JP2003348773A - マイクロ波送電法、マイクロ波受電装置及びidタグシステム - Google Patents
マイクロ波送電法、マイクロ波受電装置及びidタグシステムInfo
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Abstract
るマイクロ波送電法及びマイクロ波受電装置、IDタグ
システムを提供する。 【解決手段】 時間的に断続するマイクロ波パルスが送
電装置から送られる。マイクロ波パルスは、受電装置の
アンテナ1で捕らえられ整流回路8で整流される。整流
回路8から出力される直流パルスは、スイッチドキャパ
シタ回路9を通って平滑コンデンサ11に蓄えられる。
整流回路8から直流パルスが出力されない期間は、スイ
ッチドキャパシタ回路9は整流回路8から平滑コンデン
サ11を切り離す。
Description
て電力を伝送するマイクロ波送電法及びマイクロ波受電
装置、この方法を適用したIDタグシステムに関する。
セプトの一つに宇宙太陽光発電衛星(Solar Power Stat
ion:以下、SPSという)計画がある。これは、地球
の衛星軌道上に太陽電池パネルを並べた巨大な衛星を打
ち上げ、そこで作った電力をマイクロ波で地球に送るも
のである。また、有線送電が難しい離島や山頂などへの
送電にもマイクロ波送電を利用する計画がある。
ては、発電量変動と負荷変動に対応して送電量を調整す
る必要がある。現在、SPS計画で使用が想定されてい
るマイクロ波は連続波(Continuous Wave)であるの
で、送電量を調整するには送電電力を変化させなければ
ならない。しかし、受電装置で使用される整流回路は、
図4に示すように受電電力がP0の時、整流効率が最大
になる特性があるため、送電電力を変化させると、整流
効率が悪くなり、損失が大きくなってしまう。
率を損なうことなく、送電量を調整することができるマ
イクロ波送電法及びマイクロ波受電装置、IDタグシス
テムを提供することを目的とする。
の、請求項1に記載の発明は、送電側のアンテナからマ
イクロ波を放射し、受電側のアンテナでマイクロ波を捕
らえて整流するマイクロ波送電法において、上記送電側
のアンテナから放射されるマイクロ波を時間的に断続す
るパルスにし、該パルスのデューティ比を変化させて送
電量を調整することを特徴とする。
の発明において、上記パルスの整流出力が生じていない
期間は、整流回路から蓄電用コンデンサを切り離すこと
を特徴とする。
請求項2に記載の発明において、上記送電側のアンテナ
から放射されるマイクロ波は、周波数がパルス継続時間
内で単調に低くなっている一方、受電側では整流に先立
って、周波数成分の高いものを遅延して周波数成分の低
いものと干渉させることを特徴とする。
るマイクロ波パルスをアンテナで捕らえて整流するマイ
クロ波受電装置であって、上記マイクロ波パルスの整流
出力が生じていない期間は、整流回路から蓄電用コンデ
ンサを切り離すスイッチ手段を設けたことを特徴とす
る。
の発明において、上記スイッチ手段は、複数のコンデン
サの一端をそれぞれ半導体スイッチを介して並列接続
し、これら並列接続されたコンデンサの両端をそれぞれ
半導体スイッチを介して上記整流回路と蓄電用コンデン
サに接続するとともに、上記コンデンサの他端のそれぞ
れにブースト電圧を印加できるようにし、上記半導体ス
イッチとブースト電圧の印加を選択的に行うことで、上
記各コンデンサの電荷が後段のコンデンサに順次汲み出
されていくように構成してなるスイッチドキャパシタ回
路であることを特徴とする。
の発明において、前記スイッチドキャパシタ回路を並列
に複数備え、且つ各スイッチドキャパシタ回路のスイッ
チ切り換えをおこなうクロック信号の位相をずらすこと
により各スイッチドキャパシタ回路から電荷を蓄電用コ
ンデンサに順次汲み出すことを特徴とする。
