JP2003348773A - マイクロ波送電法、マイクロ波受電装置及びｉｄタグシステム - Google Patents
マイクロ波送電法、マイクロ波受電装置及びｉｄタグシステムInfo
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- JP2003348773A JP2003348773A JP2003059626A JP2003059626A JP2003348773A JP 2003348773 A JP2003348773 A JP 2003348773A JP 2003059626 A JP2003059626 A JP 2003059626A JP 2003059626 A JP2003059626 A JP 2003059626A JP 2003348773 A JP2003348773 A JP 2003348773A
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- power transmission
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 整流効率を損なうことなく、送電量を調整す
るマイクロ波送電法及びマイクロ波受電装置、ＩＤタグ
システムを提供する。 【解決手段】 時間的に断続するマイクロ波パルスが送
電装置から送られる。マイクロ波パルスは、受電装置の
アンテナ１で捕らえられ整流回路８で整流される。整流
回路８から出力される直流パルスは、スイッチドキャパ
シタ回路９を通って平滑コンデンサ１１に蓄えられる。
整流回路８から直流パルスが出力されない期間は、スイ
ッチドキャパシタ回路９は整流回路８から平滑コンデン
サ１１を切り離す。
るマイクロ波送電法及びマイクロ波受電装置、ＩＤタグ
システムを提供する。 【解決手段】 時間的に断続するマイクロ波パルスが送
電装置から送られる。マイクロ波パルスは、受電装置の
アンテナ１で捕らえられ整流回路８で整流される。整流
回路８から出力される直流パルスは、スイッチドキャパ
シタ回路９を通って平滑コンデンサ１１に蓄えられる。
整流回路８から直流パルスが出力されない期間は、スイ
ッチドキャパシタ回路９は整流回路８から平滑コンデン
サ１１を切り離す。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、マイクロ波によっ
て電力を伝送するマイクロ波送電法及びマイクロ波受電
装置、この方法を適用したＩＤタグシステムに関する。
て電力を伝送するマイクロ波送電法及びマイクロ波受電
装置、この方法を適用したＩＤタグシステムに関する。
【０００２】
【従来の技術】電波からエネルギーを得ようというコン
セプトの一つに宇宙太陽光発電衛星（Solar Power Stat
ion：以下、ＳＰＳという）計画がある。これは、地球
の衛星軌道上に太陽電池パネルを並べた巨大な衛星を打
ち上げ、そこで作った電力をマイクロ波で地球に送るも
のである。また、有線送電が難しい離島や山頂などへの
送電にもマイクロ波送電を利用する計画がある。
セプトの一つに宇宙太陽光発電衛星（Solar Power Stat
ion：以下、ＳＰＳという）計画がある。これは、地球
の衛星軌道上に太陽電池パネルを並べた巨大な衛星を打
ち上げ、そこで作った電力をマイクロ波で地球に送るも
のである。また、有線送電が難しい離島や山頂などへの
送電にもマイクロ波送電を利用する計画がある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】マイクロ波送電におい
ては、発電量変動と負荷変動に対応して送電量を調整す
る必要がある。現在、ＳＰＳ計画で使用が想定されてい
るマイクロ波は連続波（Continuous Wave）であるの
で、送電量を調整するには送電電力を変化させなければ
ならない。しかし、受電装置で使用される整流回路は、
図４に示すように受電電力がＰ0の時、整流効率が最大
になる特性があるため、送電電力を変化させると、整流
効率が悪くなり、損失が大きくなってしまう。
ては、発電量変動と負荷変動に対応して送電量を調整す
る必要がある。現在、ＳＰＳ計画で使用が想定されてい
るマイクロ波は連続波（Continuous Wave）であるの
で、送電量を調整するには送電電力を変化させなければ
ならない。しかし、受電装置で使用される整流回路は、
図４に示すように受電電力がＰ0の時、整流効率が最大
になる特性があるため、送電電力を変化させると、整流
効率が悪くなり、損失が大きくなってしまう。
【０００４】本発明は、このような事情に鑑み、整流効
率を損なうことなく、送電量を調整することができるマ
イクロ波送電法及びマイクロ波受電装置、ＩＤタグシス
テムを提供することを目的とする。
率を損なうことなく、送電量を調整することができるマ
イクロ波送電法及びマイクロ波受電装置、ＩＤタグシス
テムを提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
の、請求項１に記載の発明は、送電側のアンテナからマ
イクロ波を放射し、受電側のアンテナでマイクロ波を捕
らえて整流するマイクロ波送電法において、上記送電側
のアンテナから放射されるマイクロ波を時間的に断続す
るパルスにし、該パルスのデューティ比を変化させて送
電量を調整することを特徴とする。
の、請求項１に記載の発明は、送電側のアンテナからマ
イクロ波を放射し、受電側のアンテナでマイクロ波を捕
らえて整流するマイクロ波送電法において、上記送電側
のアンテナから放射されるマイクロ波を時間的に断続す
るパルスにし、該パルスのデューティ比を変化させて送
電量を調整することを特徴とする。
【０００６】請求項２に記載の発明は、請求項１に記載
の発明において、上記パルスの整流出力が生じていない
期間は、整流回路から蓄電用コンデンサを切り離すこと
を特徴とする。
の発明において、上記パルスの整流出力が生じていない
期間は、整流回路から蓄電用コンデンサを切り離すこと
を特徴とする。
【０００７】請求項3に記載の発明は、請求項１または
請求項２に記載の発明において、上記送電側のアンテナ
から放射されるマイクロ波は、周波数がパルス継続時間
内で単調に低くなっている一方、受電側では整流に先立
って、周波数成分の高いものを遅延して周波数成分の低
いものと干渉させることを特徴とする。
請求項２に記載の発明において、上記送電側のアンテナ
から放射されるマイクロ波は、周波数がパルス継続時間
内で単調に低くなっている一方、受電側では整流に先立
って、周波数成分の高いものを遅延して周波数成分の低
いものと干渉させることを特徴とする。
【０００８】請求項4に記載の発明は、時間的に断続す
るマイクロ波パルスをアンテナで捕らえて整流するマイ
クロ波受電装置であって、上記マイクロ波パルスの整流
出力が生じていない期間は、整流回路から蓄電用コンデ
ンサを切り離すスイッチ手段を設けたことを特徴とす
る。
るマイクロ波パルスをアンテナで捕らえて整流するマイ
クロ波受電装置であって、上記マイクロ波パルスの整流
出力が生じていない期間は、整流回路から蓄電用コンデ
ンサを切り離すスイッチ手段を設けたことを特徴とす
る。
【０００９】請求項5に記載の発明は、請求項４に記載
の発明において、上記スイッチ手段は、複数のコンデン
サの一端をそれぞれ半導体スイッチを介して並列接続
し、これら並列接続されたコンデンサの両端をそれぞれ
半導体スイッチを介して上記整流回路と蓄電用コンデン
サに接続するとともに、上記コンデンサの他端のそれぞ
れにブースト電圧を印加できるようにし、上記半導体ス
イッチとブースト電圧の印加を選択的に行うことで、上
記各コンデンサの電荷が後段のコンデンサに順次汲み出
されていくように構成してなるスイッチドキャパシタ回
路であることを特徴とする。
の発明において、上記スイッチ手段は、複数のコンデン
サの一端をそれぞれ半導体スイッチを介して並列接続
し、これら並列接続されたコンデンサの両端をそれぞれ
半導体スイッチを介して上記整流回路と蓄電用コンデン
サに接続するとともに、上記コンデンサの他端のそれぞ
れにブースト電圧を印加できるようにし、上記半導体ス
イッチとブースト電圧の印加を選択的に行うことで、上
記各コンデンサの電荷が後段のコンデンサに順次汲み出
されていくように構成してなるスイッチドキャパシタ回
路であることを特徴とする。
