JP2004215477A - マイクロ波送電装置、マイクロ波受電装置及びマイクロ波送電法 - Google Patents
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Abstract
【課題】整流効率を損なうことなく、送電量を調整するマイクロ波送電装置、マイクロ波受電装置及びマイクロ波送電法を提供する。
【解決手段】時間的に断続するマイクロ波パルスが送電装置から送られる。マイクロ波パルスは、受電装置のアンテナ１で捕らえられ整流回路８で整流される。整流回路８から出力される直流パルスは、スイッチドキャパシタ回路９を通って平滑コンデンサ１１に蓄えられる。一方、電圧監視回路部４４は、出力１２の電圧をモニタし、電圧発生回路部４４を通じて、バリアブルキャパシタ４０の値を常に出力１２が最大の値を取るように調整する。
【選択図】 図２２
【解決手段】時間的に断続するマイクロ波パルスが送電装置から送られる。マイクロ波パルスは、受電装置のアンテナ１で捕らえられ整流回路８で整流される。整流回路８から出力される直流パルスは、スイッチドキャパシタ回路９を通って平滑コンデンサ１１に蓄えられる。一方、電圧監視回路部４４は、出力１２の電圧をモニタし、電圧発生回路部４４を通じて、バリアブルキャパシタ４０の値を常に出力１２が最大の値を取るように調整する。
【選択図】 図２２
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、マイクロ波によって電力を伝送するマイクロ波送電法、マイクロ波送電装置及びマイクロ波受電装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電波からエネルギーを得ようというコンセプトの一つに宇宙太陽光発電衛星（Ｓｏｌａｒ Ｐｏｗｅｒ Ｓｔａｔｉｏｎ：以下、ＳＰＳという）計画がある。これは、地球の衛星軌道上に太陽電池パネルを並べた巨大な衛星を打ち上げ、そこで作った電力をマイクロ波で地球に送るものである。また、有線送電が難しい離島や山頂などへの送電にもマイクロ波送電を利用する計画がある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
マイクロ波送電においては、発電量変動と負荷変動に対応して送電量を調整する必要がある。現在、ＳＰＳ計画で使用が想定されているマイクロ波は連続波（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｗａｖｅ）であるので、送電量を調整するには送電電力を変化させなければならない。しかし、受電装置で使用される整流回路は、図４に示すように受電電力がＰ０の時、整流効率が最大になる特性があるため、送電電力を変化させると、整流効率が悪くなり、損失が大きくなってしまう。
【０００４】
本発明は、このような事情に鑑み、整流効率を損なうことなく、送電量を調整することができるマイクロ波によって電力を伝送するマイクロ波送電法、マイクロ波送電装置及びマイクロ波受電装置を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するための、請求項１に記載の発明は、送電側のアンテナからマイクロ波を放射し、受電側のアンテナでマイクロ波を捕らえて整流するマイクロ波送電法に用いられるマイクロ波送電装置において、アンテナから放射されるマイクロ波を時間的に断続するパルスにし、該パルスのデューティ比を変化させて送電量を調整しているとともに、周波数がパルス継続時間内で単調に低くしていることを特徴とする。
【０００６】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のマイクロ波送電装置からのマイクロ波を受電して整流するマイクロ波受電装置であって、整流に先立って、周波数成分の高いものを遅延して周波数成分の低いものと干渉させていることを特徴とする。
【０００７】
請求項３に記載の発明は、請求項１又は２に記載のマイクロ波送電装置を用いたマイクロ波送電方法であって、上記パルス継続時間を変化させることで、送電側から受電側へ信号を送ることを特徴とする。
【０００８】
請求項４に記載の発明は、 時間的に断続するマイクロ波パルスをアンテナで捕らえて整流するマイクロ波受電装置であって、上記マイクロ波パルスの整流出力が生じていない期間は、整流回路から蓄電用コンデンサを切り離すスイッチ手段を設け、スイッチ手段は、複数のコンデンサの一端をそれぞれ半導体スイッチを介して並列接続し、これら並列接続されたコンデンサの両端をそれぞれ半導体スイッチを介して上記整流回路と蓄電用コンデンサに接続するとともに、上記コンデンサの他端のそれぞれにブースト電圧を印加できるようにし、上記半導体スイッチとブースト電圧の印加を選択的に行うことで、上記各コンデンサの電荷が後段のコンデンサに順次汲み出されていくように構成してなるスイッチドキャパシタ回路であり、スイッチドキャパシタ回路は、直列に接続され且つ２つの位置に切り換え可能な複数の切り換えスイッチと、切り換えスイッチ間に配置されたコンデンサとを備え、各切り換えスイッチは、クロック信号制御回路部により２つの位置に切り換えられて、一方の位置でコンデンサへ充電を行ない、他方の位置でコンデンサから放電がなされることを特徴とする。
【０００９】
請求項５に記載の発明は、時間的に断続するマイクロ波パルスをアンテナで捕らえて整流するマイクロ波受電装置であって、マイクロ波パルスの出力を汲み上げているときには蓄電用コンデンサを切り離すスイッチドキャパシタ回路を備え、このスイッチドキャパシタ回路は直列に接続され且つ２つの位置に切り換え可能な複数の切り換えスイッチと、切り換えスイッチ間に配置されたコンデンサとを備え、各切り換えスイッチは、マイクロ波パルスに応答してＯＮ／ＯＦＦするスイッチング素子であり、ＯＮ位置でコンデンサへ充電を行ない、ＯＦＦ位置でコンデンサから蓄電用コンデンサへの放電がなされることを特徴とする。
【００１０】
請求項６に記載の発明は、請求項２に記載の発明において、上記マイクロ波パルスを整流し、マイクロ波パルスに基づいて生じる電荷を充電する二次電池を備えることを特徴とする。
【００１１】
請求項７に記載の発明は、請求項４又は５に記載の発明において、スイッチドキャパシタ回路において、スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御するクロック信号は、入力されたマイクロ波から得ることを特徴とする。
【００１２】
請求項８に記載の発明は、請求項７に記載の発明において、スイッチドキャパシタ回路は、複数の半波整流回路を備え、半波整流回路は各々位相が１８０度ずれた整流信号を出力し、この整流信号からクロック信号を得ることを特徴とする。
【００１３】
請求項９に記載の発明は、請求項４又は５に記載の発明において、スイッチドキャパシタ回路は、複数が電気的並列に接続されており、各スイッチドキャパシタ回路はそれぞれ逆流防止素子を備え、クロック信号はスイッチドキャパシタ回路毎に異なる位相で印加されることを特徴とする。
請求項１０に記載の発明は、請求項１に記載のマイクロ波送電装置からのマイクロ波を受電して整流するマイクロ波受電装置であって、受電アンテナと、受電アンテナに対して同調周波数を可変可能なバリアブルキャパシタ要素と、電圧監視回路部と、電圧発生回路部とを備え、電圧監視回路部は出力の電圧をモニタし、電圧発生回路部を通じて、バリアブルキャパシタの値を常に出力が最大の値を取るように調整することを特徴とする。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を添付図面に基づいて詳細に説明する。
（第１の実施形態）
図１は本発明のマイクロ波受電装置を示している。
このマイクロ波受電装置には、図３（ａ）に示すような時間的に断続するマイクロ波パルスが送電装置（図示せず）から送られてくる。
【００１５】
