JP2004208389A - 力率改善ｄｃ／ｄｃコンバータおよびこれを用いる電子装置 - Google Patents

Abstract

【課題】直流出力を想定される交流入力電圧のピータ値よりも高い電圧に設定しなくても済み、高圧耐圧部品を使用しなくても済む力率改善コンバータの電源装置およびこの電源装置を用いる電子装置を提供することにある。
【解決手段】この発明は、シャント回路に流れる電流が遮断されたときに発生するフライバックパルスによる電流の還流路を、基準電位のラインとシャント回路の一端をを接続する第２の整流素子で形成し、コイルの入力側端子と入力側の脈流電圧のラインとの間に第１のスイッチ回路を設けて、フライバックパルスを発生させたときに第１のスイッチ回路をＯＦＦにすることでコイルの入力側端子と入力側の脈流電圧のラインとを切り離すものである。
【選択図】 図２

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、力率改善ＤＣ／ＤＣコンバータおよびこれを用いる電子装置に関し、詳しくは、商用交流電源からの電力を直流に変換して電子装置に供給するシステムにおける力率改善コンバータにおいて、その直流出力を想定される交流入力電圧のピータ値よりも高い電圧に設定しなくても済み、高圧耐圧部品を使用しなくても済むような力率改善コンバータの電源装置の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、交流電源から電力が供給される電子装置、例えば、サーバなどの電子システムでは、その内部で低電圧の直流電源を必要とするために商用電源から直接またはトランスを介した交流電流をダイオードなどの整流回路で整流し、キヤパシタ等で構成される平滑回路で平滑化して、ＤＣ／ＤＣコンバータに供給している。さらに、このＤＣ／ＤＣコンバータの出力を必要とするＤＣ電圧までシリーズレギュレータやスイッチングレギュレータ等により降圧することが行われる。
―般的にコンデンサインプットと呼ばれる整流平滑方式で、交流を直流に変換する直流電源回路では、主スイッチの投入時に突入電流を発生したり、入力の電圧のピーク付近で瞬間的に大きな電流を吸収するために、力率が悪く、高調波雑音の原因となり、近年、それが問題となっている。
このため力率改善コンバータがインバータ式エアコンデイショナーや家庭用コンピュータなど電化製品や情報機器に幅広く導入されつつある。
【０００３】
力率改善コンバータとは、アクティブフイルタとも呼ばれる回路技術であり、基本的には、ブリッジに構成したダイオードなどのスイッチ素子からなる整流回路で交流を整流して得た電力の脈流ＤＣ電流を、高周波でスイッチングしてフライバックパルスを得て、それを直流定電圧に変換する非絶縁昇圧型のコンバータである。この点で、通常の降圧型スイッチングレギュレータとは相違する。
この力率改善コンバータの制御は、出力の直流電圧が―定になるようにするのと同時に、入力の脈流電圧に実質的に比例して電流をグランド側へと流して電力を消費するようにして脈流を吸収する制御する。具体的には、直流出力電圧をある基準値と比較し、その比較の結果得られる電圧値と、交流整流回路から入力される脈流入力電圧の乗算値に応じて非絶縁昇圧型スイッチングコンバータのスイッチングトランジスタをスイッチング制御するものである。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
このような従来構成の力率改善コンバータは、実質的に昇圧コンバータであるが故に、フライバックパルスを得るコイル（インダクタ）の入力側の端子は、フライバック発生時点で整流回路から入力される脈流入力電圧のピーク値を必ず超えていなければならない。そうしないと、コイルを経て電力用のコンデンサ側に昇圧した電力を蓄積することができない。
例えば、ワールドワイドな電源装置として、このような電源装置を設計した場合、交流入力電圧の範囲を８０Ｖ〜２６０Ｖの範囲のものとすれば、想定される脈流のピーク電圧は、そのルート２倍の約３６６Ｖにも達する。そのため、力率改善コンバータの出力（そのフライバックパルスの電圧）は、それ以上、例えば、３８５Ｖ前後に設定して設計しなければなくなる。
このような高い電圧が電源回路で発生すると、危険性が増大したり、低電圧部品にくらべ高価で大型かつ低性能な高圧耐圧部品を使用しなければならなくなる問題がある。
