JP2004253834A

JP2004253834A - Distortion compensation apparatus and distortion compensation method

Info

Publication number: JP2004253834A
Application number: JP2003038910A
Authority: JP
Inventors: Katsuhiko Tsujihata; 克彦辻端
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2003-02-17
Filing date: 2003-02-17
Publication date: 2004-09-09

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a method for performing distortion compensation by using a lookup table system whose operation is stable even on the occurrence of unbalanced ternary intermodulation distortions. <P>SOLUTION: The lookup table 109 produces pre-distortion with the same amplitude and the same phase as those of the ternary intermodulation distortions IM3L, IM3U appearing at an output of a power amplifier 106 and provides an output of the pre-distortion to a multiplier 103. A mixer circuit 102 mixes a fundamental wave signal being an input signal with a difference frequency signal to produce a pre-distortion with the same amplitude and the inverted phase and outputs it to an adder 119. The power amplifier 106 applies amplification processing to the input signal subjected to the pre-distortion via the multiplier 103 and the adder 119 to provide an output of the result. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば携帯電話機と通信を行う基地局装置のように、送信電力の大きい送信装置等に搭載される歪み補償装置および当該装置において使用される歪み補償方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
入力信号の電力を増幅し、増幅後の信号を出力する電力増幅器は、移動体通信システムの送信装置等において、必須の構成要素である。電力増幅器を効率良く使用することを目的として出力電力をこの電力増幅器の飽和電力に近いレンジで使用することがよく行われるが、このとき、増幅特性には入力電力の増加に伴い出力電力が比例して増加せず、入力電力の増加に伴い増幅利得自体は減少しているという非線形特性が現れる。
【０００３】
特に、図２（ａ）に示すスペクトラムのように、周波数が数ＭＨｚ離れた２つの信号Ｃ１（周波数ｆ１）、Ｃ２（周波数ｆ２）が非線形特性を示す増幅回路に入力された場合、上記の非線形特性が２つの信号の相互変調によって、増幅後の２つの信号Ｃ１’、Ｃ２’の周波数以外の周波数成分の信号を発生させる相互変調歪みという現象を引き起こす。図２（ｂ）は、相互変調歪みのうち、信号Ｃ１’、Ｃ２’の周波数近傍に現れる３次相互変調歪みＩＭ３Ｌ（周波数２ｆ１−ｆ２）、ＩＭ３Ｕ（周波数２ｆ２−ｆ１）を示したスペクトラムである。この相互変調歪みは、例えばＷ−ＣＤＭＡ（Ｗｉｄｅｂａｎｄ − ＣｏｄｅＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓ）方式を採用した通信システムでは、隣接チャネルに漏洩した電力が干渉を引き起こし、通信システム全体の周波数利用効率を低下させる原因となり、大きな問題である。よって、電力増幅器において発生する相互変調ひずみを補償することは必須の技術となる。
【０００４】
従来の相互変調歪みの補償方式には、アダプティブ・プリディストーション（例えば、特許文献１〜３参照）、フィードフォワード等の多数の方式がある。
【０００５】
アダプティブ・プリディストーション（または、単にプリディストーション）とは、電力増幅器のＡＭ／ＡＭ歪み、ＡＭ／ＰＭ歪みを一定周期で検出し、この検出結果に基づいて、相互変調歪みの逆特性を示す予歪みを算出し、ベースバンド信号に予め乗算することにより、適応的に変調信号の線形性の改善を図る方法である。このプリディストーションにはさらに細かく分類して、近似式方式およびルックアップテーブル方式（以下、ＬＵＴ方式という）と呼ばれる方式がある。
【０００６】
近似式方式は、相互変調歪みを理論的に多項式展開した式で表現し、各次数の項に対応する係数を求め、予歪みを生成する。一方、ＬＵＴ方式は、校正用信号を一度電力増幅器に入力し、このときの増幅結果に基づいて増幅前の信号と増幅後の信号を比較することで電力増幅器の入力電力対振幅特性（以下、ＡＭ／ＡＭ特性という）および入力電力対位相特性（以下、ＡＭ／ＰＭ特性という）が線形になるような予歪み係数を求め、ルックアップテーブルに記憶し、実際の信号の電力増幅時には、このテーブルに基づいて予歪みを発生させ、歪み補償を行うと共に予歪み係数の更新を行なう。これらの方式を比較した場合、近似式方式は信号の歪み補償動作が不安定となるデメリットがあるのに対し、ＬＵＴ方式は増幅回路が安定に動作するというメリットがあるため、一般的にＬＵＴ方式が多く採用されている。
【０００７】
【特許文献１】
特開平８−７９１４３号公報
【特許文献２】
特開平９−６９７３３号公報
【特許文献３】
特開平１１−１５４８８０号公報
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
移動体通信システムにおいては、少ない電力でより高い出力が得られるように、電力増幅器の効率を改善する必要がある。しかしながら、この消費電力の削減と相互変調歪みはトレードオフの関係にあり、信号の電力を増幅する電力増幅器の高効率化を図ると、出力信号の相互変調歪みが大きくなり、特に、送信電力の大きい基地局装置では、この傾向が顕著となる問題がある。
【０００９】
特に、電力増幅器における消費電力を少なくするために、バイアスをＡＢ級動作とすると、入力信号を飽和レベルに近いレベルまで増幅した場合、電力増幅器の出力には位相および振幅が互いに異なるアンバランスな相互変調歪みが発生する。
【００１０】
送信装置では、相互変調歪みが補償された信号を送信することが必要となるが、従来のＬＵＴ方式のプリディストーションを行うアダプティブ・プリディストータ（または、単にプリディストータ）は、振幅が同一で同位相の予歪みしか発生できないという性質があるため、アンバランスな相互変調歪みの補償をすることができない。かかる場合、増幅回路には、効率を犠牲にしてアンバランスな相互変調歪みが発生しないような低効率でトランジスタを動作させることになる。
【００１１】
なお、近似式方式は、理論的には上記のアンバランスな相互変調歪みにも対応できるが、実機においては、多項式の係数を算出する過程において、振幅および位相の組み合わせをトライ・アンド・エラーする処理が入るため、収束に時間を要し、例えば、Ｗ−ＣＤＭＡのように短期間に頻繁に送信電力制御を行うような通信システムにおいては搭載が難しい。
【００１２】
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、アンバランスな３次相互変調歪みが発生する場合でも、動作の安定しているＬＵＴ方式を用いて歪み補償を行うことができる歪み補償装置および歪み補償方法を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明の歪み補償装置は、２つの信号の相互変調によって生じる２つの３次相互変調歪みを補償する歪み補償装置であって、前記２つの３次相互変調歪みを、互いに同一振幅同位相の第１および第２の成分と、互いに同一振幅逆位相の第３および第４の成分と、に分解した場合における前記第１および第２の成分に対する予歪みを発生させる第１の予歪み発生手段と、前記２つの３次相互変調歪みを、前記第１および第２の成分と、前記第３および第４の成分と、に分解した場合における前記第３および第４の成分に対する予歪みを発生させる第２の予歪み発生手段と、前記２つの３次相互変調歪みが生じる前の前記２つの信号に前記第１および第２の予歪み発生手段において発生した予歪みを付与することにより前記２つの３次相互変調歪みを補償する歪み補償手段と、を具備する構成を採る。
【００１４】