【００１０】請求項６に記載の発明は、請求項５に記載
の発明において、前記スイッチドキャパシタ回路を並列
に複数備え、且つ各スイッチドキャパシタ回路のスイッ
チ切り換えをおこなうクロック信号の位相をずらすこと
により各スイッチドキャパシタ回路から電荷を蓄電用コ
ンデンサに順次汲み出すことを特徴とする。
の発明において、前記スイッチドキャパシタ回路を並列
に複数備え、且つ各スイッチドキャパシタ回路のスイッ
チ切り換えをおこなうクロック信号の位相をずらすこと
により各スイッチドキャパシタ回路から電荷を蓄電用コ
ンデンサに順次汲み出すことを特徴とする。
【００１１】請求項７に記載の発明は、請求項５に記載
の発明において、前記スイッチドキャパシタ回路は、直
列に接続され且つ２つの位置に切り換え可能な複数の切
り換えスイッチと、切り換えスイッチ間に配置されたコ
ンデンサとを備え、各切り換えスイッチは、クロック信
号制御回路部により２つの位置に切り換えられて、一方
の位置でコンデンサへ充電を行ない、他方の位置でコン
デンサから放電がなされることを特徴とする。
の発明において、前記スイッチドキャパシタ回路は、直
列に接続され且つ２つの位置に切り換え可能な複数の切
り換えスイッチと、切り換えスイッチ間に配置されたコ
ンデンサとを備え、各切り換えスイッチは、クロック信
号制御回路部により２つの位置に切り換えられて、一方
の位置でコンデンサへ充電を行ない、他方の位置でコン
デンサから放電がなされることを特徴とする。
【００１２】請求項８に記載の発明は、時間的に断続す
るマイクロ波パルスをアンテナで捕らえて整流するマイ
クロ波受電装置であって、マイクロ波パルスの出力を汲
み上げているときには蓄電用コンデンサを切り離すスイ
ッチドキャパシタ回路を備え、このスイッチドキャパシ
タ回路は直列に接続され且つ２つの位置に切り換え可能
な複数の切り換えスイッチと、切り換えスイッチ間に配
置されたコンデンサとを備え、各切り換えスイッチは、
マイクロ波パルスに応答してＯＮ／ＯＦＦするスイッチ
ング素子であり、ＯＮ位置でコンデンサへ充電を行な
い、ＯＦＦ位置でコンデンサから蓄電用コンデンサへの
放電がなされることを特徴とする。
るマイクロ波パルスをアンテナで捕らえて整流するマイ
クロ波受電装置であって、マイクロ波パルスの出力を汲
み上げているときには蓄電用コンデンサを切り離すスイ
ッチドキャパシタ回路を備え、このスイッチドキャパシ
タ回路は直列に接続され且つ２つの位置に切り換え可能
な複数の切り換えスイッチと、切り換えスイッチ間に配
置されたコンデンサとを備え、各切り換えスイッチは、
マイクロ波パルスに応答してＯＮ／ＯＦＦするスイッチ
ング素子であり、ＯＮ位置でコンデンサへ充電を行な
い、ＯＦＦ位置でコンデンサから蓄電用コンデンサへの
放電がなされることを特徴とする。
【００１３】請求項９に記載の発明は、請求項４または
請求項５に記載の発明において、周波数が高くなるほど
遅延時間が大きくなるディレイフィルタを上記アンテナ
と整流回路の間に設け、周波数がパルス継続時間内で単
調に低くなっているマイクロ波パルスを、上記アンテナ
で捕らえて上記ディレイフィルタに通すようにしたこと
を特徴とする。
請求項５に記載の発明において、周波数が高くなるほど
遅延時間が大きくなるディレイフィルタを上記アンテナ
と整流回路の間に設け、周波数がパルス継続時間内で単
調に低くなっているマイクロ波パルスを、上記アンテナ
で捕らえて上記ディレイフィルタに通すようにしたこと
を特徴とする。
【００１４】請求項１０記載の発明は、周波数がパルス
継続時間内で単調に低くなっているマイクロ波パルスを
アンテナから放射するリーダと、アンテナで捕らえた上
記マイクロ波パルスを、周波数が高くなるほど遅延時間
が大きくなるディレイフィルタに通し、上記マイクロ波
パルスを整流して二次電池を充電するタグとからなるこ
とを特徴とする。請求項１３に記載の発明は、請求項３
又は９に記載のマイクロ波受電装置において、周波数に
対する遅延時間に対応してＯＮ／ＯＦＦする複数の切り
替え回路を備え、各切り替え回路は遅延時間に対応する
ディレイフィルタを備えることを特徴とする。請求項１
４に記載の発明は、送電側のアンテナからマイクロ波を
放射し、受電側のアンテナでマイクロ波を捕らえて整流
するマイクロ波送電法において、上記送電側のアンテナ
から放射されるマイクロ波を時間的に断続するパルスに
し、該パルスのデューティ比を変化させて送電量を調整
するとともに、受電側から送電側に戻ってくるマイクロ
波パルスの通信信号に応答して送電量を調整することを
特徴とする。
継続時間内で単調に低くなっているマイクロ波パルスを
アンテナから放射するリーダと、アンテナで捕らえた上
記マイクロ波パルスを、周波数が高くなるほど遅延時間
が大きくなるディレイフィルタに通し、上記マイクロ波
パルスを整流して二次電池を充電するタグとからなるこ
とを特徴とする。請求項１３に記載の発明は、請求項３
又は９に記載のマイクロ波受電装置において、周波数に
対する遅延時間に対応してＯＮ／ＯＦＦする複数の切り
替え回路を備え、各切り替え回路は遅延時間に対応する
ディレイフィルタを備えることを特徴とする。請求項１
４に記載の発明は、送電側のアンテナからマイクロ波を
放射し、受電側のアンテナでマイクロ波を捕らえて整流
するマイクロ波送電法において、上記送電側のアンテナ
から放射されるマイクロ波を時間的に断続するパルスに
し、該パルスのデューティ比を変化させて送電量を調整
するとともに、受電側から送電側に戻ってくるマイクロ
波パルスの通信信号に応答して送電量を調整することを
特徴とする。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を添付
図面に基づいて詳細に説明する。 （第１の実施形態）図１は本発明のマイクロ波受電装置
を示している。このマイクロ波受電装置には、図３
（ａ）に示すような時間的に断続するマイクロ波パルス
が送電装置（図示せず）から送られてくる。
図面に基づいて詳細に説明する。 （第１の実施形態）図１は本発明のマイクロ波受電装置
を示している。このマイクロ波受電装置には、図３
（ａ）に示すような時間的に断続するマイクロ波パルス
が送電装置（図示せず）から送られてくる。
【００１６】マイクロ波パルスはアンテナ１で捕らえら
れてフィルタ２に送られる。このフィルタ２はコンデン
サ３,４とインダクタ５で構成されていて、後段の整流
回路８で発生する高調波がアンテナ１から放射されるの
を防止すべく高調波の通過を阻止する。フィルタ２を通
過したマイクロ波パルスは、２つのショットキーバリア
ダイオード（以下、ＳＢＤという）６,７からなる整流
回路８に送られる。この整流回路８は、半波・倍圧整流
回路であり、４Ｄi方式に比べて１Ｄしかドロップせ
ず、全波整流が可能で、図３（ｂ）に示すような直流パ
ルスが出力される。
れてフィルタ２に送られる。このフィルタ２はコンデン
サ３,４とインダクタ５で構成されていて、後段の整流
回路８で発生する高調波がアンテナ１から放射されるの
を防止すべく高調波の通過を阻止する。フィルタ２を通
過したマイクロ波パルスは、２つのショットキーバリア
ダイオード（以下、ＳＢＤという）６,７からなる整流
回路８に送られる。この整流回路８は、半波・倍圧整流
回路であり、４Ｄi方式に比べて１Ｄしかドロップせ
ず、全波整流が可能で、図３（ｂ）に示すような直流パ
ルスが出力される。
【００１７】整流回路８から出力された直流パルスは、
スイッチ手段としてのスイッチドキャパシタ回路９に入
力される。このスイッチドキャパシタ回路９は、複数の
コンデンサＣと、ＭＯＳＦＥＴで構成したスイッチＳＷ
と、インバータ１０とで構成されている。すなわち、複
数のコンデンサＣの一端をそれぞれスイッチＳＷを介し
て並列接続するとともに、これら並列接続されたコンデ
ンサＣの両端をそれぞれスイッチＳＷを介して整流回路
８と蓄電用コンデンサ１１に接続してある。
スイッチ手段としてのスイッチドキャパシタ回路９に入
力される。このスイッチドキャパシタ回路９は、複数の
コンデンサＣと、ＭＯＳＦＥＴで構成したスイッチＳＷ
と、インバータ１０とで構成されている。すなわち、複
数のコンデンサＣの一端をそれぞれスイッチＳＷを介し
て並列接続するとともに、これら並列接続されたコンデ
ンサＣの両端をそれぞれスイッチＳＷを介して整流回路
８と蓄電用コンデンサ１１に接続してある。
