JP2003219690A - Ｐｗｍインバータの出力電流検出方式 - Google Patents
Ｐｗｍインバータの出力電流検出方式Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 電流制御系を有して誘導電動機を可変速制御
する電圧型ＰＷＭインバータにおけるスイッチングノイ
ズおよびＰＷＭリップルを低減する。 【解決手段】 移動平均演算部８は、Ａ／Ｄ変換器６か
らの出力電流の多点サンプル値を移動平均演算し、移動
平均ウインドウをＰＷＭキャリヤの１周期区間とする。
また、電動機の誘起電圧と印加電圧及び漏れインダクタ
ンスからＰＷＭリップルモデルを作成し、検出電流サン
プル値からＰＷＭリップル分を減じることによってＰＷ
Ｍリップル分を減じる方式、ＰＷＭリップルモデルによ
る電流検出で前回のＰＷＭキャリヤ周期においてＰＷＭ
リップルの影響が少ない瞬時電流検出値を評価し、より
ＰＷＭリップルが少ない方向に漏れインダクタンスを自
動修正する方式も含む。
する電圧型ＰＷＭインバータにおけるスイッチングノイ
ズおよびＰＷＭリップルを低減する。 【解決手段】 移動平均演算部８は、Ａ／Ｄ変換器６か
らの出力電流の多点サンプル値を移動平均演算し、移動
平均ウインドウをＰＷＭキャリヤの１周期区間とする。
また、電動機の誘起電圧と印加電圧及び漏れインダクタ
ンスからＰＷＭリップルモデルを作成し、検出電流サン
プル値からＰＷＭリップル分を減じることによってＰＷ
Ｍリップル分を減じる方式、ＰＷＭリップルモデルによ
る電流検出で前回のＰＷＭキャリヤ周期においてＰＷＭ
リップルの影響が少ない瞬時電流検出値を評価し、より
ＰＷＭリップルが少ない方向に漏れインダクタンスを自
動修正する方式も含む。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電流制御系を有し
て電動機を可変速制御するＰＷＭインバータに係り、特
にＰＷＭスイッチングノイズやＰＷＭリップルを低減し
た出力電流の検出方式に関する。
て電動機を可変速制御するＰＷＭインバータに係り、特
にＰＷＭスイッチングノイズやＰＷＭリップルを低減し
た出力電流の検出方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】電圧型ＰＷＭインバータでは、キャリヤ
信号（三角波）と周波数指令（正弦波）を比較すること
でＰＷＭ波形を生成し、これをゲート信号としてインバ
ータ主回路のスイッチング素子をオン・オフ制御するこ
とで正弦波出力を得ている。
信号（三角波）と周波数指令（正弦波）を比較すること
でＰＷＭ波形を生成し、これをゲート信号としてインバ
ータ主回路のスイッチング素子をオン・オフ制御するこ
とで正弦波出力を得ている。
【０００３】一方、ＰＷＭインバータの制御装置は、速
度制御系やトルク制御系のマイナループに電流制御系を
設け、さらに高速演算ディジタル・シグナル・プロセッ
サ（ＤＳＰ）を使用したディジタル化により制御性能を
高めようとしている。
度制御系やトルク制御系のマイナループに電流制御系を
設け、さらに高速演算ディジタル・シグナル・プロセッ
サ（ＤＳＰ）を使用したディジタル化により制御性能を
高めようとしている。
【０００４】このようなＰＷＭインバータにおいて、キ
ャリヤ信号によるスイッチングノイズや電流検出素子で
あるホールＣＴによる電流変曲点での雑音の発生が問題
となる。また、ディジタル電流制御ではＰＷＭリップル
の影響を受け易いという問題がある。
ャリヤ信号によるスイッチングノイズや電流検出素子で
あるホールＣＴによる電流変曲点での雑音の発生が問題
となる。また、ディジタル電流制御ではＰＷＭリップル
の影響を受け易いという問題がある。
【０００５】そこで、図９にＰＷＭインバータの従来の
出力電流検出方式のタイミングを示すように、ＰＷＭキ