この構成によれば、例えば、電力増幅器等によって増幅された信号にアンバランスな３次相互変調歪みが発生する場合でも、この相互変調歪みを、同一振幅同一位相の２成分と、同一振幅逆位相の２成分とに分解し、それぞれに対応した回路を用いて予歪みを発生させることにより、歪み補償を行うことができる。
【００１５】
本発明の歪み補償装置は、上記の構成において、前記２つの３次相互変調歪みが生じる前の前記２つの信号の周波数がそれぞれｆ１、ｆ２であって、前記第２の予歪み発生手段は、前記２つの３次相互変調歪みが生じる前の前記２つの信号を２乗する２乗手段と、前記２乗手段によって２乗された信号から周波数ｆ２−ｆ１に現れる差周波信号を取り出すフィルタと、前記２つの３次相互変調歪みが生じる前の前記２つの信号に前記フィルタによって取り出された差周波信号を乗算し前記第３および第４の成分に対する予歪みを発生させる乗算手段と、を具備する構成を採る。
【００１６】
この構成によれば、上記の同一振幅逆位相の２成分に対する予歪みを、差周波信号と基本波信号のミキサ回路により発生させることができる。
【００１７】
本発明の歪み補償装置は、上記の構成において、前記第１の予歪み発生手段は、前記２つの３次相互変調歪みを最小とする予歪みを算出する算出手段と、算出された予歪みを前記２つの３次相互変調歪みが生じる前の前記２つの信号の電力と対応させて記憶する記憶手段と、を具備し、前記記憶手段を用いて前記第１および第２の成分に対する予歪みを発生させる構成を採る。
【００１８】
本発明の歪み補償装置は、上記の構成において、前記第１の予歪み発生手段は、ルックアップテーブル方式を用いて前記第１および第２の成分に対する予歪みを発生させる構成を採る。
【００１９】
これらの構成によれば、上記の同一振幅同一位相の２成分に対する予歪みを、動作の安定しているＬＵＴ方式等を用いたプリディストーション回路で発生させることができる。
【００２０】
本発明の電力増幅装置は、上記いずれかに記載の歪み補償装置を用いて、増幅後の信号に生じる３次相互変調歪みを補償する構成を採る。
【００２１】
この構成によれば、上記いずれかに記載の歪み補償装置を用いるので、電力増幅処理においてアンバランスな相互変調歪みが発生した場合でも歪み補償をすることができる。
【００２２】
本発明の基地局装置は、上記いずれかに記載の歪み補償装置を具備する構成を採る。
【００２３】
この構成によれば、上記と同様の作用効果を有する基地局装置を提供することができる。
【００２４】
本発明の歪み補償方法は、２つの信号の相互変調によって生じる２つの３次相互変調歪みを補償する歪み補償方法であって、前記２つの３次相互変調歪みを、互いに同一振幅同位相の第１および第２の成分と、互いに同一振幅逆位相の第３および第４の成分と、に分解した場合における前記第１および第２の成分に対する予歪みを発生させる第１の予歪み発生ステップと、前記２つの３次相互変調歪みを、前記第１および第２の成分と、前記第３および第４の成分と、に分解した場合における前記第３および第４の成分に対する予歪みを発生させる第２の予歪み発生ステップと、前記２つの３次相互変調歪みが生じる前の前記２つの信号に前記第１および第２の予歪み発生ステップにおいて発生した予歪みを付与することにより前記２つの３次相互変調歪みを補償する歪み補償ステップと、を具備するようにした。
【００２５】
この方法によれば、例えば、電力増幅器等によって増幅された信号にアンバランスな３次相互変調歪みが発生する場合でも、この相互変調歪みを、同一振幅同一位相の２成分と、同一振幅逆位相の２成分とに分解し、それぞれに対応した回路を用いて予歪みを発生させることにより、歪み補償を行うことができる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
電力増幅器等の回路に、図２（ａ）のスペクトラムに示すように、異なる周波数（ｆ１、ｆ２、ただしｆ２＞ｆ１）の二つの正弦波Ｃ１およびＣ２を入力すると、この回路の出力には、増幅された正弦波信号の周波数以外の位置に３次相互変調歪みが現れる。
【００２７】
相互変調歪みは、周波数軸上で、所望信号に近いものから、３次相互変調歪み、５次相互変調歪み、７次相互変調歪み、・・・と発生する。これらの相互変調歪みのうち、３次相互変調歪みは、所望信号の近傍の周波数において発生し、かつ電力も大きいため、通信システムに与える影響も大きい。よって、送信装置において高効率を実現するには歪み補償回路が必須の構成となる。
【００２８】
図２（ｂ）は、電力増幅器によって増幅された後の正弦波信号（Ｃ１’、Ｃ２’）および３次相互変調歪みを示したスペクトラムである。３次相互変調歪みは、Ｃ１’およびＣ２’の周波数からΔｆ＝ｆ２−ｆ１（以下、差周波周波数という）だけ離れた２ｆ２−ｆ１および２ｆ１−ｆ２の位置に現れる。３次相互変調歪みのうち、周波数の高い方を上側波もしくはＩＭ３Ｕと表示し、周波数の低い方を下側波もしくはＩＭ３Ｌと表示することにする。
【００２９】
図３は、ＩＭ３ＵおよびＩＭ３Ｌの電力と位相を２次元平面上にベクトル表現したものである。電力はベクトルの長さに、位相はベクトルが横軸となす角度に対応させた。なお、ＩＭ３ＵおよびＩＭ３Ｌの位相θ_ＩＭ３Ｕおよびθ_ＩＭ３Ｌは、Ｃ１’およびＣ２’を基準とした値である。すなわち、Ｃ１’およびＣ２’を横軸に揃え、これらに対するＩＭ３ＵおよびＩＭ３Ｌの位相差を表している。
【００３０】
上記の関係を数式で表現すると以下のようになる。ある時刻ｔにおけるＣ１’の位相をΦ_Ｃ１’（ｔ）、Ｃ２’の位相をΦ_Ｃ２’（ｔ）、ＩＭ３Ｕの位相をΦ_ＩＭ３Ｕ（ｔ）、ＩＭ３Ｌの位相をΦ_ＩＭ３Ｌ（ｔ）とすると、θ_ＩＭ３Ｕおよびθ_ＩＭ３Ｌは、
θ_ＩＭ３Ｕ＝Φ_ＩＭ３Ｕ（ｔ）−２×Φ_Ｃ２’（ｔ）＋Φ_Ｃ１’（ｔ） …（式１）
θ_ＩＭ３Ｌ＝Φ_ＩＭ３Ｌ（ｔ）−２×Φ_Ｃ１’（ｔ）＋Φ_Ｃ２’（ｔ） …（式２）
により求まる。Ｃ１’およびＣ２’の位相が一致する時刻をｔ’とすると、θ_ＩＭ３Ｕは、時刻ｔ’におけるＩＭ３ＵとＣ１’およびＣ２’との位相差を表す。また、θ_ＩＭ３Ｌは、時刻ｔ’におけるＩＭ３ＬとＣ１’およびＣ２’との位相差を表している。
【００３１】
例えば、プリディストータで、電力増幅器の３次相互変調歪みを補償するには、図３のＩＭ３ＵおよびＩＭ３Ｌそれぞれについて、振幅が等しく逆位相の予歪みを発生させなければならない。図４は、従来のＬＵＴ方式プリディストータが発生することができる正弦波Ｃ１、Ｃ２、および予歪みＩＭ３Ｕ”、ＩＭ３Ｌ”を示すスペクトラムである。このように、従来のＬＵＴ方式アダプティブ・プリディストータは、上側波および下側波の振幅が等しく、かつ位相の等しい予歪みしか発生させることができないため、図３に示すような｜ＩＭ３Ｕ｜≠｜ＩＭ３Ｌ｜またはθ_ＩＭ３Ｕ≠θ_ＩＭ３Ｌである３次相互変調歪みに対しては歪み補償をすることができない。
【００３２】
ところで、周波数ｆ１、ｆ２の信号（基本波）を乗算回路にて２乗し、２次相互変調歪みを発生させ、差周波周波数ｆ２−ｆ１の信号のみを取り出した後、さらに基本波である周波数ｆ１、ｆ２の信号を乗算すると、発生した周波数２ｆ１−ｆ２、２ｆ２−ｆ１の信号は振幅が等しく位相が１８０°異なる信号（同一振幅逆位相の信号）となることが知られている。具体的には、差周波信号と基本波信号のミキサ回路を設置すれば、このような信号を発生させることができる。
【００３３】
また、任意の２つのベクトルは、必ず、同一振幅同位相の２つのベクトルと、同一振幅逆位相の２つのベクトルとに分解することができる。すなわち、図５に示すように、任意のベクトルＡ、Ｂは、同一振幅同位相のベクトルＣ、Ｄ、および同一振幅逆位相のベクトルＥ、Ｆに分解することができる。ここで、ベクトルＡ〜Ｆの間には以下の関係が成り立つ。
Ａ＝Ｃ＋Ｅ …（式３）
Ｂ＝Ｄ＋Ｆ …（式４）
Ｄ＝Ｃ …（式５）
Ｆ＝−Ｅ …（式６）
【００３４】
（式３）〜（式６）をＣ〜Ｆについて整理すると、
Ｃ＝（Ａ＋Ｂ）／２ …（式７）
Ｄ＝（Ａ＋Ｂ）／２ …（式８）
Ｅ＝（Ａ−Ｂ）／２ …（式９）
Ｆ＝（Ｂ−Ａ）／２ …（式１０）
となることから、ベクトルＡ、Ｂの振幅および位相がわかれば、ベクトルＣ、Ｄ、Ｅ、Ｆを一意に求めることができることがわかる。
【００３５】
以上の事実は、３次相互変調歪みの補償において大きな意味を持つ。何故なら、任意の二つのベクトルは、必ず、同一振幅同位相の二つのベクトルと、同一振幅逆位相の二つのベクトルに分解することができるので、図３に示したベクトルＩＭ３ＬおよびＩＭ３Ｕを打ち消す（補償する）ベクトルが、図５に示したベクトルＡ、Ｂであるとすれば、ベクトルＣ〜Ｆ（ただし、Ｃ、Ｅの周波数とＤ、Ｆの周波数は異なる）を発生させることができれば、ＩＭ３ＬおよびＩＭ３Ｕを補償することが可能であるからである。既述のように、従来のＬＵＴ方式のアダプティブ・プリディストータは、同一振幅同位相の予歪みを発生させることができ、また、差周波信号と基本波信号のミキサ回路は、同一振幅逆位相の予歪みを発生させることができる。
【００３６】
本発明者は、この事実を見出して本発明をするに至った。すなわち、本発明の骨子は、電力増幅器等の出力において、アンバランスな相互変調歪みが現れる場合に、この相互変調歪みを、同一振幅同一位相の２成分と、同一振幅逆位相の２成分とに分解し、同一振幅同一位相の２成分に対する予歪みは、動作の安定しているＬＵＴ方式等のプリディストーション回路で発生させ、同一振幅逆位相の２成分に対する予歪みは、付加回路（差周波信号と基本波信号のミキサ回路）により発生させることにより、相互変調歪みの補償を行うことである。