この発明の目的は、このような従来技術の問題点を解決するものであって、直流出力を想定される交流入力電圧のピータ値よりも高い電圧に設定しなくても済み、高圧耐圧部品を使用しなくても済む力率改善コンバータの電源装置およびこの電源装置を用いる電子装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成するためのこの発明の力率改善コンバータの電源装置および電子装置の特徴は、交流を整流して得られる脈流ＤＣ電圧を持つ入力電流をスイッチングしてフライバックパルスを生成して入力脈流電圧に対して安定化された降圧のＤＣ電圧を得る力率改善ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
第１のコイル、脈流ＤＣ電圧のラインと第１のコイルとの間に設けられた第１のスイッチ回路および第１のコイルに流れる電流を受ける順方向に挿入された第１の整流素子とを有する直列回路と、第１のスイッチ回路を経た入力電流を基準電位のラインに流すシャント回路と、基準電位のラインと第１のコイルの一端との間に設けられシャント回路に流れる入力電流が遮断されたときに発生するフライバックパルスによる電流の還流路を形成する第２の整流素子と、第１のコイルに流れる電流を第１の整流素子を介して受ける一端が出力端子に接続された第１のコンデンサとを備えていて、
第１のスイッチ回路を入力電流の周波数よりも高い所定の周波数でＯＮあるいはＯＦＦし、脈流ＤＣ電圧と出力端子の電圧に応じて、ＯＮしている第１のスイッチをＯＦＦにしあるいはＯＦＦしている第１のスイッチ回路をＯＮにして、第１のスイッチをＯＦＦにしたタイミングでフライバックパルスを発生させて、出力端子の電圧が実質的に―定になるように制御するとともに第１のスイッチ回路がＯＮしているときに脈流ＤＣ電圧に実質的に比例した入力電流をシャント回路を介して基準電位のラインに流す制御をするものである。
【０００６】
【発明の実施の形態】
このように、この発明では、第１のコイルの入力側端子と入力側の脈流電圧のラインとの間に第１のスイッチ回路を設けて、脈流ＤＣ電圧を持つ入力電流を基準電位のラインに流すシャント回路に流れる電流が遮断されたときに発生するフライバックパルスの電流の還流路を、基準電位のラインとシャント回路の一端との間に設けられた第２の整流素子で形成し、フライバックパルスが発生したときに第１のスイッチ回路をＯＦＦにしてコイルの入力側端子と入力側の脈流電圧のラインとを切り離すようにしている。
そして、フライバックパルス発生時には、フライバック電流が還流するコイルの端子は、第２の整流素子により基準電位ラインに接続されているので、基準電位ラインの電位に近い電圧になる。一方、発生するフライバックパルスは、コイルの出力端側の電圧が基準となるので、入力側の脈流電圧のラインのピーク電圧より低いフライバックパルスを生成することができる。
これにより、コイルの出力側の電圧は、入力側の脈流電圧のピーク電圧より低い任意の電圧に設定でき、出力側以降の回路に高い電圧が加わらなくても済む。
その結果、高圧耐圧部品を使用しなくても済む力率改善コンバータの電源装置およびこの電源装置を用いる電子装置を容易に実現できる。
【０００７】
【実施例】
図１は、この発明の力率改善ＤＣ／ＤＣコンバータを適用した―実施例の電源装置のブロック図、図２は、図１の電源装置を利用する無停電電源システムの一例の説明図、図３は、力率改善コンバータのコイルの入力端子と出力端子の電圧波形図、図４は、Zeta型力率改善コンバータを適用したこの発明の他の実施例の電源装置のブロック図である。なお、各図において、同一の構成要素は同一の符号で示す。それらの重複しての説明は省略する。
まず、図２において、１０は、無停電電源システムで動作するサーバの例であって、１１は、そのサーバ電源ブロック（電源装置）、１５は、サーバ電源ブロック１１から電力の供給を受けて動作するサーバ本体、２２は、サーバ電源ブロック１１から電力の供給を受けて動作する周辺機器の―例としてのＬＣＤディスプレイである。
サーバ電源ブロック１１において、１２は、力率改善コンバータであり、交流整流回路１と非絶縁型昇降圧コンバータ２とで構成されいる。１２ａは、その電力供給ラインである。そして、１２ｂは、共通接地ラインであるボデイアースラインである。
【０００８】
このサーバ電源ブロック１１は、コネクタ（コンセント＋プラグ）１１ａを介して商用ＡＣ電源ＡＣ２００Ｖの電源入力ライン２１に接続され、このラインを介して入力された電力を力率改善コンバータ１２にて、例えば、直流４８Ｖの電圧の電力に変換して共通直流電力ライン１２ａに送出する。共通直流電力ライン１２ａの電力は、ＡＴＸ仕様（ＡＴＸ規格）の電源回路であるスイッチングレギュレータ等の絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１３に加えられ、例えば、ＤＣ１２Ｖ，ＤＣ５Ｖ，ＤＣ３．３Ｖ，−ＤＣ５Ｖ，−ＤＣ１２Ｖの各電圧の電力として生成され、ＡＴＸ仕様のコネクタ１４を介してサーバ本体１５に供給される。