の発明において、前記スイッチドキャパシタ回路は、直
列に接続され且つ2つの位置に切り換え可能な複数の切
り換えスイッチと、切り換えスイッチ間に配置されたコ
ンデンサとを備え、各切り換えスイッチは、クロック信
号制御回路部により2つの位置に切り換えられて、一方
の位置でコンデンサへ充電を行ない、他方の位置でコン
デンサから放電がなされることを特徴とする。
るマイクロ波パルスをアンテナで捕らえて整流するマイ
クロ波受電装置であって、マイクロ波パルスの出力を汲
み上げているときには蓄電用コンデンサを切り離すスイ
ッチドキャパシタ回路を備え、このスイッチドキャパシ
タ回路は直列に接続され且つ2つの位置に切り換え可能
な複数の切り換えスイッチと、切り換えスイッチ間に配
置されたコンデンサとを備え、各切り換えスイッチは、
マイクロ波パルスに応答してON/OFFするスイッチ
ング素子であり、ON位置でコンデンサへ充電を行な
い、OFF位置でコンデンサから蓄電用コンデンサへの
放電がなされることを特徴とする。
請求項5に記載の発明において、周波数が高くなるほど
遅延時間が大きくなるディレイフィルタを上記アンテナ
と整流回路の間に設け、周波数がパルス継続時間内で単
調に低くなっているマイクロ波パルスを、上記アンテナ
で捕らえて上記ディレイフィルタに通すようにしたこと
を特徴とする。
継続時間内で単調に低くなっているマイクロ波パルスを
アンテナから放射するリーダと、アンテナで捕らえた上
記マイクロ波パルスを、周波数が高くなるほど遅延時間
が大きくなるディレイフィルタに通し、上記マイクロ波
パルスを整流して二次電池を充電するタグとからなるこ
とを特徴とする。請求項13に記載の発明は、請求項3
又は9に記載のマイクロ波受電装置において、周波数に
対する遅延時間に対応してON/OFFする複数の切り
替え回路を備え、各切り替え回路は遅延時間に対応する
ディレイフィルタを備えることを特徴とする。請求項1
4に記載の発明は、送電側のアンテナからマイクロ波を
放射し、受電側のアンテナでマイクロ波を捕らえて整流
するマイクロ波送電法において、上記送電側のアンテナ
から放射されるマイクロ波を時間的に断続するパルスに
し、該パルスのデューティ比を変化させて送電量を調整
するとともに、受電側から送電側に戻ってくるマイクロ
波パルスの通信信号に応答して送電量を調整することを
特徴とする。
図面に基づいて詳細に説明する。 (第1の実施形態)図1は本発明のマイクロ波受電装置
を示している。このマイクロ波受電装置には、図3
(a)に示すような時間的に断続するマイクロ波パルス
が送電装置(図示せず)から送られてくる。
れてフィルタ2に送られる。このフィルタ2はコンデン
サ3,4とインダクタ5で構成されていて、後段の整流
回路8で発生する高調波がアンテナ1から放射されるの
を防止すべく高調波の通過を阻止する。フィルタ2を通
過したマイクロ波パルスは、2つのショットキーバリア
ダイオード(以下、SBDという)6,7からなる整流
回路8に送られる。この整流回路8は、半波・倍圧整流
回路であり、4Di方式に比べて1Dしかドロップせ
ず、全波整流が可能で、図3(b)に示すような直流パ
ルスが出力される。
スイッチ手段としてのスイッチドキャパシタ回路9に入
力される。このスイッチドキャパシタ回路9は、複数の
コンデンサCと、MOSFETで構成したスイッチSW
と、インバータ10とで構成されている。すなわち、複
数のコンデンサCの一端をそれぞれスイッチSWを介し
て並列接続するとともに、これら並列接続されたコンデ
ンサCの両端をそれぞれスイッチSWを介して整流回路
8と蓄電用コンデンサ11に接続してある。
ゲートには、クロック信号CKが入力される一方、偶数
番目のSWを構成するMOSFETのゲートには、反転
クロック信号CKバーが入力される。さらに、奇数番目
のコンデンC1,3..には1つのインバータ10を介してク