【００３７】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して具体的に説明する。なお、ここでは、歪み補償装置として、電力増幅装置に併設されたプリディストータを例にとって説明する。また、ここで示す装置内においては、信号の周波数が周波数変換により各種変化するが、説明を簡単にするため、それぞれ対応する周波数に対しては同じ表記をすることとする。例えば、中間周波数ｆ１がアップコンバートにより無線周波数ｆ１’に変換されても、この周波数をｆ１と表記する。
【００３８】
図１は、本発明の実施の形態に係る歪み補償方法の概要を示す図であり、図６は、３次相互変調歪みと予歪みの関係を示す図である。図１において、ルックアップテーブル１０９は、電力増幅器１０６の出力において現れる３次相互変調歪みＩＭ３Ｌ、ＩＭ３Ｕ（図６参照）に基づいて同一振幅同位相の予歪み（図６のＣ、Ｄ）を発生させ、乗算器１０３に出力する。ミキサ回路１０２は、入力信号を基本波信号として、差周波信号と基本波信号をミキシングすることにより、同一振幅逆位相の予歪み（図６のＥ、Ｆ）を発生させ、加算器１１９に出力する。電力増幅器１０６は、乗算器１０３および加算器１１９を介して予歪みを与えられた入力信号に対し増幅処理を施し出力する。この歪み補償処理によれば、電力増幅器１０６から出力される増幅信号に３次相互変調歪みは低減される。
【００３９】
次いで、上記の動作を実現する本発明の実施の形態に係るプリディストータ付き電力増幅装置１００の具体的な構成を、図７に示すブロック図を用いて説明する。
【００４０】
プリディストータ付き電力増幅装置１００は、校正用信号発生回路１０１、ミキサ回路１０２、乗算器１０３、直交変調器１０４、Ｄ／Ａ変換器１０５、電力増幅器１０６、方向性結合器１０７、二乗回路１０８、ルックアップテーブル１０９、遅延回路１１０、ＬＵＴ制御回路１１１、直交復調器１１２、Ａ／Ｄ変換器１１３、混合器１１４、局部発振器１１５、混合器１１６、局部発振器１１７、遅延回路１１８、加算器１１９、直交変調器１２０、切替器１２５、切替器１２７、切替器１２８、ミキサ制御回路１２９、および切替器１３０を有する。
【００４１】
このプリディストータ付き電力増幅装置は、学習モードおよび補償モードという２つの動作モードを有している。学習モードとは、回路内で校正用信号を発生させ、これを用いて増幅動作を行い電力増幅器の歪み特性を予め学習しておく動作モードであり、補償モードとは、その学習結果を用いて予歪みを発生させ、実際の信号にこれを乗算して歪み補償を行う動作モードである。学習モードにおいては、このプリディストータ付き電力増幅装置にベースバンド信号は入力されない。学習モードと補償モードの切り替えは、ミキサ制御回路１２９が、切替器１２５、１２７、１２８、１３０を制御し、各種信号の出力先を切り替え、信号経路を変更することにより実現されている。
【００４２】
ミキサ制御回路１２９は、学習モードにおいて、校正用信号発生回路１０１に対し制御信号ＣＴ１を出力し、電力増幅器１０６の歪み特性を調べるための校正用信号を発生させる。この校正用信号は、Ｄ／Ａ変換器１０５の出力が中間周波数ｆ１、ｆ２（ただし、ｆ２＞ｆ１）の２つの正弦波となるような信号や、時間と共に電力が変化する信号である。校正用信号発生回路１０１は、この校正用信号を発生させて、切替器１２５を介して乗算器１０３、切替器１３０、二乗回路１０８、および遅延回路１１０に出力する。
【００４３】
乗算器１０３は、校正用信号発生回路１０１から出力され切替器１２５を介して入力された信号に、ルックアップテーブル１０９から出力される予歪み係数を乗算し、切替器１３０に出力する。切替器１３０は、ミキサ回路１２９からの制御信号ＣＴ５に基づき直交変調器１０４への出力を乗算器１０３からの信号もしくは切替器１２５からの信号のいずれかに切り替える。直交変調器１０４は、切替器１３０から出力された信号に対し直交変調を施し、遅延回路１１８に出力する。遅延回路１１８は、ミキサ回路１０２を経由し加算器１１９において加算される信号と同期をとるように、直交変調器１０４から出力された信号を所定時間遅延させ、加算器１１９に出力する。加算器１１９は、遅延回路１１８から出力された信号にミキサ回路１０２から出力された信号を加算し、Ｄ／Ａ変換器１０５に出力する。Ｄ／Ａ変換器１０５は、加算器１１９から出力された信号をＤ／Ａ変換し、混合器１１４に出力する。混合器１１４は、局部発振器１１５から出力された高周波のローカル信号を用いて、Ｄ／Ａ変換器１０５から出力された信号を無線周波数にまで周波数変換（アップコンバート）し、電力増幅器１０６に出力する。電力増幅器１０６は、混合器１１４から出力された無線周波数の信号の電力を増幅し、方向性結合器１０７に出力する。方向性結合器１０７は、電力増幅器１０６から出力された増幅後の信号をプリディストータ付き電力増幅装置１００の外部へ出力すると共に、混合器１１６へも出力する。
【００４４】
混合器１１６は、局部発振器１１７から出力される高周波のローカル信号を用いて、方向性結合器１０７を介して電力増幅器１０６から出力された無線周波数帯域の信号を、中間周波数の信号へと周波数変換（ダウンコンバート）し、Ａ／Ｄ変換器１１３に出力する。Ａ／Ｄ変換器１１３は、混合器１１６から出力された信号をＡ／Ｄ変換し、切替器１２７を介し、ミキサ制御回路１２９および直交復調器１１２に出力する。直交復調器１１２は、Ａ／Ｄ変換後の信号に対し直交復調処理を施し、ＬＵＴ制御回路１１１に出力する。
【００４５】
ミキサ制御回路１２９は、切替器１２７を介しＡ／Ｄ変換器１１３から入力されたＡ／Ｄ変換後のデータを高速フーリエ変換（ＦＦＴ）することにより、ＩＭ３Ｌ、ＩＭ３Ｕそれぞれの任意の時間ｔにおける振幅および位相を算出し、ミキサ回路１０２に出力する。また、制御信号ＣＴ１を用いて校正用信号発生回路１０１の校正用信号の発生動作を制御する。さらに、制御信号ＣＴ２、ＣＴ３、ＣＴ４、ＣＴ５を用いて、切替器１２５、１２７、１２８、１３０の切り替え動作を制御する。
【００４６】
ＬＵＴ制御回路１１１は、直交復調器１１２から出力されるベースバンド信号と遅延回路１１０から出力されるベースバンド信号とを比較し、電力増幅器１０６の増幅特性が線形になるような予歪み係数を求め、ルックアップテーブル１０９に出力する。
【００４７】
ルックアップテーブル１０９は、ＬＵＴ制御回路１１１から出力される電力増幅器１０６の増幅特性が線形となる予歪み係数を二乗回路１０８からの電力情報ごとに定められた場所に記憶する。また、二乗回路１０８からの電力情報に応じて、予め記憶されている予歪み係数を取りだし、乗算器１０３に出力する。
【００４８】
ミキサ回路１０２は、直交変調器１２０を介し入力される基本波信号をミキシングすることにより、同一振幅・逆位相の予歪みを発生させ、ミキサ制御回路１２９から出力された位相情報に従い予歪みの位相回転を行い、加算器１１９に出力する。
【００４９】
補償モードにおいて、切替器１２５を介しプリディストータ付き電力増幅装置１００に入力されたベースバンド信号は、乗算器１０３においてルックアップテーブル１０９から出力された予歪み係数が掛け合わされ、加算器１１９においてミキサ回路１０２から出力される予歪みが付与されることにより、電力増幅器１０６で発生する相互変調歪みと打ち消し合い、相互変調歪みが補償される。電力増幅器１０６において電力が増幅された信号は、プリディストータ付き電力増幅装置１００の外部に出力される。
【００５０】
次いで、上記構成を有するプリディストータ付き電力増幅装置１００の歪み補償処理および電力増幅処理の手順について、図８に示すフロー図を用いて説明する。ここで、ＳＴ１０１０〜ＳＴ１０７０が学習モード、ＳＴ１０８０〜ＳＴ１１１０が補償モードに相当する。
【００５１】
まず、学習モードにおいて、ミキサ制御回路１２９は、校正用信号発生回路１０１に対し制御信号ＣＴ１を出力し、時間と共に出力電力が変化するような信号を発生させる（ＳＴ１０１０）。この校正用信号は、切替器１２５、乗算器１０３、切替器１３０、・・・、混合器１１４を介し、電力増幅器１０６に出力される。この信号経路は、ミキサ制御回路１２９が制御信号ＣＴ２、ＣＴ５を出力し、切替器１２５、１３０を制御することにより実現され、学習モードにおいては、プリディストータ付き電力増幅装置１００にベースバンド信号は入力されない。また、ミキサ制御回路１２９は制御信号ＣＴ４を切替器１２８に出力し、ミキサ回路１０２の出力が加算器１１９に入らないようにする。
【００５２】
電力増幅器１０６は、入力された校正用信号を増幅し（ＳＴ１０２０）、方向性結合器１０７、混合器１１６、・・・、直交復調器１１２を介し、ＬＵＴ制御回路１１１に出力する。この信号経路は、ミキサ制御回路１２９が制御信号ＣＴ３を出力し、切替器１２７を制御することにより実現される。
【００５３】
ＬＵＴ制御回路１１１は、遅延回路１１０から出力されるベースバンド信号と直交復調器１１２から出力されるベースバンド信号とを比較し、歪みが最小となるような複素係数を求め、出力電力ごとにルックアップテーブル１０９に格納する（ＳＴ１０３０）。
【００５４】
次に、ミキサ制御回路１２９は、校正用信号発生回路１０１に対し再び制御信号ＣＴ１を出力し、図２（ａ）のスペクトラムに示したような、周波数が隣接している２つの正弦波である校正用信号を発生させる（ＳＴ１０４０）。この校正用信号は、切替器１２５、切替器１３０、直交変調器１０４、・・・、混合器１１４を介し、電力増幅器１０６に出力される。
【００５５】
電力増幅器１０６は、入力された校正用信号を増幅し（ＳＴ１０５０）、混合器１１６に出力する。混合器１１６に出力された信号は、今度は、Ａ／Ｄ変換器１１３、切替器１２７を介し、ミキサ制御回路１２９に出力される。この信号経路も、ミキサ制御回路１２９が制御信号ＣＴ３を出力し、切替器１２７を制御することにより実現される。
