JPH09205780A - 電流帰還型プッシュプル・コンバータ回路 - Google Patents
電流帰還型プッシュプル・コンバータ回路Info
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- JPH09205780A JPH09205780A JP8012333A JP1233396A JPH09205780A JP H09205780 A JPH09205780 A JP H09205780A JP 8012333 A JP8012333 A JP 8012333A JP 1233396 A JP1233396 A JP 1233396A JP H09205780 A JPH09205780 A JP H09205780A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 簡易な部品の追加だけで、スイッチング損失
を増加させることなく、従来通りのインバータのオンデ
ューティ制御を行うことを可能とし、応答速度を遅くす
ることなく出力電圧を安定化することができ、且つ従来
のコンデンサインプット型と比較して大幅に力率を改善
することを可能とした電源帰還型プッシュプル・コンバ
ータを提供する。 【構成】 入力部の平滑用コンデンサ４として、スイッ
チング周波数成分の電流を供給できるだけの小容量のも
のを使用し、商用周波数成分のリップル低減用大容量コ
ンデンサ６を、電流帰還インダクタ７の補助巻線（フラ
イバック巻線）に接続し、更にその接続点が逆流防止ダ
イオード５を介して入力側及び電流帰還インダクタ７の
主巻線に接続されている。
を増加させることなく、従来通りのインバータのオンデ
ューティ制御を行うことを可能とし、応答速度を遅くす
ることなく出力電圧を安定化することができ、且つ従来
のコンデンサインプット型と比較して大幅に力率を改善
することを可能とした電源帰還型プッシュプル・コンバ
ータを提供する。 【構成】 入力部の平滑用コンデンサ４として、スイッ
チング周波数成分の電流を供給できるだけの小容量のも
のを使用し、商用周波数成分のリップル低減用大容量コ
ンデンサ６を、電流帰還インダクタ７の補助巻線（フラ
イバック巻線）に接続し、更にその接続点が逆流防止ダ
イオード５を介して入力側及び電流帰還インダクタ７の
主巻線に接続されている。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、出力電圧の安定化を図
るスイッチング・レギュレータに関し、特に、入力電力
の力率を改善する電流帰還型プッシュプル・コンバータ
回路に関する。
るスイッチング・レギュレータに関し、特に、入力電力
の力率を改善する電流帰還型プッシュプル・コンバータ
回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、この種の電流帰還型プッシュプ
ル・コンバータは、例えば、１９８１．６．２９発行の
ＩＥＥＥ（Ｔｈｅ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｅｌｅ
ｃｔｒｉｃａｌ ａｎｄ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｅ
ｎｇｉｎｅｅｒｓ，Ｉｎｃ）、“ＰＥＳＣ’８１ ＲＥ
ＣＯＲＤ（Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｓｐ
ｅｃｉａｌｉｓｔｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ）”２０４
〜２１２頁に開示されている。このような技術は、図４
に示すように、ＡＣ入力電圧は整流回路３、平滑コンデ
ンサ４′により整流平滑された後に、電流帰還インダク
タ７を介してトランス１０のセンタタップに供給され、
トランス１０はプッシュプル回路を構成するスイッチン
グ素子９によって駆動される。
ル・コンバータは、例えば、１９８１．６．２９発行の
ＩＥＥＥ（Ｔｈｅ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｅｌｅ
ｃｔｒｉｃａｌ ａｎｄ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｅ
ｎｇｉｎｅｅｒｓ，Ｉｎｃ）、“ＰＥＳＣ’８１ ＲＥ
ＣＯＲＤ（Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｓｐ
ｅｃｉａｌｉｓｔｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ）”２０４
〜２１２頁に開示されている。このような技術は、図４
に示すように、ＡＣ入力電圧は整流回路３、平滑コンデ
ンサ４′により整流平滑された後に、電流帰還インダク
タ７を介してトランス１０のセンタタップに供給され、
トランス１０はプッシュプル回路を構成するスイッチン
グ素子９によって駆動される。
【０００３】ここで、スイッチング素子９のオンデュー
ティを５０％未満で動作させて休止帰還を持たせると、
電流帰還インダクタ７の主巻線を流れる電流は断続電流
となる。主巻線を流れる電流が断となった瞬間、インダ