マイクロ波パルスはアンテナ１で捕らえられてフィルタ２に送られる。このフィルタ２はコンデンサ３，４とインダクタ５で構成されていて、後段の整流回路８で発生する高調波がアンテナ１から放射されるのを防止すべく高調波の通過を阻止する。フィルタ２を通過したマイクロ波パルスは、２つのショットキーバリアダイオード（以下、ＳＢＤという）６，７からなる整流回路８に送られる。この整流回路８は、半波・倍圧整流回路であり、４Ｄｉ方式に比べて１Ｄしかドロップせず、全波整流が可能で、図３（ｂ）に示すような直流パルスが出力される。
【００１６】
整流回路８から出力された直流パルスは、スイッチ手段としてのスイッチドキャパシタ回路９に入力される。このスイッチドキャパシタ回路９は、複数のコンデンサＣと、ＭＯＳＦＥＴで構成したスイッチＳＷと、インバータ１０とで構成されている。すなわち、複数のコンデンサＣの一端をそれぞれスイッチＳＷを介して並列接続するとともに、これら並列接続されたコンデンサＣの両端をそれぞれスイッチＳＷを介して整流回路８と蓄電用コンデンサ１１に接続してある。
【００１７】
奇数番目のＳＷを構成するＭＯＳＦＥＴのゲートには、クロック信号ＣＫが入力される一方、偶数番目のＳＷを構成するＭＯＳＦＥＴのゲートには、反転クロック信号ＣＫバーが入力される。さらに、奇数番目のコンデンＣ１，３．．には１つのインバータ１０を介してクロック信号ＣＫが入力される一方、偶数番目のコンデンサＣ２，４．．には２つのインバータ１０を介してクロック信号ＣＫが入力される。つまり、各コンデンサＣにはブースト電圧が印加されるようになっているので、段数分だけ昇圧されて最終段の蓄電用コンデンサ１１に蓄えられることになる。
【００１８】
クロック信号ＣＫがＨレベルになると、図２（ａ）に示すように奇数番目のスイッチＳＷ１，３．．がＯＮになるとともに、偶数番目のコンデンサＣ２，４．．にブースト電圧が印加される。よって、先頭のコンデンサＣ１に整流回路６から電荷が流れ込むとともに、偶数番目のコンデンサＣ２，４．．の電荷が後段のコンデンサＣ３，５．．に汲み出される。
【００１９】
クロック信号ＣＫがＬレベルになると、図２（ｂ）に示すように偶数番目のスイッチＳＷ２，４．．がＯＮになるとともに、奇数番目のコンデンサＣ１，３．．にブースト電圧が印加される。よって、奇数番目のコンデンサＣ１，３．．の電荷が後段のコンデンサＣ２，３．．に汲み出される。このようにクロック信号ＣＫに同期して、各コンデンサＣの電荷が後段のコンデンサＣに順次汲み出されていく。スイッチドキャパシタ回路９から汲み出された電荷は蓄電用コンデンサ１１に一旦蓄えられ、出力端子１２から負荷に供給される。
【００２０】
クロック信号ＣＫの周波数は、図３（ｂ）に示す整流回路８からの出力パルスの周波数よりも高く設定されている。ただし、整流回路８からパルスが出力されない期間は、クロック信号ＣＫと反転クロック信号ＣＫバーのいずれもＬレベルにして、全てのスイッチＳＷをＯＦＦにする。
【００２１】
この受電装置には、図３（ａ）に示すようなマイクロ波パルスが送電装置から送られてくるので、送電量の調整にあたっては、マイクロ波パルスのデューティ比ｔ／Ｔを変化させればよい。ところで、整流回路８には図４に示すような効率特性があるため、受電電力をＰｏにして整流効率を最大にしてある。従来の連続波による送電法では、送電量を調整しようとする場合には、送電電力を変化させなければならないため、受電電力が最大効率となる値Ｐｏから外れて、整流効率が悪くなってしまう。一方、本発明のパルス送電法では、ＰＷＭ変調によってマイクロ波パルスのデューティ比ｔ／Ｔを変化させるので、つまり、受電電力は変化しないので、整流効率を最大に保つことができる。
【００２２】
ところで、スイッチドキャパシタ回路９を省いて、整流回路８と蓄電用コンデンサ１１を直接接続すると、ＳＢＤ６，７の逆方向リーク特性によって、蓄電用コンデンサ１１からＳＢＤ６，７へ電流が逆流し、図３（ｃ）に示すような整流波形になってしまう。このため、整流回路６から直流パルスが出力されない期間は、クロック信号ＣＫの発生を停止して全てのＳＷをＯＦＦにすることで、コンデンサＣや蓄電用コンデンサ１１からＳＢＤ６，７への逆流を阻止して、出力の低下を防止している。
【００２３】
さらに、スイッチドキャパシタ回路９の各コンデンサＣにブースト電圧が印加されて、電荷の汲み出しが行われるようにしてあるので、蓄電用コンデンサに蓄えられる電荷が大きくなる。
【００２４】
図３（ａ）に示すマイクロ波パルスは、パルス幅ｔを２〜１８ｍｓｅｃ、周期Ｔを２０ｍｓｅｃ、したがってデューティ比ｔ／Ｔを１０〜９０％にするのが好ましい。また、クロック信号ＣＫの周波数は１０Ｋ〜５００ＫＨｚにするのが好ましい。
【００２５】
（第２の実施形態）
図５はマイクロ波送電システムを示している。
送電装置は、周波数掃引信号発生器２０の出力信号をアンプ２１で増幅してアンテナ２２から放射させる。周波数掃引信号発生器２０は、図６に示すようなマイクロ波のパルス信号を発生する。すなわち、周波数がパルス継続時間ｔ内で単調に低くなっている信号を発生する。
【００２６】
受電装置は、送電装置からのマイクロ波パルスをアンテナ２３で捕らえてディレイフィルタ２４に通す。このディレイフィルタ２４は、図８に示すように周波数が高くなるほど遅延時間が大きくなる特性を持っている。図７は、マイクロ波パルスのディレイフィルタ２４通過による波形変化を示している。すなわち、周波数の高い波形が遅延して周波数の低い波形と重なって干渉し、パルス幅が狭まって波高値を高くする。
【００２７】
ディレイフィルタ２４を通過したマイクロ波パルスは、整流回路２５で整流されて直流パルスとなる。直流パルスはスイッチドキャパシタ回路２６を経由して負荷２７に供給される。なお、整流回路２５，スイッチドキャパシタ回路２６は第１の実施形態の整流回路８，スイッチドキャパシタ回路９と同じものである。
【００２８】
図９はマイクロ波のパワー・スペクトラムの変化を示している。すなわち、送電装置から送られるマイクロ波は、スペクトラム成分が小さい振幅で広い帯域に分布している（同図ａの曲線）。一方、ディレイフィルタ２４を通過したマイクロ波は、スペクトラム成分が大きい振幅で狭い帯域に分布している（同図ｂの曲線）。つまり、送電側で広い帯域に拡散させておいたスペクトラム成分を、受電側で狭い帯域に圧縮することで、スペクトラム分布の振幅を大きくしている。
【００２９】
マイクロ波送電においては、マイクロ波の生態系への影響や通信電波との干渉などを考慮すると、マイクロ波の電力密度を大きくすることには限界がある。つまり、受電装置の単位モジュールから得られる電力には限界がある。ところが、上述の送電方法によると、受電側での帯域圧縮によってスペクトラム分布の振幅を大きくしているので、マイクロ波の電力密度を大きくしなくても、送電電力を大きくすることができる。
【００３０】
さらに、整流回路２５からは直流パルスが出力されることになるが、整流回路２５の後段にはスイッチドキャパシタ回路２６を設けてあるので、整流回路２５のＳＢＤへの電流リークを阻止することができ、出力の低下防止に役立つ。
【００３１】
周波数掃引信号発生器２０が発生する周波数は、例えば２．４〜２．５ＧＨｚのように１００ＭＨｚ程度の範囲で変化させるのが好ましい。また、パルス継続時間ｔは１０ｍｓｅｃ位に、デューティ比は１０〜９０％するのが好ましい。
【００３２】
（第３の実施形態）
次に、第２の実施形態のマイクロ波送電法をＩＤタグシステムに適用する場合について説明する。なお、第２の実施形態と同一の構成要素は同一の符号を付し説明を省略する。
【００３３】
図１０はリーダ側のブロック図である。
アンプ２１とアンテナ２２の間にはサーキュレータ２８が設けてあり、このサーキュレータ２８にはアンプ２１を介して復調器２９を接続してある。つまり、サーキュレータ２８は、周波数掃引信号発生器２０からアンテナ２２への信号伝達と、アンテナ２２から復調器２９への信号伝達とを可能にするものである。尚、サーキュレータ２８とアンプ２１との間に整流回路２５を設けてもよい。
【００３４】
図１１はタグ側のブロック図である。