【００５６】
ミキサ制御回路１２９は、Ａ／Ｄ変換器１１３から出力されたＡ／Ｄ変換後のデータを高速フーリエ変換（ＦＦＴ）することにより、周波数ｆ１、ｆ２、２ｆ２−ｆ１、２ｆ１−ｆ２の信号それぞれの振幅｜Ｃ１’’｜、｜Ｃ２’’｜、｜ＩＭ３Ｕ｜、｜ＩＭ３Ｌ｜、および任意の時間ｔにおける位相Φ_Ｃ１”（ｔ）、Φ_Ｃ２”（ｔ）、Φ_ＩＭ３Ｕ（ｔ）、Φ_ＩＭ３Ｌ（ｔ）を計算する。そして、これらの値を（式１）（式２）に代入することにより、３次相互変調歪みと基本波の位相差θ_ＩＭ３Ｕ、θ_ＩＭ３Ｌを求める（ＳＴ１０６０）。
【００５７】
ここで、電力増幅器１０６に入力する必要のある予歪みベクトルをＡ、Ｂとし、この複素表示を
Ａ＝−｜ＩＭ３Ｕ｜ｅｘｐ（ｊθ_ＩＭ３Ｕ） …（式１１）
Ｂ＝−｜ＩＭ３Ｌ｜ｅｘｐ（ｊθ_ＩＭ３Ｌ） …（式１２）
とすると、（式９）（式１０）より、上側波と下側波が逆位相の予歪みの上側波ベクトルＩＭ３Ｕ’および下側波ベクトルＩＭ３Ｌ’は、
ＩＭ３Ｕ’＝｛｜ＩＭ３Ｌ｜ｅｘｐ（ｊθ_ＩＭ３Ｌ）−｜ＩＭ３Ｕ｜ｅｘｐ（ｊθ_ＩＭ３Ｕ）−｝／２ …（式１３）
ＩＭ３Ｌ’＝｛｜ＩＭ３Ｕ｜ｅｘｐ（ｊθ_ＩＭ３Ｕ）−｜ＩＭ３Ｌ｜ｅｘｐ（ｊθ_ＩＭ３Ｌ）｝／２ …（式１４）
と表される。
【００５８】
ここで、ＩＭ３Ｕ’、ＩＭ３Ｌ’の振幅をそれぞれ｜ＩＭ３Ｕ’｜、｜ＩＭ３Ｌ’｜とし、位相をθ_{ＩＭ３Ｕ’}、θ_{ＩＭ３Ｌ’}とすると、
｜ＩＭ３Ｕ’｜＝｜ＩＭ３Ｌ’｜ …（式１５）
θ_{ＩＭ３Ｕ’}＝θ_{ＩＭ３Ｌ’} …（式１６）
となり、イコライザ１２２で調整する差周波周波数ｆ２−ｆ１における位相回転量はθ_{ＩＭ３Ｕ’}となる。
【００５９】
ミキサ制御回路１２９は、周波数２ｆ２−ｆ１、２ｆ１−ｆ２の信号の振幅が｜ＩＭ３Ｕ’｜、位相回転量がθ_{ＩＭ３Ｕ’}となるように、イコライザ１２２の周波数Δｆにおける通過振幅・位相特性を調整する。
【００６０】
またミキサ制御回路１２９は、校正用信号発生回路１０１が出力した校正用信号の周波数ｆ１の信号の振幅｜Ｃ１｜とＦＦＴ後の周波数ｆ１の信号の振幅｜Ｃ１’’｜、また、周波数ｆ２の信号の振幅である｜Ｃ２｜と｜Ｃ２’’｜を比較することにより、直交変調器１０４、遅延回路１１８、加算器１１９、Ｄ／Ａ変換器１０５、混合器１１４、電力増幅器１０６、方向性結合器１０７、混合器１１６、Ａ／Ｄ変換器１１３の間における信号の利得を校正する。
【００６１】
さらに、ミキサ制御回路１２９は、以上の学習モードの処理を差周波周波数Δｆを変化させながら複数回行い、各差周波周波数における振幅・位相特性をイコライザ１２２に記憶する。
【００６２】
次に、補償モードにおいて、ミキサ制御回路１２９は、切替器１２５、１３０を切り替え、プリディストータ付き電力増幅装置１００に入力されるベースバンド信号が、切替器１２５（乗算器１０３）、切替器１３０、二乗回路１０８、および遅延回路１１０に入力されるようにする。また切替器１２８を切り替え、ミキサ回路１０２の出力が加算器１１９に加わるようにする（ＳＴ１０７０）。
【００６３】
ルックアップテーブル１０９は、二乗回路１０８から出力された電力情報に基づいて、予め記憶されていたテーブルを参照して予歪み係数を取り出し、乗算器１０３に出力する。また、ミキサ回路１０２は、直交変調器１２０を介し入力された信号に基づいて予歪み信号を発生させ、加算器１１９に出力する（ＳＴ１０８０）。ミキサ回路１０２から出力される予歪みは、電力増幅器１０６で発生する３次相互変調歪みのうち、上側波と下側波の振幅が等しく、位相が逆位相の成分を補償する。
【００６４】
乗算器１０３および加算器１１９において所定の予歪みが与えられた信号は（ＳＴ１０９０）、電力増幅器１０６において電力が増幅される（ＳＴ１１００）。ＬＵＴ制御回路１１１は、ルックアップテーブル１０９を更新し（ＳＴ１１１０）、ＡＭ／ＡＭ特性およびＡＭ／ＰＭ特性を補償することで、残りの歪みである３次相互変調歪みのうち、上側波と下側波の振幅・位相が等しい成分を補償する。補償モードの操作は、送信停止命令が来るまで続行される（ＳＴ１１２０）。
【００６５】
図９は、ミキサ回路１０２の内部構成を示すブロック図である。このミキサ回路は、乗算器１２１、イコライザ１２２、遅延回路１２３、および乗算器１２４を有する。
【００６６】
イコライザ１２２は、乗算器１２１で発生させる２次相互変調歪みのうち、差周波周波数ｆ２−ｆ１の成分のみを通過させると共に、差周波周波数ｆ２−ｆ１の周波数に応じて、信号の通過振幅特性と通過位相特性とを任意の値に変化させる。
【００６７】
乗算器１２１は入力ラインを２本有しており、２つの入力を掛け合わすことにより入力信号を２乗する。図１０（ａ）に示す周波数ｆ１、ｆ２の基本波信号Ｃ１、Ｃ２を乗算器１２１において２乗すると、図１０（ｂ）に示すように、ＤＣ（ＤｉｒｅｃｔＣｕｒｒｅｎｔ）および周波数ｆ２−ｆ１、２ｆ１、ｆ１＋ｆ２、２ｆ２の信号が出力される。このうち、周波数ｆ２−ｆ１の差周波信号Ｄを取り出し、図１１に示すように、乗算器１２４にて基本波信号Ｃ１、Ｃ２と乗算すると、乗算器１２４の出力には、周波数２ｆ１−ｆ２、ｆ１、ｆ２、２ｆ２−ｆ１の信号ＩＭ３Ｌ、Ｃ１’、Ｃ２’、ＩＭ３Ｕが発生する。ここで、信号ＩＭ３Ｌの周波数は、信号Ｃ１と差周波信号Ｄの差（ｆ１−Δｆ）となり、信号ＩＭ３Ｕの周波数は、信号Ｃ２と差周波信号Ｄの和（ｆ２＋Δｆ）となるため、上述の（式１）および（式２）で求められる信号ＩＭ３ＬおよびＩＭ３Ｕの位相は逆位相となる。
【００６８】
電力増幅器の出力に現れる３次相互変調歪みのアンバランスは、差周波周波数Δｆに依存して変化する。図５のベクトルＡ、Ｂは、差周波周波数Δｆにより変化する。このため、ベクトルＣ〜Ｆの振幅および位相も変化する。そこで、差周波信号Ｄの振幅および位相を周波数Δｆに応じて調整した後、乗算器１２４にて基本波信号Ｃ１、Ｃ２に乗算することにより、差周波周波数Δｆに応じた同一振幅逆位相の予歪みを発生させることができる。
【００６９】
このように、本実施の形態によれば、３次相互変調歪みの補償を、同一振幅同一位相の２成分と、同一振幅逆位相の２成分とに分解し、同一振幅同一位相の２成分に対する予歪みは、動作の安定しているＬＵＴ方式プリディストーション回路で発生させ、同一振幅逆位相の２成分に対する予歪みは、付加回路（差周波信号と基本波信号のミキサ回路）により発生させるため、電力増幅器の出力において、アンバランスな相互変調歪みが現れる場合でも、動作の安定なＬＵＴ方式を用いて歪み補償を行うことができる。
【００７０】
なお、ここでは、Ｄ／Ａ変換前に直交変調や乗算の処理を行う場合を例にとって説明したが、Ｄ／Ａ変換後に直交変調および乗算の処理を行っても良い。
【００７１】
本発明に係る歪み補償装置は、基地局装置に搭載することが可能であり、これにより上記と同様の作用効果を有する基地局装置を提供することができる。
【００７２】
なお、ここでは、相互変調歪みのうち３次相互変調歪みのみを補償する場合を例にとって説明したが、上記の歪み補償の原理を応用することにより、より高次の相互変調歪みの補償を行うことも可能である。
【００７３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、例えば、電力増幅器等によって増幅された信号にアンバランスな相互変調歪みが発生する場合でも、動作の安定しているＬＵＴ方式等を用いて歪み補償を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係る歪み補償方法の概要を示す図
【図２】（ａ）増幅回路に入力される信号のスペクトラム
（ｂ）増幅回路から出力される信号のスペクトラム
【図３】ＩＭ３ＵおよびＩＭ３Ｌの電力と位相を２次元平面上にベクトル表現した図
【図４】ＬＵＴ方式プリディストータが発生することができる予歪み等を示すスペクトラム
【図５】任意の２つのベクトルは同一振幅同位相の２つのベクトルおよび同一振幅逆位相の２つのベクトルに分解することができることを説明する図
【図６】３次相互変調歪みと予歪みの関係を示す図
【図７】本発明の実施の形態に係るプリディストータ付き電力増幅装置の具体的な構成を示すブロック図
【図８】本発明の実施の形態に係るプリディストータ付き電力増幅装置の歪み補償処理および電力増幅処理の手順について示すフロー図
【図９】本発明の実施の形態に係るミキサ回路の内部構成を示すブロック図
【図１０】（ａ）基本波信号のスペクトラム
（ｂ）基本波信号を２乗した場合のスペクトラム
【図１１】差周波信号を基本波信号と乗算させた場合のスペクトラム
【符号の説明】
１０１校正用信号発生器
１０２ミキサ回路
１０３、１２１、１２４乗算器
１０６電力増幅器
１０９ルックアップテーブル
１１９加算器
１１１ＬＵＴ制御回路
１２２イコライザ
１２９ミキサ制御回路[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a distortion compensation device mounted on a transmission device having a large transmission power, such as a base station device that communicates with a mobile phone, and a distortion compensation method used in the device.