クタ７の主巻線と補助巻線の結合によるフライバック現
象が発生し、補助巻線にはフライバックダイオード８を
通して主巻線に蓄積したエネルギーを入力電源及び平滑
コンデンサ４′に向かって放出するように流れる。
ティを５０％未満で動作させて休止帰還を持たせると、
電流帰還インダクタ７の主巻線を流れる電流は断続電流
となる。主巻線を流れる電流が断となった瞬間、インダ
クタ７の主巻線と補助巻線の結合によるフライバック現
象が発生し、補助巻線にはフライバックダイオード８を
通して主巻線に蓄積したエネルギーを入力電源及び平滑
コンデンサ４′に向かって放出するように流れる。
【０００４】このプッシュプル・インバータの降圧モー
ド動作によってトランス１０の１次側電圧は安定化され
ると共にトランス１０の２次側に伝送され、１次側と絶
縁され且つ安定化された電圧が負荷１３に供給され、コ
ンバータ回路として動作する。
ド動作によってトランス１０の１次側電圧は安定化され
ると共にトランス１０の２次側に伝送され、１次側と絶
縁され且つ安定化された電圧が負荷１３に供給され、コ
ンバータ回路として動作する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、叙上の
従来技術には下記に示す如き課題があった。
従来技術には下記に示す如き課題があった。
【０００６】第１の問題点は、従来技術においてＡＣ入
力電流は間欠したパルス状の電流波形となり、力率は
０．５〜０．６で、電流のピーク値は実効電流値の３〜
５倍の値まで達するために、消費電力の増加と高調波電
流歪み発生の問題があった。
力電流は間欠したパルス状の電流波形となり、力率は
０．５〜０．６で、電流のピーク値は実効電流値の３〜
５倍の値まで達するために、消費電力の増加と高調波電
流歪み発生の問題があった。
【０００７】その理由は、従来の電流帰還型プッシュプ
ル・コンバータでは入力電圧の商用リップル成分に応答
可能で、回路構成が単純であるために、回路の小型軽量
化を図る目的から入力部の整流平滑回路にコンデンサイ
ンプット型を採用しているためである。
ル・コンバータでは入力電圧の商用リップル成分に応答
可能で、回路構成が単純であるために、回路の小型軽量
化を図る目的から入力部の整流平滑回路にコンデンサイ
ンプット型を採用しているためである。
【０００８】第２の問題点は、以上の問題を解決する為
に、アクティブフィルタとしての高力率コンバータを採
用することで上記問題を解決することが可能となるが、
チョッパ方式では絶縁がとれず、後段にインバータ回路
が必要であって、スイッチング素子が複数になるので回
路規模の大型化と損失が増加するという問題があった。
に、アクティブフィルタとしての高力率コンバータを採
用することで上記問題を解決することが可能となるが、
チョッパ方式では絶縁がとれず、後段にインバータ回路
が必要であって、スイッチング素子が複数になるので回
路規模の大型化と損失が増加するという問題があった。
【０００９】また、絶縁形のフライバック方式の場合に
は力率改善コンバータのスイッチング素子を絶縁用トラ
ンスの駆動素子と共通で使用できるので、チョッパ方式
のような問題はないが、チョッパ方式と同様に、入力電
流波形を入力電圧波形に比例するよう制御しており、こ
の制御の特性上、応答速度を速くできないのでＡＣ入力
の商用リップル成分を抑圧するには絶縁後の出力に大容
量コンデンサを実装するか、またはＤＣ／ＤＣコンバー
タの追加を必要とし、回路が大型化することと、効率低
下の問題があった。
は力率改善コンバータのスイッチング素子を絶縁用トラ
ンスの駆動素子と共通で使用できるので、チョッパ方式
のような問題はないが、チョッパ方式と同様に、入力電
流波形を入力電圧波形に比例するよう制御しており、こ
の制御の特性上、応答速度を速くできないのでＡＣ入力
の商用リップル成分を抑圧するには絶縁後の出力に大容
量コンデンサを実装するか、またはＤＣ／ＤＣコンバー
タの追加を必要とし、回路が大型化することと、効率低
下の問題があった。
【００１０】本発明は従来の上記実情に鑑みてなされた
ものであり、従って本発明の目的は、従来の技術に内在
する上記課題を解決し、従来のプッシュプル・コンバー
タのように簡易な構成で、回路の小型・軽量化と入出力
間の絶縁を維持したままで、スイッチング損失の増加に
伴う効率低下を引き起こすことなく、従来回路よりもＡ
Ｃ入力電力の力率を大幅に改善することを可能とした新
規な電流帰還型プッシュプル・コンバータ回路を提供す
ることにある。
ものであり、従って本発明の目的は、従来の技術に内在
する上記課題を解決し、従来のプッシュプル・コンバー
タのように簡易な構成で、回路の小型・軽量化と入出力
間の絶縁を維持したままで、スイッチング損失の増加に
伴う効率低下を引き起こすことなく、従来回路よりもＡ
Ｃ入力電力の力率を大幅に改善することを可能とした新
規な電流帰還型プッシュプル・コンバータ回路を提供す
ることにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明に係る電流帰還型プッシュプル・コンバータ
回路は、入力平滑用コンデンサ（図１の４）をスイッチ
ング周波数の電流を供給できるだけの小容量とし、商用