無停電電源システムとして、商用ＡＣ電源が遮断されたときには、二次電池ユニット２０から電力が供給される。そのために電力供給ライン１２ａには、充電回路１７と放電回路１８を介して複数の二次電池が積層された組み電池１９が接続されている。組み電池１９は、通常は、力率改善コンバータ１２から充電回路１７を介して充電されてＤＣ４８Ｖの電圧が保持されるように制御され、商用ＡＣ電源の停電時には、放電回路１８を介して絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１３に電力を供給する。これによりサーバ本体１５ならびにＬＣＤディスプレイ２２は停電の影響を受けることなく動作する。
なお、ＬＣＤディスプレイ２２は、その電力供給ライン１２ａとボデイアースライン１２ｂとに接続された絶縁ＤＣ／ＡＣコンバータ１６を介してＡＣ１００Ｖの電力が供給される。
【０００９】
二次電池ユニット２０に供給される電力は、非絶縁型昇降圧コンバータ２を介して供給されるが、これには、高電圧が加わらず、脈流が少ない電流であることが充電電池を保護し、長持ちさせる条件である。そのために、出力側を高電圧に設定しないで済む力率改善コンバータ１２が利用される。
この力率改善コンバータ１２は、図１に示すように、交流整流回路１と非絶縁型昇降圧コンバータ２とで構成されいる。
交流整流回路１は、いわゆるダイオードブリッジの全波整流回路であり、コネクタ１１ａを介して入力された商用ＡＣ電源としてＡＣ２００Ｖの電圧の電力を小容量のフイルムキャバシタ２３にて急峻な高調波ノイズを減少させた上で、脈流ライン１ａに送出する。
非絶縁型昇降圧コンバータ２は、この脈流を持つ直流電圧の電力を受けてそれをスイッチングすることで、昇降圧をしてＤＣ４８Ｖの電力を電力用のコンデンサＣoに蓄積する。
【００１０】
非絶縁型昇降圧コンバータ２は、ｎチャネルのＭＯＳトランジスタＴｒ1からなるスイッチ回路３とこれを駆動する高いドライブ電圧を発生する昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータからなるハイサイドドライバ４、そしてブロッキング発振をさせるトランス（ブロッキングトランス）５、ｎチャネルのＭＯＳトランジスタＴｒ2からなるスイッチ回路６、ダイオードＤ1，Ｄ2、シャント抵抗Ｒ、電力用のコンデンサＣo、そしてＩＣ化されたコントローラ７とからなる。
８ａは、出力端子であり、電力供給ライン１２ａに接続されている。８ｂは、は、グランドライン８が接続されたグランド端子であり、共通接地ラインであるボデイアースライン１２ｂに接続されている。
なお、シャント抵抗Ｒは、グランドライン８に流す電流値を検出するために挿入された抵抗である。このシャント抵抗Ｒの電圧を検出することにより入力脈流電圧に実質的に比例した入力電流を消費する制御をコントローラ７が行う。
【００１１】
ここで、スイッチ回路３とブロッキングトランス５（その一次巻線）とダイオードＤ1とはこの順での直列回路となっていて、この直列回路が脈流ライン１ａと出力端子８ａとの間に接続されている。ダイオードＤ2は、スイッチ回路３とブロッキングトランス５との接続点Ａとグランドライン８との間に接続されている。また、コンデンサＣoは、出力端子８ａとグランドライン８との間に接続されている。さらに、コントローラ７の駆動パルスがスイッチ回路６（トランジスタＴｒ2のゲート）とハイサイドドライバ４とに供給され、前記の駆動パルスがハイサイドドライバ４により高い駆動電圧に変換されてトランジスタＴｒ1のゲートに供給される。
【００１２】
コントローラ７の内部には、基準電圧Ｖrefを発生する基準電圧発生回路７ａと、誤差増幅器７ｂ、乗算回路７ｃ、そしてブロッキング発振制御回路７ｄとを有し、脈流電圧をモニタする信号ライン９ａ、出力端子８ａの電圧をモニタする信号ライン９ｂ、ブロッキングトランス５の二次巻線からの信号ライン９ｃ、ブロッキングトランス５の一次巻線に流れる電流をシヤントするシャント抵抗Ｒの端子電圧を受ける信号ライン９ｄからそれぞれの電圧信号を受けて、これら電圧信号に応じてスイッチ回路３とスイッチ回路６とのＯＮ期間を出力電圧とシャント抵抗Ｒの端子電圧に応じて制御する。
なお、シャント抵抗Ｒの端子電圧は、ブロッキングトランス５の一次巻線に流れる電流をモニタするものであり、実際には、その電流に対応する信号に相当する。また、スイッチ回路６とシャント抵抗Ｒとは、ブロッキングトランス５（その一次巻線）に流れる脈流の入力電流をグランドＧＮＤ（グランドライン８）へとシャントするシャント回路になっている。
さらに、トランジスタＴｒ1，Ｔｒ2のソース−ドレインに沿って順方向に並列に設けられたダイオードは、ボディダイオードである。
【００１３】