[0002]
[Prior art]
A power amplifier that amplifies the power of an input signal and outputs the amplified signal is an essential component in a transmission device or the like of a mobile communication system. In order to use the power amplifier efficiently, it is common to use the output power in a range close to the saturation power of this power amplifier, but at this time, the output power is proportional to the amplification characteristic as the input power increases. Non-linear characteristic that the amplification gain itself decreases as the input power increases.
[0003]
In particular, when two signals C1 (frequency f1) and C2 (frequency f2) whose frequencies are separated by several MHz are input to an amplifier circuit exhibiting nonlinear characteristics as in the spectrum shown in FIG. Due to the intermodulation of the two signals, a phenomenon called intermodulation distortion that generates a signal of a frequency component other than the frequency of the two signals C1 ′ and C2 ′ after amplification is caused. FIG. 2B is a spectrum showing third-order intermodulation distortion IM3L (frequency 2f1-f2) and IM3U (frequency 2f2-f1) appearing near the frequency of signals C1 ′ and C2 ′ among the intermodulation distortion. . For example, in a communication system employing a W-CDMA (Wideband-Code Division Multiple Access) system, the intermodulation distortion causes interference due to power leaked to an adjacent channel, which causes a reduction in frequency utilization efficiency of the entire communication system. It is a big problem. Therefore, compensating for the intermodulation distortion generated in the power amplifier is an essential technique.
[0004]
Conventional compensation methods for intermodulation distortion include many methods such as adaptive predistortion (for example, see Patent Documents 1 to 3) and feedforward.
[0005]
Adaptive pre-distortion (or simply pre-distortion) is a method of detecting AM / AM distortion and AM / PM distortion of a power amplifier at a fixed period, and based on the detection result, a pre-distortion indicating an inverse characteristic of intermodulation distortion. Is calculated, and the baseband signal is multiplied in advance to adaptively improve the linearity of the modulated signal. This pre-distortion is further classified into a method called an approximate expression method and a look-up table method (hereinafter referred to as an LUT method).
[0006]
In the approximation formula method, intermodulation distortion is expressed by an expression obtained by theoretically expanding a polynomial expression, a coefficient corresponding to each order term is obtained, and predistortion is generated. On the other hand, in the LUT method, a signal for calibration is once input to a power amplifier, and a signal before amplification and a signal after amplification are compared based on the amplification result at this time, so that an input power versus amplitude characteristic (hereinafter, referred to as an input power) of the power amplifier. AM / AM characteristic) and a predistortion coefficient that makes the input power versus phase characteristic (hereinafter, AM / PM characteristic) linear are obtained and stored in a look-up table. , A pre-distortion is generated, the distortion is compensated, and the pre-distortion coefficient is updated. When these methods are compared, the approximate expression method has a disadvantage that the signal distortion compensation operation becomes unstable, whereas the LUT method has the advantage that the amplifier circuit operates stably. Are often adopted.
[0007]
[Patent Document 1]
JP-A-8-79143
[Patent Document 2]
JP-A-9-69733
[Patent Document 3]
JP-A-11-154880
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
In a mobile communication system, it is necessary to improve the efficiency of a power amplifier so that a higher output can be obtained with less power. However, there is a trade-off between the reduction of the power consumption and the intermodulation distortion. If the power amplifier for amplifying the signal power is made more efficient, the intermodulation distortion of the output signal becomes larger, and especially, the transmission power is reduced. In a large base station apparatus, there is a problem that this tendency becomes remarkable.
[0009]
In particular, if the bias is set to class AB operation to reduce the power consumption of the power amplifier, when the input signal is amplified to a level close to the saturation level, the output of the power amplifier has unbalanced mutual differences in phase and amplitude. Modulation distortion occurs.
[0010]
In a transmitting apparatus, it is necessary to transmit a signal in which intermodulation distortion is compensated. However, an adaptive predistorter (or simply a predistorter) that performs a conventional LUT-type predistortion has the same amplitude. Because of the property that only pre-distortion having the same phase can be generated, it is not possible to compensate for unbalanced intermodulation distortion. In such a case, in the amplifier circuit, the transistors are operated with low efficiency such that unbalanced intermodulation distortion does not occur at the expense of efficiency.
[0011]
Although the approximation method can theoretically cope with the above unbalanced intermodulation distortion, in the actual machine, in the process of calculating the coefficients of the polynomial, the combination of the amplitude and the phase is tried and error. Since processing is required, it takes time for convergence. For example, it is difficult to mount a communication system such as W-CDMA in which transmission power control is frequently performed in a short period of time.
[0012]
The present invention has been made in view of such a point, and even when unbalanced third-order intermodulation distortion occurs, a distortion compensation apparatus that can perform distortion compensation using an LUT system with stable operation. And a distortion compensation method.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
A distortion compensating apparatus according to the present invention is a distortion compensating apparatus for compensating two third-order intermodulation distortions caused by intermodulation of two signals, wherein the two third-order intermodulation distortions have the same amplitude and the same phase. First pre-distortion generating means for generating pre-distortion for the first and second components when decomposed into first and second components and third and fourth components having the same amplitude and opposite phases; Generating a predistortion for the third and fourth components when the two third-order intermodulation distortions are decomposed into the first and second components and the third and fourth components. A second pre-distortion generating means, and the two signals before the two third-order intermodulation distortions are caused to have a pre-distortion generated in the first and second pre-distortion generating means, thereby providing the two signals. Third-order intermodulation distortion A configuration having a, and distortion compensating means for compensating.
[0014]
According to this configuration, for example, even when an unbalanced third-order intermodulation distortion occurs in a signal amplified by a power amplifier or the like, the intermodulation distortion is converted into two components having the same amplitude and the same phase and the same amplitude and the opposite phase. By disassembling into two components and generating predistortion using circuits corresponding to the two components, distortion compensation can be performed.
[0015]
In the distortion compensating device of the present invention, in the above-described configuration, the frequencies of the two signals before the occurrence of the two third-order intermodulation distortions are f1 and f2, respectively, and the second predistortion generating unit includes: Squaring means for squaring the two signals before the two third-order intermodulation distortions occur, and a filter for extracting a difference frequency signal appearing at a frequency f2-f1 from the signal squared by the squaring means; Multiplying means for multiplying the two signals before the occurrence of the two third-order intermodulation distortions by the difference frequency signal extracted by the filter to generate predistortion for the third and fourth components. Take the configuration.
[0016]
According to this configuration, the predistortion for the two components having the same amplitude and opposite phase can be generated by the mixer circuit for the difference frequency signal and the fundamental wave signal.
[0017]
In the distortion compensating apparatus of the present invention, in the above-described configuration, the first predistortion generating means calculates a predistortion that minimizes the two third-order intermodulation distortions; Storage means for storing the power of the two signals before the occurrence of the two third-order intermodulation distortions, and storing the pre-distortion for the first and second components using the storage means. The configuration to generate is adopted.
[0018]
In the distortion compensating device of the present invention, in the above configuration, the first predistortion generating means generates a predistortion for the first and second components using a look-up table method.
[0019]
According to these configurations, the pre-distortion for the two components having the same amplitude and the same phase can be generated by the pre-distortion circuit using the LUT method or the like that operates stably.
[0020]
A power amplifying apparatus according to the present invention employs a configuration for compensating third-order intermodulation distortion occurring in a signal after amplification, using any one of the distortion compensating apparatuses described above.
[0021]
According to this configuration, since the distortion compensating device according to any one of the above is used, distortion can be compensated even when unbalanced intermodulation distortion occurs in the power amplification processing.
[0022]
A base station apparatus according to the present invention employs a configuration including any one of the distortion compensating apparatuses described above.
[0023]
According to this configuration, it is possible to provide a base station apparatus having the same functions and effects as described above.
[0024]
A distortion compensation method according to the present invention is a distortion compensation method for compensating two third-order intermodulation distortions caused by intermodulation of two signals, wherein the two third-order intermodulation distortions are equalized in phase with each other. A first pre-distortion generating step of generating a pre-distortion for the first and second components when decomposed into first and second components and third and fourth components having the same amplitude and opposite phases; Generating a predistortion for the third and fourth components when the two third-order intermodulation distortions are decomposed into the first and second components and the third and fourth components. A second predistortion generating step, and applying the predistortion generated in the first and second predistortion generating steps to the two signals before the two third-order intermodulation distortions occur, thereby obtaining the two 3 A distortion compensation step of compensating intermodulation distortion, and so comprises a.
[0025]
According to this method, for example, even when an unbalanced third-order intermodulation distortion occurs in a signal amplified by a power amplifier or the like, the intermodulation distortion is converted into two components having the same amplitude and the same phase and the same amplitude and the opposite phase. By disassembling into two components and generating predistortion using circuits corresponding to the two components, distortion compensation can be performed.
[0026]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
As shown in the spectrum of FIG. 2A, when two sine waves C1 and C2 having different frequencies (f1, f2, where f2> f1) are input to a circuit such as a power amplifier, the output of the circuit includes: Third-order intermodulation distortion appears at a position other than the frequency of the amplified sine wave signal.
