JP2004215399A - モータ制御方法および制御装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】トルクリップルを大幅に低減することが可能なモータ制御方法を提供する。
【解決手段】検出器２を搭載したモータ１を制御するモータ制御方法において、モータ１に通電する電流に対応した５次及び７次の高調波電流振幅及び電流基本波成分に対する位相データを前記検出器２に格納しておき、モータ駆動時に電流指令及び前記検出器に格納したデータに基づいてトルクリップル演算器４が５次及び７次高調波の電流振幅及び電流基本波成分に対する位相差を算出し、駆動電流にこの５次及び７次の高調波電流成分を取り込むようにする。従って工作機械に適用した場合は切削時の面に筋目の発生が抑えられ、軌跡制御における位置誤差も低減可能となる。
【選択図】 図１
【解決手段】検出器２を搭載したモータ１を制御するモータ制御方法において、モータ１に通電する電流に対応した５次及び７次の高調波電流振幅及び電流基本波成分に対する位相データを前記検出器２に格納しておき、モータ駆動時に電流指令及び前記検出器に格納したデータに基づいてトルクリップル演算器４が５次及び７次高調波の電流振幅及び電流基本波成分に対する位相差を算出し、駆動電流にこの５次及び７次の高調波電流成分を取り込むようにする。従って工作機械に適用した場合は切削時の面に筋目の発生が抑えられ、軌跡制御における位置誤差も低減可能となる。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はモータ制御方法および制御装置に関するもので、特にトルクリップルを低減できるＡＣサーボモータの制御方法および制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＡＣモータを工作機械の送り軸に使用した場合、ＡＣサーボモータの出力トルクに脈動があれば、トルクの脈動が切削時の面に筋目として現れる等の不具合が発生する。
そこで従来では、サーボモータの回転速度から回転位置を算出する位置検出回路と、回転子が１回転する間のトルクが一定となる電流に対応する信号を回転子の回転位置毎に格納したＲＯＭとＤ／Ａ変換器と乗算器とからなるトルク脈動補償回路を設け、サーボモータの回転位置に対応して電流制御部の入力信号を補正することを行っている（特許文献１参照）。
【０００３】
【特許文献１】
特開平１０−２２９６９０号公報
【０００４】
図４は、特許文献１記載のＡＣサーボモータ駆動装置で、図において２５はサーボモータ、２１はサーボモータ２５の回転を検出してパルス列を発生する回転センサ、２２はＦ／Ｖ変換器、２３は回転方向判別回路、２４は回転指令と検出した回転信号を受けて差をとり、位相補償して速度指令を出力する速度制御器で、２６は３相の主回路である。３０は電流制御部であり、電流制御器３１と、電流検出器３２、電流検出回路３３、ゲート回路３４とからなっており、４０はトルク脈動補償回路であり、位置検出回路４１と、ＲＯＭ４２、Ｄ／Ａコンバータ４３、乗算器４４からなっている。
図４のＡＣサーボモータ駆動装置によるトルク脈動を補償する原理は次のとおりである。サーボモータ２１のトルクは回転子の磁石が作る磁束密度と固定子の励磁電流の積で表わされ、そして回転子の表面の磁束密度の周方向分布と励磁電流が正弦波になっていればトルクは脈動せず一定になるが、しかし磁束密度の分布が正弦波に対して歪んでいれば、励磁電流が正弦波であってもトルクに脈動が生じることになる。この場合、前記のようにトルクが回転子の磁束密度と励磁電流の積であるため、励磁電流が、正弦波の磁束密度と歪みを含む磁束密度の比を正弦波に乗じた波形となるようにすれば、その積であるトルクは脈動がなく一定とすることができる。そして歪みを含む磁束密度は次のようにして測ることができる。固定子を励磁することなくサーボモータを自由に回転すると、回転子の表面に固着した磁石の磁束のため固定子の巻線に誘起電圧が発生する。この誘起電圧は磁束密度に比例しているのでこの誘起電圧を測ることによって間接的に磁束密度を測ることができる。そこで回転子の回転位置に対応して誘起電圧を計測してＲＯＭに書き込んでおき、永久磁石形ＡＣサーボモータ駆動装置でサーボモータを駆動する時は回転位置に同期して前記ＲＯＭの信号をＤ／Ａ変換器でアナログ信号にして補正し、新たに電流指令とすれば脈動のない一定のトルクを得ることができるのである。