ャリヤ信号の頂点に同期してサンプルする同期サンプル
方式とするものがある。この同期サンプル方式は、ＰＷ
Ｍキャリヤ信号の１周期に同期して発生するＰＷＭリッ
プルの影響を受けないようにするため、ゼロ電圧点でサ
ンプリングすることを特徴とする。
出力電流検出方式のタイミングを示すように、ＰＷＭキ
ャリヤ信号の頂点に同期してサンプルする同期サンプル
方式とするものがある。この同期サンプル方式は、ＰＷ
Ｍキャリヤ信号の１周期に同期して発生するＰＷＭリッ
プルの影響を受けないようにするため、ゼロ電圧点でサ
ンプリングすることを特徴とする。
【０００６】他の方式として、図１０に示すように、Ｐ
ＷＭキャリヤ信号の半周期内で複数回サンプルして平均
する多点サンプル方式がある。この多点サンプル方式
は、パワー素子のスイッチング時に発生するスパイクノ
イズを低減するために多くの点でサンプリングし、ノイ
ズの影響を低減することを特徴とする。
ＷＭキャリヤ信号の半周期内で複数回サンプルして平均
する多点サンプル方式がある。この多点サンプル方式
は、パワー素子のスイッチング時に発生するスパイクノ
イズを低減するために多くの点でサンプリングし、ノイ
ズの影響を低減することを特徴とする。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】従来の同期サンプル方
式と多点サンプル方式は上記の特徴を有するが、次のよ
うなデメリットも持っている。
式と多点サンプル方式は上記の特徴を有するが、次のよ
うなデメリットも持っている。
【０００８】（１）同期サンプル方式は、キャリヤの頂
点でしかサンプルできないため検出周期がキャリヤ周期
に依存してしまい、検出が遅れるためサーボ用途のよう
な高速検出を必要とする用途に使用できない。また、イ
ンバータとモータ間の接続ケーブルが長い場合、ケーブ
ルのインダクタンス成分によってスイッチング時のノイ
ズが大きくなり、特に高い電圧を出力する場合に電流検
出が不安定になる場合がある。この場合、高価なフィル
タを使用しなければならない。
点でしかサンプルできないため検出周期がキャリヤ周期
に依存してしまい、検出が遅れるためサーボ用途のよう
な高速検出を必要とする用途に使用できない。また、イ
ンバータとモータ間の接続ケーブルが長い場合、ケーブ
ルのインダクタンス成分によってスイッチング時のノイ
ズが大きくなり、特に高い電圧を出力する場合に電流検
出が不安定になる場合がある。この場合、高価なフィル
タを使用しなければならない。
【０００９】（２）多点サンプル方式は、ただ単に多点
でサンプルする場合、サンプル数を多くずれはスイッチ
ングノイズを低減できるが、サンプルウインドウ（サン
プル数）を大きくとると検出遅れが大きくなる。また、
キャリヤ周期とサンプル期間の関係で、特に過渡時にＰ
ＷＭリッフルの影響が大きくなってしまう。
でサンプルする場合、サンプル数を多くずれはスイッチ
ングノイズを低減できるが、サンプルウインドウ（サン
プル数）を大きくとると検出遅れが大きくなる。また、
キャリヤ周期とサンプル期間の関係で、特に過渡時にＰ
ＷＭリッフルの影響が大きくなってしまう。
【００１０】上記の理由によって、従来の電流検出方式
ではサーボ用途のような高遠サンプリングに適さない。
ではサーボ用途のような高遠サンプリングに適さない。
【００１１】本発明の目的は、スイッチングノイズを低
減するとともに、ＰＷＭリップルの影響を受けず、かつ
高速電流サンプリングができる電圧型ＰＷＭインバータ
の出力電流検出方式を提供することにある。
減するとともに、ＰＷＭリップルの影響を受けず、かつ
高速電流サンプリングができる電圧型ＰＷＭインバータ
の出力電流検出方式を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記の課題を