コントローラ７は、ブロッキング発振制御回路７ｄとブロッキングトランス５とスイッチ回路６とシャント抵抗Ｒとにより高周波でスイッチ回路３とスイッチ回路６とをスイッチングするブロッキング発振回路を形成している。
ブロッキング発振制御回路７ｄは、信号ライン９ｃからブロッキングトランス５の二次巻線からの信号を受けてそれを正帰環信号として駆動ライン９に駆動パルスを発生してスイッチ回路６をＯＮさせてブロッキング発振をさせる。すなわち、信号ライン９ｃは、ブロッキングトランス５の一次巻線に流れる電流が臨界動作状態になったタイミングでトリガ信号を取り出すラインである。
スイッチ回路６のＯＮ期間にその駆動パルスをスイッチ回路３にも加えることでこれらを同時にＯＮさせる。このことで、これらスイッチ回路３，６のＯＮ期間に応じて、ブロッキングトランス５の一次巻線に流れる電流値が増加するので、このＯＮ期間を制御することで一次巻線に流れる電流、言い換えれば、脈流入力電流を制御する。
すなわち、これらスイッチ回路３，６のＯＦＦするタイミングを駆動パルスのパルス幅で制御することで、フライバックパルスの電圧値を制御すると同時に、ブロッキングトランス５の一次巻線に流れる電流が脈流となっているので、この脈流に比例した電流を、スイッチ回路６を介してグランドライン８へと流す制御をする。それにより脈流の電流の吸収ができる。
そこで、ブロッキング発振制御回路７ｄは、ブロッキング発振によりＯＮさせたスイッチ回路３とスイッチ回路６とを乗算回路７ｃの出力を受けてＯＦＦさせる。
【００１４】
乗算回路７ｃの出力は、脈流電圧をモニタする信号ライン９ａの電圧と、出力端子８ａの電圧と基準電圧Ｖrefとの差の電圧信号Ｓのかけ算値として発生させる。ここで、差の電圧信号Ｓは、基準電圧発生回路７ａと、これと出力端子８ａの電圧を受ける誤差増幅器７ｂの出力として発生する。
このように、シャント抵抗Ｒの端子電圧と出力端子８ａの電圧とがそれぞれ帰還されて、出力端子の電圧が一定の電圧、例えば、４８ＶになるようにそれぞれのＯＮ期間が制御され、かつ、脈流の吸収が行われる。出力端子８ａが４８Ｖ（目標電圧）よりが下がったときには、スイッチ回路３とスイッチ回路６とのＯＮ期間をその低下電圧値に応じて長くし、かつ、ブロッキングトランス５に流れる電流を大きくして、スイッチ回路６をＯＦＦしたときのフライバックパルスの電圧を高くする。出力端子８ａの電圧が実質的に４８Ｖ（目標電圧）にあるときには、ＯＮ／ＯＦＦが停止される。さらに、ブロッキングトランス５を経てシャント抵抗Ｒに流れる電流は、前記の乗算値により脈流に比例した電流値のところで高周波数の駆動パルスにより遮断される。
【００１５】
ここで、トランジスタのスイッチ回路３およびスイッチ回路６がＯＮすると、脈流ライン１ａから入力された電力は、トランジスタのスイツチ回路３、接続点Ａ（コイル入力側）、ブロッキングトランス５の一次巻線、接続点Ｂ（コイル出力側）、トランジスタのスイッチ回路６、シヤント抵抗Ｒ、グランドライン８を経る電流ループを形成する。このとき、ブロッキングトランス５の一次巻線（コイル）に流れ込んだ電流は、その電流値に応じた磁気エネルギーとしてこれに蓄積される。
次いで、トランジスタのスイッチ回路３，６がＯＦＦになると、ブロッキングトランス５の一次巻線（コイル）に蓄積された磁気エネルギーは電流に変換されて流れ出し、接続点Ｂ、ダイオードＤ1、電力用コンデンサＣoの陽極、出力端子８ａ、出力端子８ａに接続された電力供給ライン１２ａ、これに接続された負荷回路、ボデイアースライン１２ｂ、グランドライン８、ダイオードＤ2、ブロッキングトランス５の一次巻線に戻る電流ループを形成する。
【００１６】
このように、スイッチ回路３とスイッチ回路６とがＯＦＦしたときには、ブロッキングトランス５の一次巻線に流れるフライバックパルス電流は、ダイオードＤ1、コンデンサＣo、グランドライン８、ダイオードＤ2による閉回路を流れる。すなわち、ダイオードＤ2は、フライバックダイオードである。そこで、スイッチ回路３とブロッキングトランス５との接続点Ａの電圧は、グランド電位から１Ｖf（ベース−エミッタ重方向降下電圧＝０．７Ｖ）に維持される。
この実施例では、ブロッキングトランス５の一次巻線（コイル）の入力側（接続点Ａ）の電圧である昇圧基準電圧が脈流ライン１ａではなく、実質的にダイオードＤ2で接続された接続点Ａになっている。このことによって一次巻線出力側（接続点Ｂ）に発生するフライバックパルスは、これが基準の電圧となり、脈流ライン１ａのピーク電圧に制限されることなく、自由に、例えば、４８Ｖに設定することができる。
【００１７】