【発明が解決しようとする課題】
ところが、特許文献１記載の発明では、回転子が１回転する間のトルクが一定となる電流に対応する信号を回転子の回転位置毎にＲＯＭに格納しておいても、回路基板を組んだ場合、伝送遅れなどにより、トルクが一定とならないことがあった。
また、ＡＣサーボモータのトルクリップルはコギングトルクだけではなく、駆動装置の電流オフセット調整のばらつきや、モータの磁気飽和により発生するトルクリップルも含まれ、コギングトルクのトルクリップルに占める割合は通常小さく、トルクリップル低減の効果は小さいものであった。
そこで本発明の目的は、トルクリップルを大幅に低減することが可能なモータ制御方法および制御装置を提供することである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記の課題を解決するもので磁気飽和によるトルクリップルは電流の基本周波数成分に対して、５次もしくは７次の高調波電流成分を盛り込むことで低減できることが判明したので、そこで請求項１記載のモータ制御方法の発明によれば、検出器を搭載したモータを制御するモータ制御方法において、該モータに通電する電流に対応した５次及び７次の高調波電流振幅及び電流基本波成分に対する位相データを前記検出器に予め格納しておき、電源投入時に前記検出器より前記高調波電流振幅及び位相データをトルクリップル演算器に取り込み、モータ駆動時に電流指令及び前記高調波電流振幅及び位相データに基づいて５次及び７次の高調波電流振幅及び電流基本波成分に対する位相差を算出し、この５次及び７次の高調波電流成分を前記電流指令に加算し、加算された電流指令に、ｄｑ変換された検出電流を負帰還し、これを電流制御器へ送り、ＰＷＭ制御を経て電力変換部からモータを通電制御することを特徴とする。
請求項２記載のモータ制御装置の発明によれば、検出器を搭載したモータを制御するモータ制御装置において、モータに通電する電流に対応した５次及び７次高調波電流振幅及び電流基本波成分に対する位相データが格納された検出器と、該検出器に格納された前記電流振幅および位相データを電源投入時に前記検出器から取り込みかつモータ駆動時に電流指令に基づいて５次及び７次高調波の電流振幅及び電流基本波成分に対する位相差を演算するトルクリップル演算器と、を有することを特徴とする。
このような構成にすることにより、検出器に格納されたモータに通電する電流に対応した５次及び７次高調波の電流振幅及び電流基本波成分に対する位相データに基づいて、駆動電流に５次及び７次高調波成分を盛り込むことでトルクリップル低減が可能となり、工作機械に適用した場合は切削時の面に筋目の発生が抑えられ、軌跡制御における位置誤差も低減可能となる。
【０００６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図に基づいて説明する。
図１は本発明に係るモータ制御のブロック図である。
図２は本発明に係る５次および７次高調波を考慮したモータ制御のフローチャート図である。
図において、１はモータ、２は検出器、３はモータ駆動装置、４はトルクリップル演算器、５は差分演算器、６は回転位置演算器、７は速度制御器、８は電流指令器、９は電流制御器、１０はＰＷＭ制御器、１１はｄｑ変換器、１２は電流検出部である。そして、モータ１は３相ＡＣサーボモータで、検出器２を搭載している。モータ駆動装置３は３１の速度制御部、３２の電流制御部、３３の電力変換部を搭載している。また、５次・７次高調波電流の振幅データと位相データは、後述する方法にて予め検出器２に格納されている。
このような構成のモータ駆動装置３において、電源投入時に、モータに通電する各電流に対応した、５次高調波電流の振幅データと電流基本波成分に対する位相データおよび７次高調波電流の振幅データと電流基本波成分に対する位相データを、前述の検出器２よりトルクリップル演算器４に取り込む（図２のステップＳＴ１に相当）。