【００１８】奇数番目のＳＷを構成するＭＯＳＦＥＴの
ゲートには、クロック信号ＣＫが入力される一方、偶数
番目のＳＷを構成するＭＯＳＦＥＴのゲートには、反転
クロック信号ＣＫバーが入力される。さらに、奇数番目
のコンデンＣ1,3..には1つのインバータ１０を介してク
ロック信号ＣＫが入力される一方、偶数番目のコンデン
サＣ2,4..には２つのインバータ１０を介してクロック
信号ＣＫが入力される。つまり、各コンデンサＣにはブ
ースト電圧が印加されるようになっているので、段数分
だけ昇圧されて最終段の蓄電用コンデンサ１１に蓄えら
れることになる。
ゲートには、クロック信号ＣＫが入力される一方、偶数
番目のＳＷを構成するＭＯＳＦＥＴのゲートには、反転
クロック信号ＣＫバーが入力される。さらに、奇数番目
のコンデンＣ1,3..には1つのインバータ１０を介してク
ロック信号ＣＫが入力される一方、偶数番目のコンデン
サＣ2,4..には２つのインバータ１０を介してクロック
信号ＣＫが入力される。つまり、各コンデンサＣにはブ
ースト電圧が印加されるようになっているので、段数分
だけ昇圧されて最終段の蓄電用コンデンサ１１に蓄えら
れることになる。
【００１９】クロック信号ＣＫがＨレベルになると、図
２（ａ）に示すように奇数番目のスイッチＳＷ1,3..が
ＯＮになるとともに、偶数番目のコンデンサＣ2,4..に
ブースト電圧が印加される。よって、先頭のコンデンサ
Ｃ１に整流回路６から電荷が流れ込むとともに、偶数番
目のコンデンサＣ2,4..の電荷が後段のコンデンサＣ3,
5..に汲み出される。
２（ａ）に示すように奇数番目のスイッチＳＷ1,3..が
ＯＮになるとともに、偶数番目のコンデンサＣ2,4..に
ブースト電圧が印加される。よって、先頭のコンデンサ
Ｃ１に整流回路６から電荷が流れ込むとともに、偶数番
目のコンデンサＣ2,4..の電荷が後段のコンデンサＣ3,
5..に汲み出される。
【００２０】クロック信号ＣＫがＬレベルになると、図
２（ｂ）に示すように偶数番目のスイッチＳＷ2,4..が
ＯＮになるとともに、奇数番目のコンデンサＣ1,3..に
ブースト電圧が印加される。よって、奇数番目のコンデ
ンサＣ1,3..の電荷が後段のコンデンサＣ2,3..に汲み出
される。このようにクロック信号ＣＫに同期して、各コ
ンデンサＣの電荷が後段のコンデンサＣに順次汲み出さ
れていく。スイッチドキャパシタ回路９から汲み出され
た電荷は蓄電用コンデンサ１１に一旦蓄えられ、出力端
子１２から負荷に供給される。
２（ｂ）に示すように偶数番目のスイッチＳＷ2,4..が
ＯＮになるとともに、奇数番目のコンデンサＣ1,3..に
ブースト電圧が印加される。よって、奇数番目のコンデ
ンサＣ1,3..の電荷が後段のコンデンサＣ2,3..に汲み出
される。このようにクロック信号ＣＫに同期して、各コ
ンデンサＣの電荷が後段のコンデンサＣに順次汲み出さ
れていく。スイッチドキャパシタ回路９から汲み出され
た電荷は蓄電用コンデンサ１１に一旦蓄えられ、出力端
子１２から負荷に供給される。
【００２１】クロック信号ＣＫの周波数は、図３（ｂ）
に示す整流回路８からの出力パルスの周波数よりも高く
設定されている。ただし、整流回路８からパルスが出力
されない期間は、クロック信号ＣＫと反転クロック信号
ＣＫバーのいずれもＬレベルにして、全てのスイッチＳ
ＷをＯＦＦにする。
に示す整流回路８からの出力パルスの周波数よりも高く
設定されている。ただし、整流回路８からパルスが出力
されない期間は、クロック信号ＣＫと反転クロック信号
ＣＫバーのいずれもＬレベルにして、全てのスイッチＳ
ＷをＯＦＦにする。
【００２２】この受電装置には、図３（ａ）に示すよう
なマイクロ波パルスが送電装置から送られてくるので、
送電量の調整にあたっては、マイクロ波パルスのデュー
ティ比ｔ/Tを変化させればよい。ところで、整流回路８
には図４に示すような効率特性があるため、受電電力を
Ｐｏにして整流効率を最大にしてある。従来の連続波に
よる送電法では、送電量を調整しようとする場合には、
送電電力を変化させなければならないため、受電電力が
最大効率となる値Ｐｏから外れて、整流効率が悪くなっ
てしまう。一方、本発明のパルス送電法では、ＰＷＭ変
調によってマイクロ波パルスのデューティ比ｔ/Tを変化
させるので、つまり、受電電力は変化しないので、整流
効率を最大に保つことができる。
なマイクロ波パルスが送電装置から送られてくるので、
送電量の調整にあたっては、マイクロ波パルスのデュー
ティ比ｔ/Tを変化させればよい。ところで、整流回路８
には図４に示すような効率特性があるため、受電電力を
Ｐｏにして整流効率を最大にしてある。従来の連続波に
よる送電法では、送電量を調整しようとする場合には、
送電電力を変化させなければならないため、受電電力が
最大効率となる値Ｐｏから外れて、整流効率が悪くなっ
てしまう。一方、本発明のパルス送電法では、ＰＷＭ変
調によってマイクロ波パルスのデューティ比ｔ/Tを変化
させるので、つまり、受電電力は変化しないので、整流
効率を最大に保つことができる。
【００２３】ところで、スイッチドキャパシタ回路９を
省いて、整流回路８と蓄電用コンデンサ１１を直接接続
すると、ＳＢＤ６,７の逆方向リーク特性によって、蓄
電用コンデンサ１１からＳＢＤ６,７へ電流が逆流し、
図３（ｃ）に示すような整流波形になってしまう。この
ため、整流回路６から直流パルスが出力されない期間
は、クロック信号ＣＫの発生を停止して全てのＳＷをＯ
ＦＦにすることで、コンデンサＣや蓄電用コンデンサ１
１からＳＢＤ６,７への逆流を阻止して、出力の低下を
防止している。
省いて、整流回路８と蓄電用コンデンサ１１を直接接続
すると、ＳＢＤ６,７の逆方向リーク特性によって、蓄
電用コンデンサ１１からＳＢＤ６,７へ電流が逆流し、
図３（ｃ）に示すような整流波形になってしまう。この
ため、整流回路６から直流パルスが出力されない期間
は、クロック信号ＣＫの発生を停止して全てのＳＷをＯ
ＦＦにすることで、コンデンサＣや蓄電用コンデンサ１
１からＳＢＤ６,７への逆流を阻止して、出力の低下を
防止している。
【００２４】さらに、スイッチドキャパシタ回路９の各
コンデンサＣにブースト電圧が印加されて、電荷の汲み
出しが行われるようにしてあるので、蓄電用コンデンサ
に蓄えられる電荷が大きくなる。
コンデンサＣにブースト電圧が印加されて、電荷の汲み
出しが行われるようにしてあるので、蓄電用コンデンサ
に蓄えられる電荷が大きくなる。
【００２５】図３（ａ）に示すマイクロ波パルスは、パ
ルス幅ｔを２〜１８msec、周期Ｔを２０msec、したがっ
てデューティ比ｔ/Ｔを１０〜９０％にするのが好まし
い。また、クロック信号ＣＫの周波数は１０K〜５００K
Hzにするのが好ましい。
ルス幅ｔを２〜１８msec、周期Ｔを２０msec、したがっ
てデューティ比ｔ/Ｔを１０〜９０％にするのが好まし
い。また、クロック信号ＣＫの周波数は１０K〜５００K
Hzにするのが好ましい。
【００２６】（第２の実施形態）図５はマイクロ波送電
システムを示している。送電装置は、周波数掃引信号発
生器２０の出力信号をアンプ２１で増幅してアンテナ２
２から放射させる。周波数掃引信号発生器２０は、図６
に示すようなマイクロ波のパルス信号を発生する。すな
わち、周波数がパルス継続時間ｔ内で単調に低くなって
いる信号を発生する。
システムを示している。送電装置は、周波数掃引信号発
生器２０の出力信号をアンプ２１で増幅してアンテナ２
２から放射させる。周波数掃引信号発生器２０は、図６
に示すようなマイクロ波のパルス信号を発生する。すな
わち、周波数がパルス継続時間ｔ内で単調に低くなって
いる信号を発生する。
【００２７】受電装置は、送電装置からのマイクロ波パ
ルスをアンテナ２３で捕らえてディレイフィルタ２４に
通す。このディレイフィルタ２４は、図８に示すように
周波数が高くなるほど遅延時間が大きくなる特性を持っ
ている。図７は、マイクロ波パルスのディレイフィルタ
２４通過による波形変化を示している。すなわち、周波
数の高い波形が遅延して周波数の低い波形と重なって干
渉し、パルス幅が狭まって波高値を高くする。
ルスをアンテナ２３で捕らえてディレイフィルタ２４に
通す。このディレイフィルタ２４は、図８に示すように
周波数が高くなるほど遅延時間が大きくなる特性を持っ
ている。図７は、マイクロ波パルスのディレイフィルタ
