替器１２５、１３０を切り替え、プリディストータ付き電力増幅装置１００に入力されるベースバンド信号が、切替器１２５（乗算器１０３）、切替器１３０、二乗回路１０８、および遅延回路１１０に入力されるようにする。また切替器１２８を切り替え、ミキサ回路１０２の出力が加算器１１９に加わるようにする（ＳＴ１０７０）。
【００６３】
ルックアップテーブル１０９は、二乗回路１０８から出力された電力情報に基づいて、予め記憶されていたテーブルを参照して予歪み係数を取り出し、乗算器１０３に出力する。また、ミキサ回路１０２は、直交変調器１２０を介し入力された信号に基づいて予歪み信号を発生させ、加算器１１９に出力する（ＳＴ１０８０）。ミキサ回路１０２から出力される予歪みは、電力増幅器１０６で発生する３次相互変調歪みのうち、上側波と下側波の振幅が等しく、位相が逆位相の成分を補償する。
【００６４】
乗算器１０３および加算器１１９において所定の予歪みが与えられた信号は（ＳＴ１０９０）、電力増幅器１０６において電力が増幅される（ＳＴ１１００）。ＬＵＴ制御回路１１１は、ルックアップテーブル１０９を更新し（ＳＴ１１１０）、ＡＭ／ＡＭ特性およびＡＭ／ＰＭ特性を補償することで、残りの歪みである３次相互変調歪みのうち、上側波と下側波の振幅・位相が等しい成分を補償する。補償モードの操作は、送信停止命令が来るまで続行される（ＳＴ１１２０）。
【００６５】
図９は、ミキサ回路１０２の内部構成を示すブロック図である。このミキサ回路は、乗算器１２１、イコライザ１２２、遅延回路１２３、および乗算器１２４を有する。
【００６６】
イコライザ１２２は、乗算器１２１で発生させる２次相互変調歪みのうち、差周波周波数ｆ２−ｆ１の成分のみを通過させると共に、差周波周波数ｆ２−ｆ１の周波数に応じて、信号の通過振幅特性と通過位相特性とを任意の値に変化させる。
【００６７】
乗算器１２１は入力ラインを２本有しており、２つの入力を掛け合わすことにより入力信号を２乗する。図１０（ａ）に示す周波数ｆ１、ｆ２の基本波信号Ｃ１、Ｃ２を乗算器１２１において２乗すると、図１０（ｂ）に示すように、ＤＣ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ）および周波数ｆ２−ｆ１、２ｆ１、ｆ１＋ｆ２、２ｆ２の信号が出力される。このうち、周波数ｆ２−ｆ１の差周波信号Ｄを取り出し、図１１に示すように、乗算器１２４にて基本波信号Ｃ１、Ｃ２と乗算すると、乗算器１２４の出力には、周波数２ｆ１−ｆ２、ｆ１、ｆ２、２ｆ２−ｆ１の信号ＩＭ３Ｌ、Ｃ１’、Ｃ２’、ＩＭ３Ｕが発生する。ここで、信号ＩＭ３Ｌの周波数は、信号Ｃ１と差周波信号Ｄの差（ｆ１−Δｆ）となり、信号ＩＭ３Ｕの周波数は、信号Ｃ２と差周波信号Ｄの和（ｆ２＋Δｆ）となるため、上述の（式１）および（式２）で求められる信号ＩＭ３ＬおよびＩＭ３Ｕの位相は逆位相となる。
【００６８】
電力増幅器の出力に現れる３次相互変調歪みのアンバランスは、差周波周波数Δｆに依存して変化する。図５のベクトルＡ、Ｂは、差周波周波数Δｆにより変化する。このため、ベクトルＣ〜Ｆの振幅および位相も変化する。そこで、差周波信号Ｄの振幅および位相を周波数Δｆに応じて調整した後、乗算器１２４にて基本波信号Ｃ１、Ｃ２に乗算することにより、差周波周波数Δｆに応じた同一振幅逆位相の予歪みを発生させることができる。
【００６９】
このように、本実施の形態によれば、３次相互変調歪みの補償を、同一振幅同一位相の２成分と、同一振幅逆位相の２成分とに分解し、同一振幅同一位相の２成分に対する予歪みは、動作の安定しているＬＵＴ方式プリディストーション回路で発生させ、同一振幅逆位相の２成分に対する予歪みは、付加回路（差周波信号と基本波信号のミキサ回路）により発生させるため、電力増幅器の出力において、アンバランスな相互変調歪みが現れる場合でも、動作の安定なＬＵＴ方式を用いて歪み補償を行うことができる。
【００７０】
なお、ここでは、Ｄ／Ａ変換前に直交変調や乗算の処理を行う場合を例にとって説明したが、Ｄ／Ａ変換後に直交変調および乗算の処理を行っても良い。
【００７１】
本発明に係る歪み補償装置は、基地局装置に搭載することが可能であり、これにより上記と同様の作用効果を有する基地局装置を提供することができる。
【００７２】
なお、ここでは、相互変調歪みのうち３次相互変調歪みのみを補償する場合を例にとって説明したが、上記の歪み補償の原理を応用することにより、より高次の相互変調歪みの補償を行うことも可能である。
【００７３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、例えば、電力増幅器等によって増幅された信号にアンバランスな相互変調歪みが発生する場合でも、動作の安定しているＬＵＴ方式等を用いて歪み補償を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係る歪み補償方法の概要を示す図
【図２】（ａ）増幅回路に入力される信号のスペクトラム
（ｂ）増幅回路から出力される信号のスペクトラム
【図３】ＩＭ３ＵおよびＩＭ３Ｌの電力と位相を２次元平面上にベクトル表現した図
【図４】ＬＵＴ方式プリディストータが発生することができる予歪み等を示すスペクトラム
【図５】任意の２つのベクトルは同一振幅同位相の２つのベクトルおよび同一振幅逆位相の２つのベクトルに分解することができることを説明する図
【図６】３次相互変調歪みと予歪みの関係を示す図
【図７】本発明の実施の形態に係るプリディストータ付き電力増幅装置の具体的な構成を示すブロック図
【図８】本発明の実施の形態に係るプリディストータ付き電力増幅装置の歪み補償処理および電力増幅処理の手順について示すフロー図
【図９】本発明の実施の形態に係るミキサ回路の内部構成を示すブロック図
【図１０】（ａ）基本波信号のスペクトラム
（ｂ）基本波信号を２乗した場合のスペクトラム
【図１１】差周波信号を基本波信号と乗算させた場合のスペクトラム