[0027]
The intermodulation distortion is generated on the frequency axis from a signal close to a desired signal, as a third-order intermodulation distortion, a fifth-order intermodulation distortion, a seventh-order intermodulation distortion,... Among these intermodulation distortions, the third-order intermodulation distortion occurs at a frequency near the desired signal and has a large power, and thus has a large effect on the communication system. Therefore, in order to realize high efficiency in the transmission device, a distortion compensation circuit is indispensable.
[0028]
FIG. 2B is a spectrum showing sine wave signals (C1 ′, C2 ′) and third-order intermodulation distortion after being amplified by the power amplifier. The third-order intermodulation distortion appears at positions 2f2-f1 and 2f1-f2, which are separated from the frequencies of C1 ′ and C2 ′ by Δf = f2-f1 (hereinafter referred to as a difference frequency frequency). Among the third-order intermodulation distortions, the one with a higher frequency is indicated as an upper wave or IM3U, and the one with a lower frequency is indicated as a lower side wave or IM3L.
[0029]
FIG. 3 is a vector representation of the power and phase of IM3U and IM3L on a two-dimensional plane. The power corresponded to the length of the vector, and the phase corresponded to the angle between the vector and the horizontal axis. Note that the phase θ of IM3U and IM3L _IM3U And θ _IM3L Is a value based on C1 ′ and C2 ′. That is, C1 'and C2' are aligned on the horizontal axis, and the phase difference between IM3U and IM3L with respect to these is shown.
[0030]
The above relationship is represented by the following equation. Let the phase of C1 'at a certain time t be Φ _{C1 '} (T), the phase of C2 ′ is Φ _{C2 '} (T), the phase of IM3U is Φ _IM3U (T), the phase of IM3L is Φ _IM3L (T), θ _IM3U And θ _IM3L Is
θ _IM3U = Φ _IM3U (T) -2 × Φ _{C2 '} (T) + Φ _{C1 '} (T) ... (Equation 1)
θ _IM3L = Φ _IM3L (T) -2 × Φ _{C1 '} (T) + Φ _{C2 '} (T) ... (Equation 2)
Is determined by Assuming that the time when the phases of C1 ′ and C2 ′ coincide is t ′, θ _IM3U Represents the phase difference between IM3U and C1 ′ and C2 ′ at time t ′. Also, θ _IM3L Represents the phase difference between IM3L and C1 'and C2' at time t '.
[0031]
For example, in order to compensate for the third-order intermodulation distortion of the power amplifier in the predistorter, predistortion of equal amplitude and opposite phase must be generated for each of IM3U and IM3L in FIG. FIG. 4 is a spectrum showing sine waves C1 and C2 and predistortion IM3U ″ and IM3L ″ that can be generated by a conventional LUT predistorter. As described above, since the conventional LUT adaptive predistorter can generate only predistortion in which the upper and lower waves have the same amplitude and the same phase, | IM3U | ≠ as shown in FIG. | IM3L | or θ _IM3U ≠ θ _IM3L The third-order intermodulation distortion cannot be compensated for.
[0032]
By the way, the signals of the frequencies f1 and f2 (fundamental waves) are squared by a multiplication circuit to generate secondary intermodulation distortion, and only the signal of the difference frequency f2-f1 is extracted. It is known that, when the signals of f1 and f2 are multiplied, the generated signals of frequencies 2f1-f2 and 2f2-f1 are signals having the same amplitude and different phases by 180 ° (signals having the same amplitude and opposite phase). Specifically, if a mixer circuit for the difference frequency signal and the fundamental wave signal is provided, such a signal can be generated.
[0033]
In addition, any two vectors can always be decomposed into two vectors having the same amplitude and the same phase and two vectors having the same amplitude and the opposite phase. That is, as shown in FIG. 5, arbitrary vectors A and B can be decomposed into vectors C and D having the same amplitude and the same phase, and vectors E and F having the same amplitude and the opposite phase. Here, the following relationship is established between the vectors A to F.
A = C + E (Equation 3)
B = D + F (Equation 4)
D = C (Equation 5)
F = −E (Equation 6)
[0034]
When Equations 3 to 6 are arranged for C to F,
C = (A + B) / 2 (Equation 7)
D = (A + B) / 2 (Equation 8)
E = (AB) / 2 (Equation 9)
F = (BA) / 2 (Equation 10)
Thus, if the amplitudes and phases of the vectors A and B are known, the vectors C, D, E, and F can be uniquely obtained.
[0035]
The above fact has great significance in compensating the third-order intermodulation distortion. Because any two vectors can always be decomposed into two vectors having the same amplitude and the same phase and two vectors having the same amplitude and the opposite phase, the vectors IM3L and IM3U shown in FIG. 3 are canceled out ( If the vectors to be compensated are the vectors A and B shown in FIG. 5, IM3L can be generated if the vectors C to F (the frequencies of C and E are different from the frequencies of D and F) can be generated. And IM3U can be compensated. As described above, the conventional LUT type adaptive predistorter can generate predistortion having the same amplitude and the same phase, and the mixer circuit for the difference frequency signal and the fundamental wave signal has the same amplitude and the opposite phase. Can be generated.
[0036]
The present inventor has found this fact and has led to the present invention. That is, the gist of the present invention is that, when unbalanced intermodulation distortion appears in the output of a power amplifier or the like, the intermodulation distortion is converted into two components having the same amplitude and the same phase and two components having the same amplitude and the opposite phase. The predistortion for the two components having the same amplitude and the same phase is generated by a predistortion circuit such as an LUT system, which operates stably, and the predistortion for the two components having the same amplitude and the opposite phase is added to an additional circuit (difference signal). And a fundamental wave signal mixer circuit) to compensate for intermodulation distortion.
[0037]
Hereinafter, embodiments of the present invention will be specifically described with reference to the drawings. Here, a predistorter attached to a power amplifying device will be described as an example of the distortion compensating device. In addition, in the apparatus shown here, the frequency of the signal changes variously due to the frequency conversion, but for the sake of simplicity, the same notation is used for the corresponding frequency. For example, even if the intermediate frequency f1 is converted into a radio frequency f1 ′ by up-conversion, this frequency is denoted as f1.
[0038]
FIG. 1 is a diagram illustrating an outline of a distortion compensation method according to an embodiment of the present invention, and FIG. 6 is a diagram illustrating a relationship between third-order intermodulation distortion and predistortion. In FIG. 1, a look-up table 109 generates predistortion (C, D in FIG. 6) having the same amplitude and the same phase based on third-order intermodulation distortion IM3L, IM3U (see FIG. 6) appearing at the output of the power amplifier 106. And outputs the result to the multiplier 103. The mixer circuit 102 generates predistortion (E, F in FIG. 6) having the same amplitude and opposite phase by mixing the difference signal and the fundamental signal with the input signal as the fundamental signal, and outputs the same to the adder 119. I do. The power amplifier 106 performs an amplification process on the predistorted input signal via the multiplier 103 and the adder 119 and outputs the signal. According to the distortion compensation processing, the third-order intermodulation distortion is reduced in the amplified signal output from the power amplifier 106.
[0039]
Next, a specific configuration of the power amplifying apparatus 100 with a predistorter according to the embodiment of the present invention that realizes the above operation will be described with reference to a block diagram shown in FIG.
[0040]
The power amplifying apparatus 100 with a predistorter includes a calibration signal generation circuit 101, a mixer circuit 102, a multiplier 103, a quadrature modulator 104, a D / A converter 105, a power amplifier 106, a directional coupler 107, and a squaring circuit 108. , Look-up table 109, delay circuit 110, LUT control circuit 111, quadrature demodulator 112, A / D converter 113, mixer 114, local oscillator 115, mixer 116, local oscillator 117, delay circuit 118, adder 119 , A quadrature modulator 120, a switch 125, a switch 127, a switch 128, a mixer control circuit 129, and a switch 130.
[0041]
This power amplifying device with a predistorter has two operation modes, a learning mode and a compensation mode. The learning mode is an operation mode in which a calibration signal is generated in a circuit, an amplification operation is performed using the calibration signal, and the distortion characteristics of the power amplifier are learned in advance, and the compensation mode is obtained by using the learning result. This is an operation mode in which a predistortion is generated, and an actual signal is multiplied by this to perform distortion compensation. In the learning mode, no baseband signal is input to the power amplifying apparatus with a predistorter. Switching between the learning mode and the compensation mode is realized by the mixer control circuit 129 controlling the switches 125, 127, 128, and 130, switching the output destinations of various signals, and changing the signal paths.
[0042]
Mixer control circuit 129 outputs control signal CT1 to calibration signal generation circuit 101 in the learning mode, and generates a calibration signal for examining the distortion characteristics of power amplifier 106. The calibration signal is a signal in which the output of the D / A converter 105 is two sine waves of intermediate frequencies f1 and f2 (where f2> f1), or a signal whose power changes with time. The calibration signal generation circuit 101 generates the calibration signal and outputs the signal to the multiplier 103, the switch 130, the squaring circuit 108, and the delay circuit 110 via the switch 125.
[0043]
The multiplier 103 multiplies a signal output from the calibration signal generation circuit 101 and input via the switch 125 by a predistortion coefficient output from the lookup table 109 and outputs the result to the switch 130. The switch 130 switches the output to the quadrature modulator 104 to either the signal from the multiplier 103 or the signal from the switch 125 based on the control signal CT5 from the mixer circuit 129. Quadrature modulator 104 performs quadrature modulation on the signal output from switch 130 and outputs the resultant signal to delay circuit 118. The delay circuit 118 delays the signal output from the quadrature modulator 104 by a predetermined time so as to synchronize with the signal added in the adder 119 via the mixer circuit 102, and outputs the signal to the adder 119. Adder 119 adds the signal output from mixer circuit 102 to the signal output from delay circuit 118, and outputs the result to D / A converter 105. The D / A converter 105 performs D / A conversion on the signal output from the adder 119 and outputs the signal to the mixer 114. The mixer 114 frequency-converts (up-converts) the signal output from the D / A converter 105 to a radio frequency using the high-frequency local signal output from the local oscillator 115 and outputs the signal to the power amplifier 106. . Power amplifier 106 amplifies the power of the radio frequency signal output from mixer 114 and outputs the amplified signal to directional coupler 107. The directional coupler 107 outputs the amplified signal output from the power amplifier 106 to the outside of the power amplifying apparatus 100 with a predistorter, and also outputs the signal to the mixer 116.