２４通過による波形変化を示している。すなわち、周波
数の高い波形が遅延して周波数の低い波形と重なって干
渉し、パルス幅が狭まって波高値を高くする。
【００２８】ディレイフィルタ２４を通過したマイクロ
波パルスは、整流回路２５で整流されて直流パルスとな
る。直流パルスはスイッチドキャパシタ回路２６を経由
して負荷２７に供給される。なお、整流回路２５,スイ
ッチドキャパシタ回路２６は第１の実施形態の整流回路
８,スイッチドキャパシタ回路９と同じものである。
波パルスは、整流回路２５で整流されて直流パルスとな
る。直流パルスはスイッチドキャパシタ回路２６を経由
して負荷２７に供給される。なお、整流回路２５,スイ
ッチドキャパシタ回路２６は第１の実施形態の整流回路
８,スイッチドキャパシタ回路９と同じものである。
【００２９】図９はマイクロ波のパワー・スペクトラム
の変化を示している。すなわち、送電装置から送られる
マイクロ波は、スペクトラム成分が小さい振幅で広い帯
域に分布している（同図ａの曲線）。一方、ディレイフ
ィルタ２４を通過したマイクロ波は、スペクトラム成分
が大きい振幅で狭い帯域に分布している（同図ｂの曲
線）。つまり、送電側で広い帯域に拡散させておいたス
ペクトラム成分を、受電側で狭い帯域に圧縮すること
で、スペクトラム分布の振幅を大きくしている。
の変化を示している。すなわち、送電装置から送られる
マイクロ波は、スペクトラム成分が小さい振幅で広い帯
域に分布している（同図ａの曲線）。一方、ディレイフ
ィルタ２４を通過したマイクロ波は、スペクトラム成分
が大きい振幅で狭い帯域に分布している（同図ｂの曲
線）。つまり、送電側で広い帯域に拡散させておいたス
ペクトラム成分を、受電側で狭い帯域に圧縮すること
で、スペクトラム分布の振幅を大きくしている。
【００３０】マイクロ波送電においては、マイクロ波の
生態系への影響や通信電波との干渉などを考慮すると、
マイクロ波の電力密度を大きくすることには限界があ
る。つまり、受電装置の単位モジュールから得られる電
力には限界がある。ところが、上述の送電方法による
と、受電側での帯域圧縮によってスペクトラム分布の振
幅を大きくしているので、マイクロ波の電力密度を大き
くしなくても、送電電力を大きくすることができる。
生態系への影響や通信電波との干渉などを考慮すると、
マイクロ波の電力密度を大きくすることには限界があ
る。つまり、受電装置の単位モジュールから得られる電
力には限界がある。ところが、上述の送電方法による
と、受電側での帯域圧縮によってスペクトラム分布の振
幅を大きくしているので、マイクロ波の電力密度を大き
くしなくても、送電電力を大きくすることができる。
【００３１】さらに、整流回路２５からは直流パルスが
出力されることになるが、整流回路２５の後段にはスイ
ッチドキャパシタ回路２６を設けてあるので、整流回路
２５のＳＢＤへの電流リークを阻止することができ、出
力の低下防止に役立つ。
出力されることになるが、整流回路２５の後段にはスイ
ッチドキャパシタ回路２６を設けてあるので、整流回路
２５のＳＢＤへの電流リークを阻止することができ、出
力の低下防止に役立つ。
【００３２】周波数掃引信号発生器２０が発生する周波
数は、例えば２.４〜２.５GHzのように１００ＭＨｚ程
度の範囲で変化させるのが好ましい。また、パルス継続
時間ｔは１０msec位に、デューティ比は１０〜９０％す
るのが好ましい。
数は、例えば２.４〜２.５GHzのように１００ＭＨｚ程
度の範囲で変化させるのが好ましい。また、パルス継続
時間ｔは１０msec位に、デューティ比は１０〜９０％す
るのが好ましい。
【００３３】（第3の実施形態）次に、第２の実施形態
のマイクロ波送電法をＩＤタグシステムに適用する場合
について説明する。なお、第２の実施形態と同一の構成
要素は同一の符号を付し説明を省略する。
のマイクロ波送電法をＩＤタグシステムに適用する場合
について説明する。なお、第２の実施形態と同一の構成
要素は同一の符号を付し説明を省略する。
【００３４】図１０はリーダ側のブロック図である。ア
ンプ２１とアンテナ２２の間にはサーキュレータ２８が
設けてあり、このサーキュレータ２８にはアンプ２１を
介して復調器２９を接続してある。つまり、サーキュレ
ータ２８は、周波数掃引信号発生器２０からアンテナ２
２への信号伝達と、アンテナ２２から復調器２９への信
号伝達とを可能にするものである。尚、サーキュレータ
２８とアンプ２１との間に整流回路２５を設けてもよ
い。
ンプ２１とアンテナ２２の間にはサーキュレータ２８が
設けてあり、このサーキュレータ２８にはアンプ２１を
介して復調器２９を接続してある。つまり、サーキュレ
ータ２８は、周波数掃引信号発生器２０からアンテナ２
２への信号伝達と、アンテナ２２から復調器２９への信
号伝達とを可能にするものである。尚、サーキュレータ
２８とアンプ２１との間に整流回路２５を設けてもよ
い。
【００３５】図11はタグ側のブロック図である。整流回
路２５にはロードスイッチ３０を介して負荷抵抗３１を
接続してあり、ロードスイッチ３０はマイクロコンピュ
ータ３２からの信号によって開閉される。スイッチドキ
ャパシタ回路２６から出力される直流パルスは２次電池
３３を充電するとともに、マイクロコンピュータ３２は
２次電池３３を電源として起動される。
路２５にはロードスイッチ３０を介して負荷抵抗３１を
接続してあり、ロードスイッチ３０はマイクロコンピュ
ータ３２からの信号によって開閉される。スイッチドキ
ャパシタ回路２６から出力される直流パルスは２次電池
３３を充電するとともに、マイクロコンピュータ３２は
２次電池３３を電源として起動される。
【００３６】次に、このＩＤタグシステムの動作につい
て説明する。タグには、図６に示すようなマイクロ波パ
ルスがリーダから送られる。リーダは、このマイクロ波
パルスを整流回路２６で整流し、直流パルスがスイッチ
ドキャパシタ回路２６を介して２次電池３３に供給す
る。２次電池３３の電圧が規定値に達すると、マイクロ
コンピュータ３２が起動し、ロードスイッチ３０をマイ
クロ波パルスに同期して開閉させる。つまり、このタグ
はマイクロ波送電によってリーダから電力を供給される
電池レスタイプのものである。なお、ロードスイッチ３
０の開閉はリーダ側へ送信すべきシリアルデータに対応
して行われる。
て説明する。タグには、図６に示すようなマイクロ波パ
ルスがリーダから送られる。リーダは、このマイクロ波
パルスを整流回路２６で整流し、直流パルスがスイッチ
ドキャパシタ回路２６を介して２次電池３３に供給す
る。２次電池３３の電圧が規定値に達すると、マイクロ
コンピュータ３２が起動し、ロードスイッチ３０をマイ
クロ波パルスに同期して開閉させる。つまり、このタグ
はマイクロ波送電によってリーダから電力を供給される
電池レスタイプのものである。なお、ロードスイッチ３
０の開閉はリーダ側へ送信すべきシリアルデータに対応
して行われる。
【００３７】ロードスイッチ３０を開閉させると、整流
回路２５から負荷抵抗３１へ流れる電流が断続される
が、ロードスイッチ３０の開閉にともなって、タグ側の
アンテナ２３で反射するマイクロ波の反射率が変化す
る。この反射波は入射波と干渉して定在波を生じるが、
その波高値もロードスイッチ３０の開閉によって変化す
ることになる。つまり、リーダ側から見たＶＳＷＲ(Vol
tage Standing Wave Ratio)が変化する。
回路２５から負荷抵抗３１へ流れる電流が断続される
が、ロードスイッチ３０の開閉にともなって、タグ側の
アンテナ２３で反射するマイクロ波の反射率が変化す
る。この反射波は入射波と干渉して定在波を生じるが、
その波高値もロードスイッチ３０の開閉によって変化す
ることになる。つまり、リーダ側から見たＶＳＷＲ(Vol
tage Standing Wave Ratio)が変化する。
【００３８】この定在波はリーダ側のアンテナ２２で受
信され、サーキュレータ２８とアンプ２１を通して復調
器２９に入力される。タグからリーダへのデータ送信は
このように行われる。図１２（ａ）はリーダから送られ
るマイクロ波パルスを、同図（ｂ）はリーダに戻ってく
る定在波をそれぞれ模式的に示したものである。この作
用を本発明の目的の一つであるマイクロ波による電力の
送電という用途で応用した場合、負荷側から送電側へな
んらかの通信が行えることになる。例えば、充分な電力
が供給されていない場合、送電量を増やすための要請信