周波数のリップル低減用の大容量フライバック電圧蓄積
コンデンサ（図１の６）は、電流帰還インダクタ（図１
の７）の補助巻線（フライバック巻線）に接続され、更
にその接続点は逆流防止ダイオード（図１の５）を介し
て入力側及び電流帰還インダクタの主巻線に接続されて
構成される。
に、本発明に係る電流帰還型プッシュプル・コンバータ
回路は、入力平滑用コンデンサ（図１の４）をスイッチ
ング周波数の電流を供給できるだけの小容量とし、商用
周波数のリップル低減用の大容量フライバック電圧蓄積
コンデンサ（図１の６）は、電流帰還インダクタ（図１
の７）の補助巻線（フライバック巻線）に接続され、更
にその接続点は逆流防止ダイオード（図１の５）を介し
て入力側及び電流帰還インダクタの主巻線に接続されて
構成される。
【００１２】
【作用】商用周波数（実際には全波整流であるので５０
Ｈｚ／６０Ｈｚの２倍）のリップル低減用大容量コンデ
ンサへの充電は、電流帰還インダクタのフライバック効
果によってのみ行われ、逆流防止ダイオードによってＡ
Ｃ入力電源からの充電を制限している。
Ｈｚ／６０Ｈｚの２倍）のリップル低減用大容量コンデ
ンサへの充電は、電流帰還インダクタのフライバック効
果によってのみ行われ、逆流防止ダイオードによってＡ
Ｃ入力電源からの充電を制限している。
【００１３】またこのリップル低減用大容量コンデンサ
に蓄積された電荷は入力電源からの電流を低減するよう
に主巻線に向かって放電されるために、大容量コンデン
サの充放電電流はＡＣ入力電流に直接影響されず、従来
のようなコンデンサインプット型としては動作しない。
に蓄積された電荷は入力電源からの電流を低減するよう
に主巻線に向かって放電されるために、大容量コンデン
サの充放電電流はＡＣ入力電流に直接影響されず、従来
のようなコンデンサインプット型としては動作しない。
【００１４】従って本発明の上記構成により、上述の簡
易な部品の追加だけで、従来通りのインバータのオンデ
ューティ制御を行うことが可能であり、応答速度を遅く
することなく出力電圧を安定化でき、且つ従来のコンデ
ンサインプット型と比較して大幅に力率が改善される。
易な部品の追加だけで、従来通りのインバータのオンデ
ューティ制御を行うことが可能であり、応答速度を遅く
することなく出力電圧を安定化でき、且つ従来のコンデ
ンサインプット型と比較して大幅に力率が改善される。
【００１５】
【実施例】次に、本発明をその好ましい一実施例につい
て図面を参照して具体的に説明する。
て図面を参照して具体的に説明する。
【００１６】図１は本発明の一実施例を示す回路構成図
である。
である。
【００１７】図１を参照するに、ＡＣ入力電源１から供
給されたＡＣ電圧は、整流回路３とスイッチング周波数
成分にのみ応答する平滑コンデンサ４により整流平滑さ
れた後に、電流帰還インダクタ７を介してトランス１０
のセンタタップに供給される。トランス１０を駆動する
プッシュプルインバータを従来技術と同様にオンデュー
ティを５０％未満で動作させると、スイッチング素子９
のいずれか一方のみ“オン”の期間に電流帰還インダク
タ７の主巻線を流れる電流が、スイッチング素子９が同
時に“オフ”になることによって断となる期間には、イ
ンダクタ７の主巻線と補助巻線（フライバック巻線）の
結合によるフライバック現象が発生し、フライバックダ
イオード８からインダクタ７の補助巻線を経由して、リ
ップル低減用として使用される大容量のフライバック電
圧蓄積コンデンサ６へ、更に逆流防止ダイオード５を介
して入力電源側に向かって、インダクタ７の主巻線に蓄
積したエネルギーを放出するように電流が流れる。この
電流によってのみ大容量のフライバック電圧蓄積コンデ
ンサ６は充電され、ＡＣ入力電源１からの充電は行われ
ない。
給されたＡＣ電圧は、整流回路３とスイッチング周波数
成分にのみ応答する平滑コンデンサ４により整流平滑さ
れた後に、電流帰還インダクタ７を介してトランス１０
のセンタタップに供給される。トランス１０を駆動する
プッシュプルインバータを従来技術と同様にオンデュー
ティを５０％未満で動作させると、スイッチング素子９
のいずれか一方のみ“オン”の期間に電流帰還インダク
タ７の主巻線を流れる電流が、スイッチング素子９が同
時に“オフ”になることによって断となる期間には、イ
ンダクタ７の主巻線と補助巻線（フライバック巻線）の
結合によるフライバック現象が発生し、フライバックダ
イオード８からインダクタ７の補助巻線を経由して、リ
ップル低減用として使用される大容量のフライバック電
圧蓄積コンデンサ６へ、更に逆流防止ダイオード５を介
して入力電源側に向かって、インダクタ７の主巻線に蓄
積したエネルギーを放出するように電流が流れる。この
電流によってのみ大容量のフライバック電圧蓄積コンデ
ンサ６は充電され、ＡＣ入力電源１からの充電は行われ
ない。
【００１８】また、大容量フライバック電圧蓄積コンデ
ンサ６に蓄積した電荷は、次のスイッチング素子９の一
方が“オン”する期間に入力電源１から電流期間インダ
クタ７の主巻線を通ってトランス１０のセンタタップに
供給される電流を低減するようインダクタ７の主巻線に
向かって放電されるために、商用周波数のリップルを抑
圧する目的で大容量コンデンサを備えているが、実際に