ロック信号CKが入力される一方、偶数番目のコンデン
サC2,4..には2つのインバータ10を介してクロック
信号CKが入力される。つまり、各コンデンサCにはブ
ースト電圧が印加されるようになっているので、段数分
だけ昇圧されて最終段の蓄電用コンデンサ11に蓄えら
れることになる。
2(a)に示すように奇数番目のスイッチSW1,3..が
ONになるとともに、偶数番目のコンデンサC2,4..に
ブースト電圧が印加される。よって、先頭のコンデンサ
C1に整流回路6から電荷が流れ込むとともに、偶数番
目のコンデンサC2,4..の電荷が後段のコンデンサC3,
5..に汲み出される。
2(b)に示すように偶数番目のスイッチSW2,4..が
ONになるとともに、奇数番目のコンデンサC1,3..に
ブースト電圧が印加される。よって、奇数番目のコンデ
ンサC1,3..の電荷が後段のコンデンサC2,3..に汲み出
される。このようにクロック信号CKに同期して、各コ
ンデンサCの電荷が後段のコンデンサCに順次汲み出さ
れていく。スイッチドキャパシタ回路9から汲み出され
た電荷は蓄電用コンデンサ11に一旦蓄えられ、出力端
子12から負荷に供給される。
に示す整流回路8からの出力パルスの周波数よりも高く
設定されている。ただし、整流回路8からパルスが出力
されない期間は、クロック信号CKと反転クロック信号
CKバーのいずれもLレベルにして、全てのスイッチS
WをOFFにする。
なマイクロ波パルスが送電装置から送られてくるので、
送電量の調整にあたっては、マイクロ波パルスのデュー
ティ比t/Tを変化させればよい。ところで、整流回路8
には図4に示すような効率特性があるため、受電電力を
Poにして整流効率を最大にしてある。従来の連続波に
よる送電法では、送電量を調整しようとする場合には、
送電電力を変化させなければならないため、受電電力が
最大効率となる値Poから外れて、整流効率が悪くなっ
てしまう。一方、本発明のパルス送電法では、PWM変
調によってマイクロ波パルスのデューティ比t/Tを変化
させるので、つまり、受電電力は変化しないので、整流
効率を最大に保つことができる。
省いて、整流回路8と蓄電用コンデンサ11を直接接続
すると、SBD6,7の逆方向リーク特性によって、蓄
電用コンデンサ11からSBD6,7へ電流が逆流し、
図3(c)に示すような整流波形になってしまう。この
ため、整流回路6から直流パルスが出力されない期間
は、クロック信号CKの発生を停止して全てのSWをO
FFにすることで、コンデンサCや蓄電用コンデンサ1
1からSBD6,7への逆流を阻止して、出力の低下を
防止している。
コンデンサCにブースト電圧が印加されて、電荷の汲み
出しが行われるようにしてあるので、蓄電用コンデンサ
に蓄えられる電荷が大きくなる。
ルス幅tを2〜18msec、周期Tを20msec、したがっ
てデューティ比t/Tを10〜90%にするのが好まし
い。また、クロック信号CKの周波数は10K〜500K
Hzにするのが好ましい。
システムを示している。送電装置は、周波数掃引信号発
生器20の出力信号をアンプ21で増幅してアンテナ2
2から放射させる。周波数掃引信号発生器20は、図6
に示すようなマイクロ波のパルス信号を発生する。すな
わち、周波数がパルス継続時間t内で単調に低くなって
いる信号を発生する。
ルスをアンテナ23で捕らえてディレイフィルタ24に
通す。このディレイフィルタ24は、図8に示すように
周波数が高くなるほど遅延時間が大きくなる特性を持っ
ている。図7は、マイクロ波パルスのディレイフィルタ
24通過による波形変化を示している。すなわち、周波
数の高い波形が遅延して周波数の低い波形と重なって干
渉し、パルス幅が狭まって波高値を高くする。
波パルスは、整流回路25で整流されて直流パルスとな
る。直流パルスはスイッチドキャパシタ回路26を経由
して負荷27に供給される。なお、整流回路25,スイ