号を送ることができることになる。送電側は負荷側での
消費状況が把握できるわけである。
信され、サーキュレータ２８とアンプ２１を通して復調
器２９に入力される。タグからリーダへのデータ送信は
このように行われる。図１２（ａ）はリーダから送られ
るマイクロ波パルスを、同図（ｂ）はリーダに戻ってく
る定在波をそれぞれ模式的に示したものである。この作
用を本発明の目的の一つであるマイクロ波による電力の
送電という用途で応用した場合、負荷側から送電側へな
んらかの通信が行えることになる。例えば、充分な電力
が供給されていない場合、送電量を増やすための要請信
号を送ることができることになる。送電側は負荷側での
消費状況が把握できるわけである。
【００３９】このＩＤタグシステムでは、図６に示すよ
うなマイクロ波パルスによってタグ側への電力供給を行
っているので、マイクロ波の電力密度を電波法の許容範
囲に保っても、大きな電力の供給が可能になる。つま
り、タグ側の２次電池３３の充電時間を短くするために
は、図３（ａ）に示すようなマイクロ波パルスを用いる
場合、そのデューティ比をできるだけ大きくしなければ
ならないが、図６に示すようなマイクロ波パルスを用い
ると、図７に示すように整流後はいずれにしてもパルス
になり、大きな電力を得るためにデューティ比をできる
だけ大きくとる必要がないので、このパルス巾をある範
囲（１０〜９０％）で可変することが可能であり、デュ
ーティ比は小さくて済む。このデューティ比の変調でデ
ジタル信号データのやりとりも可能になる。
うなマイクロ波パルスによってタグ側への電力供給を行
っているので、マイクロ波の電力密度を電波法の許容範
囲に保っても、大きな電力の供給が可能になる。つま
り、タグ側の２次電池３３の充電時間を短くするために
は、図３（ａ）に示すようなマイクロ波パルスを用いる
場合、そのデューティ比をできるだけ大きくしなければ
ならないが、図６に示すようなマイクロ波パルスを用い
ると、図７に示すように整流後はいずれにしてもパルス
になり、大きな電力を得るためにデューティ比をできる
だけ大きくとる必要がないので、このパルス巾をある範
囲（１０〜９０％）で可変することが可能であり、デュ
ーティ比は小さくて済む。このデューティ比の変調でデ
ジタル信号データのやりとりも可能になる。
【００４０】このため、パルス周波数を高くすることが
でき、通信速度が速くなる。さらに、ＡＳＫ（Amplitud
e shift Keying）以外の変調方式を採用することがで
き、変調の自由度が高くなる。また、電波の到達距離が
画期的に長くなるという効果もある。
でき、通信速度が速くなる。さらに、ＡＳＫ（Amplitud
e shift Keying）以外の変調方式を採用することがで
き、変調の自由度が高くなる。また、電波の到達距離が
画期的に長くなるという効果もある。
【００４１】以上、３つの実施形態について説明した
が、本発明はこれらの実施形態に限定されるものではな
い。例えば、図１３に示すように、整流回路８に複数の
スイッチドキャパシタ回路９（又は２６、以下同じ）を
それぞれ逆流防止ダイオード４１とともに並列に配列し
て、スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御するクロッ
ク信号の位相を各スイッチドキャパシタ回路９ごとにず
らすものであっても良い。例えば、この回路では３つの
スイッチドキャパシタ回路があるので、位相を９０度づ
つずらせばバランスが良い。そうすることで、スイッチ
のＯＮ／ＯＦＦによるデッドタイムを低減でき効率が良
い。
が、本発明はこれらの実施形態に限定されるものではな
い。例えば、図１３に示すように、整流回路８に複数の
スイッチドキャパシタ回路９（又は２６、以下同じ）を
それぞれ逆流防止ダイオード４１とともに並列に配列し
て、スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御するクロッ
ク信号の位相を各スイッチドキャパシタ回路９ごとにず
らすものであっても良い。例えば、この回路では３つの
スイッチドキャパシタ回路があるので、位相を９０度づ
つずらせばバランスが良い。そうすることで、スイッチ
のＯＮ／ＯＦＦによるデッドタイムを低減でき効率が良
い。
【００４２】また、スイッチドキャパシタ回路９として
は、図１４及び図１５に示すものであってもよい。この
スイッチドキャパシタ回路９において、ＳＷ1〜ＳＷ2n
はスイッチ、ＣＰＴ1〜ＣＰＴnはキャパシタ（コンデン
サ）である。その他、図１４及び図１５において、符号
９ｂ、９ｃは入力端子であり、９ａ、９ｆは出力端子で
ある。クロック入力端子９ｄにはスイッチＳＷ1〜ＳＷ2
nを各々“１”側（状態１）に切り換えるクロック信号
が、反転クロック入力端子９ｅにはスイッチＳＷ1〜Ｓ
Ｗ2nを各々“２”側（状態２）に切り換える反転クロッ
ク信号が各々入力される。
は、図１４及び図１５に示すものであってもよい。この
スイッチドキャパシタ回路９において、ＳＷ1〜ＳＷ2n
はスイッチ、ＣＰＴ1〜ＣＰＴnはキャパシタ（コンデン
サ）である。その他、図１４及び図１５において、符号
９ｂ、９ｃは入力端子であり、９ａ、９ｆは出力端子で
ある。クロック入力端子９ｄにはスイッチＳＷ1〜ＳＷ2
nを各々“１”側（状態１）に切り換えるクロック信号
が、反転クロック入力端子９ｅにはスイッチＳＷ1〜Ｓ
Ｗ2nを各々“２”側（状態２）に切り換える反転クロッ
ク信号が各々入力される。
【００４３】上記キャパシタＣＰＴ1〜ＣＰＴnは、状態
１においては直列接続されてＨＶ出力端子９ａ及びＬＶ
出力端子９ｆ相互間に挿入され、状態２においては並列
接続されてＲＦ入力端子９ｂ及び９ｃ相互間に挿入され
るようスイッチＳＷ1〜ＳＷ2nに接続されている。また
スイッチＳＷ1〜ＳＷ2nは、キャパシタＣＰＴ1〜ＣＰＴ
nが上記のように接続されるよう、各端子９ａ，９ｂ間
に接続されている。
１においては直列接続されてＨＶ出力端子９ａ及びＬＶ
出力端子９ｆ相互間に挿入され、状態２においては並列
接続されてＲＦ入力端子９ｂ及び９ｃ相互間に挿入され
るようスイッチＳＷ1〜ＳＷ2nに接続されている。また
スイッチＳＷ1〜ＳＷ2nは、キャパシタＣＰＴ1〜ＣＰＴ
nが上記のように接続されるよう、各端子９ａ，９ｂ間
に接続されている。
【００４４】このようなスイッチドキャパシタ回路９の
動作を説明すると、状態１においては、直列接続された
キャパシタＣＰＴ1〜ＣＰＴnがＨＶ出力端子９ａを介し
て蓄電用コンデンサ１１に接続されて放電し、また状態
２においては、並列接続されたキャパシタＣＰＴ1〜Ｃ
ＰＴnにＲＦ入力端子９ｂ、９ｃを介して接続されて各
キャパシタＣＰＴ1〜ＣＰＴnに蓄電する。状態１，２
は、クロック入力端子９ｄ及び反転クロック入力端子９
ｅに入力されるクロック信号，反転クロック信号により
切り換え制御されるスイッチＳＷ1〜ＳＷ2nにより所定
の周波数（周期）で交互に繰り返される。したがって、
キャパシタＣＰＴ1〜ＣＰＴnの上述の充放電動作が所定
の周波数で繰り返されて蓄電用コンデンサ１１に電荷を
汲み出す。
動作を説明すると、状態１においては、直列接続された
キャパシタＣＰＴ1〜ＣＰＴnがＨＶ出力端子９ａを介し
て蓄電用コンデンサ１１に接続されて放電し、また状態
２においては、並列接続されたキャパシタＣＰＴ1〜Ｃ
ＰＴnにＲＦ入力端子９ｂ、９ｃを介して接続されて各
キャパシタＣＰＴ1〜ＣＰＴnに蓄電する。状態１，２
は、クロック入力端子９ｄ及び反転クロック入力端子９
ｅに入力されるクロック信号，反転クロック信号により
切り換え制御されるスイッチＳＷ1〜ＳＷ2nにより所定
の周波数（周期）で交互に繰り返される。したがって、
キャパシタＣＰＴ1〜ＣＰＴnの上述の充放電動作が所定
の周波数で繰り返されて蓄電用コンデンサ１１に電荷を
汲み出す。
【００４５】図１５は図１４で説明したスイッチドキャ
パシタ回路９の具体的な回路構成例を示したものであ
る。この図１５において、ＮＭＯＳ1〜ＮＭＯＳ3n−1は
各々Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴを示す。その他、図１
５において図１４と同一符号は同一又は相当部分を示
す。
パシタ回路９の具体的な回路構成例を示したものであ
る。この図１５において、ＮＭＯＳ1〜ＮＭＯＳ3n−1は