電源投入時にトルクリップル演算器４に取り込む５次・７次高調波電流の振幅データと位相データは、通常、モータ１に検出器２を搭載した後、モータデータ（誘起電圧、抵抗、電流等）をパソコンからシリアル通信により検出器２に格納される。本発明では、このモータデータと併せて５次・７次高調波電流の振幅データと位相データを書き込むものである。５次・７次高調波電流の振幅データと位相データとしては、例えば表１の数値が挙げられる。
【表１】
【０００７】
そして、モータ駆動時にはこのデータの取り込みは行なわず、検出器２から位置データを取り込み、差分演算器５で演算した現在速度であるモータ速度フィードバック信号を速度指令に負帰還して、この値を速度制御器７に送る。速度制御器７の出力は電流指令器８に送られ、ここで、検出器２からの位置データを基に回転位置演算器６で演算された出力を用いて電流指令を算出する。算出された電流指令はトルクリップル演算器４に送られる。トルクリップル演算器４では、電源投入時に既に、モータに通電する各電流に対応した５次高調波電流の振幅データと電流基本波成分に対する位相データおよび７次高調波電流の振幅データと電流基本波成分に対する位相データが取り込まれているから、これらのデータと電流指令に基づいてトルクリップル演算器４において５次高調波電流の振幅Ａと位相αおよび７次高調波電流の振幅Ｂと位相βを算出する（図２のステップＳＴ２に相当）。
【０００８】
トルクリップル演算器４にて算出された５次高調波電流の振幅Ａと位相αおよび７次高調波電流の振幅Ｂと位相βは後述する（Ａｓｉｎ５（θ＋α）＋Ｂｓｉｎ７（θ＋β））として電流指令器８の出力である電流指令に加算される（図２のステップＳＴ３に相当）。
【０００９】
その後は従来の制御と同じ制御を行う。すなわち、電流検出部１２で検出した電流をｄｑ変換器１１を介して前記加算された電流指令に負帰還し、電流制御器９とＰＷＭ制御器１０を介して電力変換部から５次高調波及び７次高調波成分を盛り込んだ電流をモータ１に通電する（図２のステップＳＴ４に相当）。
【００１０】
次に、５次・７次高調波電流の振幅データと位相データに基づいて、駆動電流に５次及び７次高調波成分を加算する１例を示す。
従来は、高調波成分を含まない１次電流のみで、式１となる。
Ｉ＝Ｉ１ｓｉｎθ ・・・式１
ただし、θ＝１次成分の電流位相
これに対して本発明では、例えば表１のデータを例にとると下記のとおりとなる。
（１）基本波電流が２．５［Ａ］とすると、表１の２．３［Ａ］のパラメータから図３に示すように、直線補間で第５次高調波電流の振幅α５と位相β５を算出し、５次加算分α５ｓｉｎ５（θ−β５）を求める。
同様にして、７次加算分α７ｓｉｎ７（θ−β７）を求める。
（２）（１）で算出した位相・振幅を電流指令に加算すると式２が得られる。
Ｉ＝Ｉ１｛ｓｉｎθ＋α５ｓｉｎ５（θ−β５）＋α７ｓｉｎ７（θ−β７）｝・・・・式２
【００１１】
このような構成にすることにより、検出器２に格納されたモータに通電する電流に対応した５次及び７次高調波の電流振幅及び電流基本波成分に対する位相データに基づいて、駆動電流に５次及び７次高調波成分を盛り込むことでトルクリップル低減が可能となり、工作機械に適用した場合は切削時の面に筋目の発生が抑えられた。軌跡制御における位置誤差も低減できた。
【００１２】
図５は図１のモータ制御ブロックを有する場合のトルクリップル実測波形（ａ）およびこれを有しない図４のトルクリップル実測波形（ｂ）である。
図から明らかなように、図１のモータ制御ブロックを有する場合のトルクリップルが、図４のトルクリップル実測波形と比べて、トルクリップルが約１／３以下と大幅に改善されていることが確認できる。
【００１３】
【発明の効果】
以上、本発明によれば、検出器を搭載したモータを制御するモータ制御方法において、モータに通電する電流に対応した５次及び７次高調波電流振幅及び電流基本波成分に対する位相データを前記検出器に格納しておき、モータ駆動時に電流指令及び前記検出器に格納したデータに基づいて５次及び７次高調波の電流振幅及び電流基本波成分に対する位相差を算出し、駆動電流にこの５次及び７次の高調波電流成分を取り込むようにしたので、トルクリップルを大幅に低減することが可能となる。したがって工作機械に適用した場合は切削時の面に筋目の発生が抑えられ、軌跡制御における位置誤差も低減可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るモータ制御のブロック図である。