整流回路２５にはロードスイッチ３０を介して負荷抵抗３１を接続してあり、ロードスイッチ３０はマイクロコンピュータ３２からの信号によって開閉される。スイッチドキャパシタ回路２６から出力される直流パルスは２次電池３３を充電するとともに、マイクロコンピュータ３２は２次電池３３を電源として起動される。
【００３５】
次に、このＩＤタグシステムの動作について説明する。
タグには、図６に示すようなマイクロ波パルスがリーダから送られる。リーダは、このマイクロ波パルスを整流回路２６で整流し、直流パルスがスイッチドキャパシタ回路２６を介して２次電池３３に供給する。２次電池３３の電圧が規定値に達すると、マイクロコンピュータ３２が起動し、ロードスイッチ３０をマイクロ波パルスに同期して開閉させる。つまり、このタグはマイクロ波送電によってリーダから電力を供給される電池レスタイプのものである。なお、ロードスイッチ３０の開閉はリーダ側へ送信すべきシリアルデータに対応して行われる。
【００３６】
ロードスイッチ３０を開閉させると、整流回路２５から負荷抵抗３１へ流れる電流が断続されるが、ロードスイッチ３０の開閉にともなって、タグ側のアンテナ２３で反射するマイクロ波の反射率が変化する。この反射波は入射波と干渉して定在波を生じるが、その波高値もロードスイッチ３０の開閉によって変化することになる。つまり、リーダ側から見たＶＳＷＲ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｔａｎｄｉｎｇ Ｗａｖｅ Ｒａｔｉｏ）が変化する。
【００３７】
この定在波はリーダ側のアンテナ２２で受信され、サーキュレータ２８とアンプ２１を通して復調器２９に入力される。タグからリーダへのデータ送信はこのように行われる。図１２（ａ）はリーダから送られるマイクロ波パルスを、同図（ｂ）はリーダに戻ってくる定在波をそれぞれ模式的に示したものである。
【００３８】
このＩＤタグシステムでは、図６に示すようなマイクロ波パルスによってタグ側への電力供給を行っているので、マイクロ波の電力密度を電波法の許容範囲に保っても、大きな電力の供給が可能になる。つまり、タグ側の２次電池３３の充電時間を短くするためには、図３（ａ）に示すようなマイクロ波パルスを用いる場合、そのデューティ比をできるだけ大きくしなければならないが、図６に示すようなマイクロ波パルスを用いると、図７に示すように整流後はいずれにしてもパルスになり、大きな電力を得るためにデューティ比をできるだけ大きくとる必要がないので、このパルス巾をある範囲（１０〜９０％）で可変することが可能であり、デューティ比は小さくて済む。このデューティ比の変調でデジタル信号データのやりとりも可能になる。
【００３９】
このため、パルス周波数を高くすることができ、通信速度が速くなる。
さらに、ＡＳＫ（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）以外の変調方式を採用することができ、変調の自由度が高くなる。
また、電波の到達距離が画期的に長くなるという効果もある。
【００４０】
以上、３つの実施形態について説明したが、本発明はこれらの実施形態に限定されるものではない。
例えば、図１３に示すように、整流回路８に複数のスイッチドキャパシタ回路９（又は２６、以下同じ）をそれぞれ逆流防止ダイオード４１とともに並列に配列して、スイッチイング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御するクロック信号の位相を各スイッチドキャパシタ回路９ごとにずらすものであっても良い。例えば、この回路では３つのスイッチドキャパシタ回路があるので、位相を９０度づつずらせばバランスが良い。そうすることで、スイッチのＯＮ／ＯＦＦによるデッドタイムを低減でき効率が良い。
【００４１】
また、スイッチドキャパシタ回路９としては、図１４及び図１５に示すものであってもよい。このスイッチドキャパシタ回路９において、ＳＷ１〜ＳＷ２ｎはスイッチ、ＣＰＴ１〜ＣＰＴｎはキャパシタ（コンデンサ）である。その他、図１４及び図１５において、符号９ｂ、９ｃは入力端子であり、９ａ、９ｆは出力端子である。
クロック入力端子９ｄにはスイッチＳＷ１〜ＳＷ２ｎを各々“１”側（状態１）に切り換えるクロック信号が、反転クロック入力端子９ｅにはスイッチＳＷ１〜ＳＷ２ｎを各々“２”側（状態２）に切り換える反転クロック信号が各々入力される。
【００４２】
上記キャパシタＣＰＴ１〜ＣＰＴｎは、状態１においては直列接続されてＨＶ出力端子９ａ及びＬＶ出力端子９ｆ相互間に挿入され、状態２においては並列接続されてＲＦ入力端子９ｂ及び９ｃ相互間に挿入されるようスイッチＳＷ１〜ＳＷ２ｎに接続されている。またスイッチＳＷ１〜ＳＷ２ｎは、キャパシタＣＰＴ１〜ＣＰＴｎが上記のように接続されるよう、各端子９ａ，９ｂ間に接続されている。
【００４３】
このようなスイッチドキャパシタ回路９の動作を説明すると、状態１においては、直列接続されたキャパシタＣＰＴ１〜ＣＰＴｎがＨＶ出力端子９ａを介して蓄電用コンデンサ１１に接続されて放電し、また状態２においては、並列接続されたキャパシタＣＰＴ１〜ＣＰＴｎにＲＦ入力端子９ｂ、９ｃを介して接続されて各キャパシタＣＰＴ１〜ＣＰＴｎに蓄電する。
状態１，２は、クロック入力端子９ｄ及び反転クロック入力端子９ｅに入力されるクロック信号，反転クロック信号により切替制御されるスイッチＳＷ１〜ＳＷ２ｎにより所定の周波数（周期）で交互に繰り返される。したがって、キャパシタＣＰＴ１〜ＣＰＴｎの上述の充放電動作が所定の周波数で繰り返されて蓄電用コンデンサ１１に電荷を汲み出す。
【００４４】
図１５は図１４で説明したスイッチドキャパシタ回路９の具体的な回路構成例を示したものである。この図１５において、ＮＭＯＳ１〜ＮＭＯＳ３ｎ−１は各々Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴを示す。その他、図１５において図１４と同一符号は同一又は相当部分を示す。
【００４５】
図１６及び図１７は、他の実施の形態を示すものであり、この実施の形態では上述したようなクロック制御をせずにスイッチイング素子の切替を行うことでスイッチドキャパシタ回路９の各キャパシタで蓄電した電荷を蓄電用コンデンサに直接蓄電するものである。図１６において、１０７はＲＦ入力端子Ｈ、１０８はＲＦ入力端子Ｃ、１３００は１チップ（モノリシック）ＩＣによる集積回路部、９はスイッチドキャパシタ回路、１３０７，１３０８は逆流阻止ダイオードである。
【００４６】
スイッチドキャパシタ回路９，９は、ＲＦ入力端子１０７，１０８からＲＦ入力を得て電圧出力ＨＶＯＵＴからを蓄電用コンデンサ１１に蓄電するものである。スイッチドキャパシタ回路９，９は、ＲＦＨ入力端子９ｂ；ＲＦＬ入力端子９ｃ、ＨＶ出力端子９ａ；ＬＶ出力端子９ｆを備えてなる。
このスイッチドキャパシタ回路９，９のＲＦＨ入力端子９ｂ及びＲＦＬ入力端子９ｃは、ＲＦ入力に対して所謂たすき掛け接続されている。すなわち、一方のスイッチドキャパシタ回路９のＲＦＨ入力端子９ｂ及び他方のスイッチドキャパシタ回路９のＲＦＬ入力端子９ｃは各々ＲＦ入力端子Ｈ１０８に、一方のスイチッドキャパシタ回路９のＲＦＬ入力端子９ｂ及び他方のスイチッドキャパシタ回路９のＲＦＨ入力端子９ｃは各々ＲＦ入力端子１０７に接続されている。
【００４７】
一方、スイッチドキャパシタ回路部９のＨＶ出力端子９ａは逆流阻止ダイオード１３０７を介して、スイッチドキャパシタ回路９のＨＶ出力端子９ａは逆流阻止ダイオード１３０８を介して、各々蓄電用コンデンサ１１の一端に接続されている。
また、一方のスイッチドキャパシタ回路９のＬＶ出力端子９ｆ及び他方のスイッチドキャパシタ回路９のＬＶ出力端子９ｆは共通接続され、蓄電用コンデンサ１１の一端に接続されている。
【００４８】
図１７は図１６で説明したスイッチドキャパシタ回路９の具体的な回路構成例を示しており、この図１７は図１５と略同様な構成であるが、スイッチのクロック制御が無い点が異なる。即ち、この実施の形態では、入力されるマイクロ波パルスがスイッチング素子であるＭＯＳゲートを直接たたいてスイッチの開閉を行うので、上述したようなクロック制御が必要ないため、電荷消費量を少なくでき、効率がよい。その他、図１７において図１５と同一符号は同一又は相当部分を示す。