各々Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴを示す。その他、図１
５において図１４と同一符号は同一又は相当部分を示
す。
【００４６】図１６及び図１７は、他の実施の形態を示
すものであり、この実施の形態では上述したようなクロ
ック制御をせずにスイッチング素子の切り換えを行うこ
とでスイッチドキャパシタ回路９の各キャパシタで蓄電
した電荷を蓄電用コンデンサに直接蓄電するものであ
る。図１６において、１０７はＲＦ入力端子Ｈ、１０８
はＲＦ入力端子Ｃ、１３００は１チップ（モノリシッ
ク）ＩＣによる集積回路部、９はスイッチドキャパシタ
回路、１３０７，１３０８は逆流阻止ダイオードであ
る。
すものであり、この実施の形態では上述したようなクロ
ック制御をせずにスイッチング素子の切り換えを行うこ
とでスイッチドキャパシタ回路９の各キャパシタで蓄電
した電荷を蓄電用コンデンサに直接蓄電するものであ
る。図１６において、１０７はＲＦ入力端子Ｈ、１０８
はＲＦ入力端子Ｃ、１３００は１チップ（モノリシッ
ク）ＩＣによる集積回路部、９はスイッチドキャパシタ
回路、１３０７，１３０８は逆流阻止ダイオードであ
る。
【００４７】スイッチドキャパシタ回路９，９は、ＲＦ
入力端子１０７，１０８からＲＦ入力を得て電圧出力Ｈ
ＶOUTからを蓄電用コンデンサ１１に蓄電するものであ
る。スイッチドキャパシタ回路９，９は、ＲＦH入力端
子９ｂ；ＲＦL入力端子９ｃ、ＨＶ出力端子９ａ；ＬＶ
出力端子９ｆを備えてなる。このスイッチドキャパシタ
回路９，９のＲＦH入力端子９ｂ及びＲＦL入力端子９ｃ
は、ＲＦ入力に対して所謂たすき掛け接続されている。
すなわち、一方のスイッチドキャパシタ回路９のＲＦH
入力端子９ｂ及び他方のスイッチドキャパシタ回路９の
ＲＦL入力端子９ｃは各々ＲＦ入力端子Ｈ１０８に、一
方のスイチッドキャパシタ回路９のＲＦL入力端子９ｂ
及び他方のスイチッドキャパシタ回路９のＲＦH入力端
子９ｃは各々ＲＦ入力端子１０７に接続されている。
入力端子１０７，１０８からＲＦ入力を得て電圧出力Ｈ
ＶOUTからを蓄電用コンデンサ１１に蓄電するものであ
る。スイッチドキャパシタ回路９，９は、ＲＦH入力端
子９ｂ；ＲＦL入力端子９ｃ、ＨＶ出力端子９ａ；ＬＶ
出力端子９ｆを備えてなる。このスイッチドキャパシタ
回路９，９のＲＦH入力端子９ｂ及びＲＦL入力端子９ｃ
は、ＲＦ入力に対して所謂たすき掛け接続されている。
すなわち、一方のスイッチドキャパシタ回路９のＲＦH
入力端子９ｂ及び他方のスイッチドキャパシタ回路９の
ＲＦL入力端子９ｃは各々ＲＦ入力端子Ｈ１０８に、一
方のスイチッドキャパシタ回路９のＲＦL入力端子９ｂ
及び他方のスイチッドキャパシタ回路９のＲＦH入力端
子９ｃは各々ＲＦ入力端子１０７に接続されている。
【００４８】一方、スイッチドキャパシタ回路部９のＨ
Ｖ出力端子９ａは逆流阻止ダイオード１３０７を介し
て、スイッチドキャパシタ回路９のＨＶ出力端子９ａは
逆流阻止ダイオード１３０８を介して、各々蓄電用コン
デンサ１１の一端に接続されている。また、一方のスイ
ッチドキャパシタ回路９のＬＶ出力端子９ｆ及び他方の
スイッチドキャパシタ回路９のＬＶ出力端子９ｆは共通
接続され、蓄電用コンデンサ１１の一端に接続されてい
る。
Ｖ出力端子９ａは逆流阻止ダイオード１３０７を介し
て、スイッチドキャパシタ回路９のＨＶ出力端子９ａは
逆流阻止ダイオード１３０８を介して、各々蓄電用コン
デンサ１１の一端に接続されている。また、一方のスイ
ッチドキャパシタ回路９のＬＶ出力端子９ｆ及び他方の
スイッチドキャパシタ回路９のＬＶ出力端子９ｆは共通
接続され、蓄電用コンデンサ１１の一端に接続されてい
る。
【００４９】図１７は図１６で説明したスイッチドキャ
パシタ回路９の具体的な回路構成例を示しており、この
図１７は図１５と略同様な構成であるが、スイッチのク
ロック制御が無い点が異なる。即ち、この実施の形態で
は、入力されるマイクロ波パルスがスイッチング素子で
あるＭＯＳゲートを直接たたいてスイッチの開閉を行う
ので、上述したようなクロック制御が必要ないため、電
荷消費量を少なくでき、効率がよい。その他、図１７に
おいて図１５と同一符号は同一又は相当部分を示す。
パシタ回路９の具体的な回路構成例を示しており、この
図１７は図１５と略同様な構成であるが、スイッチのク
ロック制御が無い点が異なる。即ち、この実施の形態で
は、入力されるマイクロ波パルスがスイッチング素子で
あるＭＯＳゲートを直接たたいてスイッチの開閉を行う
ので、上述したようなクロック制御が必要ないため、電
荷消費量を少なくでき、効率がよい。その他、図１７に
おいて図１５と同一符号は同一又は相当部分を示す。
【００５０】図１８は、更に他の実施の形態を示す回路
図である。この実施の形態では、図１で示す第１実施の
形態で用いたクロック信号（ＣＫ）を用いずに、受信回
路５１で受信したマイクロ波の周波数（ＲＦ信号）の振
幅を利用して各スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３・・・
の切り換えを行うものである。即ち、受信回路５１受信
したマイクロ波のＲＦ信号は、全波整流回路５３からク
ロックブースト回路９の各コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３
・・・の一端に送られるとともに、全波整流回路５３の
手前で半波整流回路５５及び５６を介してそれぞれ一つ
置きに各コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３・・・に接続され
ており、且つ他方の半波整流回路５６では遅延回路５４
によりＲＦ信号の位相をπ（ｒａｄ）、即ち１８０度、
ずらしている。この実施の形態では、クロック発生回路
が不用であるからその分電力消費が不用であり、電力の
効率化を図ることができる。
図である。この実施の形態では、図１で示す第１実施の
形態で用いたクロック信号（ＣＫ）を用いずに、受信回
路５１で受信したマイクロ波の周波数（ＲＦ信号）の振
幅を利用して各スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３・・・
の切り換えを行うものである。即ち、受信回路５１受信
したマイクロ波のＲＦ信号は、全波整流回路５３からク
ロックブースト回路９の各コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３
・・・の一端に送られるとともに、全波整流回路５３の
手前で半波整流回路５５及び５６を介してそれぞれ一つ
置きに各コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３・・・に接続され
ており、且つ他方の半波整流回路５６では遅延回路５４
によりＲＦ信号の位相をπ（ｒａｄ）、即ち１８０度、
ずらしている。この実施の形態では、クロック発生回路
が不用であるからその分電力消費が不用であり、電力の
効率化を図ることができる。
【００５１】図１９及び図２０は、更に他の実施の形態
を示す回路図であり、図２０の（ａ）及び（ｂ）は、そ
れぞれ図１９に示す回路の具体的構成図である。この実
施の形態では、図１８に示す実施の形態と同様に、クロ
ック信号（ＣＫ）を用いずに、受信回路５１で受信した
マイクロ波の周波数（ＲＦ信号）の振幅を利用して各ス
イッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３・・・の切り換えを行う
ものであり、遅延回路５４を設けずに、逆相の半端整流
回路５７を用いたものである。その他の点は上述の図１
８に示す実施の形態と同様である。尚、図２０（ｂ）の
Ｄ1〜Ｄ８はＭＯＳＦＥＴトランジスタである。図２１
は図１９に示す回路の更なる具体的構成図であり、図２
０（ａ）で示すＲ１とＲ２をＭＯＳＦＥＴの構成で置き
換えたものであり、この図２１に示す回路によれば、自
己消費電力が少なく、より高効率が得られる。また、上
述した第２実施の形態において、図６に示されるパルス
継続時間に対する周波数の変化は、図２２に示すような
時間と周波数との関係になる。この場合に、図２３に示
すように、長い時間の中で周波数の変化量を変化させる
と、受電側では、図２４に示すような周波数と遅延量と
の関係が必要になる。即ち、周波数に対する遅延時間を