【図２】本発明に係る５次および７次高調波を考慮したモータ制御のフローチャート図である。
【図３】基本波電流と第５次高調波の振幅と位相の関係を示す線図である。
【図４】従来装置のモータ制御のブロック図である。
【図５】図１のモータ制御ブロック図を有する場合のトルクリップル実測波形（ａ）およびこれを有しない図４のトルクリップル実測波形（ｂ）である。
【符号の説明】
１：モータ
２：検出器
３：モータ駆動装置
３１：速度制御部
３２：電流制御部
３３：電力変換部
４：トルクリップル演算器
５：差分演算器
６：回転位置演算器
７：速度制御器
８：電流指令器
９：電流制御器
１０：ＰＷＭ制御器
１１：ｄｑ変換器
１２：電流検出部
【発明の属する技術分野】
本発明はモータ制御方法および制御装置に関するもので、特にトルクリップルを低減できるＡＣサーボモータの制御方法および制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＡＣモータを工作機械の送り軸に使用した場合、ＡＣサーボモータの出力トルクに脈動があれば、トルクの脈動が切削時の面に筋目として現れる等の不具合が発生する。
そこで従来では、サーボモータの回転速度から回転位置を算出する位置検出回路と、回転子が１回転する間のトルクが一定となる電流に対応する信号を回転子の回転位置毎に格納したＲＯＭとＤ／Ａ変換器と乗算器とからなるトルク脈動補償回路を設け、サーボモータの回転位置に対応して電流制御部の入力信号を補正することを行っている（特許文献１参照）。
【０００３】
【特許文献１】
特開平１０−２２９６９０号公報
【０００４】
図４は、特許文献１記載のＡＣサーボモータ駆動装置で、図において２５はサーボモータ、２１はサーボモータ２５の回転を検出してパルス列を発生する回転センサ、２２はＦ／Ｖ変換器、２３は回転方向判別回路、２４は回転指令と検出した回転信号を受けて差をとり、位相補償して速度指令を出力する速度制御器で、２６は３相の主回路である。３０は電流制御部であり、電流制御器３１と、電流検出器３２、電流検出回路３３、ゲート回路３４とからなっており、４０はトルク脈動補償回路であり、位置検出回路４１と、ＲＯＭ４２、Ｄ／Ａコンバータ４３、乗算器４４からなっている。
図４のＡＣサーボモータ駆動装置によるトルク脈動を補償する原理は次のとおりである。サーボモータ２１のトルクは回転子の磁石が作る磁束密度と固定子の励磁電流の積で表わされ、そして回転子の表面の磁束密度の周方向分布と励磁電流が正弦波になっていればトルクは脈動せず一定になるが、しかし磁束密度の分布が正弦波に対して歪んでいれば、励磁電流が正弦波であってもトルクに脈動が生じることになる。この場合、前記のようにトルクが回転子の磁束密度と励磁電流の積であるため、励磁電流が、正弦波の磁束密度と歪みを含む磁束密度の比を正弦波に乗じた波形となるようにすれば、その積であるトルクは脈動がなく一定とすることができる。そして歪みを含む磁束密度は次のようにして測ることができる。固定子を励磁することなくサーボモータを自由に回転すると、回転子の表面に固着した磁石の磁束のため固定子の巻線に誘起電圧が発生する。この誘起電圧は磁束密度に比例しているのでこの誘起電圧を測ることによって間接的に磁束密度を測ることができる。そこで回転子の回転位置に対応して誘起電圧を計測してＲＯＭに書き込んでおき、永久磁石形ＡＣサーボモータ駆動装置でサーボモータを駆動する時は回転位置に同期して前記ＲＯＭの信号をＤ／Ａ変換器でアナログ信号にして補正し、新たに電流指令とすれば脈動のない一定のトルクを得ることができるのである。
【発明が解決しようとする課題】
ところが、特許文献１記載の発明では、回転子が１回転する間のトルクが一定となる電流に対応する信号を回転子の回転位置毎にＲＯＭに格納しておいても、回路基板を組んだ場合、伝送遅れなどにより、トルクが一定とならないことがあった。