[0044]
The mixer 116 uses the high-frequency local signal output from the local oscillator 117 to frequency-convert the signal in the radio frequency band output from the power amplifier 106 via the directional coupler 107 into an intermediate frequency signal. (Down-convert), and outputs the result to the A / D converter 113. The A / D converter 113 A / D converts the signal output from the mixer 116 and outputs the signal to the mixer control circuit 129 and the quadrature demodulator 112 via the switch 127. The quadrature demodulator 112 performs quadrature demodulation processing on the signal after the A / D conversion, and outputs the signal to the LUT control circuit 111.
[0045]
The mixer control circuit 129 performs fast Fourier transform (FFT) on the data after A / D conversion input from the A / D converter 113 via the switch 127 to thereby obtain the amplitude of the IM3L and IM3U at an arbitrary time t. And a phase are calculated and output to the mixer circuit 102. The control signal CT1 is used to control the operation of the calibration signal generation circuit 101 for generating the calibration signal. Furthermore, the switching operation of the switches 125, 127, 128, and 130 is controlled using the control signals CT2, CT3, CT4, and CT5.
[0046]
The LUT control circuit 111 compares the baseband signal output from the quadrature demodulator 112 with the baseband signal output from the delay circuit 110, and obtains a predistortion coefficient such that the amplification characteristic of the power amplifier 106 becomes linear. , To the look-up table 109.
[0047]
The look-up table 109 stores a predistortion coefficient output from the LUT control circuit 111 and having a linear amplification characteristic of the power amplifier 106 at a location determined for each piece of power information from the squaring circuit 108. In addition, according to the power information from the squaring circuit 108, a pre-distortion coefficient stored in advance is extracted and output to the multiplier 103.
[0048]
The mixer circuit 102 generates a predistortion signal having the same amplitude and opposite phase by mixing the fundamental wave signal input through the quadrature modulator 120, and generates a predistortion signal according to the phase information output from the mixer control circuit 129. The rotation is performed, and the result is output to the adder 119.
[0049]
In the compensation mode, the baseband signal input to the power amplifier with predistorter 100 via the switch 125 is multiplied by the predistortion coefficient output from the look-up table 109 in the multiplier 103, and the mixer 119 in the adder 119. By applying the pre-distortion output from the circuit 102, the pre-distortion cancels out the intermodulation distortion generated in the power amplifier 106, and the intermodulation distortion is compensated. The signal whose power has been amplified by the power amplifier 106 is output to the outside of the power amplifying apparatus 100 with a predistorter.
[0050]
Next, the procedure of the distortion compensation processing and the power amplification processing of the power amplification apparatus 100 with a predistorter having the above configuration will be described with reference to the flowchart shown in FIG. Here, ST1010 to ST1070 correspond to the learning mode, and ST1080 to ST1110 correspond to the compensation mode.
[0051]
First, in the learning mode, mixer control circuit 129 outputs control signal CT1 to calibration signal generation circuit 101, and generates a signal whose output power changes with time (ST1010). This calibration signal is output to the power amplifier 106 via the switch 125, the multiplier 103, the switch 130,..., And the mixer 114. This signal path is realized by the mixer control circuit 129 outputting the control signals CT2 and CT5 and controlling the switches 125 and 130. In the learning mode, the baseband signal is transmitted to the power amplifying apparatus 100 with a predistorter. Not entered. The mixer control circuit 129 outputs the control signal CT4 to the switch 128 so that the output of the mixer circuit 102 does not enter the adder 119.
[0052]
Power amplifier 106 amplifies the input calibration signal (ST 1020), and outputs it to LUT control circuit 111 via directional coupler 107, mixer 116,..., Quadrature demodulator 112. This signal path is realized by the mixer control circuit 129 outputting the control signal CT3 and controlling the switch 127.
[0053]
The LUT control circuit 111 compares the baseband signal output from the delay circuit 110 with the baseband signal output from the quadrature demodulator 112, finds a complex coefficient that minimizes distortion, and looks up It is stored in the up table 109 (ST1030).
[0054]
Next, the mixer control circuit 129 outputs the control signal CT1 again to the calibration signal generation circuit 101, and is two sine waves having adjacent frequencies as shown in the spectrum of FIG. A calibration signal is generated (ST1040). This calibration signal is output to the power amplifier 106 via the switch 125, the switch 130, the quadrature modulator 104,...
[0055]
Power amplifier 106 amplifies the input calibration signal (ST 1050), and outputs the amplified signal to mixer 116. The signal output to the mixer 116 is then output to the mixer control circuit 129 via the A / D converter 113 and the switch 127. This signal path is also realized by the mixer control circuit 129 outputting the control signal CT3 and controlling the switch 127.
[0056]
The mixer control circuit 129 performs a fast Fourier transform (FFT) on the A / D-converted data output from the A / D converter 113, thereby obtaining signals of frequencies f1, f2, 2f2-f1, and 2f1-f2, respectively. | C1 ″ |, | C2 ″ |, | IM3U |, | IM3L |, and the phase Φ at any time t _{C1 "} (T), Φ _{C2 "} (T), Φ _IM3U (T), Φ _IM3L Calculate (t). Then, by substituting these values into (Equation 1) and (Equation 2), the phase difference θ between the third-order intermodulation distortion and the fundamental wave is obtained. _IM3U , Θ _IM3L (ST1060).
[0057]
Here, the predistortion vectors that need to be input to the power amplifier 106 are A and B, and this complex representation is
A = − | IM3U | exp (jθ _IM3U ) (Equation 11)
B = − | IM3L | exp (jθ _IM3L ) (Equation 12)
Then, according to (Equation 9) and (Equation 10), the upper wave vector IM3U ′ and the lower wave vector IM3L ′ of the predistortion in which the upper wave and the lower wave have opposite phases are
IM3U '= ｛| IM3L | exp (jθ _IM3L ) − | IM3U | exp (jθ _IM3U ) −｝ / 2 (Expression 13)
IM3L '= ｛| IM3U | exp (jθ _IM3U )-| IM3L | exp (jθ _IM3L )｝ / 2 (Equation 14)
It is expressed as
[0058]
Here, the amplitudes of IM3U ′ and IM3L ′ are | IM3U ′ | and | IM3L ′ |, respectively, and the phase is θ. _{IM3U '} , Θ _{IM3L '} Then
| IM3U '| = | IM3L' | (Equation 15)
θ _{IM3U '} = Θ _{IM3L '} ... (Equation 16)
And the amount of phase rotation at the difference frequency f2-f1 adjusted by the equalizer 122 is θ _{IM3U '} It becomes.
[0059]
The mixer control circuit 129 determines that the amplitude of the signal of the frequency 2f2-f1, 2f1-f2 is | IM3U '| and the phase rotation amount is θ. _{IM3U '} The pass amplitude / phase characteristic at the frequency Δf of the equalizer 122 is adjusted so that
[0060]
The mixer control circuit 129 also determines the amplitude | C1 | of the signal of the frequency f1 of the calibration signal output from the calibration signal generation circuit 101, the amplitude | C1 ″ | of the signal of the frequency f1 after the FFT, and the frequency f2. By comparing the signal amplitudes | C2 | and | C2 ″ |, the quadrature modulator 104, the delay circuit 118, the adder 119, the D / A converter 105, the mixer 114, the power amplifier 106, The signal gain between the combiner 107, the mixer 116, and the A / D converter 113 is calibrated.
[0061]
Furthermore, the mixer control circuit 129 performs the above-described learning mode processing a plurality of times while changing the difference frequency frequency Δf, and stores the amplitude / phase characteristics at each difference frequency frequency in the equalizer 122.
[0062]
Next, in the compensation mode, the mixer control circuit 129 switches the switches 125 and 130 so that the baseband signal input to the power amplifying apparatus 100 with a predistorter is switched by the switch 125 (multiplier 103) and the switch 130. , The squaring circuit 108, and the delay circuit 110. Further, switch 128 is switched so that the output of mixer circuit 102 is applied to adder 119 (ST1070).
[0063]
The lookup table 109 extracts a predistortion coefficient based on the power information output from the squaring circuit 108 with reference to a table stored in advance, and outputs the predistortion coefficient to the multiplier 103. Further, mixer circuit 102 generates a predistortion signal based on the signal input via quadrature modulator 120, and outputs the signal to adder 119 (ST1080). The pre-distortion output from the mixer circuit 102 compensates for the third-order intermodulation distortion generated by the power amplifier 106, in which the upper and lower waves have the same amplitude and opposite phases.
[0064]
The signal to which a predetermined pre-distortion is given in multiplier 103 and adder 119 (ST1090) is amplified in power in power amplifier 106 (ST1100). The LUT control circuit 111 updates the look-up table 109 (ST1110) and compensates for the AM / AM characteristic and the AM / PM characteristic, so that of the remaining third-order intermodulation distortion, the upper wave and the lower wave Compensates for components with equal wave amplitude and phase. The operation in the compensation mode is continued until a transmission stop command is received (ST1120).
[0065]
FIG. 9 is a block diagram showing the internal configuration of the mixer circuit 102. This mixer circuit has a multiplier 121, an equalizer 122, a delay circuit 123, and a multiplier 124.
[0066]
The equalizer 122 allows only the component of the difference frequency frequency f2-f1 of the second-order intermodulation distortion generated by the multiplier 121 to pass, and furthermore, according to the frequency of the difference frequency frequency f2-f1, the pass amplitude characteristic of the signal and The pass phase characteristic is changed to an arbitrary value.