複数有する遅延回路を有し、かつ図２４に示すような時
間・周波数変化に対応した回路の切り換えを行わなけれ
ば良好な受電がおこなえない。これに対して、図２５に
示すようなディレイフィルタ回路を複数設けて、あらか
じめ送電側と取り決められた時間に対する変化量に応じ
て、ディレイフィルタ回路を切り換えるようなシークエ
ンスで動作するようにしておけば、良好な受電が可能と
なる。こうすることで、送受電における符丁性、暗号性
の確保が可能となる。また、本発明の目的のひとつであ
る電力の送電と言う観点では、いわゆる契約者だけに送
電するというスキームも達成可能となる（換言すれば、
盗電防止）。ここで、上記時間に対する周波数変化は上
述の説明ではリニアで説明したが、例えば、ＰＷＭ変調
で信号を送信する場合など本方式においてデューティが
一定なので、ＰＦＷになってしまう。そうすると、デー
タによって整流後のＤＣパルスの波高値が上下すること
になる。それを避けるためには、上記時間に対する周波
数変化をステップ状にすることも良い。
を示す回路図であり、図２０の（ａ）及び（ｂ）は、そ
れぞれ図１９に示す回路の具体的構成図である。この実
施の形態では、図１８に示す実施の形態と同様に、クロ
ック信号（ＣＫ）を用いずに、受信回路５１で受信した
マイクロ波の周波数（ＲＦ信号）の振幅を利用して各ス
イッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３・・・の切り換えを行う
ものであり、遅延回路５４を設けずに、逆相の半端整流
回路５７を用いたものである。その他の点は上述の図１
８に示す実施の形態と同様である。尚、図２０（ｂ）の
Ｄ1〜Ｄ８はＭＯＳＦＥＴトランジスタである。図２１
は図１９に示す回路の更なる具体的構成図であり、図２
０（ａ）で示すＲ１とＲ２をＭＯＳＦＥＴの構成で置き
換えたものであり、この図２１に示す回路によれば、自
己消費電力が少なく、より高効率が得られる。また、上
述した第２実施の形態において、図６に示されるパルス
継続時間に対する周波数の変化は、図２２に示すような
時間と周波数との関係になる。この場合に、図２３に示
すように、長い時間の中で周波数の変化量を変化させる
と、受電側では、図２４に示すような周波数と遅延量と
の関係が必要になる。即ち、周波数に対する遅延時間を
複数有する遅延回路を有し、かつ図２４に示すような時
間・周波数変化に対応した回路の切り換えを行わなけれ
ば良好な受電がおこなえない。これに対して、図２５に
示すようなディレイフィルタ回路を複数設けて、あらか
じめ送電側と取り決められた時間に対する変化量に応じ
て、ディレイフィルタ回路を切り換えるようなシークエ
ンスで動作するようにしておけば、良好な受電が可能と
なる。こうすることで、送受電における符丁性、暗号性
の確保が可能となる。また、本発明の目的のひとつであ
る電力の送電と言う観点では、いわゆる契約者だけに送
電するというスキームも達成可能となる（換言すれば、
盗電防止）。ここで、上記時間に対する周波数変化は上
述の説明ではリニアで説明したが、例えば、ＰＷＭ変調
で信号を送信する場合など本方式においてデューティが
一定なので、ＰＦＷになってしまう。そうすると、デー
タによって整流後のＤＣパルスの波高値が上下すること
になる。それを避けるためには、上記時間に対する周波
数変化をステップ状にすることも良い。
【００５２】
【発明の効果】請求項１の発明によれば、整流効率を損
なうことなく、送電量を調整することができる。
なうことなく、送電量を調整することができる。
【００５３】請求項２と請求項４の発明によれば、整流
回路への電流リークが阻止され、出力の低下が防止でき
る。
回路への電流リークが阻止され、出力の低下が防止でき
る。
【００５４】請求項３と請求項９の発明によれば、マイ
クロ波の電力密度を大きくしなくても、送電電力を大き
くすることができる。
クロ波の電力密度を大きくしなくても、送電電力を大き
くすることができる。
【００５５】請求項５の発明によれば、スイッチドキャ
パシタ回路の各コンデンサにブースト電圧が印加されて
電荷の汲み出しが行われるので、蓄電用コンデンサに蓄
えられる電荷が大きくなる。
パシタ回路の各コンデンサにブースト電圧が印加されて
電荷の汲み出しが行われるので、蓄電用コンデンサに蓄
えられる電荷が大きくなる。
【００５６】請求項６の発明によれば、複数のスイッチ
ドキャパシタ回路を並列に設けスイッチ制御信号の位相
をずらすことにより、スイッチのＯＮ／ＯＦＦのデッド
タイムを低減でき、効率が良い。
ドキャパシタ回路を並列に設けスイッチ制御信号の位相
をずらすことにより、スイッチのＯＮ／ＯＦＦのデッド
タイムを低減でき、効率が良い。
【００５７】請求項７の発明によれば、クロック信号制
御により簡易な構成で電荷の汲み上げができる。
御により簡易な構成で電荷の汲み上げができる。
【００５８】請求項８の発明によれば、整流回路が不要
であり簡易な構成にすることができるとともに、マイク
ロ波パルスから直接電荷を汲み上げることができるので
スイッチ切り換えのためのクロック信号が不要であり消
費電荷を少なくでき、効率が良い。
であり簡易な構成にすることができるとともに、マイク
ロ波パルスから直接電荷を汲み上げることができるので
スイッチ切り換えのためのクロック信号が不要であり消
費電荷を少なくでき、効率が良い。
【００５９】請求項１０の発明によれば、マイクロ波パ
ルスのデューティ比を小さくできるので、通信速度が速
くなるとともに、変調の自由度が高くなり、電波の到達
距離が画期的に長くなる。請求項１１の発明によれば、
時間・周波数変化に対応した良好な受電を行うことがで
きる。また、所定の機能を備えた受電側にのみ送電する
ことができるので、例えば、契約者以外の者が盗電する
のを防止できる。請求項１２の発明によれば、送電側か
ら送電に対して受電側から送電側へ通信ができるので、
例えば、送電量を増やすための要請信号等を発すること
ができる。
ルスのデューティ比を小さくできるので、通信速度が速
くなるとともに、変調の自由度が高くなり、電波の到達
距離が画期的に長くなる。請求項１１の発明によれば、
時間・周波数変化に対応した良好な受電を行うことがで
きる。また、所定の機能を備えた受電側にのみ送電する
ことができるので、例えば、契約者以外の者が盗電する
のを防止できる。請求項１２の発明によれば、送電側か
ら送電に対して受電側から送電側へ通信ができるので、
例えば、送電量を増やすための要請信号等を発すること
ができる。
【図１】本発明の第１実施形態の受電装置を示す回路
図。
図。
【図２】同受電装置のスイッチドキャパシタ回路の動作
を説明する図。
を説明する図。
【図３】同受電装置の各部における波形を示す図。
【図４】整流回路の効率特性を示す図。
【図５】本発明の第２実施形態の送電システムを示すブ
ロック図。
ロック図。
【図６】同送電システムの周波数掃引信号発生器の出力
波形を示す図。
波形を示す図。
【図７】同送電システムのディレイフィルタ通過による
波形変化を示す図。
波形変化を示す図。
【図８】同ディレイフィルタの特性を示す図。
【図９】同送電システムにおけるマイクロ波のパワー・
スペクトラムを示す図。
スペクトラムを示す図。
【図１０】本発明の第３実施形態のＩＤタグシステムに
おけるリーダのブロック図。
おけるリーダのブロック図。
【図１１】同ＩＤタグシステムのタグのブロック図。
【図１２】同ＩＤタグシステムにおける定在波の波高値
の変化を説明する図。
の変化を説明する図。
【図１３】本発明の他の実施の形態にかかるマイクロ波
受電装置の回路図。
受電装置の回路図。
【図１４】他の形態によるスイッチドキャパシタ回路の
動作を説明する図。
動作を説明する図。
【図１５】図１４の具体的回路図。
【図１６】本発明の他の実施の形態にかかるマイクロ波
受電装置の回路図。
受電装置の回路図。
【図１７】図１６の具体的回路図。
【図１８】本発明の他の実施の形態にかかるマイクロ波
受電装置の回路図。
受電装置の回路図。
【図１９】本発明の他の実施の形態にかかるマイクロ波
受電装置の回路図。
受電装置の回路図。
【図２０】図中の（ａ）及び（ｂ）はそれぞれ図１９の
具体的回路図。
具体的回路図。
【図２１】図１９の更なる具体的回路図。
【図２２】図６に示されるパルス継続時間に対する周波
数の変化を示すグラフである。
数の変化を示すグラフである。