は、コンデンサの充放電電流はＡＣ入力電流に直接影響
されず、従来のようなコンデンサインプット型としては
動作しなくなる。
ンサ６に蓄積した電荷は、次のスイッチング素子９の一
方が“オン”する期間に入力電源１から電流期間インダ
クタ７の主巻線を通ってトランス１０のセンタタップに
供給される電流を低減するようインダクタ７の主巻線に
向かって放電されるために、商用周波数のリップルを抑
圧する目的で大容量コンデンサを備えているが、実際に
は、コンデンサの充放電電流はＡＣ入力電流に直接影響
されず、従来のようなコンデンサインプット型としては
動作しなくなる。
【００１９】更にプッシュプルインバータの動作により
安定化された電圧が絶縁用トランス１０の２次側に発生
する。２次側では、整流回路１１及び平滑コンデンサ１
２によってスイッチング周波数成分のリップルが抑圧さ
れた出力電圧が負荷１３に供給される。
安定化された電圧が絶縁用トランス１０の２次側に発生
する。２次側では、整流回路１１及び平滑コンデンサ１
２によってスイッチング周波数成分のリップルが抑圧さ
れた出力電圧が負荷１３に供給される。
【００２０】ここで上述の通り商用周波数成分のリップ
ルは１次側で抑圧されるので、２次側の平滑コンデンサ
１２は、フライバック方式の高力率コンバータの場合の
ような大容量である必要はなく、スイッチング周波数成
分のリップルを抑圧するのに必要な数マイクロファラッ
ド程度のものでよい。
ルは１次側で抑圧されるので、２次側の平滑コンデンサ
１２は、フライバック方式の高力率コンバータの場合の
ような大容量である必要はなく、スイッチング周波数成
分のリップルを抑圧するのに必要な数マイクロファラッ
ド程度のものでよい。
【００２１】尚、ＡＣ入力電源から電流帰還インダクタ
７の主巻線に供給される期間にＡＣラインを流れる高周
波電流が入力電源側に流れないように、入力部には入力
フィルタ２が備えられている。この入力フィルタは従来
回路に新たに追加する必要があるがスイッチング周波数
成分を抑圧するものであるために、外形が小型の部品を
採用することができる。
７の主巻線に供給される期間にＡＣラインを流れる高周
波電流が入力電源側に流れないように、入力部には入力
フィルタ２が備えられている。この入力フィルタは従来
回路に新たに追加する必要があるがスイッチング周波数
成分を抑圧するものであるために、外形が小型の部品を
採用することができる。
【００２２】次に、本発明の一実施例の動作について図
２、図３を参照して説明する。
２、図３を参照して説明する。
【００２３】図２は本発明の各部の動作波形の変化を顕
著に表す為に、故意にフライバック電圧蓄積コンデンサ
６の容量を、数十マイクロファラッド程度の小さな値と
した場合の動作をシミュレーションにより解析した波形
である。また、図３（ａ）は図１と同様の回路図、図３
（ｂ）は本発明によって得られる効果を示す概略波形図
である。
著に表す為に、故意にフライバック電圧蓄積コンデンサ
６の容量を、数十マイクロファラッド程度の小さな値と
した場合の動作をシミュレーションにより解析した波形
である。また、図３（ａ）は図１と同様の回路図、図３
（ｂ）は本発明によって得られる効果を示す概略波形図
である。
【００２４】図２において、ＡＣ入力電源１の電圧波形
１４は、全波整流回路３と数マイクロファラッド程度の
小容量の平滑コンデンサ４によって整流、平滑されて電
圧波形１５に示すようになる。ここで電流帰還インダク
タ７のフライバック効果によって充電された大容量フラ
イバック電圧蓄積コンデンサ６の両端電圧は波形１８の
ようになり、フライバック電圧蓄積コンデンサ６の両端
電圧１８が平滑コンデンサ４の両端電圧１５よりも低い
期間には入力電源１から電流帰還インダクタ７を経由し
てプッシュプルインバータ回路にスイッチング電流が流
れる。このスイッチング電流を整流回路３の入力端で観
測したものが波形１６である。
１４は、全波整流回路３と数マイクロファラッド程度の
小容量の平滑コンデンサ４によって整流、平滑されて電
圧波形１５に示すようになる。ここで電流帰還インダク
タ７のフライバック効果によって充電された大容量フラ
イバック電圧蓄積コンデンサ６の両端電圧は波形１８の
ようになり、フライバック電圧蓄積コンデンサ６の両端
電圧１８が平滑コンデンサ４の両端電圧１５よりも低い
期間には入力電源１から電流帰還インダクタ７を経由し
てプッシュプルインバータ回路にスイッチング電流が流
れる。このスイッチング電流を整流回路３の入力端で観
測したものが波形１６である。
【００２５】次に平滑コンデンサ４の放電に伴う電圧低
下により、大容量フライバック電圧蓄積コンデンサ６の
両端電圧１８が平滑コンデンサ４の両端電圧１５より高
くなると逆流防止ダイオード５が導通して、フライバッ
ク電圧蓄積コンデンサ６からインバータ回路にスイッチ
ング電流が流れる。この期間には、ＡＣ入力電源１から
インバータ回路に電流が流れないので、ＡＣ入力電流は
非導通となり波形１６に示す通り整流回路３の入力端で
の電流は非導通角を持った間欠電流となる。しかしなが
らこの状態でも従来のコンデンサインプット型の力率
（０．５〜０．６）からは大幅に改善されて、０．９前
後となる。
下により、大容量フライバック電圧蓄積コンデンサ６の