このうように、この実施例では、力率改善コンバータの昇圧コイル（ブロッキングトランス５の一次巻線）に電力エネルギーを蓄積するときには、脈流電圧のライン１ａとコイルの間にあるスイッチ回路３をＯＮにし、かつ、コイルとグランドライン８との間にあるスイッチ回路６をＯＮする。反対にコイルに蓄積された電力エネルギーを出力するときには、これら二つのスイッチ回路をＯＦＦする。このＯＦＦのとき、コイルに蓄積された電力エネルギーは、グランドライン８とを結ぶ整流素子（ダイオードＤ2）を経由してコイルに戻るので、コイルの脈流ライン側の極である昇圧の電圧基準（接続点Ａ，コイルの入力端子の電圧）は、スイッチ回路を経由した実質的なループの電圧基準となる。これにより、入力の脈流電圧によらずに、出力電圧を自由に設定することが可能になり、脈流のピータ電圧よりもコイル（ブロッキングトランス５の一次巻線）の出力端子（接続点Ｂ）は、低い電圧に設定することができる。
【００１８】
図３は、力率改善コンバータのブロッキングトランス５の一次巻線（コイル）の入力端子である接続点Ａと出力端子である接続点Ｂ（一次巻線とダイオードＤ1との接続点）の電圧波形図である。
図３（ａ）は、駆動ライン９に出力される駆動パルスであり、そのパルス幅は、出力端子８ａの電圧と入力脈流電圧とに応じて変化する。図３（ｂ）は、コイル（ブロッキングトランス５の一次巻線）の出入力端子（接続点Ｂ）に発生するフライバックパルスであり、図３（ｃ）は、コイル（ブロッキングトランス５の一次巻線）の入力端子（接続点Ａ）の電圧波形である。
（ｃ）に示すように、コイルの入力端子となる接続点Ａの電圧波形は、ＡＣ２００Ｖの場合、そのピーク電圧の３６６Ｖを越えることはない。また、コイルの出力端子である接続点Ｂの電圧波形は、４８Ｖ程度の値に維持される。
これに対して、一般的な力率改善コンバータのコイルの入力端子と出力端子の電圧波形図は、図３（ｄ）は、一般的な力率改善コンバータのコイルの入力側の電圧波形であり，（ｅ）は、そのコイルの出力端子の電圧波形であり、これらはともに３６０Ｖ以上の高い電圧になる。
【００１９】
図３（ｃ）に示すように、ブロッキングトランス５の一次巻線の入力側端子に瞬間的に加えられる電圧は、入力電圧を整流したピーク値を越えることはなく、その平均的な電圧値は、グランド電位に近いものとなる。また、図３（ｂ）に示すように、ブロッキングトランス５の一次巻線の出力側端子は、目標電圧か、これより少し高いフライバックパルスが瞬間的に加えられるだけであるので、これも高電圧になることはない。これより非絶縁型昇降圧コンバータ２より後段の回路に高電圧が加わることはなくなる。
したがって、出力電圧を想定される交流電圧のピーク値よりも低く設定した力率改善コンバータ１２を具えた図２の交流入力のサーバ１０は、高電圧による各種危険性が減少するとともに、そのサーバ電源ブロック１１は、小型高性能で廉な低電圧用部品の使用が可能となる。
なお、この例では自励式制御を例としたためブロッキングトランス５の二次巻線の信号ライン９ｃが必要となっているが、所定の周期のクロックＣＬＫ等でＯＮ信号を外部から加えてスイッチ回路３を所定の周期でＯＮさせるような他励式の発振回路を用いる、例えば、図４に示すような制御回路では、信号ライン９ｃが不要であることは言うまでもない。また、このような制御により入力の脈流電圧と実質的に比例した電流を吸収して定電圧の直流に変換することが可能となるので力率が改善される。
【００２０】
ところで、ハイサイドドライバ４は、チャージポンプ回路等を用いた昇圧回路を具えるトランジスタスイッチ駆動回路とするとができる。
なお、詳細は説明しないが、交流整流回路１のダイオード、ダイドードＤ1，Ｄ2の少なくとも１つをトランジスタ素子のスイッチ回路に置き換えて、ダイオードがＯＮするのと実質的に同様の条件でこのトランジスタをＯＮさせる制御を行うことによりさらにより効率が高い回路とすることができる。言い換えれば、これらダイオードは、ここでは、所定のタイミングでＯＮ／ＯＦＦするスイッチング素子が使用できる。
【００２１】
図４は、昇降圧コンバータとしてよく知られたZeta型コンバータを応用した実施例例である。
Zeta型昇降圧コンバータ２ａは、ハイサイドドライバ４で駆動されるスイッチ回路３、コア付きコイル５０、コンデンサＣ2、コイル５１、ダイオードＤ1、ダイオードＤ3、出力コンデンサＣo、グランドライン８に直列に挿入されたシャント抵抗Ｒ1、ＩＣ化されたコントローラ７０からなる。
なお、グランドライン８は、抵抗Ｒ1、グランドライン８ｃを介して端子８ｂに接続されている。
コントローラ７０には、抵抗Ｒ1により電流をモニタする検出信号ライン９ｄ、脈流電圧のモニタ信号ライン９ａ、出力電圧モニタの信号ライン９ｂが接続されている。この例では、高周波駆動の他励発振型の制御回路ブロックを示したため図２の例では必要であったコイルからの臨界状態をモニタする信号ライン９ｃは不用である。