また、ＡＣサーボモータのトルクリップルはコギングトルクだけではなく、駆動装置の電流オフセット調整のばらつきや、モータの磁気飽和により発生するトルクリップルも含まれ、コギングトルクのトルクリップルに占める割合は通常小さく、トルクリップル低減の効果は小さいものであった。
そこで本発明の目的は、トルクリップルを大幅に低減することが可能なモータ制御方法および制御装置を提供することである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記の課題を解決するもので磁気飽和によるトルクリップルは電流の基本周波数成分に対して、５次もしくは７次の高調波電流成分を盛り込むことで低減できることが判明したので、そこで請求項１記載のモータ制御方法の発明によれば、検出器を搭載したモータを制御するモータ制御方法において、該モータに通電する電流に対応した５次及び７次の高調波電流振幅及び電流基本波成分に対する位相データを前記検出器に予め格納しておき、電源投入時に前記検出器より前記高調波電流振幅及び位相データをトルクリップル演算器に取り込み、モータ駆動時に電流指令及び前記高調波電流振幅及び位相データに基づいて５次及び７次の高調波電流振幅及び電流基本波成分に対する位相差を算出し、この５次及び７次の高調波電流成分を前記電流指令に加算し、加算された電流指令に、ｄｑ変換された検出電流を負帰還し、これを電流制御器へ送り、ＰＷＭ制御を経て電力変換部からモータを通電制御することを特徴とする。
請求項２記載のモータ制御装置の発明によれば、検出器を搭載したモータを制御するモータ制御装置において、モータに通電する電流に対応した５次及び７次高調波電流振幅及び電流基本波成分に対する位相データが格納された検出器と、該検出器に格納された前記電流振幅および位相データを電源投入時に前記検出器から取り込みかつモータ駆動時に電流指令に基づいて５次及び７次高調波の電流振幅及び電流基本波成分に対する位相差を演算するトルクリップル演算器と、を有することを特徴とする。
このような構成にすることにより、検出器に格納されたモータに通電する電流に対応した５次及び７次高調波の電流振幅及び電流基本波成分に対する位相データに基づいて、駆動電流に５次及び７次高調波成分を盛り込むことでトルクリップル低減が可能となり、工作機械に適用した場合は切削時の面に筋目の発生が抑えられ、軌跡制御における位置誤差も低減可能となる。
【０００６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図に基づいて説明する。
図１は本発明に係るモータ制御のブロック図である。
図２は本発明に係る５次および７次高調波を考慮したモータ制御のフローチャート図である。
図において、１はモータ、２は検出器、３はモータ駆動装置、４はトルクリップル演算器、５は差分演算器、６は回転位置演算器、７は速度制御器、８は電流指令器、９は電流制御器、１０はＰＷＭ制御器、１１はｄｑ変換器、１２は電流検出部である。そして、モータ１は３相ＡＣサーボモータで、検出器２を搭載している。モータ駆動装置３は３１の速度制御部、３２の電流制御部、３３の電力変換部を搭載している。また、５次・７次高調波電流の振幅データと位相データは、後述する方法にて予め検出器２に格納されている。
このような構成のモータ駆動装置３において、電源投入時に、モータに通電する各電流に対応した、５次高調波電流の振幅データと電流基本波成分に対する位相データおよび７次高調波電流の振幅データと電流基本波成分に対する位相データを、前述の検出器２よりトルクリップル演算器４に取り込む（図２のステップＳＴ１に相当）。
電源投入時にトルクリップル演算器４に取り込む５次・７次高調波電流の振幅データと位相データは、通常、モータ１に検出器２を搭載した後、モータデータ（誘起電圧、抵抗、電流等）をパソコンからシリアル通信により検出器２に格納される。本発明では、このモータデータと併せて５次・７次高調波電流の振幅データと位相データを書き込むものである。５次・７次高調波電流の振幅データと位相データとしては、例えば表１の数値が挙げられる。
【表１】