両端電圧１８が平滑コンデンサ４の両端電圧１５より高
くなると逆流防止ダイオード５が導通して、フライバッ
ク電圧蓄積コンデンサ６からインバータ回路にスイッチ
ング電流が流れる。この期間には、ＡＣ入力電源１から
インバータ回路に電流が流れないので、ＡＣ入力電流は
非導通となり波形１６に示す通り整流回路３の入力端で
の電流は非導通角を持った間欠電流となる。しかしなが
らこの状態でも従来のコンデンサインプット型の力率
（０．５〜０．６）からは大幅に改善されて、０．９前
後となる。
【００２６】以上のように、入力電流波形の非導通角
は、大容量フライバック電圧蓄積コンデンサ６の両端電
圧１８と平滑コンデンサ４の両端電圧１５の関係によっ
て決まるが、実際には充放電時間に対して支配的となる
のは大容量のフライバック電圧蓄積コンデンサ６の容量
と蓄積される電圧値であり、この蓄積される電圧値は、
電流帰還インダクタ７の主巻線と補助巻線（フライバッ
ク巻線）の巻線比によって任意に定められる。
は、大容量フライバック電圧蓄積コンデンサ６の両端電
圧１８と平滑コンデンサ４の両端電圧１５の関係によっ
て決まるが、実際には充放電時間に対して支配的となる
のは大容量のフライバック電圧蓄積コンデンサ６の容量
と蓄積される電圧値であり、この蓄積される電圧値は、
電流帰還インダクタ７の主巻線と補助巻線（フライバッ
ク巻線）の巻線比によって任意に定められる。
【００２７】従って、フライバック電圧蓄積コンデンサ
６の容量と電流帰還インダクタ７の巻線比を調整するこ
とで、ＡＣ入力の商用周波数成分のリップルを所要の値
まで抑圧でき、しかもＡＣ入力電流の非導通角を小さく
なるようにして力率を０．９程度まで改善することが可
能となる。
６の容量と電流帰還インダクタ７の巻線比を調整するこ
とで、ＡＣ入力の商用周波数成分のリップルを所要の値
まで抑圧でき、しかもＡＣ入力電流の非導通角を小さく
なるようにして力率を０．９程度まで改善することが可
能となる。
【００２８】また、スイッチング電流について、電流帰
還インダクタ７を流れる電流は断続電流となるが、フラ
イバック効果によってインダクタ電流自体は飽和してい
ないので、電流不連続モードの高力率コンバータ（フラ
イバック方式）に比較して電流のピーク値ははるかに小
さい。従ってスイッチング損失も、素子に印加されるサ
ージ電圧も低減でき、出力電圧のスイッチング周波数成
分のリップルは、２次側の平滑コンデンサ１２の容量が
数マイクロファラッドの小さな容量でも十分平滑するこ
とができる。出力電圧波形を波形１７に示す。
還インダクタ７を流れる電流は断続電流となるが、フラ
イバック効果によってインダクタ電流自体は飽和してい
ないので、電流不連続モードの高力率コンバータ（フラ
イバック方式）に比較して電流のピーク値ははるかに小
さい。従ってスイッチング損失も、素子に印加されるサ
ージ電圧も低減でき、出力電圧のスイッチング周波数成
分のリップルは、２次側の平滑コンデンサ１２の容量が
数マイクロファラッドの小さな容量でも十分平滑するこ
とができる。出力電圧波形を波形１７に示す。
【００２９】従って、上述の通りフライバック電圧蓄積
コンデンサ６の容量と、電流帰還インダクタ７の主巻線
と補助巻線の巻線比を最適に設定すると、図３の概略波
形図に示す通り、整流平滑後の電圧（Ｖｃ）は波形１５
のように商用周波数成分のリップルがある程度抑圧さ
れ、且つ整流回路３を流れる電流（Ｉｃ）は波形１９に
示すように一部非導通角はあるものの、導通期間におい
てはＡＣ全波整流電圧波形（破線）にほぼ比例した波形
に整形される。更に整流回路３を流れるスイッチング周
波数成分の電流波形１９は、入力フィルタ２によってＡ
Ｃラインからは供給されないので、ＡＣ入力電流（Ｉｉ
ｎ）は波形２０に示すようになる。従って、ＡＣ入力電
圧（Ｖｉｎ）の波形１４との積においては力率は０．９
程度まで改善される。
コンデンサ６の容量と、電流帰還インダクタ７の主巻線
と補助巻線の巻線比を最適に設定すると、図３の概略波
形図に示す通り、整流平滑後の電圧（Ｖｃ）は波形１５
のように商用周波数成分のリップルがある程度抑圧さ
れ、且つ整流回路３を流れる電流（Ｉｃ）は波形１９に
示すように一部非導通角はあるものの、導通期間におい
てはＡＣ全波整流電圧波形（破線）にほぼ比例した波形
に整形される。更に整流回路３を流れるスイッチング周
波数成分の電流波形１９は、入力フィルタ２によってＡ
Ｃラインからは供給されないので、ＡＣ入力電流（Ｉｉ
ｎ）は波形２０に示すようになる。従って、ＡＣ入力電
圧（Ｖｉｎ）の波形１４との積においては力率は０．９
程度まで改善される。
【００３０】
【発明の効果】以上説明した本発明によれば、以下に示
す如き効果が得られる。
す如き効果が得られる。
【００３１】第１の効果は、平滑後の商用周波数成分の
リップル電圧を抑制する為の大容量コンデンサを備え、
プッシュプルインバータを駆動する為の制御も従来通り
で応答速度を遅くすることなく出力電圧の安定化を図れ
るにもかかわれず、従来のコンデンサインプット型と比
較して、入力電力の力率を大幅に改善できることであ
る。
リップル電圧を抑制する為の大容量コンデンサを備え、
プッシュプルインバータを駆動する為の制御も従来通り
で応答速度を遅くすることなく出力電圧の安定化を図れ