この昇降圧コンバータでは、図１のブロッキングトランス５に換えてコア付きコイル５０が設けられ、ダイオードＤ2の位置にはこれに換えて脈流入力電流をシャントするシャント回路を構成するコイル５１が設けられている。また、接続点Ａとコイル５０との間に電力用のコンデンサＣ2が挿入され、スイッチ回路６とシャント抵抗Ｒの直列回路の位置には、これに換えて、図１のダイオードＤ2が挿入され、コイル５１に流れるフライバック電流の帰還路を形成している。
【００２２】
コントローラ７０は、ブロッキング発振制御回路７ｄに換えて内部に駆動パルスを発生する駆動制御回路７１が設けられ、スイッチ回路３がＯＮ／ＯＦＦ駆動される。高周波による所定の周波数でのＯＮ駆動に応じて、コイル５１、グランドラインライン８へと電流が流れて、コイル５１にエネルギーが蓄積される。このとき同時に、コンデンサＣ2に蓄積されている電荷がコイル５０、ダイオードＤ1、コンデンサＣoと電流が流れてコンデンサＣoに電荷（電力）が供給される。スイッチ回路３のＯＦＦ時には、コイル５１の出力側にフライバックパルスが発生してコイル５１に蓄積されたエネルギーが電流として、グランドライン８、ダイオードＤ2，コイル５０を介してコンデンサＣ2へと流れ、これに電荷が蓄積されてコイル５１の入力側に帰還する。
これがスイッチ回路３のＯＮ／ＯＦＦに応じて高周波で繰り返される。
なお、ＯＦＦのタイミングは、図１と同様に乗算回路７ｃの出力を受けて、脈流ＤＣ電圧に実質的に比例した入力電流をグランドライン８へと流すように設定されている。
【００２３】
駆動制御回路７１は、抵抗Ｒ1の端子電圧を受けて、コイル５１に流れる電流を監視して、コイル５１に流れる電流が脈流に比例した電流となったときに、スイッチ回路３をＯＦＦする駆動パルスを発生して駆動ライン９に出力する。
する。
このZeta型回路は、コイル５１が接続点Ａとグランドライン８の間に挿入されているので、直流的には、グランド電位に近いものになる。また、コイル５０の出力側である接続点Ｂの電圧は、図１と同様に、グランド電位から０．７Ｖ程度を基準として発生するフライバックパルスの電圧に抑えられているので、コンデンサＣo側へは、高い電圧が加わらないで済む。なお、このZeta型回路は、コイルが２つ必要であり、電力用のコンデンサＣ2が必要になる。
【００２４】
以上説明したきたが、実施例では、スイッチ回路３（あるいはスイッチ回路３およびスイッチ回路６）を入力電流よりも高い所定の周波数でＯＮするとともに脈流ＤＣ電圧と出力端子の電圧（コンデンサＣoの端子の電圧）に応じて出力端子の電圧が実質的に―定になるようにスイッチ回路３（あるいはスイッチ回路３およびスイッチ回路６）をＯＦＦし、かつ、スイッチ回路３（あるいはスイッチ回路３およびスイッチ回路６）がＯＮしているときに前記脈流ＤＣ電圧に実質的に比例した入力電流をグランドライン８（基準電位のライン）に流す制御をしてるが、スイッチ回路３（あるいはスイッチ回路３およびスイッチ回路６）のＯＮ／ＯＦＦ制御はこれと逆になっていてもよい。
すなわち、スイッチ回路３（あるいはスイッチ回路３およびスイッチ回路６）を入力電流よりも高い所定の周波数でＯＦＦするとともにフライバックパルスを発生し、脈流ＤＣ電圧と出力端子の電圧（コンデンサＣoの端子の電圧）に応じて出力端子の電圧が実質的に―定になるようにスイッチ回路３（あるいはスイッチ回路３およびスイッチ回路６）をＯＮしかつスイッチ回路３（あるいはスイッチ回路３およびスイッチ回路６）がＯＮしているときに前記脈流ＤＣ電圧に実質的に比例した入力電流をグランドライン８（基準電位のライン）に流す制御をしてもよい。
【００２５】
また、実施例では、グランドラインへと落とす電流を検出する抵抗を、図１では、スイッチ回路６と直列に挿入し、図４では、グランドラインに挿入しているが、この抵抗は、スイッチ回路３がＯＮしているときに、グランドラインへと落とす電流を検出するものならば、どこに挿入されてもよい。
さらに、実施例では、電子装置としてサーバの例を挙げているが、電子装置はサーバに限定されるものではない。また、スイッチ回路としてｎチャネルＭＯＳトランジスタの例を挙げているが、スイッチ素子は、バイポーラトランジスタであってもよく、さらにトランジスタ素子に限定されるものではない。
【００２６】
【発明の効果】
以上の説明のとおり、この発明では、第１のコイルの入力側端子と入力側の脈流電圧のラインとの間に第１のスイッチ回路を設けて、脈流ＤＣ電圧を持つ入力電流を基準電位のラインに流すシャント回路に流れる電流が遮断されたときに発生するフライバックパルスの電流の還流路を、基準電位のラインとシャント回路の一端との間に設けられた第２の整流素子で形成し、フライバックパルスが発生したときに第１のスイッチ回路をＯＦＦにしてコイルの入力側端子と入力側の脈流電圧のラインとを切り離すようにしている。