そして、モータ駆動時にはこのデータの取り込みは行なわず、検出器２から位置データを取り込み、差分演算器５で演算した現在速度であるモータ速度フィードバック信号を速度指令に負帰還して、この値を速度制御器７に送る。速度制御器７の出力は電流指令器８に送られ、ここで、検出器２からの位置データを基に回転位置演算器６で演算された出力を用いて電流指令を算出する。算出された電流指令はトルクリップル演算器４に送られる。トルクリップル演算器４では、電源投入時に既に、モータに通電する各電流に対応した５次高調波電流の振幅データと電流基本波成分に対する位相データおよび７次高調波電流の振幅データと電流基本波成分に対する位相データが取り込まれているから、これらのデータと電流指令に基づいてトルクリップル演算器４において５次高調波電流の振幅Ａと位相αおよび７次高調波電流の振幅Ｂと位相βを算出する（図２のステップＳＴ２に相当）。
【０００８】
トルクリップル演算器４にて算出された５次高調波電流の振幅Ａと位相αおよび７次高調波電流の振幅Ｂと位相βは後述する（Ａｓｉｎ５（θ＋α）＋Ｂｓｉｎ７（θ＋β））として電流指令器８の出力である電流指令に加算される（図２のステップＳＴ３に相当）。
【０００９】
その後は従来の制御と同じ制御を行う。すなわち、電流検出部１２で検出した電流をｄｑ変換器１１を介して前記加算された電流指令に負帰還し、電流制御器９とＰＷＭ制御器１０を介して電力変換部から５次高調波及び７次高調波成分を盛り込んだ電流をモータ１に通電する（図２のステップＳＴ４に相当）。
【００１０】
次に、５次・７次高調波電流の振幅データと位相データに基づいて、駆動電流に５次及び７次高調波成分を加算する１例を示す。
従来は、高調波成分を含まない１次電流のみで、式１となる。
Ｉ＝Ｉ１ｓｉｎθ ・・・式１
ただし、θ＝１次成分の電流位相
これに対して本発明では、例えば表１のデータを例にとると下記のとおりとなる。
（１）基本波電流が２．５［Ａ］とすると、表１の２．３［Ａ］のパラメータから図３に示すように、直線補間で第５次高調波電流の振幅α５と位相β５を算出し、５次加算分α５ｓｉｎ５（θ−β５）を求める。
同様にして、７次加算分α７ｓｉｎ７（θ−β７）を求める。
（２）（１）で算出した位相・振幅を電流指令に加算すると式２が得られる。
Ｉ＝Ｉ１｛ｓｉｎθ＋α５ｓｉｎ５（θ−β５）＋α７ｓｉｎ７（θ−β７）｝・・・・式２
【００１１】
このような構成にすることにより、検出器２に格納されたモータに通電する電流に対応した５次及び７次高調波の電流振幅及び電流基本波成分に対する位相データに基づいて、駆動電流に５次及び７次高調波成分を盛り込むことでトルクリップル低減が可能となり、工作機械に適用した場合は切削時の面に筋目の発生が抑えられた。軌跡制御における位置誤差も低減できた。
【００１２】
図５は図１のモータ制御ブロックを有する場合のトルクリップル実測波形（ａ）およびこれを有しない図４のトルクリップル実測波形（ｂ）である。
図から明らかなように、図１のモータ制御ブロックを有する場合のトルクリップルが、図４のトルクリップル実測波形と比べて、トルクリップルが約１／３以下と大幅に改善されていることが確認できる。
【００１３】
【発明の効果】
以上、本発明によれば、検出器を搭載したモータを制御するモータ制御方法において、モータに通電する電流に対応した５次及び７次高調波電流振幅及び電流基本波成分に対する位相データを前記検出器に格納しておき、モータ駆動時に電流指令及び前記検出器に格納したデータに基づいて５次及び７次高調波の電流振幅及び電流基本波成分に対する位相差を算出し、駆動電流にこの５次及び７次の高調波電流成分を取り込むようにしたので、トルクリップルを大幅に低減することが可能となる。したがって工作機械に適用した場合は切削時の面に筋目の発生が抑えられ、軌跡制御における位置誤差も低減可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るモータ制御のブロック図である。
【図２】本発明に係る５次および７次高調波を考慮したモータ制御のフローチャート図である。
【図３】基本波電流と第５次高調波の振幅と位相の関係を示す線図である。
【図４】従来装置のモータ制御のブロック図である。
【図５】図１のモータ制御ブロック図を有する場合のトルクリップル実測波形（ａ）およびこれを有しない図４のトルクリップル実測波形（ｂ）である。
【符号の説明】
１：モータ
２：検出器
３：モータ駆動装置