ッチドキャパシタ回路26は第1の実施形態の整流回路
8,スイッチドキャパシタ回路9と同じものである。
の変化を示している。すなわち、送電装置から送られる
マイクロ波は、スペクトラム成分が小さい振幅で広い帯
域に分布している(同図aの曲線)。一方、ディレイフ
ィルタ24を通過したマイクロ波は、スペクトラム成分
が大きい振幅で狭い帯域に分布している(同図bの曲
線)。つまり、送電側で広い帯域に拡散させておいたス
ペクトラム成分を、受電側で狭い帯域に圧縮すること
で、スペクトラム分布の振幅を大きくしている。
生態系への影響や通信電波との干渉などを考慮すると、
マイクロ波の電力密度を大きくすることには限界があ
る。つまり、受電装置の単位モジュールから得られる電
力には限界がある。ところが、上述の送電方法による
と、受電側での帯域圧縮によってスペクトラム分布の振
幅を大きくしているので、マイクロ波の電力密度を大き
くしなくても、送電電力を大きくすることができる。
出力されることになるが、整流回路25の後段にはスイ
ッチドキャパシタ回路26を設けてあるので、整流回路
25のSBDへの電流リークを阻止することができ、出
力の低下防止に役立つ。
数は、例えば2.4〜2.5GHzのように100MHz程
度の範囲で変化させるのが好ましい。また、パルス継続
時間tは10msec位に、デューティ比は10〜90%す
るのが好ましい。
のマイクロ波送電法をIDタグシステムに適用する場合
について説明する。なお、第2の実施形態と同一の構成
要素は同一の符号を付し説明を省略する。
ンプ21とアンテナ22の間にはサーキュレータ28が
設けてあり、このサーキュレータ28にはアンプ21を
介して復調器29を接続してある。つまり、サーキュレ
ータ28は、周波数掃引信号発生器20からアンテナ2
2への信号伝達と、アンテナ22から復調器29への信
号伝達とを可能にするものである。尚、サーキュレータ
28とアンプ21との間に整流回路25を設けてもよ
い。
路25にはロードスイッチ30を介して負荷抵抗31を
接続してあり、ロードスイッチ30はマイクロコンピュ
ータ32からの信号によって開閉される。スイッチドキ
ャパシタ回路26から出力される直流パルスは2次電池
33を充電するとともに、マイクロコンピュータ32は
2次電池33を電源として起動される。
て説明する。タグには、図6に示すようなマイクロ波パ
ルスがリーダから送られる。リーダは、このマイクロ波
パルスを整流回路26で整流し、直流パルスがスイッチ
ドキャパシタ回路26を介して2次電池33に供給す
る。2次電池33の電圧が規定値に達すると、マイクロ
コンピュータ32が起動し、ロードスイッチ30をマイ
クロ波パルスに同期して開閉させる。つまり、このタグ
はマイクロ波送電によってリーダから電力を供給される
電池レスタイプのものである。なお、ロードスイッチ3
0の開閉はリーダ側へ送信すべきシリアルデータに対応
して行われる。
回路25から負荷抵抗31へ流れる電流が断続される
が、ロードスイッチ30の開閉にともなって、タグ側の
アンテナ23で反射するマイクロ波の反射率が変化す
る。この反射波は入射波と干渉して定在波を生じるが、
その波高値もロードスイッチ30の開閉によって変化す
ることになる。つまり、リーダ側から見たVSWR(Vol
tage Standing Wave Ratio)が変化する。
信され、サーキュレータ28とアンプ21を通して復調
器29に入力される。タグからリーダへのデータ送信は
このように行われる。図12(a)はリーダから送られ
るマイクロ波パルスを、同図(b)はリーダに戻ってく
る定在波をそれぞれ模式的に示したものである。この作
用を本発明の目的の一つであるマイクロ波による電力の
送電という用途で応用した場合、負荷側から送電側へな
んらかの通信が行えることになる。例えば、充分な電力
が供給されていない場合、送電量を増やすための要請信