その結果、高圧耐圧部品を使用しなくても済む力率改善コンバータの電源装置およびこの電源装置を用いる電子装置を容易に実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、この発明の力率改善ＤＣ／ＤＣコンバータを適用した―実施例の電源装置のブロック図である。
【図２】図２は、図１の電源装置を利用する無停電電源システムの一例の説明図である。
【図３】図３は、力率改善コンバータのコイルの入力端子と出力端子の電圧波形図である。
【図４】図４は、Zeta型力率改善コンバータを適用したこの発明の他の実施例の電源装置のブロック図である。
【符号の説明】
１…交流整流回路、１ａ…脈流ライン、
２…非絶縁型昇降圧コンバータ、
３，６…スイッチ回路、４…ハイサイドドライバ、
５…トランス（ブロッキングトランス）、
７…コントローラ、
８ａ…出力端子、８ｂ…グランドライン、
１０…サーバ、１１…サーバ電源ブロック（電源装置）、１１…コネクタ、
１２…力率改善コンバータ、１２ａ…電力供給ライン、
１２ｂ…ボデイアースライン、
１３…絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ、１４…コネクタ、
１５…サーバ本体、
２２…ＬＣＤディスプレイ、
１７…充電回路、１８…放電回路、
１９…組み電池、２０…二次電池ユニット、
Ｔｒ1，Ｔｒ2…ＭＯＳトランジスタ、
Ｄ1，Ｄ2…ダイオード、Ｒ…抵抗、Ｃ1，Ｃo…コンデンサ。

Claims (12)

1. 交流を整流して得られる脈流ＤＣ電圧を持つ入力電流をスイッチングしてフライバックパルスを生成して入力脈流電圧に対して安定化された降圧のＤＣ電圧を得る力率改善ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
   第１のコイル、前記脈流ＤＣ電圧のラインと前記第１のコイルとの間に設けられた第１のスイッチ回路および前記第１のコイルに流れる電流を受ける順方向に挿入された第１の整流素子とを有する直列回路と、
   前記第１のスイッチ回路を経た前記入力電流を基準電位のラインに流すシャント回路と、
   前記基準電位のラインと前記第１のコイルの一端との間に設けられ前記シャント回路に流れる前記入力電流が遮断されたときに発生する前記フライバックパルスによる電流の還流路を形成する第２の整流素子と、
   前記第１のコイルに流れる電流を前記第１の整流素子を介して受ける一端が出力端子に接続された第１のコンデンサとを備え、
   前記第１のスイッチ回路を前記入力電流の周波数よりも高い所定の周波数でＯＮあるいはＯＦＦし、前記脈流ＤＣ電圧と前記出力端子の電圧に応じて、ＯＮしている前記第１のスイッチをＯＦＦにしあるいはＯＦＦしている前記第１のスイッチ回路をＯＮにして、前記第１のスイッチをＯＦＦにしたタイミングで前記フライバックパルスを発生させて、前記出力端子の電圧が実質的に―定になるように制御するとともに前記第１のスイッチ回路がＯＮしているときに前記脈流ＤＣ電圧に実質的に比例した前記入力電流を前記シャント回路を介して前記基準電位のラインに流す制御をする力率改善ＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 前記シャント回路は、前記第１のコイルの電流出力側の端子と前記基準電位のラインとの間に接続された第２のスイッチ回路あるいは前記第１のコイルの電流入力側の端子と前記基準電位のラインとの間に接続された第２のコイルで構成される請求項１記載の力率改善ＤＣ／ＤＣコンバータ。
3. さらに、所定の検出信号に応じて前記第１のスイッチ回路をＯＦＦあるいはＯＮにして前記出力端子の電圧が実質的に―定になるように制御しかつ前記脈流ＤＣ電圧に実質的に比例した前記入力電流を前記シャント回路を介して前記基準電位のラインに流す制御をする制御回路とを備え、前記制御回路は、基準電圧発生回路と、この基準電圧発生回路の電圧と前記出力端子の電圧との差の電圧と前記前記入力脈流電圧とを受けて受けてこれらの電圧値の乗算値を前記所定の検出信号として発生する乗算回路とを有している請求項２記載の力率改善ＤＣ／ＤＣコンバータ。
4. 前記シャント回路は、前記第２のスイッチ回路とこれに直列に接続された抵抗とを有し、前記基準電位のラインはグランドラインであり、前記第２の整流素子は、前記基準電位のラインと前記コイルの電流入力側の端子との間に設けられ、前記制御回路は、ＩＣであって、前記第１および第２のスイッチ回路を同時にＯＮし、このＯＮしているときに前記抵抗の端子から得られる信号と前記検出信号とに応じて前記第１および第２のスイッチ回路を同時にＯＦＦする請求項３記載の力率改善ＤＣ／ＤＣコンバータ。