【００４９】
図１８は、更に他の実施の形態を示す回路図である。この実施の形態では、図１で示す第１実施の形態で用いたクロック信号（ＣＫ）を用いずに、受信回路５１で受信したマイクロ波の周波数（ＲＦ信号）の振幅を利用して各スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３・・・の切り換えを行うものである。即ち、受信回路５１受信したマイクロ波のＲＦ信号は、全波整流回路５３からクロックブースト回路９の各コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３・・・の一端に送られるとともに、全波整流回路５３の手前で半波整流回路５５及び５６を介してそれぞれ一つ置きに各コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３・・・に接続されており、且つ他方の半波整流回路５６では遅延回路５４によりＲＦ信号の位相をπ（ｒａｄ）、即ち１８０度、ずらしている。この実施の形態では、クロック発生回路が不用であるからその分電力消費が不用であり、電力の効率化を図ることができる。
【００５０】
図１９及び図２０は、更に他の実施の形態を示す回路図であり、図２０の（ａ）及び（ｂ）は、それぞれ図１９に示す回路の具体的構成図である。この実施の形態では、図１８に示す実施の形態と同様に、クロック信号（ＣＫ）を用いずに、受信回路５１で受信したマイクロ波の周波数（ＲＦ信号）の振幅を利用して各スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３・・・の切り換えを行うものであり、遅延回路５４を設けずに、逆相の半端整流回路５７を用いたものである。その他の点は上述の図１８に示す実施の形態と同様である。尚、図２０（ｂ）のＤ１〜Ｄ８は整流結線されたＭＯＳＦＥＴトランジスタである。
図２１は図１９に示す回路の更なる具体的構成図であり、図２０（ａ）で示すＲ１とＲ２をＭＯＳＦＥＴの構成で置き換えたものであり、この図２１に示す回路によれば、自己消費電力が少なく、より高効率が得られる。
図２２に示す回路は、更に他の実施の形態にかかる受電装置の回路を示すものであり、この回路では、アンテナ１に対して同調周波数を可変可能なバリアブルキャパシタ（電圧で容量が変化する）要素４０と、電圧監視回路部４４と、電圧発生回路部４４とを有する構成をとることで、電圧監視回路部４４は、出力１２の電圧をモニタし、電圧発生回路部を通じて、バリアブルキャパシタの値を常に出力１２が最大の値を取るように調整する機能を果たし、様々な外的要因で受電装置の受電周波数の同調ずれが起きても、最大効率で電力を受電可能とするものである。
【００５１】
【発明の効果】
請求項１〜請求項３の発明によれば、整流効率を損なうことなく、送電量を調整することができ、且つマイクロ波の電力密度を大きくしなくても、送電電力を大きくすることができる。
更に、請求項３の発明によれば、電力送電とともに通信信号を送ることができる。
【００５２】
請求項４の発明によれば、スイッチドキャパシタ回路の各コンデンサにブースト電圧が印加されて電荷の汲み出しが行われるので、蓄電用コンデンサに蓄えられる電荷が大きくなる。また、クロック信号制御により簡易な構成で電荷の汲み上げができる。
【００５３】
請求項５の発明によれば、整流回路が不要であり簡易な構成にすることができるとともに、マイクロ波パルスから直接電荷を汲み上げることができるのでスイッチ切替のためのクロック信号が不要であり消費電荷を少なくでき、効率が良い。
【００５４】
請求項６の発明によれば、請求項２の発明の効果に加えて、マイクロ波パルスのエネルギーを電力として蓄電することができる。
【００５５】
請求項７の発明によれば、請求項４又は５の発明の効果に加えて、受電したマイクロ波パルスをクロック信号として利用できるので、別途クロック信号発信手段が不用であり、簡易な構成で且つ小型化及び省力化を図ることができる。
【００５６】
請求項８の発明によれば、請求項７の発明の効果に加えて、複数のスイッチをＯＮ／ＯＦＦをずらしてスイッチ制御ができ、マイクロ波による蓄電効率を高めることができる。
【００５７】
請求項９の発明によれば、請求項４又は５に記載の発明の効果に加えて、スイッチのＯＮ／ＯＦＦによるデッドタイムを低減でき効率がよい。
請求項１０に記載の発明によれば、様々な外的要因で受電装置の受電周波数の同調ずれが起きても、最大効率で電力を受電可能とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態の受電装置を示す回路図。
【図２】同受電装置のスイッチドキャパシタ回路の動作を説明する図。
【図３】同受電装置の各部における波形を示す図。
【図４】整流回路の効率特性を示す図。
【図５】本発明の第２実施形態の送電システムを示すブロック図。
【図６】同送電システムの周波数掃引信号発生器の出力波形を示す図。
【図７】同送電システムのディレイフィルタ通過による波形変化を示す図。
【図８】同ディレイフィルタの特性を示す図。
【図９】同送電システムにおけるマイクロ波のパワー・スペクトラムを示す図。
【図１０】本発明の第３実施形態のＩＤタグシステムにおけるリーダのブロック図。
【図１１】同ＩＤタグシステムのタグのブロック図。
【図１２】同ＩＤタグシステムにおける定在波の波高値の変化を説明する図。
【図１３】本発明の他の実施の形態にかかるマイクロ波受電装置の回路図。
【図１４】他の形態によるスイッチドキャパシタ回路の動作を説明する図。
【図１５】図１４の具体的回路図。
【図１６】本発明の他の実施の形態にかかるマイクロ波受電装置の回路図。
【図１７】図１６の具体的回路図。
【図１８】本発明の他の実施の形態にかかるマイクロ波受電装置の回路図。
【図１９】本発明の他の実施の形態にかかるマイクロ波受電装置の回路図。
【図２０】図中の（ａ）及び（ｂ）はそれぞれ図１９の具体的回路図。
【図２１】図１９の更なる具体的回路図。
【図２２】他の実施の形態にかかる受電装置の回路図である。
【符号の説明】
１ アンテナ
２ フィルタ
６ ＳＢＤ
７ ＳＢＤ
８ 整流回路
９ スイッチドキャパシタ回路
１０ インバータ
１１ 蓄電用コンデンサ
１２ 出力端子
２０ 周波数掃引信号発生器
２１ アンプ
２２ アンテナ
２３ アンテナ
２４ ディレイフィルタ
２５ 整流回路
２６ スイッチドキャパシタ回路
２７ 負荷
２８ サーキュレータ
２９ 復調器
３０ ロードスイッチ
３１ 負荷抵抗
３２ マイクロコンピュータ
３３ ２次電池
４０ バリアブルキャパシタ要素
４２ 電圧発生回路部
４４ 電圧監視回路部
【発明の属する技術分野】
本発明は、マイクロ波によって電力を伝送するマイクロ波送電法、マイクロ波送電装置及びマイクロ波受電装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電波からエネルギーを得ようというコンセプトの一つに宇宙太陽光発電衛星（Ｓｏｌａｒ Ｐｏｗｅｒ Ｓｔａｔｉｏｎ：以下、ＳＰＳという）計画がある。これは、地球の衛星軌道上に太陽電池パネルを並べた巨大な衛星を打ち上げ、そこで作った電力をマイクロ波で地球に送るものである。また、有線送電が難しい離島や山頂などへの送電にもマイクロ波送電を利用する計画がある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
マイクロ波送電においては、発電量変動と負荷変動に対応して送電量を調整する必要がある。現在、ＳＰＳ計画で使用が想定されているマイクロ波は連続波（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｗａｖｅ）であるので、送電量を調整するには送電電力を変化させなければならない。しかし、受電装置で使用される整流回路は、図４に示すように受電電力がＰ０の時、整流効率が最大になる特性があるため、送電電力を変化させると、整流効率が悪くなり、損失が大きくなってしまう。