るにもかかわれず、従来のコンデンサインプット型と比
較して、入力電力の力率を大幅に改善できることであ
る。
【００３２】その理由は、商用周波数のリップル電圧低
減用大容量フライバック電圧蓄積コンデンサへの充電
は、電流期間インダクタのフライバック効果によっての
み行い、更に逆流防止ダイオードによってＡＣ入力電源
からの充電を制限しているので、この大容量コンデンサ
の充放電電流はＡＣ入力電流に直接影響されず、従来の
ようなコンデンサインプット型としては動作しなくな
り、力率が改善される。
減用大容量フライバック電圧蓄積コンデンサへの充電
は、電流期間インダクタのフライバック効果によっての
み行い、更に逆流防止ダイオードによってＡＣ入力電源
からの充電を制限しているので、この大容量コンデンサ
の充放電電流はＡＣ入力電流に直接影響されず、従来の
ようなコンデンサインプット型としては動作しなくな
り、力率が改善される。
【００３３】しかも本発明におけるインバータの駆動制
御は、通常の高力率コンバータのようにコンバータ入力
電流を検出し、その電流波形を入力電圧波形に比例させ
る制御方式と異なり、従来通りのパルス幅変調であるた
めに、応答速度は速い。
御は、通常の高力率コンバータのようにコンバータ入力
電流を検出し、その電流波形を入力電圧波形に比例させ
る制御方式と異なり、従来通りのパルス幅変調であるた
めに、応答速度は速い。
【００３４】第２の効果は、入出力間の絶縁を従来通り
維持したままで、スイッチング損失を増加させることな
く出力電圧の安定化と力率の改善が実現することができ
るということである。
維持したままで、スイッチング損失を増加させることな
く出力電圧の安定化と力率の改善が実現することができ
るということである。
【００３５】その理由は、高力率コンバータを新しく追
加することなく、従来通りのプッシュプルインバータと
一部の簡易な部品の追加のみで構成できるために、高力
率コンバータ回路と絶縁用トランス駆動用インバータか
ら成る回路構成よりもスイッチング素子の増加に伴う損
失増加を大きく低減できるからである。
加することなく、従来通りのプッシュプルインバータと
一部の簡易な部品の追加のみで構成できるために、高力
率コンバータ回路と絶縁用トランス駆動用インバータか
ら成る回路構成よりもスイッチング素子の増加に伴う損
失増加を大きく低減できるからである。
【図１】本発明の一実施例を示す回路構成図である。
【図２】本発明の一実施例の各部の動作波形（フライバ
ック電圧蓄積コンデンサ６の容量が小さい場合のシュミ
レーション結果）を示す図である。
ック電圧蓄積コンデンサ６の容量が小さい場合のシュミ
レーション結果）を示す図である。
【図３】（ａ）は図１と同様の回路図、（ｂ）は本発明
の効果を示す動作波形の概略図である。
の効果を示す動作波形の概略図である。
【図４】従来技術の一例を示す回路図である。
１…ＡＣ入力電源 ２…入力フィルタ ３…整流回路 ４、４′…平滑コンデンサ ５…逆流防止ダイオード ６…リップル電圧低減用大容量フライバック電圧蓄積コ
ンデンサ ７…電流帰還インダクタ ８…フライバックダイオード ９…スイッチング素子 １０…トランス １１…整流回路 １２…平滑コンデンサ １３…負荷 １４…ＡＣ入力電圧波形（Ｖｉｎ） １５…平滑コンデンサ４の両端電圧波形（Ｖｃ） １６…整流回路３の入力電流波形 １７…出力電圧波形 １８…フライバック電圧蓄積コンデンサ６の両端電圧波
形 １９…整流回路３の出力電流波形（Ｉｃ） ２０…ＡＣ入力電流波形（Ｉｉｎ）
ンデンサ ７…電流帰還インダクタ ８…フライバックダイオード ９…スイッチング素子 １０…トランス １１…整流回路 １２…平滑コンデンサ １３…負荷 １４…ＡＣ入力電圧波形（Ｖｉｎ） １５…平滑コンデンサ４の両端電圧波形（Ｖｃ） １６…整流回路３の入力電流波形 １７…出力電圧波形 １８…フライバック電圧蓄積コンデンサ６の両端電圧波
形 １９…整流回路３の出力電流波形（Ｉｃ） ２０…ＡＣ入力電流波形（Ｉｉｎ）
【手続補正書】
【提出日】平成８年２月１日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００３
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００３】 ここで、スイッチング素子９のオンデュ
ーティを５０％未満で動作させて休止期間を持たせる
と、電流帰還インダクタ７の主巻線を流れる電流は断続
電流となる。主巻線を流れる電流が断となった瞬間、イ
ンダクタ７の主巻線と補助巻線の結合によるフライバッ
ク現象が発生し、補助巻線にはフライバックダイオード
８を通して主巻線に蓄積したエネルギーを入力電源及び
平滑コンデンサ４′に向かって放出するように流れる。
ーティを５０％未満で動作させて休止期間を持たせる
と、電流帰還インダクタ７の主巻線を流れる電流は断続
電流となる。主巻線を流れる電流が断となった瞬間、イ
ンダクタ７の主巻線と補助巻線の結合によるフライバッ
ク現象が発生し、補助巻線にはフライバックダイオード
８を通して主巻線に蓄積したエネルギーを入力電源及び
平滑コンデンサ４′に向かって放出するように流れる。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１０