[0067]
The multiplier 121 has two input lines, and squares the input signal by multiplying the two inputs. When the fundamental signals C1 and C2 of the frequencies f1 and f2 shown in FIG. 10A are squared in the multiplier 121, as shown in FIG. 10B, the DC (Direct Current) and the frequencies f2-f1, 2f1,. Signals of f1 + f2 and 2f2 are output. Among them, the difference frequency signal D having the frequency f2-f1 is extracted and multiplied by the fundamental signals C1 and C2 in the multiplier 124 as shown in FIG. Signals IM3L, C1 ', C2', IM3U of f1, f2, 2f2-f1 are generated. Here, the frequency of the signal IM3L is the difference (f1−Δf) between the signal C1 and the difference frequency signal D, and the frequency of the signal IM3U is the sum (f2 + Δf) of the signal C2 and the difference frequency signal D. The signals IM3L and IM3U obtained by Expressions 1 and 2 have opposite phases.
[0068]
The imbalance of the third-order intermodulation distortion appearing in the output of the power amplifier changes depending on the difference frequency Δf. The vectors A and B in FIG. 5 change according to the difference frequency frequency Δf. Therefore, the amplitudes and phases of the vectors C to F also change. Therefore, after adjusting the amplitude and phase of the difference frequency signal D in accordance with the frequency Δf, the multiplier 124 multiplies the fundamental signals C1 and C2 to obtain the same amplitude opposite phase in accordance with the difference frequency frequency Δf. Distortion can be generated.
[0069]
As described above, according to the present embodiment, the compensation of the third-order intermodulation distortion is decomposed into two components having the same amplitude and the same phase and two components having the same amplitude and the opposite phase. The predistortion is generated by an LUT predistortion circuit whose operation is stable, and the predistortion for two components having the same amplitude and opposite phase is generated by an additional circuit (a mixer circuit for a difference frequency signal and a fundamental signal). Even when unbalanced intermodulation distortion appears in the output of the power amplifier, distortion compensation can be performed using the LUT system with stable operation.
[0070]
Here, the case where orthogonal modulation and multiplication processing are performed before D / A conversion has been described as an example, but quadrature modulation and multiplication processing may be performed after D / A conversion.
[0071]
The distortion compensating apparatus according to the present invention can be mounted on a base station apparatus, thereby providing a base station apparatus having the same operation and effect as described above.
[0072]
Here, the case where only the third-order intermodulation distortion is compensated among the intermodulation distortions has been described as an example, but higher order intermodulation distortion is compensated by applying the above principle of distortion compensation. It is also possible.
[0073]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, for example, even when unbalanced intermodulation distortion occurs in a signal amplified by a power amplifier or the like, distortion compensation is performed using an LUT method or the like that operates stably. It can be carried out.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing an outline of a distortion compensation method according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 (a) Spectrum of a signal input to an amplifier circuit
(B) Spectrum of signal output from amplifier circuit
FIG. 3 is a diagram in which power and phase of IM3U and IM3L are vector-represented on a two-dimensional plane.
FIG. 4 is a spectrum showing a predistortion or the like that can be generated by an LUT-type predistorter;
FIG. 5 illustrates that any two vectors can be decomposed into two vectors having the same amplitude and the same phase and two vectors having the same amplitude and the opposite phase.
FIG. 6 is a diagram showing a relationship between third-order intermodulation distortion and predistortion.
FIG. 7 is a block diagram showing a specific configuration of a power amplifier with a predistorter according to the embodiment of the present invention;
FIG. 8 is a flowchart showing a procedure of a distortion compensation process and a power amplification process of the power amplification device with a predistorter according to the embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a block diagram showing an internal configuration of a mixer circuit according to the embodiment of the present invention.
FIG. 10 (a) Spectrum of fundamental wave signal
(B) Spectrum when the fundamental signal is squared
FIG. 11 is a spectrum when a difference frequency signal is multiplied by a fundamental signal.
[Explanation of symbols]
101 Signal generator for calibration
102 mixer circuit
103, 121, 124 Multiplier
106 power amplifier
109 Lookup Table
119 Adder
111 LUT control circuit
122 Equalizer
129 Mixer control circuit

Claims

２つの信号の相互変調によって生じる２つの３次相互変調歪みを補償する歪み補償装置であって、
前記２つの３次相互変調歪みを、互いに同一振幅同位相の第１および第２の成分と、互いに同一振幅逆位相の第３および第４の成分と、に分解した場合における前記第１および第２の成分に対する予歪みを発生させる第１の予歪み発生手段と、
前記２つの３次相互変調歪みを、前記第１および第２の成分と、前記第３および第４の成分と、に分解した場合における前記第３および第４の成分に対する予歪みを発生させる第２の予歪み発生手段と、
前記２つの３次相互変調歪みが生じる前の前記２つの信号に前記第１および第２の予歪み発生手段において発生した予歪みを付与することにより前記２つの３次相互変調歪みを補償する歪み補償手段と、
を具備することを特徴とする歪み補償装置。A distortion compensator for compensating for two third-order intermodulation distortions caused by intermodulation of two signals,
The first and second components when the two third-order intermodulation distortions are decomposed into first and second components having the same amplitude and the same phase and third and fourth components having the same amplitude and the opposite phase. First pre-strain generating means for generating pre-strain for the two components;
A second pre-distortion for the third and fourth components when the two third-order intermodulation distortions are decomposed into the first and second components and the third and fourth components; 2 means for generating predistortion;
Distortion for compensating for the two third-order intermodulation distortions by adding the predistortion generated in the first and second predistortion generating means to the two signals before the two third-order intermodulation distortions occur. Compensation means;
A distortion compensating device comprising:

前記２つの３次相互変調歪みが生じる前の前記２つの信号の周波数がそれぞれｆ１、ｆ２であって、
前記第２の予歪み発生手段は、
前記２つの３次相互変調歪みが生じる前の前記２つの信号を２乗する２乗手段と、
前記２乗手段によって２乗された信号から周波数ｆ２−ｆ１に現れる差周波信号を取り出すフィルタと、
前記２つの３次相互変調歪みが生じる前の前記２つの信号に前記フィルタによって取り出された差周波信号を乗算し前記第３および第４の成分に対する予歪みを発生させる乗算手段と、
を具備することを特徴とする請求項１記載の歪み補償装置。The frequencies of the two signals before the two third-order intermodulation distortions are f1 and f2, respectively,
The second pre-strain generating means includes:
Squaring means for squaring the two signals before the two third-order intermodulation distortions occur;
A filter for extracting a difference frequency signal appearing at a frequency f2-f1 from the signal squared by the squaring means;
Multiplying means for multiplying the two signals before the two third-order intermodulation distortions occur by a difference frequency signal extracted by the filter to generate predistortion for the third and fourth components;
The distortion compensating apparatus according to claim 1, further comprising:

前記第１の予歪み発生手段は、
前記２つの３次相互変調歪みを最小とする予歪みを算出する算出手段と、
算出された予歪みを前記２つの３次相互変調歪みが生じる前の前記２つの信号の電力と対応させて記憶する記憶手段と、を具備し、
前記記憶手段を用いて前記第１および第２の成分に対する予歪みを発生させる、
ことを特徴とする請求項１記載の歪み補償装置。The first pre-strain generating means includes:
Calculating means for calculating a predistortion that minimizes the two third-order intermodulation distortions;
Storage means for storing the calculated predistortion in association with the power of the two signals before the occurrence of the two third-order intermodulation distortions,
Generating predistortion for the first and second components using the storage means;
The distortion compensating device according to claim 1, wherein:

前記第１の予歪み発生手段は、
ルックアップテーブル方式を用いて前記第１および第２の成分に対する予歪みを発生させる、
ことを特徴とする請求項１記載の歪み補償装置。The first pre-strain generating means includes:
Generating a predistortion for the first and second components using a look-up table scheme;
The distortion compensating device according to claim 1, wherein:

請求項１から請求項４のいずれかに記載の歪み補償装置を用いて、増幅後の信号に生じる３次相互変調歪みを補償することを特徴とする電力増幅装置。A power amplification device using the distortion compensation device according to any one of claims 1 to 4 to compensate for third-order intermodulation distortion occurring in the amplified signal.

請求項１から請求項４のいずれかに記載の歪み補償装置を具備することを特徴とする基地局装置。A base station apparatus comprising the distortion compensating apparatus according to claim 1.

２つの信号の相互変調によって生じる２つの３次相互変調歪みを補償する歪み補償方法であって、
前記２つの３次相互変調歪みを、互いに同一振幅同位相の第１および第２の成分と、互いに同一振幅逆位相の第３および第４の成分と、に分解した場合における前記第１および第２の成分に対する予歪みを発生させる第１の予歪み発生ステップと、
前記２つの３次相互変調歪みを、前記第１および第２の成分と、前記第３および第４の成分と、に分解した場合における前記第３および第４の成分に対する予歪みを発生させる第２の予歪み発生ステップと、
前記２つの３次相互変調歪みが生じる前の前記２つの信号に前記第１および第２の予歪み発生ステップにおいて発生した予歪みを付与することにより前記２つの３次相互変調歪みを補償する歪み補償ステップと、
を具備することを特徴とする歪み補償方法。A distortion compensation method for compensating for two third-order intermodulation distortions caused by intermodulation of two signals,
The first and second components when the two third-order intermodulation distortions are decomposed into first and second components having the same amplitude and the same phase and third and fourth components having the same amplitude and the opposite phase. A first pre-strain generating step of generating a pre-strain for the two components;
A second pre-distortion for the third and fourth components when the two third-order intermodulation distortions are decomposed into the first and second components and the third and fourth components; 2 pre-strain generating steps;
Distortion for compensating the two third-order intermodulation distortions by adding the predistortion generated in the first and second predistortion generating steps to the two signals before the two third-order intermodulation distortions occur. A compensation step;
A distortion compensation method comprising: