JP2004208389A - 力率改善dc/dcコンバータおよびこれを用いる電子装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】直流出力を想定される交流入力電圧のピータ値よりも高い電圧に設定しなくても済み、高圧耐圧部品を使用しなくても済む力率改善コンバータの電源装置およびこの電源装置を用いる電子装置を提供することにある。
【解決手段】この発明は、シャント回路に流れる電流が遮断されたときに発生するフライバックパルスによる電流の還流路を、基準電位のラインとシャント回路の一端をを接続する第2の整流素子で形成し、コイルの入力側端子と入力側の脈流電圧のラインとの間に第1のスイッチ回路を設けて、フライバックパルスを発生させたときに第1のスイッチ回路をOFFにすることでコイルの入力側端子と入力側の脈流電圧のラインとを切り離すものである。
【選択図】 図2
【解決手段】この発明は、シャント回路に流れる電流が遮断されたときに発生するフライバックパルスによる電流の還流路を、基準電位のラインとシャント回路の一端をを接続する第2の整流素子で形成し、コイルの入力側端子と入力側の脈流電圧のラインとの間に第1のスイッチ回路を設けて、フライバックパルスを発生させたときに第1のスイッチ回路をOFFにすることでコイルの入力側端子と入力側の脈流電圧のラインとを切り離すものである。
【選択図】 図2
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
この発明は、力率改善DC/DCコンバータおよびこれを用いる電子装置に関し、詳しくは、商用交流電源からの電力を直流に変換して電子装置に供給するシステムにおける力率改善コンバータにおいて、その直流出力を想定される交流入力電圧のピータ値よりも高い電圧に設定しなくても済み、高圧耐圧部品を使用しなくても済むような力率改善コンバータの電源装置の改良に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来、交流電源から電力が供給される電子装置、例えば、サーバなどの電子システムでは、その内部で低電圧の直流電源を必要とするために商用電源から直接またはトランスを介した交流電流をダイオードなどの整流回路で整流し、キヤパシタ等で構成される平滑回路で平滑化して、DC/DCコンバータに供給している。さらに、このDC/DCコンバータの出力を必要とするDC電圧までシリーズレギュレータやスイッチングレギュレータ等により降圧することが行われる。
―般的にコンデンサインプットと呼ばれる整流平滑方式で、交流を直流に変換する直流電源回路では、主スイッチの投入時に突入電流を発生したり、入力の電圧のピーク付近で瞬間的に大きな電流を吸収するために、力率が悪く、高調波雑音の原因となり、近年、それが問題となっている。
このため力率改善コンバータがインバータ式エアコンデイショナーや家庭用コンピュータなど電化製品や情報機器に幅広く導入されつつある。
【0003】
力率改善コンバータとは、アクティブフイルタとも呼ばれる回路技術であり、基本的には、ブリッジに構成したダイオードなどのスイッチ素子からなる整流回路で交流を整流して得た電力の脈流DC電流を、高周波でスイッチングしてフライバックパルスを得て、それを直流定電圧に変換する非絶縁昇圧型のコンバータである。この点で、通常の降圧型スイッチングレギュレータとは相違する。
この力率改善コンバータの制御は、出力の直流電圧が―定になるようにするのと同時に、入力の脈流電圧に実質的に比例して電流をグランド側へと流して電力を消費するようにして脈流を吸収する制御する。具体的には、直流出力電圧をある基準値と比較し、その比較の結果得られる電圧値と、交流整流回路から入力される脈流入力電圧の乗算値に応じて非絶縁昇圧型スイッチングコンバータのスイッチングトランジスタをスイッチング制御するものである。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
このような従来構成の力率改善コンバータは、実質的に昇圧コンバータであるが故に、フライバックパルスを得るコイル(インダクタ)の入力側の端子は、フライバック発生時点で整流回路から入力される脈流入力電圧のピーク値を必ず超えていなければならない。そうしないと、コイルを経て電力用のコンデンサ側に昇圧した電力を蓄積することができない。
例えば、ワールドワイドな電源装置として、このような電源装置を設計した場合、交流入力電圧の範囲を80V〜260Vの範囲のものとすれば、想定される脈流のピーク電圧は、そのルート2倍の約366Vにも達する。そのため、力率改善コンバータの出力(そのフライバックパルスの電圧)は、それ以上、例えば、385V前後に設定して設計しなければなくなる。
このような高い電圧が電源回路で発生すると、危険性が増大したり、低電圧部品にくらべ高価で大型かつ低性能な高圧耐圧部品を使用しなければならなくなる問題がある。
この発明の目的は、このような従来技術の問題点を解決するものであって、直流出力を想定される交流入力電圧のピータ値よりも高い電圧に設定しなくても済み、高圧耐圧部品を使用しなくても済む力率改善コンバータの電源装置およびこの電源装置を用いる電子装置を提供することにある。
【0005】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成するためのこの発明の力率改善コンバータの電源装置および電子装置の特徴は、交流を整流して得られる脈流DC電圧を持つ入力電流をスイッチングしてフライバックパルスを生成して入力脈流電圧に対して安定化された降圧のDC電圧を得る力率改善DC/DCコンバータにおいて、
第1のコイル、脈流DC電圧のラインと第1のコイルとの間に設けられた第1のスイッチ回路および第1のコイルに流れる電流を受ける順方向に挿入された第1の整流素子とを有する直列回路と、第1のスイッチ回路を経た入力電流を基準電位のラインに流すシャント回路と、基準電位のラインと第1のコイルの一端との間に設けられシャント回路に流れる入力電流が遮断されたときに発生するフライバックパルスによる電流の還流路を形成する第2の整流素子と、第1のコイルに流れる電流を第1の整流素子を介して受ける一端が出力端子に接続された第1のコンデンサとを備えていて、
第1のスイッチ回路を入力電流の周波数よりも高い所定の周波数でONあるいはOFFし、脈流DC電圧と出力端子の電圧に応じて、ONしている第1のスイッチをOFFにしあるいはOFFしている第1のスイッチ回路をONにして、第1のスイッチをOFFにしたタイミングでフライバックパルスを発生させて、出力端子の電圧が実質的に―定になるように制御するとともに第1のスイッチ回路がONしているときに脈流DC電圧に実質的に比例した入力電流をシャント回路を介して基準電位のラインに流す制御をするものである。
【0006】
【発明の実施の形態】
このように、この発明では、第1のコイルの入力側端子と入力側の脈流電圧のラインとの間に第1のスイッチ回路を設けて、脈流DC電圧を持つ入力電流を基準電位のラインに流すシャント回路に流れる電流が遮断されたときに発生するフライバックパルスの電流の還流路を、基準電位のラインとシャント回路の一端との間に設けられた第2の整流素子で形成し、フライバックパルスが発生したときに第1のスイッチ回路をOFFにしてコイルの入力側端子と入力側の脈流電圧のラインとを切り離すようにしている。
そして、フライバックパルス発生時には、フライバック電流が還流するコイルの端子は、第2の整流素子により基準電位ラインに接続されているので、基準電位ラインの電位に近い電圧になる。一方、発生するフライバックパルスは、コイルの出力端側の電圧が基準となるので、入力側の脈流電圧のラインのピーク電圧より低いフライバックパルスを生成することができる。
これにより、コイルの出力側の電圧は、入力側の脈流電圧のピーク電圧より低い任意の電圧に設定でき、出力側以降の回路に高い電圧が加わらなくても済む。
その結果、高圧耐圧部品を使用しなくても済む力率改善コンバータの電源装置およびこの電源装置を用いる電子装置を容易に実現できる。
【0007】
【実施例】
図1は、この発明の力率改善DC/DCコンバータを適用した―実施例の電源装置のブロック図、図2は、図1の電源装置を利用する無停電電源システムの一例の説明図、図3は、力率改善コンバータのコイルの入力端子と出力端子の電圧波形図、図4は、Zeta型力率改善コンバータを適用したこの発明の他の実施例の電源装置のブロック図である。なお、各図において、同一の構成要素は同一の符号で示す。それらの重複しての説明は省略する。
まず、図2において、10は、無停電電源システムで動作するサーバの例であって、11は、そのサーバ電源ブロック(電源装置)、15は、サーバ電源ブロック11から電力の供給を受けて動作するサーバ本体、22は、サーバ電源ブロック11から電力の供給を受けて動作する周辺機器の―例としてのLCDディスプレイである。
サーバ電源ブロック11において、12は、力率改善コンバータであり、交流整流回路1と非絶縁型昇降圧コンバータ2とで構成されいる。12aは、その電力供給ラインである。そして、12bは、共通接地ラインであるボデイアースラインである。
【0008】
このサーバ電源ブロック11は、コネクタ(コンセント+プラグ)11aを介して商用AC電源AC200Vの電源入力ライン21に接続され、このラインを介して入力された電力を力率改善コンバータ12にて、例えば、直流48Vの電圧の電力に変換して共通直流電力ライン12aに送出する。共通直流電力ライン12aの電力は、ATX仕様(ATX規格)の電源回路であるスイッチングレギュレータ等の絶縁DC/DCコンバータ13に加えられ、例えば、DC12V,DC5V,DC3.3V,−DC5V,−DC12Vの各電圧の電力として生成され、ATX仕様のコネクタ14を介してサーバ本体15に供給される。
無停電電源システムとして、商用AC電源が遮断されたときには、二次電池ユニット20から電力が供給される。そのために電力供給ライン12aには、充電回路17と放電回路18を介して複数の二次電池が積層された組み電池19が接続されている。組み電池19は、通常は、力率改善コンバータ12から充電回路17を介して充電されてDC48Vの電圧が保持されるように制御され、商用AC電源の停電時には、放電回路18を介して絶縁DC/DCコンバータ13に電力を供給する。これによりサーバ本体15ならびにLCDディスプレイ22は停電の影響を受けることなく動作する。
なお、LCDディスプレイ22は、その電力供給ライン12aとボデイアースライン12bとに接続された絶縁DC/ACコンバータ16を介してAC100Vの電力が供給される。
【0009】
二次電池ユニット20に供給される電力は、非絶縁型昇降圧コンバータ2を介して供給されるが、これには、高電圧が加わらず、脈流が少ない電流であることが充電電池を保護し、長持ちさせる条件である。そのために、出力側を高電圧に設定しないで済む力率改善コンバータ12が利用される。
この力率改善コンバータ12は、図1に示すように、交流整流回路1と非絶縁型昇降圧コンバータ2とで構成されいる。
交流整流回路1は、いわゆるダイオードブリッジの全波整流回路であり、コネクタ11aを介して入力された商用AC電源としてAC200Vの電圧の電力を小容量のフイルムキャバシタ23にて急峻な高調波ノイズを減少させた上で、脈流ライン1aに送出する。
非絶縁型昇降圧コンバータ2は、この脈流を持つ直流電圧の電力を受けてそれをスイッチングすることで、昇降圧をしてDC48Vの電力を電力用のコンデンサCoに蓄積する。
【0010】
非絶縁型昇降圧コンバータ2は、nチャネルのMOSトランジスタTr1からなるスイッチ回路3とこれを駆動する高いドライブ電圧を発生する昇圧型DC/DCコンバータからなるハイサイドドライバ4、そしてブロッキング発振をさせるトランス(ブロッキングトランス)5、nチャネルのMOSトランジスタTr2からなるスイッチ回路6、ダイオードD1,D2、シャント抵抗R、電力用のコンデンサCo、そしてIC化されたコントローラ7とからなる。
8aは、出力端子であり、電力供給ライン12aに接続されている。8bは、は、グランドライン8が接続されたグランド端子であり、共通接地ラインであるボデイアースライン12bに接続されている。
なお、シャント抵抗Rは、グランドライン8に流す電流値を検出するために挿入された抵抗である。このシャント抵抗Rの電圧を検出することにより入力脈流電圧に実質的に比例した入力電流を消費する制御をコントローラ7が行う。
【0011】
ここで、スイッチ回路3とブロッキングトランス5(その一次巻線)とダイオードD1とはこの順での直列回路となっていて、この直列回路が脈流ライン1aと出力端子8aとの間に接続されている。ダイオードD2は、スイッチ回路3とブロッキングトランス5との接続点Aとグランドライン8との間に接続されている。また、コンデンサCoは、出力端子8aとグランドライン8との間に接続されている。さらに、コントローラ7の駆動パルスがスイッチ回路6(トランジスタTr2のゲート)とハイサイドドライバ4とに供給され、前記の駆動パルスがハイサイドドライバ4により高い駆動電圧に変換されてトランジスタTr1のゲートに供給される。
【0012】
コントローラ7の内部には、基準電圧Vrefを発生する基準電圧発生回路7aと、誤差増幅器7b、乗算回路7c、そしてブロッキング発振制御回路7dとを有し、脈流電圧をモニタする信号ライン9a、出力端子8aの電圧をモニタする信号ライン9b、ブロッキングトランス5の二次巻線からの信号ライン9c、ブロッキングトランス5の一次巻線に流れる電流をシヤントするシャント抵抗Rの端子電圧を受ける信号ライン9dからそれぞれの電圧信号を受けて、これら電圧信号に応じてスイッチ回路3とスイッチ回路6とのON期間を出力電圧とシャント抵抗Rの端子電圧に応じて制御する。
なお、シャント抵抗Rの端子電圧は、ブロッキングトランス5の一次巻線に流れる電流をモニタするものであり、実際には、その電流に対応する信号に相当する。また、スイッチ回路6とシャント抵抗Rとは、ブロッキングトランス5(その一次巻線)に流れる脈流の入力電流をグランドGND(グランドライン8)へとシャントするシャント回路になっている。
さらに、トランジスタTr1,Tr2のソース−ドレインに沿って順方向に並列に設けられたダイオードは、ボディダイオードである。
【0013】
コントローラ7は、ブロッキング発振制御回路7dとブロッキングトランス5とスイッチ回路6とシャント抵抗Rとにより高周波でスイッチ回路3とスイッチ回路6とをスイッチングするブロッキング発振回路を形成している。
ブロッキング発振制御回路7dは、信号ライン9cからブロッキングトランス5の二次巻線からの信号を受けてそれを正帰環信号として駆動ライン9に駆動パルスを発生してスイッチ回路6をONさせてブロッキング発振をさせる。すなわち、信号ライン9cは、ブロッキングトランス5の一次巻線に流れる電流が臨界動作状態になったタイミングでトリガ信号を取り出すラインである。
スイッチ回路6のON期間にその駆動パルスをスイッチ回路3にも加えることでこれらを同時にONさせる。このことで、これらスイッチ回路3,6のON期間に応じて、ブロッキングトランス5の一次巻線に流れる電流値が増加するので、このON期間を制御することで一次巻線に流れる電流、言い換えれば、脈流入力電流を制御する。
すなわち、これらスイッチ回路3,6のOFFするタイミングを駆動パルスのパルス幅で制御することで、フライバックパルスの電圧値を制御すると同時に、ブロッキングトランス5の一次巻線に流れる電流が脈流となっているので、この脈流に比例した電流を、スイッチ回路6を介してグランドライン8へと流す制御をする。それにより脈流の電流の吸収ができる。
そこで、ブロッキング発振制御回路7dは、ブロッキング発振によりONさせたスイッチ回路3とスイッチ回路6とを乗算回路7cの出力を受けてOFFさせる。
【0014】
乗算回路7cの出力は、脈流電圧をモニタする信号ライン9aの電圧と、出力端子8aの電圧と基準電圧Vrefとの差の電圧信号Sのかけ算値として発生させる。ここで、差の電圧信号Sは、基準電圧発生回路7aと、これと出力端子8aの電圧を受ける誤差増幅器7bの出力として発生する。
このように、シャント抵抗Rの端子電圧と出力端子8aの電圧とがそれぞれ帰還されて、出力端子の電圧が一定の電圧、例えば、48VになるようにそれぞれのON期間が制御され、かつ、脈流の吸収が行われる。出力端子8aが48V(目標電圧)よりが下がったときには、スイッチ回路3とスイッチ回路6とのON期間をその低下電圧値に応じて長くし、かつ、ブロッキングトランス5に流れる電流を大きくして、スイッチ回路6をOFFしたときのフライバックパルスの電圧を高くする。出力端子8aの電圧が実質的に48V(目標電圧)にあるときには、ON/OFFが停止される。さらに、ブロッキングトランス5を経てシャント抵抗Rに流れる電流は、前記の乗算値により脈流に比例した電流値のところで高周波数の駆動パルスにより遮断される。
【0015】
ここで、トランジスタのスイッチ回路3およびスイッチ回路6がONすると、脈流ライン1aから入力された電力は、トランジスタのスイツチ回路3、接続点A(コイル入力側)、ブロッキングトランス5の一次巻線、接続点B(コイル出力側)、トランジスタのスイッチ回路6、シヤント抵抗R、グランドライン8を経る電流ループを形成する。このとき、ブロッキングトランス5の一次巻線(コイル)に流れ込んだ電流は、その電流値に応じた磁気エネルギーとしてこれに蓄積される。
次いで、トランジスタのスイッチ回路3,6がOFFになると、ブロッキングトランス5の一次巻線(コイル)に蓄積された磁気エネルギーは電流に変換されて流れ出し、接続点B、ダイオードD1、電力用コンデンサCoの陽極、出力端子8a、出力端子8aに接続された電力供給ライン12a、これに接続された負荷回路、ボデイアースライン12b、グランドライン8、ダイオードD2、ブロッキングトランス5の一次巻線に戻る電流ループを形成する。
【0016】
このように、スイッチ回路3とスイッチ回路6とがOFFしたときには、ブロッキングトランス5の一次巻線に流れるフライバックパルス電流は、ダイオードD1、コンデンサCo、グランドライン8、ダイオードD2による閉回路を流れる。すなわち、ダイオードD2は、フライバックダイオードである。そこで、スイッチ回路3とブロッキングトランス5との接続点Aの電圧は、グランド電位から1Vf(ベース−エミッタ重方向降下電圧=0.7V)に維持される。
この実施例では、ブロッキングトランス5の一次巻線(コイル)の入力側(接続点A)の電圧である昇圧基準電圧が脈流ライン1aではなく、実質的にダイオードD2で接続された接続点Aになっている。このことによって一次巻線出力側(接続点B)に発生するフライバックパルスは、これが基準の電圧となり、脈流ライン1aのピーク電圧に制限されることなく、自由に、例えば、48Vに設定することができる。
【0017】
このうように、この実施例では、力率改善コンバータの昇圧コイル(ブロッキングトランス5の一次巻線)に電力エネルギーを蓄積するときには、脈流電圧のライン1aとコイルの間にあるスイッチ回路3をONにし、かつ、コイルとグランドライン8との間にあるスイッチ回路6をONする。反対にコイルに蓄積された電力エネルギーを出力するときには、これら二つのスイッチ回路をOFFする。このOFFのとき、コイルに蓄積された電力エネルギーは、グランドライン8とを結ぶ整流素子(ダイオードD2)を経由してコイルに戻るので、コイルの脈流ライン側の極である昇圧の電圧基準(接続点A,コイルの入力端子の電圧)は、スイッチ回路を経由した実質的なループの電圧基準となる。これにより、入力の脈流電圧によらずに、出力電圧を自由に設定することが可能になり、脈流のピータ電圧よりもコイル(ブロッキングトランス5の一次巻線)の出力端子(接続点B)は、低い電圧に設定することができる。
【0018】
図3は、力率改善コンバータのブロッキングトランス5の一次巻線(コイル)の入力端子である接続点Aと出力端子である接続点B(一次巻線とダイオードD1との接続点)の電圧波形図である。
図3(a)は、駆動ライン9に出力される駆動パルスであり、そのパルス幅は、出力端子8aの電圧と入力脈流電圧とに応じて変化する。図3(b)は、コイル(ブロッキングトランス5の一次巻線)の出入力端子(接続点B)に発生するフライバックパルスであり、図3(c)は、コイル(ブロッキングトランス5の一次巻線)の入力端子(接続点A)の電圧波形である。
(c)に示すように、コイルの入力端子となる接続点Aの電圧波形は、AC200Vの場合、そのピーク電圧の366Vを越えることはない。また、コイルの出力端子である接続点Bの電圧波形は、48V程度の値に維持される。
これに対して、一般的な力率改善コンバータのコイルの入力端子と出力端子の電圧波形図は、図3(d)は、一般的な力率改善コンバータのコイルの入力側の電圧波形であり,(e)は、そのコイルの出力端子の電圧波形であり、これらはともに360V以上の高い電圧になる。
【0019】
図3(c)に示すように、ブロッキングトランス5の一次巻線の入力側端子に瞬間的に加えられる電圧は、入力電圧を整流したピーク値を越えることはなく、その平均的な電圧値は、グランド電位に近いものとなる。また、図3(b)に示すように、ブロッキングトランス5の一次巻線の出力側端子は、目標電圧か、これより少し高いフライバックパルスが瞬間的に加えられるだけであるので、これも高電圧になることはない。これより非絶縁型昇降圧コンバータ2より後段の回路に高電圧が加わることはなくなる。
したがって、出力電圧を想定される交流電圧のピーク値よりも低く設定した力率改善コンバータ12を具えた図2の交流入力のサーバ10は、高電圧による各種危険性が減少するとともに、そのサーバ電源ブロック11は、小型高性能で廉な低電圧用部品の使用が可能となる。
なお、この例では自励式制御を例としたためブロッキングトランス5の二次巻線の信号ライン9cが必要となっているが、所定の周期のクロックCLK等でON信号を外部から加えてスイッチ回路3を所定の周期でONさせるような他励式の発振回路を用いる、例えば、図4に示すような制御回路では、信号ライン9cが不要であることは言うまでもない。また、このような制御により入力の脈流電圧と実質的に比例した電流を吸収して定電圧の直流に変換することが可能となるので力率が改善される。
【0020】
ところで、ハイサイドドライバ4は、チャージポンプ回路等を用いた昇圧回路を具えるトランジスタスイッチ駆動回路とするとができる。
なお、詳細は説明しないが、交流整流回路1のダイオード、ダイドードD1,D2の少なくとも1つをトランジスタ素子のスイッチ回路に置き換えて、ダイオードがONするのと実質的に同様の条件でこのトランジスタをONさせる制御を行うことによりさらにより効率が高い回路とすることができる。言い換えれば、これらダイオードは、ここでは、所定のタイミングでON/OFFするスイッチング素子が使用できる。
【0021】
図4は、昇降圧コンバータとしてよく知られたZeta型コンバータを応用した実施例例である。
Zeta型昇降圧コンバータ2aは、ハイサイドドライバ4で駆動されるスイッチ回路3、コア付きコイル50、コンデンサC2、コイル51、ダイオードD1、ダイオードD3、出力コンデンサCo、グランドライン8に直列に挿入されたシャント抵抗R1、IC化されたコントローラ70からなる。
なお、グランドライン8は、抵抗R1、グランドライン8cを介して端子8bに接続されている。
コントローラ70には、抵抗R1により電流をモニタする検出信号ライン9d、脈流電圧のモニタ信号ライン9a、出力電圧モニタの信号ライン9bが接続されている。この例では、高周波駆動の他励発振型の制御回路ブロックを示したため図2の例では必要であったコイルからの臨界状態をモニタする信号ライン9cは不用である。
この昇降圧コンバータでは、図1のブロッキングトランス5に換えてコア付きコイル50が設けられ、ダイオードD2の位置にはこれに換えて脈流入力電流をシャントするシャント回路を構成するコイル51が設けられている。また、接続点Aとコイル50との間に電力用のコンデンサC2が挿入され、スイッチ回路6とシャント抵抗Rの直列回路の位置には、これに換えて、図1のダイオードD2が挿入され、コイル51に流れるフライバック電流の帰還路を形成している。
【0022】
コントローラ70は、ブロッキング発振制御回路7dに換えて内部に駆動パルスを発生する駆動制御回路71が設けられ、スイッチ回路3がON/OFF駆動される。高周波による所定の周波数でのON駆動に応じて、コイル51、グランドラインライン8へと電流が流れて、コイル51にエネルギーが蓄積される。このとき同時に、コンデンサC2に蓄積されている電荷がコイル50、ダイオードD1、コンデンサCoと電流が流れてコンデンサCoに電荷(電力)が供給される。スイッチ回路3のOFF時には、コイル51の出力側にフライバックパルスが発生してコイル51に蓄積されたエネルギーが電流として、グランドライン8、ダイオードD2,コイル50を介してコンデンサC2へと流れ、これに電荷が蓄積されてコイル51の入力側に帰還する。
これがスイッチ回路3のON/OFFに応じて高周波で繰り返される。
なお、OFFのタイミングは、図1と同様に乗算回路7cの出力を受けて、脈流DC電圧に実質的に比例した入力電流をグランドライン8へと流すように設定されている。
【0023】
駆動制御回路71は、抵抗R1の端子電圧を受けて、コイル51に流れる電流を監視して、コイル51に流れる電流が脈流に比例した電流となったときに、スイッチ回路3をOFFする駆動パルスを発生して駆動ライン9に出力する。
する。
このZeta型回路は、コイル51が接続点Aとグランドライン8の間に挿入されているので、直流的には、グランド電位に近いものになる。また、コイル50の出力側である接続点Bの電圧は、図1と同様に、グランド電位から0.7V程度を基準として発生するフライバックパルスの電圧に抑えられているので、コンデンサCo側へは、高い電圧が加わらないで済む。なお、このZeta型回路は、コイルが2つ必要であり、電力用のコンデンサC2が必要になる。
【0024】
以上説明したきたが、実施例では、スイッチ回路3(あるいはスイッチ回路3およびスイッチ回路6)を入力電流よりも高い所定の周波数でONするとともに脈流DC電圧と出力端子の電圧(コンデンサCoの端子の電圧)に応じて出力端子の電圧が実質的に―定になるようにスイッチ回路3(あるいはスイッチ回路3およびスイッチ回路6)をOFFし、かつ、スイッチ回路3(あるいはスイッチ回路3およびスイッチ回路6)がONしているときに前記脈流DC電圧に実質的に比例した入力電流をグランドライン8(基準電位のライン)に流す制御をしてるが、スイッチ回路3(あるいはスイッチ回路3およびスイッチ回路6)のON/OFF制御はこれと逆になっていてもよい。
すなわち、スイッチ回路3(あるいはスイッチ回路3およびスイッチ回路6)を入力電流よりも高い所定の周波数でOFFするとともにフライバックパルスを発生し、脈流DC電圧と出力端子の電圧(コンデンサCoの端子の電圧)に応じて出力端子の電圧が実質的に―定になるようにスイッチ回路3(あるいはスイッチ回路3およびスイッチ回路6)をONしかつスイッチ回路3(あるいはスイッチ回路3およびスイッチ回路6)がONしているときに前記脈流DC電圧に実質的に比例した入力電流をグランドライン8(基準電位のライン)に流す制御をしてもよい。
【0025】
また、実施例では、グランドラインへと落とす電流を検出する抵抗を、図1では、スイッチ回路6と直列に挿入し、図4では、グランドラインに挿入しているが、この抵抗は、スイッチ回路3がONしているときに、グランドラインへと落とす電流を検出するものならば、どこに挿入されてもよい。
さらに、実施例では、電子装置としてサーバの例を挙げているが、電子装置はサーバに限定されるものではない。また、スイッチ回路としてnチャネルMOSトランジスタの例を挙げているが、スイッチ素子は、バイポーラトランジスタであってもよく、さらにトランジスタ素子に限定されるものではない。
【0026】
【発明の効果】
以上の説明のとおり、この発明では、第1のコイルの入力側端子と入力側の脈流電圧のラインとの間に第1のスイッチ回路を設けて、脈流DC電圧を持つ入力電流を基準電位のラインに流すシャント回路に流れる電流が遮断されたときに発生するフライバックパルスの電流の還流路を、基準電位のラインとシャント回路の一端との間に設けられた第2の整流素子で形成し、フライバックパルスが発生したときに第1のスイッチ回路をOFFにしてコイルの入力側端子と入力側の脈流電圧のラインとを切り離すようにしている。
その結果、高圧耐圧部品を使用しなくても済む力率改善コンバータの電源装置およびこの電源装置を用いる電子装置を容易に実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】図1は、この発明の力率改善DC/DCコンバータを適用した―実施例の電源装置のブロック図である。
【図2】図2は、図1の電源装置を利用する無停電電源システムの一例の説明図である。
【図3】図3は、力率改善コンバータのコイルの入力端子と出力端子の電圧波形図である。
【図4】図4は、Zeta型力率改善コンバータを適用したこの発明の他の実施例の電源装置のブロック図である。
【符号の説明】
1…交流整流回路、1a…脈流ライン、
2…非絶縁型昇降圧コンバータ、
3,6…スイッチ回路、4…ハイサイドドライバ、
5…トランス(ブロッキングトランス)、
7…コントローラ、
8a…出力端子、8b…グランドライン、
10…サーバ、11…サーバ電源ブロック(電源装置)、11…コネクタ、
12…力率改善コンバータ、12a…電力供給ライン、
12b…ボデイアースライン、
13…絶縁DC/DCコンバータ、14…コネクタ、
15…サーバ本体、
22…LCDディスプレイ、
17…充電回路、18…放電回路、
19…組み電池、20…二次電池ユニット、
Tr1,Tr2…MOSトランジスタ、
D1,D2…ダイオード、R…抵抗、C1,Co…コンデンサ。
【発明の属する技術分野】
この発明は、力率改善DC/DCコンバータおよびこれを用いる電子装置に関し、詳しくは、商用交流電源からの電力を直流に変換して電子装置に供給するシステムにおける力率改善コンバータにおいて、その直流出力を想定される交流入力電圧のピータ値よりも高い電圧に設定しなくても済み、高圧耐圧部品を使用しなくても済むような力率改善コンバータの電源装置の改良に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来、交流電源から電力が供給される電子装置、例えば、サーバなどの電子システムでは、その内部で低電圧の直流電源を必要とするために商用電源から直接またはトランスを介した交流電流をダイオードなどの整流回路で整流し、キヤパシタ等で構成される平滑回路で平滑化して、DC/DCコンバータに供給している。さらに、このDC/DCコンバータの出力を必要とするDC電圧までシリーズレギュレータやスイッチングレギュレータ等により降圧することが行われる。
―般的にコンデンサインプットと呼ばれる整流平滑方式で、交流を直流に変換する直流電源回路では、主スイッチの投入時に突入電流を発生したり、入力の電圧のピーク付近で瞬間的に大きな電流を吸収するために、力率が悪く、高調波雑音の原因となり、近年、それが問題となっている。
このため力率改善コンバータがインバータ式エアコンデイショナーや家庭用コンピュータなど電化製品や情報機器に幅広く導入されつつある。
【0003】
力率改善コンバータとは、アクティブフイルタとも呼ばれる回路技術であり、基本的には、ブリッジに構成したダイオードなどのスイッチ素子からなる整流回路で交流を整流して得た電力の脈流DC電流を、高周波でスイッチングしてフライバックパルスを得て、それを直流定電圧に変換する非絶縁昇圧型のコンバータである。この点で、通常の降圧型スイッチングレギュレータとは相違する。
この力率改善コンバータの制御は、出力の直流電圧が―定になるようにするのと同時に、入力の脈流電圧に実質的に比例して電流をグランド側へと流して電力を消費するようにして脈流を吸収する制御する。具体的には、直流出力電圧をある基準値と比較し、その比較の結果得られる電圧値と、交流整流回路から入力される脈流入力電圧の乗算値に応じて非絶縁昇圧型スイッチングコンバータのスイッチングトランジスタをスイッチング制御するものである。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
このような従来構成の力率改善コンバータは、実質的に昇圧コンバータであるが故に、フライバックパルスを得るコイル(インダクタ)の入力側の端子は、フライバック発生時点で整流回路から入力される脈流入力電圧のピーク値を必ず超えていなければならない。そうしないと、コイルを経て電力用のコンデンサ側に昇圧した電力を蓄積することができない。
例えば、ワールドワイドな電源装置として、このような電源装置を設計した場合、交流入力電圧の範囲を80V〜260Vの範囲のものとすれば、想定される脈流のピーク電圧は、そのルート2倍の約366Vにも達する。そのため、力率改善コンバータの出力(そのフライバックパルスの電圧)は、それ以上、例えば、385V前後に設定して設計しなければなくなる。
このような高い電圧が電源回路で発生すると、危険性が増大したり、低電圧部品にくらべ高価で大型かつ低性能な高圧耐圧部品を使用しなければならなくなる問題がある。
この発明の目的は、このような従来技術の問題点を解決するものであって、直流出力を想定される交流入力電圧のピータ値よりも高い電圧に設定しなくても済み、高圧耐圧部品を使用しなくても済む力率改善コンバータの電源装置およびこの電源装置を用いる電子装置を提供することにある。
【0005】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成するためのこの発明の力率改善コンバータの電源装置および電子装置の特徴は、交流を整流して得られる脈流DC電圧を持つ入力電流をスイッチングしてフライバックパルスを生成して入力脈流電圧に対して安定化された降圧のDC電圧を得る力率改善DC/DCコンバータにおいて、
第1のコイル、脈流DC電圧のラインと第1のコイルとの間に設けられた第1のスイッチ回路および第1のコイルに流れる電流を受ける順方向に挿入された第1の整流素子とを有する直列回路と、第1のスイッチ回路を経た入力電流を基準電位のラインに流すシャント回路と、基準電位のラインと第1のコイルの一端との間に設けられシャント回路に流れる入力電流が遮断されたときに発生するフライバックパルスによる電流の還流路を形成する第2の整流素子と、第1のコイルに流れる電流を第1の整流素子を介して受ける一端が出力端子に接続された第1のコンデンサとを備えていて、
第1のスイッチ回路を入力電流の周波数よりも高い所定の周波数でONあるいはOFFし、脈流DC電圧と出力端子の電圧に応じて、ONしている第1のスイッチをOFFにしあるいはOFFしている第1のスイッチ回路をONにして、第1のスイッチをOFFにしたタイミングでフライバックパルスを発生させて、出力端子の電圧が実質的に―定になるように制御するとともに第1のスイッチ回路がONしているときに脈流DC電圧に実質的に比例した入力電流をシャント回路を介して基準電位のラインに流す制御をするものである。
【0006】
【発明の実施の形態】
このように、この発明では、第1のコイルの入力側端子と入力側の脈流電圧のラインとの間に第1のスイッチ回路を設けて、脈流DC電圧を持つ入力電流を基準電位のラインに流すシャント回路に流れる電流が遮断されたときに発生するフライバックパルスの電流の還流路を、基準電位のラインとシャント回路の一端との間に設けられた第2の整流素子で形成し、フライバックパルスが発生したときに第1のスイッチ回路をOFFにしてコイルの入力側端子と入力側の脈流電圧のラインとを切り離すようにしている。
そして、フライバックパルス発生時には、フライバック電流が還流するコイルの端子は、第2の整流素子により基準電位ラインに接続されているので、基準電位ラインの電位に近い電圧になる。一方、発生するフライバックパルスは、コイルの出力端側の電圧が基準となるので、入力側の脈流電圧のラインのピーク電圧より低いフライバックパルスを生成することができる。
これにより、コイルの出力側の電圧は、入力側の脈流電圧のピーク電圧より低い任意の電圧に設定でき、出力側以降の回路に高い電圧が加わらなくても済む。
その結果、高圧耐圧部品を使用しなくても済む力率改善コンバータの電源装置およびこの電源装置を用いる電子装置を容易に実現できる。
【0007】
【実施例】
図1は、この発明の力率改善DC/DCコンバータを適用した―実施例の電源装置のブロック図、図2は、図1の電源装置を利用する無停電電源システムの一例の説明図、図3は、力率改善コンバータのコイルの入力端子と出力端子の電圧波形図、図4は、Zeta型力率改善コンバータを適用したこの発明の他の実施例の電源装置のブロック図である。なお、各図において、同一の構成要素は同一の符号で示す。それらの重複しての説明は省略する。
まず、図2において、10は、無停電電源システムで動作するサーバの例であって、11は、そのサーバ電源ブロック(電源装置)、15は、サーバ電源ブロック11から電力の供給を受けて動作するサーバ本体、22は、サーバ電源ブロック11から電力の供給を受けて動作する周辺機器の―例としてのLCDディスプレイである。
サーバ電源ブロック11において、12は、力率改善コンバータであり、交流整流回路1と非絶縁型昇降圧コンバータ2とで構成されいる。12aは、その電力供給ラインである。そして、12bは、共通接地ラインであるボデイアースラインである。
【0008】
このサーバ電源ブロック11は、コネクタ(コンセント+プラグ)11aを介して商用AC電源AC200Vの電源入力ライン21に接続され、このラインを介して入力された電力を力率改善コンバータ12にて、例えば、直流48Vの電圧の電力に変換して共通直流電力ライン12aに送出する。共通直流電力ライン12aの電力は、ATX仕様(ATX規格)の電源回路であるスイッチングレギュレータ等の絶縁DC/DCコンバータ13に加えられ、例えば、DC12V,DC5V,DC3.3V,−DC5V,−DC12Vの各電圧の電力として生成され、ATX仕様のコネクタ14を介してサーバ本体15に供給される。
無停電電源システムとして、商用AC電源が遮断されたときには、二次電池ユニット20から電力が供給される。そのために電力供給ライン12aには、充電回路17と放電回路18を介して複数の二次電池が積層された組み電池19が接続されている。組み電池19は、通常は、力率改善コンバータ12から充電回路17を介して充電されてDC48Vの電圧が保持されるように制御され、商用AC電源の停電時には、放電回路18を介して絶縁DC/DCコンバータ13に電力を供給する。これによりサーバ本体15ならびにLCDディスプレイ22は停電の影響を受けることなく動作する。
なお、LCDディスプレイ22は、その電力供給ライン12aとボデイアースライン12bとに接続された絶縁DC/ACコンバータ16を介してAC100Vの電力が供給される。
【0009】
二次電池ユニット20に供給される電力は、非絶縁型昇降圧コンバータ2を介して供給されるが、これには、高電圧が加わらず、脈流が少ない電流であることが充電電池を保護し、長持ちさせる条件である。そのために、出力側を高電圧に設定しないで済む力率改善コンバータ12が利用される。
この力率改善コンバータ12は、図1に示すように、交流整流回路1と非絶縁型昇降圧コンバータ2とで構成されいる。
交流整流回路1は、いわゆるダイオードブリッジの全波整流回路であり、コネクタ11aを介して入力された商用AC電源としてAC200Vの電圧の電力を小容量のフイルムキャバシタ23にて急峻な高調波ノイズを減少させた上で、脈流ライン1aに送出する。
非絶縁型昇降圧コンバータ2は、この脈流を持つ直流電圧の電力を受けてそれをスイッチングすることで、昇降圧をしてDC48Vの電力を電力用のコンデンサCoに蓄積する。
【0010】
非絶縁型昇降圧コンバータ2は、nチャネルのMOSトランジスタTr1からなるスイッチ回路3とこれを駆動する高いドライブ電圧を発生する昇圧型DC/DCコンバータからなるハイサイドドライバ4、そしてブロッキング発振をさせるトランス(ブロッキングトランス)5、nチャネルのMOSトランジスタTr2からなるスイッチ回路6、ダイオードD1,D2、シャント抵抗R、電力用のコンデンサCo、そしてIC化されたコントローラ7とからなる。
8aは、出力端子であり、電力供給ライン12aに接続されている。8bは、は、グランドライン8が接続されたグランド端子であり、共通接地ラインであるボデイアースライン12bに接続されている。
なお、シャント抵抗Rは、グランドライン8に流す電流値を検出するために挿入された抵抗である。このシャント抵抗Rの電圧を検出することにより入力脈流電圧に実質的に比例した入力電流を消費する制御をコントローラ7が行う。
【0011】
ここで、スイッチ回路3とブロッキングトランス5(その一次巻線)とダイオードD1とはこの順での直列回路となっていて、この直列回路が脈流ライン1aと出力端子8aとの間に接続されている。ダイオードD2は、スイッチ回路3とブロッキングトランス5との接続点Aとグランドライン8との間に接続されている。また、コンデンサCoは、出力端子8aとグランドライン8との間に接続されている。さらに、コントローラ7の駆動パルスがスイッチ回路6(トランジスタTr2のゲート)とハイサイドドライバ4とに供給され、前記の駆動パルスがハイサイドドライバ4により高い駆動電圧に変換されてトランジスタTr1のゲートに供給される。
【0012】
コントローラ7の内部には、基準電圧Vrefを発生する基準電圧発生回路7aと、誤差増幅器7b、乗算回路7c、そしてブロッキング発振制御回路7dとを有し、脈流電圧をモニタする信号ライン9a、出力端子8aの電圧をモニタする信号ライン9b、ブロッキングトランス5の二次巻線からの信号ライン9c、ブロッキングトランス5の一次巻線に流れる電流をシヤントするシャント抵抗Rの端子電圧を受ける信号ライン9dからそれぞれの電圧信号を受けて、これら電圧信号に応じてスイッチ回路3とスイッチ回路6とのON期間を出力電圧とシャント抵抗Rの端子電圧に応じて制御する。
なお、シャント抵抗Rの端子電圧は、ブロッキングトランス5の一次巻線に流れる電流をモニタするものであり、実際には、その電流に対応する信号に相当する。また、スイッチ回路6とシャント抵抗Rとは、ブロッキングトランス5(その一次巻線)に流れる脈流の入力電流をグランドGND(グランドライン8)へとシャントするシャント回路になっている。
さらに、トランジスタTr1,Tr2のソース−ドレインに沿って順方向に並列に設けられたダイオードは、ボディダイオードである。
【0013】
コントローラ7は、ブロッキング発振制御回路7dとブロッキングトランス5とスイッチ回路6とシャント抵抗Rとにより高周波でスイッチ回路3とスイッチ回路6とをスイッチングするブロッキング発振回路を形成している。
ブロッキング発振制御回路7dは、信号ライン9cからブロッキングトランス5の二次巻線からの信号を受けてそれを正帰環信号として駆動ライン9に駆動パルスを発生してスイッチ回路6をONさせてブロッキング発振をさせる。すなわち、信号ライン9cは、ブロッキングトランス5の一次巻線に流れる電流が臨界動作状態になったタイミングでトリガ信号を取り出すラインである。
スイッチ回路6のON期間にその駆動パルスをスイッチ回路3にも加えることでこれらを同時にONさせる。このことで、これらスイッチ回路3,6のON期間に応じて、ブロッキングトランス5の一次巻線に流れる電流値が増加するので、このON期間を制御することで一次巻線に流れる電流、言い換えれば、脈流入力電流を制御する。
すなわち、これらスイッチ回路3,6のOFFするタイミングを駆動パルスのパルス幅で制御することで、フライバックパルスの電圧値を制御すると同時に、ブロッキングトランス5の一次巻線に流れる電流が脈流となっているので、この脈流に比例した電流を、スイッチ回路6を介してグランドライン8へと流す制御をする。それにより脈流の電流の吸収ができる。
そこで、ブロッキング発振制御回路7dは、ブロッキング発振によりONさせたスイッチ回路3とスイッチ回路6とを乗算回路7cの出力を受けてOFFさせる。
【0014】
乗算回路7cの出力は、脈流電圧をモニタする信号ライン9aの電圧と、出力端子8aの電圧と基準電圧Vrefとの差の電圧信号Sのかけ算値として発生させる。ここで、差の電圧信号Sは、基準電圧発生回路7aと、これと出力端子8aの電圧を受ける誤差増幅器7bの出力として発生する。
このように、シャント抵抗Rの端子電圧と出力端子8aの電圧とがそれぞれ帰還されて、出力端子の電圧が一定の電圧、例えば、48VになるようにそれぞれのON期間が制御され、かつ、脈流の吸収が行われる。出力端子8aが48V(目標電圧)よりが下がったときには、スイッチ回路3とスイッチ回路6とのON期間をその低下電圧値に応じて長くし、かつ、ブロッキングトランス5に流れる電流を大きくして、スイッチ回路6をOFFしたときのフライバックパルスの電圧を高くする。出力端子8aの電圧が実質的に48V(目標電圧)にあるときには、ON/OFFが停止される。さらに、ブロッキングトランス5を経てシャント抵抗Rに流れる電流は、前記の乗算値により脈流に比例した電流値のところで高周波数の駆動パルスにより遮断される。
【0015】
ここで、トランジスタのスイッチ回路3およびスイッチ回路6がONすると、脈流ライン1aから入力された電力は、トランジスタのスイツチ回路3、接続点A(コイル入力側)、ブロッキングトランス5の一次巻線、接続点B(コイル出力側)、トランジスタのスイッチ回路6、シヤント抵抗R、グランドライン8を経る電流ループを形成する。このとき、ブロッキングトランス5の一次巻線(コイル)に流れ込んだ電流は、その電流値に応じた磁気エネルギーとしてこれに蓄積される。
次いで、トランジスタのスイッチ回路3,6がOFFになると、ブロッキングトランス5の一次巻線(コイル)に蓄積された磁気エネルギーは電流に変換されて流れ出し、接続点B、ダイオードD1、電力用コンデンサCoの陽極、出力端子8a、出力端子8aに接続された電力供給ライン12a、これに接続された負荷回路、ボデイアースライン12b、グランドライン8、ダイオードD2、ブロッキングトランス5の一次巻線に戻る電流ループを形成する。
【0016】
このように、スイッチ回路3とスイッチ回路6とがOFFしたときには、ブロッキングトランス5の一次巻線に流れるフライバックパルス電流は、ダイオードD1、コンデンサCo、グランドライン8、ダイオードD2による閉回路を流れる。すなわち、ダイオードD2は、フライバックダイオードである。そこで、スイッチ回路3とブロッキングトランス5との接続点Aの電圧は、グランド電位から1Vf(ベース−エミッタ重方向降下電圧=0.7V)に維持される。
この実施例では、ブロッキングトランス5の一次巻線(コイル)の入力側(接続点A)の電圧である昇圧基準電圧が脈流ライン1aではなく、実質的にダイオードD2で接続された接続点Aになっている。このことによって一次巻線出力側(接続点B)に発生するフライバックパルスは、これが基準の電圧となり、脈流ライン1aのピーク電圧に制限されることなく、自由に、例えば、48Vに設定することができる。
【0017】
このうように、この実施例では、力率改善コンバータの昇圧コイル(ブロッキングトランス5の一次巻線)に電力エネルギーを蓄積するときには、脈流電圧のライン1aとコイルの間にあるスイッチ回路3をONにし、かつ、コイルとグランドライン8との間にあるスイッチ回路6をONする。反対にコイルに蓄積された電力エネルギーを出力するときには、これら二つのスイッチ回路をOFFする。このOFFのとき、コイルに蓄積された電力エネルギーは、グランドライン8とを結ぶ整流素子(ダイオードD2)を経由してコイルに戻るので、コイルの脈流ライン側の極である昇圧の電圧基準(接続点A,コイルの入力端子の電圧)は、スイッチ回路を経由した実質的なループの電圧基準となる。これにより、入力の脈流電圧によらずに、出力電圧を自由に設定することが可能になり、脈流のピータ電圧よりもコイル(ブロッキングトランス5の一次巻線)の出力端子(接続点B)は、低い電圧に設定することができる。
【0018】
図3は、力率改善コンバータのブロッキングトランス5の一次巻線(コイル)の入力端子である接続点Aと出力端子である接続点B(一次巻線とダイオードD1との接続点)の電圧波形図である。
図3(a)は、駆動ライン9に出力される駆動パルスであり、そのパルス幅は、出力端子8aの電圧と入力脈流電圧とに応じて変化する。図3(b)は、コイル(ブロッキングトランス5の一次巻線)の出入力端子(接続点B)に発生するフライバックパルスであり、図3(c)は、コイル(ブロッキングトランス5の一次巻線)の入力端子(接続点A)の電圧波形である。
(c)に示すように、コイルの入力端子となる接続点Aの電圧波形は、AC200Vの場合、そのピーク電圧の366Vを越えることはない。また、コイルの出力端子である接続点Bの電圧波形は、48V程度の値に維持される。
これに対して、一般的な力率改善コンバータのコイルの入力端子と出力端子の電圧波形図は、図3(d)は、一般的な力率改善コンバータのコイルの入力側の電圧波形であり,(e)は、そのコイルの出力端子の電圧波形であり、これらはともに360V以上の高い電圧になる。
【0019】
図3(c)に示すように、ブロッキングトランス5の一次巻線の入力側端子に瞬間的に加えられる電圧は、入力電圧を整流したピーク値を越えることはなく、その平均的な電圧値は、グランド電位に近いものとなる。また、図3(b)に示すように、ブロッキングトランス5の一次巻線の出力側端子は、目標電圧か、これより少し高いフライバックパルスが瞬間的に加えられるだけであるので、これも高電圧になることはない。これより非絶縁型昇降圧コンバータ2より後段の回路に高電圧が加わることはなくなる。
したがって、出力電圧を想定される交流電圧のピーク値よりも低く設定した力率改善コンバータ12を具えた図2の交流入力のサーバ10は、高電圧による各種危険性が減少するとともに、そのサーバ電源ブロック11は、小型高性能で廉な低電圧用部品の使用が可能となる。
なお、この例では自励式制御を例としたためブロッキングトランス5の二次巻線の信号ライン9cが必要となっているが、所定の周期のクロックCLK等でON信号を外部から加えてスイッチ回路3を所定の周期でONさせるような他励式の発振回路を用いる、例えば、図4に示すような制御回路では、信号ライン9cが不要であることは言うまでもない。また、このような制御により入力の脈流電圧と実質的に比例した電流を吸収して定電圧の直流に変換することが可能となるので力率が改善される。
【0020】
ところで、ハイサイドドライバ4は、チャージポンプ回路等を用いた昇圧回路を具えるトランジスタスイッチ駆動回路とするとができる。
なお、詳細は説明しないが、交流整流回路1のダイオード、ダイドードD1,D2の少なくとも1つをトランジスタ素子のスイッチ回路に置き換えて、ダイオードがONするのと実質的に同様の条件でこのトランジスタをONさせる制御を行うことによりさらにより効率が高い回路とすることができる。言い換えれば、これらダイオードは、ここでは、所定のタイミングでON/OFFするスイッチング素子が使用できる。
【0021】
図4は、昇降圧コンバータとしてよく知られたZeta型コンバータを応用した実施例例である。
Zeta型昇降圧コンバータ2aは、ハイサイドドライバ4で駆動されるスイッチ回路3、コア付きコイル50、コンデンサC2、コイル51、ダイオードD1、ダイオードD3、出力コンデンサCo、グランドライン8に直列に挿入されたシャント抵抗R1、IC化されたコントローラ70からなる。
なお、グランドライン8は、抵抗R1、グランドライン8cを介して端子8bに接続されている。
コントローラ70には、抵抗R1により電流をモニタする検出信号ライン9d、脈流電圧のモニタ信号ライン9a、出力電圧モニタの信号ライン9bが接続されている。この例では、高周波駆動の他励発振型の制御回路ブロックを示したため図2の例では必要であったコイルからの臨界状態をモニタする信号ライン9cは不用である。
この昇降圧コンバータでは、図1のブロッキングトランス5に換えてコア付きコイル50が設けられ、ダイオードD2の位置にはこれに換えて脈流入力電流をシャントするシャント回路を構成するコイル51が設けられている。また、接続点Aとコイル50との間に電力用のコンデンサC2が挿入され、スイッチ回路6とシャント抵抗Rの直列回路の位置には、これに換えて、図1のダイオードD2が挿入され、コイル51に流れるフライバック電流の帰還路を形成している。
【0022】
コントローラ70は、ブロッキング発振制御回路7dに換えて内部に駆動パルスを発生する駆動制御回路71が設けられ、スイッチ回路3がON/OFF駆動される。高周波による所定の周波数でのON駆動に応じて、コイル51、グランドラインライン8へと電流が流れて、コイル51にエネルギーが蓄積される。このとき同時に、コンデンサC2に蓄積されている電荷がコイル50、ダイオードD1、コンデンサCoと電流が流れてコンデンサCoに電荷(電力)が供給される。スイッチ回路3のOFF時には、コイル51の出力側にフライバックパルスが発生してコイル51に蓄積されたエネルギーが電流として、グランドライン8、ダイオードD2,コイル50を介してコンデンサC2へと流れ、これに電荷が蓄積されてコイル51の入力側に帰還する。
これがスイッチ回路3のON/OFFに応じて高周波で繰り返される。
なお、OFFのタイミングは、図1と同様に乗算回路7cの出力を受けて、脈流DC電圧に実質的に比例した入力電流をグランドライン8へと流すように設定されている。
【0023】
駆動制御回路71は、抵抗R1の端子電圧を受けて、コイル51に流れる電流を監視して、コイル51に流れる電流が脈流に比例した電流となったときに、スイッチ回路3をOFFする駆動パルスを発生して駆動ライン9に出力する。
する。
このZeta型回路は、コイル51が接続点Aとグランドライン8の間に挿入されているので、直流的には、グランド電位に近いものになる。また、コイル50の出力側である接続点Bの電圧は、図1と同様に、グランド電位から0.7V程度を基準として発生するフライバックパルスの電圧に抑えられているので、コンデンサCo側へは、高い電圧が加わらないで済む。なお、このZeta型回路は、コイルが2つ必要であり、電力用のコンデンサC2が必要になる。
【0024】
以上説明したきたが、実施例では、スイッチ回路3(あるいはスイッチ回路3およびスイッチ回路6)を入力電流よりも高い所定の周波数でONするとともに脈流DC電圧と出力端子の電圧(コンデンサCoの端子の電圧)に応じて出力端子の電圧が実質的に―定になるようにスイッチ回路3(あるいはスイッチ回路3およびスイッチ回路6)をOFFし、かつ、スイッチ回路3(あるいはスイッチ回路3およびスイッチ回路6)がONしているときに前記脈流DC電圧に実質的に比例した入力電流をグランドライン8(基準電位のライン)に流す制御をしてるが、スイッチ回路3(あるいはスイッチ回路3およびスイッチ回路6)のON/OFF制御はこれと逆になっていてもよい。
すなわち、スイッチ回路3(あるいはスイッチ回路3およびスイッチ回路6)を入力電流よりも高い所定の周波数でOFFするとともにフライバックパルスを発生し、脈流DC電圧と出力端子の電圧(コンデンサCoの端子の電圧)に応じて出力端子の電圧が実質的に―定になるようにスイッチ回路3(あるいはスイッチ回路3およびスイッチ回路6)をONしかつスイッチ回路3(あるいはスイッチ回路3およびスイッチ回路6)がONしているときに前記脈流DC電圧に実質的に比例した入力電流をグランドライン8(基準電位のライン)に流す制御をしてもよい。
【0025】
また、実施例では、グランドラインへと落とす電流を検出する抵抗を、図1では、スイッチ回路6と直列に挿入し、図4では、グランドラインに挿入しているが、この抵抗は、スイッチ回路3がONしているときに、グランドラインへと落とす電流を検出するものならば、どこに挿入されてもよい。
さらに、実施例では、電子装置としてサーバの例を挙げているが、電子装置はサーバに限定されるものではない。また、スイッチ回路としてnチャネルMOSトランジスタの例を挙げているが、スイッチ素子は、バイポーラトランジスタであってもよく、さらにトランジスタ素子に限定されるものではない。
【0026】
【発明の効果】
以上の説明のとおり、この発明では、第1のコイルの入力側端子と入力側の脈流電圧のラインとの間に第1のスイッチ回路を設けて、脈流DC電圧を持つ入力電流を基準電位のラインに流すシャント回路に流れる電流が遮断されたときに発生するフライバックパルスの電流の還流路を、基準電位のラインとシャント回路の一端との間に設けられた第2の整流素子で形成し、フライバックパルスが発生したときに第1のスイッチ回路をOFFにしてコイルの入力側端子と入力側の脈流電圧のラインとを切り離すようにしている。
その結果、高圧耐圧部品を使用しなくても済む力率改善コンバータの電源装置およびこの電源装置を用いる電子装置を容易に実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】図1は、この発明の力率改善DC/DCコンバータを適用した―実施例の電源装置のブロック図である。
【図2】図2は、図1の電源装置を利用する無停電電源システムの一例の説明図である。
【図3】図3は、力率改善コンバータのコイルの入力端子と出力端子の電圧波形図である。
【図4】図4は、Zeta型力率改善コンバータを適用したこの発明の他の実施例の電源装置のブロック図である。
【符号の説明】
1…交流整流回路、1a…脈流ライン、
2…非絶縁型昇降圧コンバータ、
3,6…スイッチ回路、4…ハイサイドドライバ、
5…トランス(ブロッキングトランス)、
7…コントローラ、
8a…出力端子、8b…グランドライン、
10…サーバ、11…サーバ電源ブロック(電源装置)、11…コネクタ、
12…力率改善コンバータ、12a…電力供給ライン、
12b…ボデイアースライン、
13…絶縁DC/DCコンバータ、14…コネクタ、
15…サーバ本体、
22…LCDディスプレイ、
17…充電回路、18…放電回路、
19…組み電池、20…二次電池ユニット、
Tr1,Tr2…MOSトランジスタ、
D1,D2…ダイオード、R…抵抗、C1,Co…コンデンサ。
Claims (12)
- 交流を整流して得られる脈流DC電圧を持つ入力電流をスイッチングしてフライバックパルスを生成して入力脈流電圧に対して安定化された降圧のDC電圧を得る力率改善DC/DCコンバータにおいて、
第1のコイル、前記脈流DC電圧のラインと前記第1のコイルとの間に設けられた第1のスイッチ回路および前記第1のコイルに流れる電流を受ける順方向に挿入された第1の整流素子とを有する直列回路と、
前記第1のスイッチ回路を経た前記入力電流を基準電位のラインに流すシャント回路と、
前記基準電位のラインと前記第1のコイルの一端との間に設けられ前記シャント回路に流れる前記入力電流が遮断されたときに発生する前記フライバックパルスによる電流の還流路を形成する第2の整流素子と、
前記第1のコイルに流れる電流を前記第1の整流素子を介して受ける一端が出力端子に接続された第1のコンデンサとを備え、
前記第1のスイッチ回路を前記入力電流の周波数よりも高い所定の周波数でONあるいはOFFし、前記脈流DC電圧と前記出力端子の電圧に応じて、ONしている前記第1のスイッチをOFFにしあるいはOFFしている前記第1のスイッチ回路をONにして、前記第1のスイッチをOFFにしたタイミングで前記フライバックパルスを発生させて、前記出力端子の電圧が実質的に―定になるように制御するとともに前記第1のスイッチ回路がONしているときに前記脈流DC電圧に実質的に比例した前記入力電流を前記シャント回路を介して前記基準電位のラインに流す制御をする力率改善DC/DCコンバータ。 - 前記シャント回路は、前記第1のコイルの電流出力側の端子と前記基準電位のラインとの間に接続された第2のスイッチ回路あるいは前記第1のコイルの電流入力側の端子と前記基準電位のラインとの間に接続された第2のコイルで構成される請求項1記載の力率改善DC/DCコンバータ。
- さらに、所定の検出信号に応じて前記第1のスイッチ回路をOFFあるいはONにして前記出力端子の電圧が実質的に―定になるように制御しかつ前記脈流DC電圧に実質的に比例した前記入力電流を前記シャント回路を介して前記基準電位のラインに流す制御をする制御回路とを備え、前記制御回路は、基準電圧発生回路と、この基準電圧発生回路の電圧と前記出力端子の電圧との差の電圧と前記前記入力脈流電圧とを受けて受けてこれらの電圧値の乗算値を前記所定の検出信号として発生する乗算回路とを有している請求項2記載の力率改善DC/DCコンバータ。
- 前記シャント回路は、前記第2のスイッチ回路とこれに直列に接続された抵抗とを有し、前記基準電位のラインはグランドラインであり、前記第2の整流素子は、前記基準電位のラインと前記コイルの電流入力側の端子との間に設けられ、前記制御回路は、ICであって、前記第1および第2のスイッチ回路を同時にONし、このONしているときに前記抵抗の端子から得られる信号と前記検出信号とに応じて前記第1および第2のスイッチ回路を同時にOFFする請求項3記載の力率改善DC/DCコンバータ。
- 前記シャント回路は、前記第2のコイルを有し、さらに、この第2のコイルに流れる電流値を検出する抵抗を有し、前記基準電位のラインはグランドラインであり、前記第2の整流素子は、前記基準電位のラインと前記第1のコイルの電流出力側の端子との間に設けられ、前記制御回路は、ICであって、前記第1のスイッチ回路をONしてこのONしているときに前記抵抗の端子から得られる信号と前記検出信号とに応じて前記第1のスイッチ回路をOFFする請求項3記載の力率改善DC/DCコンバータ。
- 前記第1および第2の整流素子の少なくとも1つは、これら第1および第2の整流素子が順方向に電流を流すときにONにされるスイッチング素子で構成される請求項2記載の力率改善DC/DCコンバータ。
- 交流を整流して得られる脈流DC電圧を持つ入力電流をスイッチングしてフライバックパルスを生成して入力脈流電圧に対して安定化された降圧のDC電圧を得る力率改善を有する電源装置から電力が供給される電子装置において、
前記DC/DCコンバータは、
第1のコイル、前記脈流DC電圧のラインと前記第1のコイルとの間に設けられた第1のスイッチ回路および前記第1のコイルに流れる電流を受ける順方向に挿入された第1の整流素子とを有する直列回路と、
前記第1のスイッチ回路を経た前記入力電流を基準電位のラインに流すシャント回路と、
前記基準電位のラインと前記第1のコイルの一端との間に設けられ前記シャント回路に流れる前記入力電流が遮断されたときに発生する前記フライバックパルスによる電流の還流路を形成する第2の整流素子と、
前記第1のコイルに流れる電流を前記第1の整流素子を介して受ける一端が出力端子に接続された第1のコンデンサとを備え、
前記第1のスイッチ回路を前記入力電流の周波数よりも高い所定の周波数でONあるいはOFFし、前記脈流DC電圧と前記出力端子の電圧に応じて、ONしている前記第1のスイッチをOFFにしあるいはOFFしている前記第1のスイッチ回路をONにして、前記第1のスイッチをOFFにしたタイミングで前記フライバックパルスを発生させて、前記出力端子の電圧が実質的に―定になるように制御するとともに前記第1のスイッチ回路がONしているときに前記脈流DC電圧に実質的に比例した前記入力電流を前記シャント回路を介して前記基準電位のラインに流す制御をするものである電子装置。 - 前記シャント回路は、前記第1のコイルの電流出力側の端子と前記基準電位のラインとの間に接続された第2のスイッチ回路あるいは前記第1のコイルの電流入力側の端子と前記基準電位のラインとの間に接続された第2のコイルで構成される請求項7記載の電子装置。
- さらに、所定の検出信号に応じて前記第1のスイッチ回路をOFFあるいはONにして前記出力端子の電圧が実質的に―定になるように制御しかつ前記脈流DC電圧に実質的に比例した前記入力電流を前記シャント回路を介して前記基準電位のラインに流す制御をする制御回路とを備え、前記制御回路は、基準電圧発生回路と、この基準電圧発生回路の電圧と前記出力端子の電圧との差の電圧と前記前記入力脈流電圧とを受けて受けてこれらの電圧値の乗算値を前記所定の検出信号として発生する乗算回路とを有している請求項8記載の電子装置。
- 前記シャント回路は、前記第2のスイッチ回路とこれに直列に接続された抵抗とを有し、前記基準電位のラインはグランドラインであり、前記第2の整流素子は、前記基準電位のラインと前記コイルの電流入力側の端子との間に設けられ、前記制御回路は、ICであって、前記第1および第2のスイッチ回路を同時にONし、このONしているときに前記抵抗の端子から得られる信号と前記検出信号とに応じて前記第1および第2のスイッチ回路を同時にOFFする請求項9記載の電子装置。
- 前記シャント回路は、前記第2のコイルを有し、さらに、この第2のコイルに流れる電流値を検出する抵抗を有し、前記基準電位のラインはグランドラインであり、前記第2の整流素子は、前記基準電位のラインと前記第1のコイルの電流出力側の端子との間に設けられ、前記制御回路は、ICであって、前記第1のスイッチ回路をONしてこのONしているときに前記抵抗の端子から得られる信号と前記検出信号とに応じて前記第1のスイッチ回路をOFFする請求項9記載の電子装置。
- 前記第1および第2の整流素子の少なくとも1つは、これら第1および第2の整流素子が順方向に電流を流すときにONにされるスイッチング素子で構成される請求項8記載の電子装置。
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JP2002373609A JP2004208389A (ja) | 2002-12-25 | 2002-12-25 | 力率改善dc/dcコンバータおよびこれを用いる電子装置 |
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JP2016100588A (ja) * | 2014-11-26 | 2016-05-30 | 新電元工業株式会社 | Ledドライバ装置 |
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- 2002-12-25 JP JP2002373609A patent/JP2004208389A/ja not_active Withdrawn
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