5. 前記シャント回路は、前記第２のコイルを有し、さらに、この第２のコイルに流れる電流値を検出する抵抗を有し、前記基準電位のラインはグランドラインであり、前記第２の整流素子は、前記基準電位のラインと前記第１のコイルの電流出力側の端子との間に設けられ、前記制御回路は、ＩＣであって、前記第１のスイッチ回路をＯＮしてこのＯＮしているときに前記抵抗の端子から得られる信号と前記検出信号とに応じて前記第１のスイッチ回路をＯＦＦする請求項３記載の力率改善ＤＣ／ＤＣコンバータ。
6. 前記第１および第２の整流素子の少なくとも１つは、これら第１および第２の整流素子が順方向に電流を流すときにＯＮにされるスイッチング素子で構成される請求項２記載の力率改善ＤＣ／ＤＣコンバータ。
7. 交流を整流して得られる脈流ＤＣ電圧を持つ入力電流をスイッチングしてフライバックパルスを生成して入力脈流電圧に対して安定化された降圧のＤＣ電圧を得る力率改善を有する電源装置から電力が供給される電子装置において、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、
   第１のコイル、前記脈流ＤＣ電圧のラインと前記第１のコイルとの間に設けられた第１のスイッチ回路および前記第１のコイルに流れる電流を受ける順方向に挿入された第１の整流素子とを有する直列回路と、
   前記第１のスイッチ回路を経た前記入力電流を基準電位のラインに流すシャント回路と、
   前記基準電位のラインと前記第１のコイルの一端との間に設けられ前記シャント回路に流れる前記入力電流が遮断されたときに発生する前記フライバックパルスによる電流の還流路を形成する第２の整流素子と、
   前記第１のコイルに流れる電流を前記第１の整流素子を介して受ける一端が出力端子に接続された第１のコンデンサとを備え、
   前記第１のスイッチ回路を前記入力電流の周波数よりも高い所定の周波数でＯＮあるいはＯＦＦし、前記脈流ＤＣ電圧と前記出力端子の電圧に応じて、ＯＮしている前記第１のスイッチをＯＦＦにしあるいはＯＦＦしている前記第１のスイッチ回路をＯＮにして、前記第１のスイッチをＯＦＦにしたタイミングで前記フライバックパルスを発生させて、前記出力端子の電圧が実質的に―定になるように制御するとともに前記第１のスイッチ回路がＯＮしているときに前記脈流ＤＣ電圧に実質的に比例した前記入力電流を前記シャント回路を介して前記基準電位のラインに流す制御をするものである電子装置。
8. 前記シャント回路は、前記第１のコイルの電流出力側の端子と前記基準電位のラインとの間に接続された第２のスイッチ回路あるいは前記第１のコイルの電流入力側の端子と前記基準電位のラインとの間に接続された第２のコイルで構成される請求項７記載の電子装置。
9. さらに、所定の検出信号に応じて前記第１のスイッチ回路をＯＦＦあるいはＯＮにして前記出力端子の電圧が実質的に―定になるように制御しかつ前記脈流ＤＣ電圧に実質的に比例した前記入力電流を前記シャント回路を介して前記基準電位のラインに流す制御をする制御回路とを備え、前記制御回路は、基準電圧発生回路と、この基準電圧発生回路の電圧と前記出力端子の電圧との差の電圧と前記前記入力脈流電圧とを受けて受けてこれらの電圧値の乗算値を前記所定の検出信号として発生する乗算回路とを有している請求項８記載の電子装置。
10. 前記シャント回路は、前記第２のスイッチ回路とこれに直列に接続された抵抗とを有し、前記基準電位のラインはグランドラインであり、前記第２の整流素子は、前記基準電位のラインと前記コイルの電流入力側の端子との間に設けられ、前記制御回路は、ＩＣであって、前記第１および第２のスイッチ回路を同時にＯＮし、このＯＮしているときに前記抵抗の端子から得られる信号と前記検出信号とに応じて前記第１および第２のスイッチ回路を同時にＯＦＦする請求項９記載の電子装置。
11. 前記シャント回路は、前記第２のコイルを有し、さらに、この第２のコイルに流れる電流値を検出する抵抗を有し、前記基準電位のラインはグランドラインであり、前記第２の整流素子は、前記基準電位のラインと前記第１のコイルの電流出力側の端子との間に設けられ、前記制御回路は、ＩＣであって、前記第１のスイッチ回路をＯＮしてこのＯＮしているときに前記抵抗の端子から得られる信号と前記検出信号とに応じて前記第１のスイッチ回路をＯＦＦする請求項９記載の電子装置。
12. 前記第１および第２の整流素子の少なくとも１つは、これら第１および第２の整流素子が順方向に電流を流すときにＯＮにされるスイッチング素子で構成される請求項８記載の電子装置。

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