３１：速度制御部
３２：電流制御部
３３：電力変換部
４：トルクリップル演算器
５：差分演算器
６：回転位置演算器
７：速度制御器
８：電流指令器
９：電流制御器
１０：ＰＷＭ制御器
１１：ｄｑ変換器
１２：電流検出部
Claims (2)
- 検出器を搭載したモータを制御するモータ制御方法において、該モータに通電する電流に対応した５次及び７次の高調波電流振幅及び電流基本波成分に対する位相データを前記検出器に予め格納しておき、電源投入時に前記検出器より前記高調波電流振幅及び位相データをトルクリップル演算器に取り込み、モータ駆動時に電流指令及び前記高調波電流振幅及び位相データに基づいて５次及び７次の高調波電流振幅及び電流基本波成分に対する位相差を算出し、この５次及び７次の高調波電流成分を前記電流指令に加算し、加算された電流指令に、ｄｑ変換された検出電流を負帰還し、これを電流制御器へ送り、ＰＷＭ制御を経て電力変換部からモータを通電制御することを特徴とするモータ制御方法。
- 検出器を搭載したモータを制御するモータ制御装置において、モータに通電する電流に対応した５次及び７次の高調波電流振幅び電流基本波成分に対する位相データが格納される検出器と、
該検出器に格納された前記電流振幅および位相データを電源投入時に前記検出器から取り込みかつモータ駆動時に電流指令に基づいて５次及び７次高調波の電流振幅及び電流基本波成分に対する位相差を演算するトルクリップル演算器と、
を有することを特徴とするモータ制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002382408A JP2004215399A (ja) | 2002-12-27 | 2002-12-27 | モータ制御方法および制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002382408A JP2004215399A (ja) | 2002-12-27 | 2002-12-27 | モータ制御方法および制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004215399A true JP2004215399A (ja) | 2004-07-29 |
Family
ID=32817976
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002382408A Pending JP2004215399A (ja) | 2002-12-27 | 2002-12-27 | モータ制御方法および制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2004215399A (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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2002
- 2002-12-27 JP JP2002382408A patent/JP2004215399A/ja active Pending
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|---|---|---|---|
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|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
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|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
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|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
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