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１０】 本発明は従来の上記実情に鑑みてなされ
たものであり、従って本発明の目的は、従来の技術に内
在する上記課題を解決し、従来のプッシュプル・コンバ
ータのように簡易な構成で、回路の小型・軽量化と入出
力間の絶縁を維持したままで、スイッチング損失の増加
に伴う効率低下を惹き起こすことなく、従来回路よりも
ＡＣ入力電力の力率を大幅に改善することを可能とした
新規な電流帰還型プッシュプル・コンバータ回路を提供
することにある。
たものであり、従って本発明の目的は、従来の技術に内
在する上記課題を解決し、従来のプッシュプル・コンバ
ータのように簡易な構成で、回路の小型・軽量化と入出
力間の絶縁を維持したままで、スイッチング損失の増加
に伴う効率低下を惹き起こすことなく、従来回路よりも
ＡＣ入力電力の力率を大幅に改善することを可能とした
新規な電流帰還型プッシュプル・コンバータ回路を提供
することにある。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１８
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１８】 また、大容量フライバック電圧蓄積コン
デンサ６に蓄積した電荷は、次のスイッチング素子９の
一方が“オン”する期間に入力電源１から電流帰還イン
ダクタ７の主巻線を通ってトランス１０のセンタタップ
に供給される電流を低減するようインダクタ７の主巻線
に向かって放電されるために、商用周波数のリップルを
抑圧する目的で大容量コンデンサを備えているが、実際
には、コンデンサの充放電電流はＡＣ入力電流に直接影
響されず、従来のようなコンデンサインプット型として
は動作しなくなる。
デンサ６に蓄積した電荷は、次のスイッチング素子９の
一方が“オン”する期間に入力電源１から電流帰還イン
ダクタ７の主巻線を通ってトランス１０のセンタタップ
に供給される電流を低減するようインダクタ７の主巻線
に向かって放電されるために、商用周波数のリップルを
抑圧する目的で大容量コンデンサを備えているが、実際
には、コンデンサの充放電電流はＡＣ入力電流に直接影
響されず、従来のようなコンデンサインプット型として
は動作しなくなる。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２９
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２９】 従って、上述の通りフライバック電圧蓄
積コンデンサ６の容量と、電流帰還インダクタ７の主巻
線と補助巻線の巻線比を最適に設定すると、図３（ｂ）
の概略波形図に示す通り、整流平滑後の電圧（Ｖｃ）は
波形１５のように商用周波数成分のリップルがある程度
抑圧され、且つ整流回路３を流れる電流（Ｉｃ）は波形
１９に示すように一部非導通角はあるものの、導通期間
においてはＡＣ全波整流電圧波形（破線）にほぼ比例し
た波形に整形される。更に整流回路３を流れるスイッチ
ング周波数成分の電流波形１９は、入力フィルタ２によ
ってＡＣラインからは供給されないので、ＡＣ入力電流
（Ｉｉｎ）は波形２０に示すようになる。従って、ＡＣ
入力電圧（Ｖｉｎ）の波形１４との積においては力率は
０．９程度まで改善される。
積コンデンサ６の容量と、電流帰還インダクタ７の主巻
線と補助巻線の巻線比を最適に設定すると、図３（ｂ）
の概略波形図に示す通り、整流平滑後の電圧（Ｖｃ）は
波形１５のように商用周波数成分のリップルがある程度
抑圧され、且つ整流回路３を流れる電流（Ｉｃ）は波形
１９に示すように一部非導通角はあるものの、導通期間
においてはＡＣ全波整流電圧波形（破線）にほぼ比例し
た波形に整形される。更に整流回路３を流れるスイッチ
ング周波数成分の電流波形１９は、入力フィルタ２によ
ってＡＣラインからは供給されないので、ＡＣ入力電流
（Ｉｉｎ）は波形２０に示すようになる。従って、ＡＣ
入力電圧（Ｖｉｎ）の波形１４との積においては力率は
０．９程度まで改善される。
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３２
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３２】 その理由は、商用周波数のリップル電圧
低減用大容量フライバック電圧蓄積コンデンサへの充電
は、電流帰還インダクタのフライバック効果によっての
み行い、更に逆流防止ダイオードによってＡＣ入力電源
からの充電を制限しているので、この大容量コンデンサ
の充放電電流はＡＣ入力電流に直接影響されず、従来の
ようなコンデンサインプット型としては動作しなくな
り、力率が改善される。
低減用大容量フライバック電圧蓄積コンデンサへの充電
は、電流帰還インダクタのフライバック効果によっての
み行い、更に逆流防止ダイオードによってＡＣ入力電源
からの充電を制限しているので、この大容量コンデンサ
の充放電電流はＡＣ入力電流に直接影響されず、従来の
ようなコンデンサインプット型としては動作しなくな