号を送ることができることになる。送電側は負荷側での
消費状況が把握できるわけである。
うなマイクロ波パルスによってタグ側への電力供給を行
っているので、マイクロ波の電力密度を電波法の許容範
囲に保っても、大きな電力の供給が可能になる。つま
り、タグ側の2次電池33の充電時間を短くするために
は、図3(a)に示すようなマイクロ波パルスを用いる
場合、そのデューティ比をできるだけ大きくしなければ
ならないが、図6に示すようなマイクロ波パルスを用い
ると、図7に示すように整流後はいずれにしてもパルス
になり、大きな電力を得るためにデューティ比をできる
だけ大きくとる必要がないので、このパルス巾をある範
囲(10〜90%)で可変することが可能であり、デュ
ーティ比は小さくて済む。このデューティ比の変調でデ
ジタル信号データのやりとりも可能になる。
でき、通信速度が速くなる。さらに、ASK(Amplitud
e shift Keying)以外の変調方式を採用することがで
き、変調の自由度が高くなる。また、電波の到達距離が
画期的に長くなるという効果もある。
が、本発明はこれらの実施形態に限定されるものではな
い。例えば、図13に示すように、整流回路8に複数の
スイッチドキャパシタ回路9(又は26、以下同じ)を
それぞれ逆流防止ダイオード41とともに並列に配列し
て、スイッチング素子のON/OFFを制御するクロッ
ク信号の位相を各スイッチドキャパシタ回路9ごとにず
らすものであっても良い。例えば、この回路では3つの
スイッチドキャパシタ回路があるので、位相を90度づ
つずらせばバランスが良い。そうすることで、スイッチ
のON/OFFによるデッドタイムを低減でき効率が良
い。
は、図14及び図15に示すものであってもよい。この
スイッチドキャパシタ回路9において、SW1〜SW2n
はスイッチ、CPT1〜CPTnはキャパシタ(コンデン
サ)である。その他、図14及び図15において、符号
9b、9cは入力端子であり、9a、9fは出力端子で
ある。クロック入力端子9dにはスイッチSW1〜SW2
nを各々“1”側(状態1)に切り換えるクロック信号
が、反転クロック入力端子9eにはスイッチSW1〜S
W2nを各々“2”側(状態2)に切り換える反転クロッ
ク信号が各々入力される。
1においては直列接続されてHV出力端子9a及びLV
出力端子9f相互間に挿入され、状態2においては並列
接続されてRF入力端子9b及び9c相互間に挿入され
るようスイッチSW1〜SW2nに接続されている。また
スイッチSW1〜SW2nは、キャパシタCPT1〜CPT
nが上記のように接続されるよう、各端子9a,9b間
に接続されている。
動作を説明すると、状態1においては、直列接続された
キャパシタCPT1〜CPTnがHV出力端子9aを介し
て蓄電用コンデンサ11に接続されて放電し、また状態
2においては、並列接続されたキャパシタCPT1〜C
PTnにRF入力端子9b、9cを介して接続されて各
キャパシタCPT1〜CPTnに蓄電する。状態1,2
は、クロック入力端子9d及び反転クロック入力端子9
eに入力されるクロック信号,反転クロック信号により
切り換え制御されるスイッチSW1〜SW2nにより所定
の周波数(周期)で交互に繰り返される。したがって、
キャパシタCPT1〜CPTnの上述の充放電動作が所定
の周波数で繰り返されて蓄電用コンデンサ11に電荷を
汲み出す。
パシタ回路9の具体的な回路構成例を示したものであ
る。この図15において、NMOS1〜NMOS3n−1は
各々Nチャンネル型MOSFETを示す。その他、図1
5において図14と同一符号は同一又は相当部分を示
す。
すものであり、この実施の形態では上述したようなクロ
ック制御をせずにスイッチング素子の切り換えを行うこ
とでスイッチドキャパシタ回路9の各キャパシタで蓄電
した電荷を蓄電用コンデンサに直接蓄電するものであ
る。図16において、107はRF入力端子H、108
はRF入力端子C、1300は1チップ(モノリシッ
ク)ICによる集積回路部、9はスイッチドキャパシタ
回路、1307,1308は逆流阻止ダイオードであ
る。
入力端子107,108からRF入力を得て電圧出力H
VOUTからを蓄電用コンデンサ11に蓄電するものであ
る。スイッチドキャパシタ回路9,9は、RFH入力端
子9b;RFL入力端子9c、HV出力端子9a;LV
出力端子9fを備えてなる。このスイッチドキャパシタ
回路9,9のRFH入力端子9b及びRFL入力端子9c
は、RF入力に対して所謂たすき掛け接続されている。
すなわち、一方のスイッチドキャパシタ回路9のRFH
入力端子9b及び他方のスイッチドキャパシタ回路9の
RFL入力端子9cは各々RF入力端子H108に、一
方のスイチッドキャパシタ回路9のRFL入力端子9b
及び他方のスイチッドキャパシタ回路9のRFH入力端
子9cは各々RF入力端子107に接続されている。
V出力端子9aは逆流阻止ダイオード1307を介し
て、スイッチドキャパシタ回路9のHV出力端子9aは
逆流阻止ダイオード1308を介して、各々蓄電用コン
デンサ11の一端に接続されている。また、一方のスイ
ッチドキャパシタ回路9のLV出力端子9f及び他方の
スイッチドキャパシタ回路9のLV出力端子9fは共通
接続され、蓄電用コンデンサ11の一端に接続されてい
る。
パシタ回路9の具体的な回路構成例を示しており、この
図17は図15と略同様な構成であるが、スイッチのク
ロック制御が無い点が異なる。即ち、この実施の形態で
は、入力されるマイクロ波パルスがスイッチング素子で
あるMOSゲートを直接たたいてスイッチの開閉を行う
ので、上述したようなクロック制御が必要ないため、電
荷消費量を少なくでき、効率がよい。その他、図17に
おいて図15と同一符号は同一又は相当部分を示す。
図である。この実施の形態では、図1で示す第1実施の
形態で用いたクロック信号(CK)を用いずに、受信回
路51で受信したマイクロ波の周波数(RF信号)の振
幅を利用して各スイッチSW1、SW2、SW3・・・
の切り換えを行うものである。即ち、受信回路51受信
したマイクロ波のRF信号は、全波整流回路53からク
ロックブースト回路9の各コンデンサC1、C2、C3
・・・の一端に送られるとともに、全波整流回路53の
手前で半波整流回路55及び56を介してそれぞれ一つ
置きに各コンデンサC1、C2、C3・・・に接続され
ており、且つ他方の半波整流回路56では遅延回路54
によりRF信号の位相をπ(rad)、即ち180度、
ずらしている。この実施の形態では、クロック発生回路
が不用であるからその分電力消費が不用であり、電力の
効率化を図ることができる。
を示す回路図であり、図20の(a)及び(b)は、そ
れぞれ図19に示す回路の具体的構成図である。この実
施の形態では、図18に示す実施の形態と同様に、クロ
ック信号(CK)を用いずに、受信回路51で受信した
マイクロ波の周波数(RF信号)の振幅を利用して各ス
イッチSW1、SW2、SW3・・・の切り換えを行う
ものであり、遅延回路54を設けずに、逆相の半端整流
回路57を用いたものである。その他の点は上述の図1
8に示す実施の形態と同様である。尚、図20(b)の
D1〜D8はMOSFETトランジスタである。図21
は図19に示す回路の更なる具体的構成図であり、図2
0(a)で示すR1とR2をMOSFETの構成で置き
換えたものであり、この図21に示す回路によれば、自
己消費電力が少なく、より高効率が得られる。また、上
述した第2実施の形態において、図6に示されるパルス
継続時間に対する周波数の変化は、図22に示すような
時間と周波数との関係になる。この場合に、図23に示
すように、長い時間の中で周波数の変化量を変化させる
と、受電側では、図24に示すような周波数と遅延量と
の関係が必要になる。即ち、周波数に対する遅延時間を
複数有する遅延回路を有し、かつ図24に示すような時
間・周波数変化に対応した回路の切り換えを行わなけれ
ば良好な受電がおこなえない。これに対して、図25に
示すようなディレイフィルタ回路を複数設けて、あらか
じめ送電側と取り決められた時間に対する変化量に応じ
て、ディレイフィルタ回路を切り換えるようなシークエ
ンスで動作するようにしておけば、良好な受電が可能と
なる。こうすることで、送受電における符丁性、暗号性
の確保が可能となる。また、本発明の目的のひとつであ
る電力の送電と言う観点では、いわゆる契約者だけに送
電するというスキームも達成可能となる(換言すれば、
盗電防止)。ここで、上記時間に対する周波数変化は上
述の説明ではリニアで説明したが、例えば、PWM変調
で信号を送信する場合など本方式においてデューティが
一定なので、PFWになってしまう。そうすると、デー
タによって整流後のDCパルスの波高値が上下すること
になる。それを避けるためには、上記時間に対する周波
数変化をステップ状にすることも良い。
なうことなく、送電量を調整することができる。
回路への電流リークが阻止され、出力の低下が防止でき
る。
クロ波の電力密度を大きくしなくても、送電電力を大き
くすることができる。
パシタ回路の各コンデンサにブースト電圧が印加されて
電荷の汲み出しが行われるので、蓄電用コンデンサに蓄
えられる電荷が大きくなる。
ドキャパシタ回路を並列に設けスイッチ制御信号の位相
をずらすことにより、スイッチのON/OFFのデッド
タイムを低減でき、効率が良い。
御により簡易な構成で電荷の汲み上げができる。
であり簡易な構成にすることができるとともに、マイク
ロ波パルスから直接電荷を汲み上げることができるので
スイッチ切り換えのためのクロック信号が不要であり消
費電荷を少なくでき、効率が良い。
ルスのデューティ比を小さくできるので、通信速度が速
くなるとともに、変調の自由度が高くなり、電波の到達
距離が画期的に長くなる。請求項11の発明によれば、
時間・周波数変化に対応した良好な受電を行うことがで
きる。また、所定の機能を備えた受電側にのみ送電する
ことができるので、例えば、契約者以外の者が盗電する
のを防止できる。請求項12の発明によれば、送電側か
ら送電に対して受電側から送電側へ通信ができるので、
例えば、送電量を増やすための要請信号等を発すること
ができる。
図。
を説明する図。
ロック図。
波形を示す図。
波形変化を示す図。
スペクトラムを示す図。
おけるリーダのブロック図。
の変化を説明する図。
受電装置の回路図。
動作を説明する図。
受電装置の回路図。
受電装置の回路図。
受電装置の回路図。
具体的回路図。
数の変化を示すグラフである。
の中で周波数の変化量を変化させた状態を示すグラフで
ある。
周波数との関係を示すグラフである。
複数有する回路図である。
Claims (12)
- 【請求項1】 送電側のアンテナからマイクロ波を放射
し、受電側のアンテナでマイクロ波を捕らえて整流する
マイクロ波送電法において、上記送電側のアンテナから
放射されるマイクロ波を時間的に断続するパルスにし、
該パルスのデューティ比を変化させて送電量を調整する
ことを特徴とするマイクロ波送電法。 - 【請求項2】 上記パルスの整流出力が生じていない期
間は、受電側の整流回路から蓄電用コンデンサを切り離
すことを特徴とする請求項1に記載のマイクロ波送電
法。 - 【請求項3】 上記送電側のアンテナから放射されるマ
イクロ波は、周波数がパルス継続時間内で単調に低くな
っている一方、受電側では整流に先立って、周波数成分
の高いものを遅延して周波数成分の低いものと干渉させ
ることを特徴とする請求項1または請求項2に記載のマ
イクロ波送電法。 - 【請求項4】 時間的に断続するマイクロ波パルスをア
ンテナで捕らえて整流するマイクロ波受電装置であっ
て、上記マイクロ波パルスの整流出力が生じていない期
間は、整流回路から蓄電用コンデンサを切り離すスイッ
チ手段を設けたことを特徴とするマイクロ波受電装置。 - 【請求項5】 上記スイッチ手段は、複数のコンデンサ
の一端をそれぞれ半導体スイッチを介して並列接続し、
これら並列接続されたコンデンサの両端をそれぞれ半導
体スイッチを介して上記整流回路と蓄電用コンデンサに
接続するとともに、上記コンデンサの他端のそれぞれに
ブースト電圧を印加できるようにし、上記半導体スイッ
チとブースト電圧の印加を選択的に行うことで、上記各
コンデンサの電荷が後段のコンデンサに順次汲み出され
ていくように構成してなるスイッチドキャパシタ回路で
あることを特徴とする請求項4に記載のマイクロ波受電
装置。 - 【請求項6】 前記スイッチドキャパシタ回路を並列に
複数備え、且つ各スイッチドキャパシタ回路のスイッチ
切り換えをおこなうクロック信号の位相をずらすことに
より各スイッチドキャパシタ回路から電荷を蓄電用コン
デンサに順次汲み出すことを特徴とする請求項5に記載
のマイクロ波受電装置。 - 【請求項7】 前記スイッチドキャパシタ回路は、直列
に接続され且つ2つの位置に切り換え可能な複数の切り
換えスイッチと、切り換えスイッチ間に配置されたコン
デンサとを備え、各切り換えスイッチは、クロック信号
制御回路部により2つの位置に切り換えられて、一方の
位置でコンデンサへ充電を行ない、他方の位置でコンデ
ンサから放電がなされることを特徴とする請求項5に記
載のマイクロ波受電装置。 - 【請求項8】 時間的に断続するマイクロ波パルスをア
ンテナで捕らえて整流するマイクロ波受電装置であっ
て、マイクロ波パルスの出力を汲み上げているときには
蓄電用コンデンサを切り離すスイッチドキャパシタ回路
を備え、このスイッチドキャパシタ回路は直列に接続さ
れ且つ2つの位置に切り換え可能な複数の切り換えスイ
ッチと、切り換えスイッチ間に配置されたコンデンサと
を備え、各切り換えスイッチは、マイクロ波パルスに応
答してON/OFFするスイッチング素子であり、ON
位置でコンデンサへ充電を行ない、OFF位置でコンデ
ンサから蓄電用コンデンサへの放電がなされることを特
徴とするマイクロ波受電装置。 - 【請求項9】 周波数が高くなるほど遅延時間が大きく
なるディレイフィルタを上記アンテナと整流回路の間に
設け、周波数がパルス継続時間内で単調に低くなってい
るマイクロ波パルスを、上記アンテナで捕らえて上記デ
ィレイフィルタに通すようにしたことを特徴とする請求
項4または請求項5に記載のマイクロ波受電装置。 - 【請求項10】 周波数がパルス継続時間内で単調に低
くなっているマイクロ波パルスをアンテナから放射する
リーダと、アンテナで捕らえた上記マイクロ波パルス
を、周波数が高くなるほど遅延時間が大きくなるディレ
イフィルタに通し、上記マイクロ波パルスを整流して二
次電池を充電するタグとからなることを特徴とするID
タグシステム。 - 【請求項11】 周波数に対するディレイ量の異なる複
数のディレイフィルタと、ディレイフィルタの切り替え
手段とを有し、送信波のディレイ量に応じて該切り替え
手段を用いて、ディレイフィルタを切り替えることを特
徴とする請求項3又は9に記載のマイクロ波受電装置。 - 【請求項12】 送電側のアンテナからマイクロ波を放
射し、受電側のアンテナでマイクロ波を捕らえて整流す
るマイクロ波送電法において、上記送電側のアンテナか
ら放射されるマイクロ波を時間的に断続するパルスに
し、該パルスのデューティ比を変化させて送電量を調整
するとともに、受電側から送電側に戻ってくるマイクロ
波パルスの通信信号に応答して送電量を調整することを
特徴とするマイクロ波送電法 。
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