【０００４】
本発明は、このような事情に鑑み、整流効率を損なうことなく、送電量を調整することができるマイクロ波によって電力を伝送するマイクロ波送電法、マイクロ波送電装置及びマイクロ波受電装置を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するための、請求項１に記載の発明は、送電側のアンテナからマイクロ波を放射し、受電側のアンテナでマイクロ波を捕らえて整流するマイクロ波送電法に用いられるマイクロ波送電装置において、アンテナから放射されるマイクロ波を時間的に断続するパルスにし、該パルスのデューティ比を変化させて送電量を調整しているとともに、周波数がパルス継続時間内で単調に低くしていることを特徴とする。
【０００６】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のマイクロ波送電装置からのマイクロ波を受電して整流するマイクロ波受電装置であって、整流に先立って、周波数成分の高いものを遅延して周波数成分の低いものと干渉させていることを特徴とする。
【０００７】
請求項３に記載の発明は、請求項１又は２に記載のマイクロ波送電装置を用いたマイクロ波送電方法であって、上記パルス継続時間を変化させることで、送電側から受電側へ信号を送ることを特徴とする。
【０００８】
請求項４に記載の発明は、 時間的に断続するマイクロ波パルスをアンテナで捕らえて整流するマイクロ波受電装置であって、上記マイクロ波パルスの整流出力が生じていない期間は、整流回路から蓄電用コンデンサを切り離すスイッチ手段を設け、スイッチ手段は、複数のコンデンサの一端をそれぞれ半導体スイッチを介して並列接続し、これら並列接続されたコンデンサの両端をそれぞれ半導体スイッチを介して上記整流回路と蓄電用コンデンサに接続するとともに、上記コンデンサの他端のそれぞれにブースト電圧を印加できるようにし、上記半導体スイッチとブースト電圧の印加を選択的に行うことで、上記各コンデンサの電荷が後段のコンデンサに順次汲み出されていくように構成してなるスイッチドキャパシタ回路であり、スイッチドキャパシタ回路は、直列に接続され且つ２つの位置に切り換え可能な複数の切り換えスイッチと、切り換えスイッチ間に配置されたコンデンサとを備え、各切り換えスイッチは、クロック信号制御回路部により２つの位置に切り換えられて、一方の位置でコンデンサへ充電を行ない、他方の位置でコンデンサから放電がなされることを特徴とする。
【０００９】
請求項５に記載の発明は、時間的に断続するマイクロ波パルスをアンテナで捕らえて整流するマイクロ波受電装置であって、マイクロ波パルスの出力を汲み上げているときには蓄電用コンデンサを切り離すスイッチドキャパシタ回路を備え、このスイッチドキャパシタ回路は直列に接続され且つ２つの位置に切り換え可能な複数の切り換えスイッチと、切り換えスイッチ間に配置されたコンデンサとを備え、各切り換えスイッチは、マイクロ波パルスに応答してＯＮ／ＯＦＦするスイッチング素子であり、ＯＮ位置でコンデンサへ充電を行ない、ＯＦＦ位置でコンデンサから蓄電用コンデンサへの放電がなされることを特徴とする。
【００１０】
請求項６に記載の発明は、請求項２に記載の発明において、上記マイクロ波パルスを整流し、マイクロ波パルスに基づいて生じる電荷を充電する二次電池を備えることを特徴とする。
【００１１】
請求項７に記載の発明は、請求項４又は５に記載の発明において、スイッチドキャパシタ回路において、スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御するクロック信号は、入力されたマイクロ波から得ることを特徴とする。
【００１２】
請求項８に記載の発明は、請求項７に記載の発明において、スイッチドキャパシタ回路は、複数の半波整流回路を備え、半波整流回路は各々位相が１８０度ずれた整流信号を出力し、この整流信号からクロック信号を得ることを特徴とする。
【００１３】
請求項９に記載の発明は、請求項４又は５に記載の発明において、スイッチドキャパシタ回路は、複数が電気的並列に接続されており、各スイッチドキャパシタ回路はそれぞれ逆流防止素子を備え、クロック信号はスイッチドキャパシタ回路毎に異なる位相で印加されることを特徴とする。
請求項１０に記載の発明は、請求項１に記載のマイクロ波送電装置からのマイクロ波を受電して整流するマイクロ波受電装置であって、受電アンテナと、受電アンテナに対して同調周波数を可変可能なバリアブルキャパシタ要素と、電圧監視回路部と、電圧発生回路部とを備え、電圧監視回路部は出力の電圧をモニタし、電圧発生回路部を通じて、バリアブルキャパシタの値を常に出力が最大の値を取るように調整することを特徴とする。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を添付図面に基づいて詳細に説明する。
（第１の実施形態）
図１は本発明のマイクロ波受電装置を示している。
このマイクロ波受電装置には、図３（ａ）に示すような時間的に断続するマイクロ波パルスが送電装置（図示せず）から送られてくる。
【００１５】
マイクロ波パルスはアンテナ１で捕らえられてフィルタ２に送られる。このフィルタ２はコンデンサ３，４とインダクタ５で構成されていて、後段の整流回路８で発生する高調波がアンテナ１から放射されるのを防止すべく高調波の通過を阻止する。フィルタ２を通過したマイクロ波パルスは、２つのショットキーバリアダイオード（以下、ＳＢＤという）６，７からなる整流回路８に送られる。この整流回路８は、半波・倍圧整流回路であり、４Ｄｉ方式に比べて１Ｄしかドロップせず、全波整流が可能で、図３（ｂ）に示すような直流パルスが出力される。
【００１６】
整流回路８から出力された直流パルスは、スイッチ手段としてのスイッチドキャパシタ回路９に入力される。このスイッチドキャパシタ回路９は、複数のコンデンサＣと、ＭＯＳＦＥＴで構成したスイッチＳＷと、インバータ１０とで構成されている。すなわち、複数のコンデンサＣの一端をそれぞれスイッチＳＷを介して並列接続するとともに、これら並列接続されたコンデンサＣの両端をそれぞれスイッチＳＷを介して整流回路８と蓄電用コンデンサ１１に接続してある。
【００１７】
奇数番目のＳＷを構成するＭＯＳＦＥＴのゲートには、クロック信号ＣＫが入力される一方、偶数番目のＳＷを構成するＭＯＳＦＥＴのゲートには、反転クロック信号ＣＫバーが入力される。さらに、奇数番目のコンデンＣ１，３．．には１つのインバータ１０を介してクロック信号ＣＫが入力される一方、偶数番目のコンデンサＣ２，４．．には２つのインバータ１０を介してクロック信号ＣＫが入力される。つまり、各コンデンサＣにはブースト電圧が印加されるようになっているので、段数分だけ昇圧されて最終段の蓄電用コンデンサ１１に蓄えられることになる。
【００１８】
クロック信号ＣＫがＨレベルになると、図２（ａ）に示すように奇数番目のスイッチＳＷ１，３．．がＯＮになるとともに、偶数番目のコンデンサＣ２，４．．にブースト電圧が印加される。よって、先頭のコンデンサＣ１に整流回路６から電荷が流れ込むとともに、偶数番目のコンデンサＣ２，４．．の電荷が後段のコンデンサＣ３，５．．に汲み出される。
【００１９】
クロック信号ＣＫがＬレベルになると、図２（ｂ）に示すように偶数番目のスイッチＳＷ２，４．．がＯＮになるとともに、奇数番目のコンデンサＣ１，３．．にブースト電圧が印加される。よって、奇数番目のコンデンサＣ１，３．．の電荷が後段のコンデンサＣ２，３．．に汲み出される。このようにクロック信号ＣＫに同期して、各コンデンサＣの電荷が後段のコンデンサＣに順次汲み出されていく。スイッチドキャパシタ回路９から汲み出された電荷は蓄電用コンデンサ１１に一旦蓄えられ、出力端子１２から負荷に供給される。
【００２０】
クロック信号ＣＫの周波数は、図３（ｂ）に示す整流回路８からの出力パルスの周波数よりも高く設定されている。ただし、整流回路８からパルスが出力されない期間は、クロック信号ＣＫと反転クロック信号ＣＫバーのいずれもＬレベルにして、全てのスイッチＳＷをＯＦＦにする。