【図２３】図２２に示される周波数について、長い時間
の中で周波数の変化量を変化させた状態を示すグラフで
ある。
の中で周波数の変化量を変化させた状態を示すグラフで
ある。
【図２４】図２３に示される周波数について、遅延量と
周波数との関係を示すグラフである。
周波数との関係を示すグラフである。
【図２５】図２４に示される周波数に対する遅延時間を
複数有する回路図である。
複数有する回路図である。
１ アンテナ
２ フィルタ
６ ＳＢＤ
７ ＳＢＤ
８ 整流回路
９ スイッチドキャパシタ回路
１０ インバータ
１１ 蓄電用コンデンサ
１２ 出力端子
２０ 周波数掃引信号発生器
２１ アンプ
２２ アンテナ
２３ アンテナ
２４ ディレイフィルタ
２５ 整流回路
２６ スイッチドキャパシタ回路
２７ 負荷
２８ サーキュレータ
２９ 復調器
３０ ロードスイッチ
３１ 負荷抵抗
３２ マイクロコンピュータ
３３ ２次電池
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 尾崎 好栄
東京都品川区上大崎４−５−18 株式会社
タキオン内
(72)発明者 田中 敦
東京都品川区上大崎４−５−18 株式会社
タキオン内
(72)発明者 松本 紘
京都府宇治市五ヶ庄 京都大学宙空電波科
学研究センター内
(72)発明者 篠原 真毅
京都府宇治市五ヶ庄 京都大学宙空電波科
学研究センター内
Claims (12)
- 【請求項１】 送電側のアンテナからマイクロ波を放射
し、受電側のアンテナでマイクロ波を捕らえて整流する
マイクロ波送電法において、上記送電側のアンテナから
放射されるマイクロ波を時間的に断続するパルスにし、
該パルスのデューティ比を変化させて送電量を調整する
ことを特徴とするマイクロ波送電法。 - 【請求項２】 上記パルスの整流出力が生じていない期
間は、受電側の整流回路から蓄電用コンデンサを切り離
すことを特徴とする請求項１に記載のマイクロ波送電
法。 - 【請求項３】 上記送電側のアンテナから放射されるマ
イクロ波は、周波数がパルス継続時間内で単調に低くな
っている一方、受電側では整流に先立って、周波数成分
の高いものを遅延して周波数成分の低いものと干渉させ
ることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のマ
イクロ波送電法。 - 【請求項４】 時間的に断続するマイクロ波パルスをア
ンテナで捕らえて整流するマイクロ波受電装置であっ
て、上記マイクロ波パルスの整流出力が生じていない期
間は、整流回路から蓄電用コンデンサを切り離すスイッ
チ手段を設けたことを特徴とするマイクロ波受電装置。 - 【請求項５】 上記スイッチ手段は、複数のコンデンサ
の一端をそれぞれ半導体スイッチを介して並列接続し、
これら並列接続されたコンデンサの両端をそれぞれ半導
体スイッチを介して上記整流回路と蓄電用コンデンサに
接続するとともに、上記コンデンサの他端のそれぞれに
ブースト電圧を印加できるようにし、上記半導体スイッ
チとブースト電圧の印加を選択的に行うことで、上記各
コンデンサの電荷が後段のコンデンサに順次汲み出され
ていくように構成してなるスイッチドキャパシタ回路で
あることを特徴とする請求項４に記載のマイクロ波受電
装置。 - 【請求項６】 前記スイッチドキャパシタ回路を並列に
複数備え、且つ各スイッチドキャパシタ回路のスイッチ
切り換えをおこなうクロック信号の位相をずらすことに
より各スイッチドキャパシタ回路から電荷を蓄電用コン
デンサに順次汲み出すことを特徴とする請求項５に記載
のマイクロ波受電装置。 - 【請求項７】 前記スイッチドキャパシタ回路は、直列
に接続され且つ２つの位置に切り換え可能な複数の切り
換えスイッチと、切り換えスイッチ間に配置されたコン
デンサとを備え、各切り換えスイッチは、クロック信号
制御回路部により２つの位置に切り換えられて、一方の
位置でコンデンサへ充電を行ない、他方の位置でコンデ
ンサから放電がなされることを特徴とする請求項５に記
載のマイクロ波受電装置。 - 【請求項８】 時間的に断続するマイクロ波パルスをア
ンテナで捕らえて整流するマイクロ波受電装置であっ
て、マイクロ波パルスの出力を汲み上げているときには
蓄電用コンデンサを切り離すスイッチドキャパシタ回路
を備え、このスイッチドキャパシタ回路は直列に接続さ
れ且つ２つの位置に切り換え可能な複数の切り換えスイ
ッチと、切り換えスイッチ間に配置されたコンデンサと
を備え、各切り換えスイッチは、マイクロ波パルスに応
答してＯＮ／ＯＦＦするスイッチング素子であり、ＯＮ
位置でコンデンサへ充電を行ない、ＯＦＦ位置でコンデ
ンサから蓄電用コンデンサへの放電がなされることを特
徴とするマイクロ波受電装置。 - 【請求項９】 周波数が高くなるほど遅延時間が大きく
なるディレイフィルタを上記アンテナと整流回路の間に
設け、周波数がパルス継続時間内で単調に低くなってい
るマイクロ波パルスを、上記アンテナで捕らえて上記デ
ィレイフィルタに通すようにしたことを特徴とする請求
項４または請求項５に記載のマイクロ波受電装置。 - 【請求項１０】 周波数がパルス継続時間内で単調に低
くなっているマイクロ波パルスをアンテナから放射する
リーダと、アンテナで捕らえた上記マイクロ波パルス
を、周波数が高くなるほど遅延時間が大きくなるディレ
イフィルタに通し、上記マイクロ波パルスを整流して二
次電池を充電するタグとからなることを特徴とするＩＤ
タグシステム。 - 【請求項１１】 周波数に対するディレイ量の異なる複
数のディレイフィルタと、ディレイフィルタの切り替え
手段とを有し、送信波のディレイ量に応じて該切り替え
手段を用いて、ディレイフィルタを切り替えることを特
徴とする請求項３又は９に記載のマイクロ波受電装置。 - 【請求項１２】 送電側のアンテナからマイクロ波を放
射し、受電側のアンテナでマイクロ波を捕らえて整流す
るマイクロ波送電法において、上記送電側のアンテナか
ら放射されるマイクロ波を時間的に断続するパルスに
し、該パルスのデューティ比を変化させて送電量を調整
するとともに、受電側から送電側に戻ってくるマイクロ
波パルスの通信信号に応答して送電量を調整することを
特徴とするマイクロ波送電法 。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003059626A JP4007932B2 (ja) | 2002-03-19 | 2003-03-06 | マイクロ波送電法、マイクロ波受電装置及びｉｄタグシステム |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002-75370 | 2002-03-19 | ||
| JP2002075370 | 2002-03-19 | ||
| JP2003059626A JP4007932B2 (ja) | 2002-03-19 | 2003-03-06 | マイクロ波送電法、マイクロ波受電装置及びｉｄタグシステム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003348773A true JP2003348773A (ja) | 2003-12-05 |
| JP4007932B2 JP4007932B2 (ja) | 2007-11-14 |
Family
ID=29781826
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003059626A Expired - Fee Related JP4007932B2 (ja) | 2002-03-19 | 2003-03-06 | マイクロ波送電法、マイクロ波受電装置及びｉｄタグシステム |
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|---|---|
| JP (1) | JP4007932B2 (ja) |
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-
2003
- 2003-03-06 JP JP2003059626A patent/JP4007932B2/ja not_active Expired - Fee Related
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