【符号の説明】
１０１ 校正用信号発生器
１０２ ミキサ回路
１０３、１２１、１２４ 乗算器
１０６ 電力増幅器
１０９ ルックアップテーブル
１１９ 加算器
１１１ ＬＵＴ制御回路
１２２ イコライザ
１２９ ミキサ制御回路
Claims (7)
- ２つの信号の相互変調によって生じる２つの３次相互変調歪みを補償する歪み補償装置であって、
前記２つの３次相互変調歪みを、互いに同一振幅同位相の第１および第２の成分と、互いに同一振幅逆位相の第３および第４の成分と、に分解した場合における前記第１および第２の成分に対する予歪みを発生させる第１の予歪み発生手段と、
前記２つの３次相互変調歪みを、前記第１および第２の成分と、前記第３および第４の成分と、に分解した場合における前記第３および第４の成分に対する予歪みを発生させる第２の予歪み発生手段と、
前記２つの３次相互変調歪みが生じる前の前記２つの信号に前記第１および第２の予歪み発生手段において発生した予歪みを付与することにより前記２つの３次相互変調歪みを補償する歪み補償手段と、
を具備することを特徴とする歪み補償装置。 - 前記２つの３次相互変調歪みが生じる前の前記２つの信号の周波数がそれぞれｆ１、ｆ２であって、
前記第２の予歪み発生手段は、
前記２つの３次相互変調歪みが生じる前の前記２つの信号を２乗する２乗手段と、
前記２乗手段によって２乗された信号から周波数ｆ２−ｆ１に現れる差周波信号を取り出すフィルタと、
前記２つの３次相互変調歪みが生じる前の前記２つの信号に前記フィルタによって取り出された差周波信号を乗算し前記第３および第４の成分に対する予歪みを発生させる乗算手段と、
を具備することを特徴とする請求項１記載の歪み補償装置。 - 前記第１の予歪み発生手段は、
前記２つの３次相互変調歪みを最小とする予歪みを算出する算出手段と、
算出された予歪みを前記２つの３次相互変調歪みが生じる前の前記２つの信号の電力と対応させて記憶する記憶手段と、を具備し、
前記記憶手段を用いて前記第１および第２の成分に対する予歪みを発生させる、
ことを特徴とする請求項１記載の歪み補償装置。 - 前記第１の予歪み発生手段は、
ルックアップテーブル方式を用いて前記第１および第２の成分に対する予歪みを発生させる、
ことを特徴とする請求項１記載の歪み補償装置。 - 請求項１から請求項４のいずれかに記載の歪み補償装置を用いて、増幅後の信号に生じる３次相互変調歪みを補償することを特徴とする電力増幅装置。
- 請求項１から請求項４のいずれかに記載の歪み補償装置を具備することを特徴とする基地局装置。
- ２つの信号の相互変調によって生じる２つの３次相互変調歪みを補償する歪み補償方法であって、
前記２つの３次相互変調歪みを、互いに同一振幅同位相の第１および第２の成分と、互いに同一振幅逆位相の第３および第４の成分と、に分解した場合における前記第１および第２の成分に対する予歪みを発生させる第１の予歪み発生ステップと、
前記２つの３次相互変調歪みを、前記第１および第２の成分と、前記第３および第４の成分と、に分解した場合における前記第３および第４の成分に対する予歪みを発生させる第２の予歪み発生ステップと、
前記２つの３次相互変調歪みが生じる前の前記２つの信号に前記第１および第２の予歪み発生ステップにおいて発生した予歪みを付与することにより前記２つの３次相互変調歪みを補償する歪み補償ステップと、
を具備することを特徴とする歪み補償方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003038910A JP2004253834A (ja) | 2003-02-17 | 2003-02-17 | 歪み補償装置および歪み補償方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003038910A JP2004253834A (ja) | 2003-02-17 | 2003-02-17 | 歪み補償装置および歪み補償方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004253834A true JP2004253834A (ja) | 2004-09-09 |
Family
ID=33023292
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003038910A Pending JP2004253834A (ja) | 2003-02-17 | 2003-02-17 | 歪み補償装置および歪み補償方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2004253834A (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100630626B1 (ko) | 2005-04-29 | 2006-10-02 | 삼성전자주식회사 | 출력신호의 왜곡을 방지할 수 있는 믹서 및 주파수변환방법 |
| JP2007116314A (ja) * | 2005-10-19 | 2007-05-10 | Oki Electric Ind Co Ltd | 無線送信回路 |
| JP2008028746A (ja) * | 2006-07-21 | 2008-02-07 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 歪み補償装置 |
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- 2003-02-17 JP JP2003038910A patent/JP2004253834A/ja active Pending
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