【００２１】
この受電装置には、図３（ａ）に示すようなマイクロ波パルスが送電装置から送られてくるので、送電量の調整にあたっては、マイクロ波パルスのデューティ比ｔ／Ｔを変化させればよい。ところで、整流回路８には図４に示すような効率特性があるため、受電電力をＰｏにして整流効率を最大にしてある。従来の連続波による送電法では、送電量を調整しようとする場合には、送電電力を変化させなければならないため、受電電力が最大効率となる値Ｐｏから外れて、整流効率が悪くなってしまう。一方、本発明のパルス送電法では、ＰＷＭ変調によってマイクロ波パルスのデューティ比ｔ／Ｔを変化させるので、つまり、受電電力は変化しないので、整流効率を最大に保つことができる。
【００２２】
ところで、スイッチドキャパシタ回路９を省いて、整流回路８と蓄電用コンデンサ１１を直接接続すると、ＳＢＤ６，７の逆方向リーク特性によって、蓄電用コンデンサ１１からＳＢＤ６，７へ電流が逆流し、図３（ｃ）に示すような整流波形になってしまう。このため、整流回路６から直流パルスが出力されない期間は、クロック信号ＣＫの発生を停止して全てのＳＷをＯＦＦにすることで、コンデンサＣや蓄電用コンデンサ１１からＳＢＤ６，７への逆流を阻止して、出力の低下を防止している。
【００２３】
さらに、スイッチドキャパシタ回路９の各コンデンサＣにブースト電圧が印加されて、電荷の汲み出しが行われるようにしてあるので、蓄電用コンデンサに蓄えられる電荷が大きくなる。
【００２４】
図３（ａ）に示すマイクロ波パルスは、パルス幅ｔを２〜１８ｍｓｅｃ、周期Ｔを２０ｍｓｅｃ、したがってデューティ比ｔ／Ｔを１０〜９０％にするのが好ましい。また、クロック信号ＣＫの周波数は１０Ｋ〜５００ＫＨｚにするのが好ましい。
【００２５】
（第２の実施形態）
図５はマイクロ波送電システムを示している。
送電装置は、周波数掃引信号発生器２０の出力信号をアンプ２１で増幅してアンテナ２２から放射させる。周波数掃引信号発生器２０は、図６に示すようなマイクロ波のパルス信号を発生する。すなわち、周波数がパルス継続時間ｔ内で単調に低くなっている信号を発生する。
【００２６】
受電装置は、送電装置からのマイクロ波パルスをアンテナ２３で捕らえてディレイフィルタ２４に通す。このディレイフィルタ２４は、図８に示すように周波数が高くなるほど遅延時間が大きくなる特性を持っている。図７は、マイクロ波パルスのディレイフィルタ２４通過による波形変化を示している。すなわち、周波数の高い波形が遅延して周波数の低い波形と重なって干渉し、パルス幅が狭まって波高値を高くする。
【００２７】
ディレイフィルタ２４を通過したマイクロ波パルスは、整流回路２５で整流されて直流パルスとなる。直流パルスはスイッチドキャパシタ回路２６を経由して負荷２７に供給される。なお、整流回路２５，スイッチドキャパシタ回路２６は第１の実施形態の整流回路８，スイッチドキャパシタ回路９と同じものである。
【００２８】
図９はマイクロ波のパワー・スペクトラムの変化を示している。すなわち、送電装置から送られるマイクロ波は、スペクトラム成分が小さい振幅で広い帯域に分布している（同図ａの曲線）。一方、ディレイフィルタ２４を通過したマイクロ波は、スペクトラム成分が大きい振幅で狭い帯域に分布している（同図ｂの曲線）。つまり、送電側で広い帯域に拡散させておいたスペクトラム成分を、受電側で狭い帯域に圧縮することで、スペクトラム分布の振幅を大きくしている。
【００２９】
マイクロ波送電においては、マイクロ波の生態系への影響や通信電波との干渉などを考慮すると、マイクロ波の電力密度を大きくすることには限界がある。つまり、受電装置の単位モジュールから得られる電力には限界がある。ところが、上述の送電方法によると、受電側での帯域圧縮によってスペクトラム分布の振幅を大きくしているので、マイクロ波の電力密度を大きくしなくても、送電電力を大きくすることができる。
【００３０】
さらに、整流回路２５からは直流パルスが出力されることになるが、整流回路２５の後段にはスイッチドキャパシタ回路２６を設けてあるので、整流回路２５のＳＢＤへの電流リークを阻止することができ、出力の低下防止に役立つ。
【００３１】
周波数掃引信号発生器２０が発生する周波数は、例えば２．４〜２．５ＧＨｚのように１００ＭＨｚ程度の範囲で変化させるのが好ましい。また、パルス継続時間ｔは１０ｍｓｅｃ位に、デューティ比は１０〜９０％するのが好ましい。
【００３２】
（第３の実施形態）
次に、第２の実施形態のマイクロ波送電法をＩＤタグシステムに適用する場合について説明する。なお、第２の実施形態と同一の構成要素は同一の符号を付し説明を省略する。
【００３３】
図１０はリーダ側のブロック図である。
アンプ２１とアンテナ２２の間にはサーキュレータ２８が設けてあり、このサーキュレータ２８にはアンプ２１を介して復調器２９を接続してある。つまり、サーキュレータ２８は、周波数掃引信号発生器２０からアンテナ２２への信号伝達と、アンテナ２２から復調器２９への信号伝達とを可能にするものである。尚、サーキュレータ２８とアンプ２１との間に整流回路２５を設けてもよい。
【００３４】
図１１はタグ側のブロック図である。
整流回路２５にはロードスイッチ３０を介して負荷抵抗３１を接続してあり、ロードスイッチ３０はマイクロコンピュータ３２からの信号によって開閉される。スイッチドキャパシタ回路２６から出力される直流パルスは２次電池３３を充電するとともに、マイクロコンピュータ３２は２次電池３３を電源として起動される。
【００３５】
次に、このＩＤタグシステムの動作について説明する。
タグには、図６に示すようなマイクロ波パルスがリーダから送られる。リーダは、このマイクロ波パルスを整流回路２６で整流し、直流パルスがスイッチドキャパシタ回路２６を介して２次電池３３に供給する。２次電池３３の電圧が規定値に達すると、マイクロコンピュータ３２が起動し、ロードスイッチ３０をマイクロ波パルスに同期して開閉させる。つまり、このタグはマイクロ波送電によってリーダから電力を供給される電池レスタイプのものである。なお、ロードスイッチ３０の開閉はリーダ側へ送信すべきシリアルデータに対応して行われる。
【００３６】
ロードスイッチ３０を開閉させると、整流回路２５から負荷抵抗３１へ流れる電流が断続されるが、ロードスイッチ３０の開閉にともなって、タグ側のアンテナ２３で反射するマイクロ波の反射率が変化する。この反射波は入射波と干渉して定在波を生じるが、その波高値もロードスイッチ３０の開閉によって変化することになる。つまり、リーダ側から見たＶＳＷＲ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｔａｎｄｉｎｇ Ｗａｖｅ Ｒａｔｉｏ）が変化する。
【００３７】
この定在波はリーダ側のアンテナ２２で受信され、サーキュレータ２８とアンプ２１を通して復調器２９に入力される。タグからリーダへのデータ送信はこのように行われる。図１２（ａ）はリーダから送られるマイクロ波パルスを、同図（ｂ）はリーダに戻ってくる定在波をそれぞれ模式的に示したものである。
【００３８】
このＩＤタグシステムでは、図６に示すようなマイクロ波パルスによってタグ側への電力供給を行っているので、マイクロ波の電力密度を電波法の許容範囲に保っても、大きな電力の供給が可能になる。つまり、タグ側の２次電池３３の充電時間を短くするためには、図３（ａ）に示すようなマイクロ波パルスを用いる場合、そのデューティ比をできるだけ大きくしなければならないが、図６に示すようなマイクロ波パルスを用いると、図７に示すように整流後はいずれにしてもパルスになり、大きな電力を得るためにデューティ比をできるだけ大きくとる必要がないので、このパルス巾をある範囲（１０〜９０％）で可変することが可能であり、デューティ比は小さくて済む。このデューティ比の変調でデジタル信号データのやりとりも可能になる。
【００３９】
このため、パルス周波数を高くすることができ、通信速度が速くなる。
さらに、ＡＳＫ（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）以外の変調方式を採用することができ、変調の自由度が高くなる。
また、電波の到達距離が画期的に長くなるという効果もある。
【００４０】
以上、３つの実施形態について説明したが、本発明はこれらの実施形態に限定されるものではない。
例えば、図１３に示すように、整流回路８に複数のスイッチドキャパシタ回路９（又は２６、以下同じ）をそれぞれ逆流防止ダイオード４１とともに並列に配列して、スイッチイング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御するクロック信号の位相を各スイッチドキャパシタ回路９ごとにずらすものであっても良い。例えば、この回路では３つのスイッチドキャパシタ回路があるので、位相を９０度づつずらせばバランスが良い。そうすることで、スイッチのＯＮ／ＯＦＦによるデッドタイムを低減でき効率が良い。
【００４１】
また、スイッチドキャパシタ回路９としては、図１４及び図１５に示すものであってもよい。このスイッチドキャパシタ回路９において、ＳＷ１〜ＳＷ２ｎはスイッチ、ＣＰＴ１〜ＣＰＴｎはキャパシタ（コンデンサ）である。その他、図１４及び図１５において、符号９ｂ、９ｃは入力端子であり、９ａ、９ｆは出力端子である。
クロック入力端子９ｄにはスイッチＳＷ１〜ＳＷ２ｎを各々“１”側（状態１）に切り換えるクロック信号が、反転クロック入力端子９ｅにはスイッチＳＷ１〜ＳＷ２ｎを各々“２”側（状態２）に切り換える反転クロック信号が各々入力される。
【００４２】
上記キャパシタＣＰＴ１〜ＣＰＴｎは、状態１においては直列接続されてＨＶ出力端子９ａ及びＬＶ出力端子９ｆ相互間に挿入され、状態２においては並列接続されてＲＦ入力端子９ｂ及び９ｃ相互間に挿入されるようスイッチＳＷ１〜ＳＷ２ｎに接続されている。またスイッチＳＷ１〜ＳＷ２ｎは、キャパシタＣＰＴ１〜ＣＰＴｎが上記のように接続されるよう、各端子９ａ，９ｂ間に接続されている。
【００４３】
このようなスイッチドキャパシタ回路９の動作を説明すると、状態１においては、直列接続されたキャパシタＣＰＴ１〜ＣＰＴｎがＨＶ出力端子９ａを介して蓄電用コンデンサ１１に接続されて放電し、また状態２においては、並列接続されたキャパシタＣＰＴ１〜ＣＰＴｎにＲＦ入力端子９ｂ、９ｃを介して接続されて各キャパシタＣＰＴ１〜ＣＰＴｎに蓄電する。
状態１，２は、クロック入力端子９ｄ及び反転クロック入力端子９ｅに入力されるクロック信号，反転クロック信号により切替制御されるスイッチＳＷ１〜ＳＷ２ｎにより所定の周波数（周期）で交互に繰り返される。したがって、キャパシタＣＰＴ１〜ＣＰＴｎの上述の充放電動作が所定の周波数で繰り返されて蓄電用コンデンサ１１に電荷を汲み出す。
【００４４】
図１５は図１４で説明したスイッチドキャパシタ回路９の具体的な回路構成例を示したものである。この図１５において、ＮＭＯＳ１〜ＮＭＯＳ３ｎ−１は各々Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴを示す。その他、図１５において図１４と同一符号は同一又は相当部分を示す。
【００４５】
図１６及び図１７は、他の実施の形態を示すものであり、この実施の形態では上述したようなクロック制御をせずにスイッチイング素子の切替を行うことでスイッチドキャパシタ回路９の各キャパシタで蓄電した電荷を蓄電用コンデンサに直接蓄電するものである。図１６において、１０７はＲＦ入力端子Ｈ、１０８はＲＦ入力端子Ｃ、１３００は１チップ（モノリシック）ＩＣによる集積回路部、９はスイッチドキャパシタ回路、１３０７，１３０８は逆流阻止ダイオードである。
【００４６】
スイッチドキャパシタ回路９，９は、ＲＦ入力端子１０７，１０８からＲＦ入力を得て電圧出力ＨＶＯＵＴからを蓄電用コンデンサ１１に蓄電するものである。スイッチドキャパシタ回路９，９は、ＲＦＨ入力端子９ｂ；ＲＦＬ入力端子９ｃ、ＨＶ出力端子９ａ；ＬＶ出力端子９ｆを備えてなる。
このスイッチドキャパシタ回路９，９のＲＦＨ入力端子９ｂ及びＲＦＬ入力端子９ｃは、ＲＦ入力に対して所謂たすき掛け接続されている。すなわち、一方のスイッチドキャパシタ回路９のＲＦＨ入力端子９ｂ及び他方のスイッチドキャパシタ回路９のＲＦＬ入力端子９ｃは各々ＲＦ入力端子Ｈ１０８に、一方のスイチッドキャパシタ回路９のＲＦＬ入力端子９ｂ及び他方のスイチッドキャパシタ回路９のＲＦＨ入力端子９ｃは各々ＲＦ入力端子１０７に接続されている。
【００４７】
一方、スイッチドキャパシタ回路部９のＨＶ出力端子９ａは逆流阻止ダイオード１３０７を介して、スイッチドキャパシタ回路９のＨＶ出力端子９ａは逆流阻止ダイオード１３０８を介して、各々蓄電用コンデンサ１１の一端に接続されている。
また、一方のスイッチドキャパシタ回路９のＬＶ出力端子９ｆ及び他方のスイッチドキャパシタ回路９のＬＶ出力端子９ｆは共通接続され、蓄電用コンデンサ１１の一端に接続されている。
【００４８】
図１７は図１６で説明したスイッチドキャパシタ回路９の具体的な回路構成例を示しており、この図１７は図１５と略同様な構成であるが、スイッチのクロック制御が無い点が異なる。即ち、この実施の形態では、入力されるマイクロ波パルスがスイッチング素子であるＭＯＳゲートを直接たたいてスイッチの開閉を行うので、上述したようなクロック制御が必要ないため、電荷消費量を少なくでき、効率がよい。その他、図１７において図１５と同一符号は同一又は相当部分を示す。
【００４９】
図１８は、更に他の実施の形態を示す回路図である。この実施の形態では、図１で示す第１実施の形態で用いたクロック信号（ＣＫ）を用いずに、受信回路５１で受信したマイクロ波の周波数（ＲＦ信号）の振幅を利用して各スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３・・・の切り換えを行うものである。即ち、受信回路５１受信したマイクロ波のＲＦ信号は、全波整流回路５３からクロックブースト回路９の各コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３・・・の一端に送られるとともに、全波整流回路５３の手前で半波整流回路５５及び５６を介してそれぞれ一つ置きに各コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３・・・に接続されており、且つ他方の半波整流回路５６では遅延回路５４によりＲＦ信号の位相をπ（ｒａｄ）、即ち１８０度、ずらしている。この実施の形態では、クロック発生回路が不用であるからその分電力消費が不用であり、電力の効率化を図ることができる。
【００５０】
図１９及び図２０は、更に他の実施の形態を示す回路図であり、図２０の（ａ）及び（ｂ）は、それぞれ図１９に示す回路の具体的構成図である。この実施の形態では、図１８に示す実施の形態と同様に、クロック信号（ＣＫ）を用いずに、受信回路５１で受信したマイクロ波の周波数（ＲＦ信号）の振幅を利用して各スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３・・・の切り換えを行うものであり、遅延回路５４を設けずに、逆相の半端整流回路５７を用いたものである。その他の点は上述の図１８に示す実施の形態と同様である。尚、図２０（ｂ）のＤ１〜Ｄ８は整流結線されたＭＯＳＦＥＴトランジスタである。
図２１は図１９に示す回路の更なる具体的構成図であり、図２０（ａ）で示すＲ１とＲ２をＭＯＳＦＥＴの構成で置き換えたものであり、この図２１に示す回路によれば、自己消費電力が少なく、より高効率が得られる。
図２２に示す回路は、更に他の実施の形態にかかる受電装置の回路を示すものであり、この回路では、アンテナ１に対して同調周波数を可変可能なバリアブルキャパシタ（電圧で容量が変化する）要素４０と、電圧監視回路部４４と、電圧発生回路部４４とを有する構成をとることで、電圧監視回路部４４は、出力１２の電圧をモニタし、電圧発生回路部を通じて、バリアブルキャパシタの値を常に出力１２が最大の値を取るように調整する機能を果たし、様々な外的要因で受電装置の受電周波数の同調ずれが起きても、最大効率で電力を受電可能とするものである。
【００５１】
【発明の効果】
請求項１〜請求項３の発明によれば、整流効率を損なうことなく、送電量を調整することができ、且つマイクロ波の電力密度を大きくしなくても、送電電力を大きくすることができる。
更に、請求項３の発明によれば、電力送電とともに通信信号を送ることができる。
【００５２】
請求項４の発明によれば、スイッチドキャパシタ回路の各コンデンサにブースト電圧が印加されて電荷の汲み出しが行われるので、蓄電用コンデンサに蓄えられる電荷が大きくなる。また、クロック信号制御により簡易な構成で電荷の汲み上げができる。
【００５３】
請求項５の発明によれば、整流回路が不要であり簡易な構成にすることができるとともに、マイクロ波パルスから直接電荷を汲み上げることができるのでスイッチ切替のためのクロック信号が不要であり消費電荷を少なくでき、効率が良い。
【００５４】
請求項６の発明によれば、請求項２の発明の効果に加えて、マイクロ波パルスのエネルギーを電力として蓄電することができる。
【００５５】
請求項７の発明によれば、請求項４又は５の発明の効果に加えて、受電したマイクロ波パルスをクロック信号として利用できるので、別途クロック信号発信手段が不用であり、簡易な構成で且つ小型化及び省力化を図ることができる。
【００５６】
請求項８の発明によれば、請求項７の発明の効果に加えて、複数のスイッチをＯＮ／ＯＦＦをずらしてスイッチ制御ができ、マイクロ波による蓄電効率を高めることができる。
【００５７】
請求項９の発明によれば、請求項４又は５に記載の発明の効果に加えて、スイッチのＯＮ／ＯＦＦによるデッドタイムを低減でき効率がよい。
請求項１０に記載の発明によれば、様々な外的要因で受電装置の受電周波数の同調ずれが起きても、最大効率で電力を受電可能とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態の受電装置を示す回路図。
【図２】同受電装置のスイッチドキャパシタ回路の動作を説明する図。
【図３】同受電装置の各部における波形を示す図。
【図４】整流回路の効率特性を示す図。
【図５】本発明の第２実施形態の送電システムを示すブロック図。
【図６】同送電システムの周波数掃引信号発生器の出力波形を示す図。
【図７】同送電システムのディレイフィルタ通過による波形変化を示す図。
【図８】同ディレイフィルタの特性を示す図。
【図９】同送電システムにおけるマイクロ波のパワー・スペクトラムを示す図。
【図１０】本発明の第３実施形態のＩＤタグシステムにおけるリーダのブロック図。
【図１１】同ＩＤタグシステムのタグのブロック図。
【図１２】同ＩＤタグシステムにおける定在波の波高値の変化を説明する図。
【図１３】本発明の他の実施の形態にかかるマイクロ波受電装置の回路図。
【図１４】他の形態によるスイッチドキャパシタ回路の動作を説明する図。
【図１５】図１４の具体的回路図。
【図１６】本発明の他の実施の形態にかかるマイクロ波受電装置の回路図。
【図１７】図１６の具体的回路図。
【図１８】本発明の他の実施の形態にかかるマイクロ波受電装置の回路図。
【図１９】本発明の他の実施の形態にかかるマイクロ波受電装置の回路図。
【図２０】図中の（ａ）及び（ｂ）はそれぞれ図１９の具体的回路図。
【図２１】図１９の更なる具体的回路図。
【図２２】他の実施の形態にかかる受電装置の回路図である。
【符号の説明】
１ アンテナ
２ フィルタ
６ ＳＢＤ
７ ＳＢＤ
８ 整流回路
９ スイッチドキャパシタ回路
１０ インバータ
１１ 蓄電用コンデンサ
１２ 出力端子
２０ 周波数掃引信号発生器
２１ アンプ
２２ アンテナ
２３ アンテナ
２４ ディレイフィルタ
２５ 整流回路
２６ スイッチドキャパシタ回路
２７ 負荷
２８ サーキュレータ
２９ 復調器
３０ ロードスイッチ
３１ 負荷抵抗
３２ マイクロコンピュータ
３３ ２次電池
４０ バリアブルキャパシタ要素
４２ 電圧発生回路部
４４ 電圧監視回路部
Claims (10)
- 受電側のアンテナでマイクロ波を捕らえて整流するマイクロ波送電法に用いられ、アンテナからマイクロ波を放射するマイクロ波送電装置において、アンテナから放射されるマイクロ波を時間的に断続するパルスにし、該パルスのデューティ比を変化させて送電量を調整しているとともに、周波数をパルス継続時間内で単調に低くしていることを特徴とするマイクロ波送電装置。
- 請求項１に記載のマイクロ波送電装置からのマイクロ波を受電して整流するマイクロ波受電装置であって、整流に先立って、周波数成分の高いものを遅延して周波数成分の低いものと干渉させていることを特徴とするマイクロ波受電装置。
- 請求項１又は２に記載のマイクロ波送電装置を用いたマイクロ波送電方法であって、上記パルス継続時間を変化させることで、送電側から受電側へ信号を送ることを特徴とするマイクロ波送電法。
- マイクロ波をアンテナで捕らえて整流するマイクロ波受電装置であって、上記マイクロ波の整流出力が生じていない期間は、整流回路から蓄電用コンデンサを切り離すスイッチ手段を設け、スイッチ手段は、複数のコンデンサの一端をそれぞれ半導体スイッチを介して並列接続し、これら並列接続されたコンデンサの両端をそれぞれ半導体スイッチを介して上記整流回路と蓄電用コンデンサに接続するとともに、上記コンデンサの他端のそれぞれにブースト電圧を印加できるようにし、上記半導体スイッチとブースト電圧の印加を選択的に行うことで、上記各コンデンサの電荷が後段のコンデンサに順次汲み出されていくように構成してなるスイッチドキャパシタ回路であり、スイッチドキャパシタ回路は、直列に接続され且つ２つの位置に切り換え可能な複数の切り換えスイッチと、切り換えスイッチ間に配置されたコンデンサとを備え、各切り換えスイッチは、クロック信号制御回路部により２つの位置に切り換えられて、一方の位置でコンデンサへ充電を行ない、他方の位置でコンデンサから放電がなされることを特徴とするマイクロ波受電装置。
- マイクロ波をアンテナで捕らえて整流するマイクロ波受電装置であって、整流されたマイクロ波の出力を汲み上げているときには蓄電用コンデンサを切り離すスイッチドキャパシタ回路を備え、このスイッチドキャパシタ回路は直列に接続され且つ２つの位置に切り換え可能な複数の切り換えスイッチと、切り換えスイッチ間に配置されたコンデンサとを備え、各切り換えスイッチは、クロック信号によってＯＮ／ＯＦＦするスイッチング素子であり、ＯＮ位置でコンデンサへ充電を行ない、ＯＦＦ位置でコンデンサから蓄電用コンデンサへの放電がなされることを特徴とするマイクロ波受電装置。
- 上記マイクロ波パルスを整流し、マイクロ波パルスに基づいて生じる電荷を充電する二次電池を備えることを特徴とする請求項２に記載のマイクロ波受電装置。
- スイッチドキャパシタ回路において、スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御するクロック信号は、入力されたマイクロ波から得ることを特徴とする請求項４又は５に記載のマイクロ波受電装置。
- スイッチドキャパシタ回路は、複数の半波整流回路を備え、半波整流回路は各々位相が１８０度ずれた整流信号を出力し、この整流信号からクロック信号を得ることを特徴とする請求項７に記載のマイクロ波受電装置。
- スイッチドキャパシタ回路は、複数が電気的並列に接続されており、各スイッチドキャパシタ回路はそれぞれ逆流防止素子を備え、クロック信号はスイッチドキャパシタ回路毎に異なる位相で印加されることを特徴とする請求項４又は５に記載のマイクロ波受電装置。
- 請求項１に記載のマイクロ波送電装置からのマイクロ波を受電して整流するマイクロ波受電装置であって、受電アンテナと、受電アンテナに対して同調周波数を可変可能なバリアブルキャパシタ要素と、電圧監視回路部と、電圧発生回路部とを備え、電圧監視回路部は出力の電圧をモニタし、電圧発生回路部を通じて、バリアブルキャパシタの値を常に出力が最大の値を取るように調整することを特徴とするマイクロ波受電装置。
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