り、力率が改善される。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｍ 7/48 9181−5Ｈ Ｈ０２Ｍ 7/48 Ｙ Ｈ０３Ｈ 7/09 Ｈ０３Ｈ 7/09 Ａ
Claims (3)
- 【請求項１】 トランスを介した絶縁形電流帰還プッシ
ュプル・コンバータにおいて、入力側の平滑用にスイッ
チング周波数の電流を供給できるだけの小容量コンデン
サを備え、商用周波数のリップルを低減する為の大容量
コンデンサは電流帰還インダクタのフライバック巻線に
接続され、更に該接続点を逆流防止ダイオードを介して
前記電流帰還インダクタの主巻線に接続したことを特徴
とする電流帰還型プッシュプル・コンバータ回路。 - 【請求項２】 前記トランスを駆動するプッシュプル・
インバータを構成するスイッチング素子のオンデューテ
ィが５０％未満であることを更に特徴とする請求項１に
記載の電流帰還プッシュプル・コンバータ回路。 - 【請求項３】 ＡＣ入力電源と前記入力側整流、平滑回
路との間に入力フィルタを設けたことを更に特徴とする
電流帰還プッシュプル・コンバータ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8012333A JPH09205780A (ja) | 1996-01-26 | 1996-01-26 | 電流帰還型プッシュプル・コンバータ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8012333A JPH09205780A (ja) | 1996-01-26 | 1996-01-26 | 電流帰還型プッシュプル・コンバータ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09205780A true JPH09205780A (ja) | 1997-08-05 |
Family
ID=11802387
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8012333A Pending JPH09205780A (ja) | 1996-01-26 | 1996-01-26 | 電流帰還型プッシュプル・コンバータ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09205780A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010200422A (ja) * | 2009-02-23 | 2010-09-09 | Funai Electric Co Ltd | プッシュプルインバータ、及びプッシュプルインバータに用いられるトランス |
| CN102291035A (zh) * | 2011-07-22 | 2011-12-21 | 上海交通大学 | 交流推挽逆变-矩阵整流的降压电路 |
| CN102291036A (zh) * | 2011-07-22 | 2011-12-21 | 上海交通大学 | 交流推挽变换-全桥整流的降压电路 |
| CN102291019A (zh) * | 2011-07-22 | 2011-12-21 | 上海交通大学 | 全桥整流-直流推挽逆变的ac-dc变换器 |
| CN102291015A (zh) * | 2011-07-22 | 2011-12-21 | 上海交通大学 | 不控整流-直流推挽逆变的ac-dc变换器 |
| CN108696162A (zh) * | 2018-04-26 | 2018-10-23 | 深圳市伊力科电源有限公司 | 具有超宽输入范围的回馈型电子负载电路及控制方法 |
-
1996
- 1996-01-26 JP JP8012333A patent/JPH09205780A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010200422A (ja) * | 2009-02-23 | 2010-09-09 | Funai Electric Co Ltd | プッシュプルインバータ、及びプッシュプルインバータに用いられるトランス |
| CN102291035A (zh) * | 2011-07-22 | 2011-12-21 | 上海交通大学 | 交流推挽逆变-矩阵整流的降压电路 |
| CN102291036A (zh) * | 2011-07-22 | 2011-12-21 | 上海交通大学 | 交流推挽变换-全桥整流的降压电路 |
| CN102291019A (zh) * | 2011-07-22 | 2011-12-21 | 上海交通大学 | 全桥整流-直流推挽逆变的ac-dc变换器 |
| CN102291015A (zh) * | 2011-07-22 | 2011-12-21 | 上海交通大学 | 不控整流-直流推挽逆变的ac-dc变换器 |
| CN108696162A (zh) * | 2018-04-26 | 2018-10-23 | 深圳市伊力科电源有限公司 | 具有超宽输入范围的回馈型电子负载电路及控制方法 |
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