解決するため、多点サンプル時の移動平均ウインドウを
キャリヤの１周期区間とする方式、電動機の誘起電圧と
印加電圧及び漏れインダクタンスからＰＷＭリップル分
を求め、検出電流サンプルからＰＷＭリップル分を減じ
ることによってＰＷＭリップルの影響が少ない瞬時電流
検出値を得る方式、またはＰＷＭリップルモデルによる
電流検出で前回のＰＷＭキャリヤ周期においてＰＷＭリ
ップルの影響が少ない瞬時電流検出値を評価し、よりＰ
ＷＭリップルが少ない方向に漏れインダクタンスを自動
修正する方式とするもので、以下の構成を特徴とする。
解決するため、多点サンプル時の移動平均ウインドウを
キャリヤの１周期区間とする方式、電動機の誘起電圧と
印加電圧及び漏れインダクタンスからＰＷＭリップル分
を求め、検出電流サンプルからＰＷＭリップル分を減じ
ることによってＰＷＭリップルの影響が少ない瞬時電流
検出値を得る方式、またはＰＷＭリップルモデルによる
電流検出で前回のＰＷＭキャリヤ周期においてＰＷＭリ
ップルの影響が少ない瞬時電流検出値を評価し、よりＰ
ＷＭリップルが少ない方向に漏れインダクタンスを自動
修正する方式とするもので、以下の構成を特徴とする。
【００１３】（１）電流制御系を有して誘導電動機を可
変速制御する電圧型ＰＷＭインバータの電流検出方式で
あって、前記電流制御系に与える検出電流を多点電流サ
ンプリングで検出する電流サンプリング手段と、移動平
均ウインドウをＰＷＭキャリヤの１周期区間とし、前記
電流サンプリング手段で検出する多点電流サンプルの移
動平均値を求めて検出電流とする移動平均演算手段とを
備えたことを特徴とする。
変速制御する電圧型ＰＷＭインバータの電流検出方式で
あって、前記電流制御系に与える検出電流を多点電流サ
ンプリングで検出する電流サンプリング手段と、移動平
均ウインドウをＰＷＭキャリヤの１周期区間とし、前記
電流サンプリング手段で検出する多点電流サンプルの移
動平均値を求めて検出電流とする移動平均演算手段とを
備えたことを特徴とする。
【００１４】（２）電流制御系を有して誘導電動機を可
変速制御する電圧型ＰＷＭインバータの電流検出方式で
あって、前記電流制御系に与える検出電流を多点電流サ
ンプリングで検出する電流サンプリング手段と、誘導電
動機の誘起電圧と印加電圧及び漏れインダクタンスから
ＰＷＭリップルモデルを作成し、ＰＷＭリップルの瞬時
電流成分を求めるＰＷＭリップルシミュレータと、前記
検出電流サンプル値からＰＷＭリップルの瞬時電流成分
を減ずることによってＰＷＭリップル分を低減した検出
電流を得る減算器とを備えたことを特徴とする。
変速制御する電圧型ＰＷＭインバータの電流検出方式で
あって、前記電流制御系に与える検出電流を多点電流サ
ンプリングで検出する電流サンプリング手段と、誘導電
動機の誘起電圧と印加電圧及び漏れインダクタンスから
ＰＷＭリップルモデルを作成し、ＰＷＭリップルの瞬時
電流成分を求めるＰＷＭリップルシミュレータと、前記
検出電流サンプル値からＰＷＭリップルの瞬時電流成分
を減ずることによってＰＷＭリップル分を低減した検出
電流を得る減算器とを備えたことを特徴とする。
【００１５】（３）前記ＰＷＭリップルシミュレータ
は、前回のＰＷＭキャリヤ周期におけるＰＷＭリップル
の影響が少ない瞬時電流検出値を評価し、よりＰＷＭリ
ップルが少ない方向に前記漏れインダクタンスを自動修
正する手段を備えたことを特徴とする。
は、前回のＰＷＭキャリヤ周期におけるＰＷＭリップル
の影響が少ない瞬時電流検出値を評価し、よりＰＷＭリ
ップルが少ない方向に前記漏れインダクタンスを自動修
正する手段を備えたことを特徴とする。
【００１６】
【発明の実施の形態】（実施形態１）図１は、本発明の
実施形態１を示す電圧型ＰＷＭインバータの要部回路図
である。
実施形態１を示す電圧型ＰＷＭインバータの要部回路図
である。
【００１７】電流制御部１は、電流指令値と検出電流信
号との比較により電流制御信号を得、この電流制御信号
を振幅とし周波数指令値に一致した周波数の正弦波を発
生し、さらにキャリヤ信号との比較によりＰＷＭ波形の
ゲート信号を得る。
号との比較により電流制御信号を得、この電流制御信号
を振幅とし周波数指令値に一致した周波数の正弦波を発
生し、さらにキャリヤ信号との比較によりＰＷＭ波形の
ゲート信号を得る。
【００１８】インバータ本体２は、パワートランジスタ
やＩＧＢＴなどの半導体素子をブリッジ接続して主回路
を構成し、電流制御部１からのゲート信号に従って各半
導体素子がオン・オフ制御されてＰＷＭ波形の交流出力
を得、正弦波の交流出力電流を検出して誘導電動機３を
駆動する。
やＩＧＢＴなどの半導体素子をブリッジ接続して主回路
を構成し、電流制御部１からのゲート信号に従って各半
導体素子がオン・オフ制御されてＰＷＭ波形の交流出力
を得、正弦波の交流出力電流を検出して誘導電動機３を
駆動する。
【００１９】電流検出は、インバータ本体２の出力電流
をホールＣＴ５で検出し、これをＡ／Ｄ変換器６でサン
プリングしてディジタル値に変換した電流サンプルとし
て取り出す。Ａ／Ｄ変換器６に与えるサンプリングパル
スは、ディジタルＰＬＬ４によってキャリヤ信号を逓倍
した信号を利用する。
をホールＣＴ５で検出し、これをＡ／Ｄ変換器６でサン
プリングしてディジタル値に変換した電流サンプルとし
て取り出す。Ａ／Ｄ変換器６に与えるサンプリングパル
スは、ディジタルＰＬＬ４によってキャリヤ信号を逓倍
した信号を利用する。
【００２０】このようなキャリヤ同期多点電流サンプル
方式では、ＰＷＭリップルはキャリヤの１周期に同期し
て現れる。そこで、本実施形態では、多点サンプル時の
平均ウインドウをキャリヤの１周期区間とした移動平均
を取ることで、多点サンプル時においてもＰＷＭリップ
ルの影響を受けないサンプル方式とする。
方式では、ＰＷＭリップルはキャリヤの１周期に同期し
て現れる。そこで、本実施形態では、多点サンプル時の
平均ウインドウをキャリヤの１周期区間とした移動平均
を取ることで、多点サンプル時においてもＰＷＭリップ
ルの影響を受けないサンプル方式とする。
【００２１】このため、本実施形態では、Ａ／Ｄ変換器
６からの電流サンプルを移動平均演算部８を通すこと
で、検出電流の移動平均演算を行う。移動平均演算部８
は、例えば、サンプリングパルス周期で電流サンプルを
順次取り込むＦＩＦＯ機能と、各電流サンプルを加算す
る加算器機能とで構成され、ディジタルＰＬＬ４からの
サンプリングパルスに同期させ、キャリヤの１周期区間
移動平均演算を行い、演算結果を検出電流として出力す
る。
６からの電流サンプルを移動平均演算部８を通すこと
で、検出電流の移動平均演算を行う。移動平均演算部８
は、例えば、サンプリングパルス周期で電流サンプルを
順次取り込むＦＩＦＯ機能と、各電流サンプルを加算す
る加算器機能とで構成され、ディジタルＰＬＬ４からの
サンプリングパルスに同期させ、キャリヤの１周期区間
移動平均演算を行い、演算結果を検出電流として出力す
る。
【００２２】図２は、本実施形態によるキャリヤ同期多
点サンプリング方式の位相関係を示す。同図では、キャ
リヤの１周期区間で８パルスのサンプリングタイミング
とする場合を示し、移動平均演算部８ではこれらサンプ
リングタイミング毎に直前の８サンプルの平均値を電流
検出値として求めることで、ＰＷＭリップルおよびスイ
ッチングノイズを低減する。
点サンプリング方式の位相関係を示す。同図では、キャ
リヤの１周期区間で８パルスのサンプリングタイミング
とする場合を示し、移動平均演算部８ではこれらサンプ
リングタイミング毎に直前の８サンプルの平均値を電流
検出値として求めることで、ＰＷＭリップルおよびスイ
ッチングノイズを低減する。
【００２３】（実施形態２）図３は、本発明の実施形態
２を示す電圧型ＰＷＭインバータの要部回路図であり、
図１と同等の部分は同一符号で示し、その説明を省略す
る。
２を示す電圧型ＰＷＭインバータの要部回路図であり、
図１と同等の部分は同一符号で示し、その説明を省略す
る。
【００２４】本実施形態において、ＰＷＭリップルシミ
ュレータ９は、誘導電動機３の誘起電圧と印加電圧及び
漏れインダクタンスからＰＷＭリップルモデル演算を行
うことでＰＷＭリップル電流成分を求める。減算器１０
は、Ａ／Ｄ変換器６の電流検出出力から、ＰＷＭリップ
ルシミュレータ９からのＰＷＭリップル電流成分を引く
ことによってＰＷＭリップルを低減した電流検出値を得
る。
ュレータ９は、誘導電動機３の誘起電圧と印加電圧及び
漏れインダクタンスからＰＷＭリップルモデル演算を行
うことでＰＷＭリップル電流成分を求める。減算器１０
は、Ａ／Ｄ変換器６の電流検出出力から、ＰＷＭリップ
ルシミュレータ９からのＰＷＭリップル電流成分を引く
ことによってＰＷＭリップルを低減した電流検出値を得
る。
【００２５】上記のＰＷＭリップルシミュレータ９によ
るＰＷＭリップル電流成分の演算を以下に説明する。
るＰＷＭリップル電流成分の演算を以下に説明する。
【００２６】まず、３相電圧型インバータの瞬時出力電
圧には、２種類の零ベクトルを含む８通りの電圧ベクト
ルが存在する。ＰＷＭパルスパターンは、図４に示すよ
うに、６０°位相差をもつ隣り合った電圧ベクトルＶ
λ，Ｖμおよび零ベクトルＶ0の３成分を最小単位と
し、各電圧成分の出力時間はＰＷＭ電圧の合成値が電圧
指令値Ｖ1と等しくなるように決定する。ここで、図５
のＰＷＭ周期ＴCを、三相電圧がオンのみ行う期間とオ
フのみ行う期間に分けると、ＰＷＭ半周期（ＴC／２）
がＰＷＭパルスパターンの最小単位となる。このＰＷＭ
方式では、ＰＷＭ演算とＰＷＭ信号出力処理を、このＰ
ＷＭ半周期毎に実行する。なお、零ベクトル期間は２等
分してＶλ，Ｖμの両側に配置している。
圧には、２種類の零ベクトルを含む８通りの電圧ベクト
ルが存在する。ＰＷＭパルスパターンは、図４に示すよ
うに、６０°位相差をもつ隣り合った電圧ベクトルＶ
λ，Ｖμおよび零ベクトルＶ0の３成分を最小単位と
し、各電圧成分の出力時間はＰＷＭ電圧の合成値が電圧
指令値Ｖ1と等しくなるように決定する。ここで、図５
のＰＷＭ周期ＴCを、三相電圧がオンのみ行う期間とオ
フのみ行う期間に分けると、ＰＷＭ半周期（ＴC／２）
がＰＷＭパルスパターンの最小単位となる。このＰＷＭ
方式では、ＰＷＭ演算とＰＷＭ信号出力処理を、このＰ
ＷＭ半周期毎に実行する。なお、零ベクトル期間は２等
分してＶλ，Ｖμの両側に配置している。
【００２７】次に、誘導電動機（ＩＭ）の場合のＰＷＭ
リップル電流の検出原理を説明する（なお、ＰＭの場合
も同様である）。電源角周波数ωで回転する回転座標系
において、一次磁束を用いた誘導電動機の電圧方程式は
以下の（１）式で表せる。
リップル電流の検出原理を説明する（なお、ＰＭの場合
も同様である）。電源角周波数ωで回転する回転座標系
において、一次磁束を用いた誘導電動機の電圧方程式は
以下の（１）式で表せる。
【００２８】
【数１】
【００２９】ここで、Ｖ1：一次電圧ベクトル、ｉ1：一
次電流ベクトル、λ2：二次磁束ベクトル、ωs：滑り角
周波数ベクトル、Ｒ1：一次抵抗、Ｒ2：二次抵抗、
Ｌ1，Ｌ 2，Ｍ：一次，二次，励磁インダクタンス、Ｐ＝
∝ｄ／ｄt：微分演算子、×：ベクトル外積。
次電流ベクトル、λ2：二次磁束ベクトル、ωs：滑り角
周波数ベクトル、Ｒ1：一次抵抗、Ｒ2：二次抵抗、
Ｌ1，Ｌ 2，Ｍ：一次，二次，励磁インダクタンス、Ｐ＝
∝ｄ／ｄt：微分演算子、×：ベクトル外積。
【００３０】誘導電動機を滑り周波数形のベクトル制御
を行うと仮定すると、上記の（１）式の二次磁束ベクト
ルはλ2／Ｍ＝ｉ0＝一定に制御できる。このときの一次
電圧ベクトルＶ1は、以下の（２）式となる。
を行うと仮定すると、上記の（１）式の二次磁束ベクト
ルはλ2／Ｍ＝ｉ0＝一定に制御できる。このときの一次
電圧ベクトルＶ1は、以下の（２）式となる。
【００３１】
【数２】
【００３２】この（２）式より、微分項を左辺に移行す
ると、次の（３）式が得られる。
ると、次の（３）式が得られる。
【００３３】
【数３】
【００３４】ただし、Ｅ1は、次のように置く。
【００３５】
【数４】
【００３６】ここで、（３）式をＰＷＭ半周期に想到す
る微小時間ΔＴで差分近似し、電流ｉ1を初期値成分Ｉ1
と変化成分Δｉ1に置き換えて表すと、次の（５）式が
得られる。
る微小時間ΔＴで差分近似し、電流ｉ1を初期値成分Ｉ1
と変化成分Δｉ1に置き換えて表すと、次の（５）式が
得られる。
【００３７】
【数５】
【００３８】よって、ΔＴ間において回転座標上での電
流ベクトルの移動Δｉ1は（Ｖ1−Ｅ 1）電流成分方向に
生じる。
流ベクトルの移動Δｉ1は（Ｖ1−Ｅ 1）電流成分方向に
生じる。
【００３９】ここで、電流ベクトルの半径に比べ、Δｉ
1の移動量は少ないものとしてｉ1≒Ｉ1と近似紙、Ｍ’
に流れているｉ0電流の変動も少ないものとして一定と
見做すことにより、ΔＴ期間中のＥ1を一定と近似す
る。
1の移動量は少ないものとしてｉ1≒Ｉ1と近似紙、Ｍ’
に流れているｉ0電流の変動も少ないものとして一定と
見做すことにより、ΔＴ期間中のＥ1を一定と近似す
る。
【００４０】
【数６】
【００４１】そうすると、Ｅ1は電流Ｉ1による一次イン
ピーダンス電圧降下と、ｉ0による二次回路の誘起起電
力の和となる。これは、回転座標上で一次電流ｉ1ベク
トルを現在位置に一定に維持する電流成分であり、固定
座標系でみた場合には電流ベクトルの大きさと角周波数
ωを一定にする成分とも言える。
ピーダンス電圧降下と、ｉ0による二次回路の誘起起電
力の和となる。これは、回転座標上で一次電流ｉ1ベク
トルを現在位置に一定に維持する電流成分であり、固定
座標系でみた場合には電流ベクトルの大きさと角周波数
ωを一定にする成分とも言える。
【００４２】次に、図５に示すようなＰＷＭの１周期間
における電流ベクトルの軌跡について検討する。ここ
で、Ｖλ，Ｖμは固定子座標上に固定されている電圧ベ
クトルであるが、回転座標上で取り扱うために次の近似
を行う。
における電流ベクトルの軌跡について検討する。ここ
で、Ｖλ，Ｖμは固定子座標上に固定されている電圧ベ
クトルであるが、回転座標上で取り扱うために次の近似
を行う。
【００４３】主回路素子としてトランジスタを使用する
ものとし、キャリヤ周波数を２ｋＨｚ程度とする。そし
て、ΔＴをインバータのキャリヤ周期の１／２とすると
ΔＴ＝２５０μｓとなる。これは、基本波周期に比べ十
分に短く、回転座標上を−ωの速度で移動しているＶ
λ，Ｖμの移動角も小さいため、Ｖλ，Ｖμは静止して
いるものと近似する。
ものとし、キャリヤ周波数を２ｋＨｚ程度とする。そし
て、ΔＴをインバータのキャリヤ周期の１／２とすると
ΔＴ＝２５０μｓとなる。これは、基本波周期に比べ十
分に短く、回転座標上を−ωの速度で移動しているＶ
λ，Ｖμの移動角も小さいため、Ｖλ，Ｖμは静止して
いるものと近似する。
【００４４】ＰＷＭ半周期間にＶ1と等価な図４のＶ
λ，Ｖμ，Ｖ0の３種類のＰＷＭ電圧ベクトルが出力さ
れるため、前記の（５）式より電流変化量Δｉ1は次の
（７）式の３成分の和で表せる。
λ，Ｖμ，Ｖ0の３種類のＰＷＭ電圧ベクトルが出力さ
れるため、前記の（５）式より電流変化量Δｉ1は次の
（７）式の３成分の和で表せる。
【００４５】
【数７】
【００４６】ここで、ΔＴ＝ＴC／２＝Ｔλ＋Ｔμ＋Ｔ0
上記の（７）式より、３種類の電圧ベクトルＶλ，Ｖ
μ，Ｖ0が出力されると、各ベクトル出力時間Ｔλ，Ｔ
μ，Ｔ0の間に、電流ベクトルは（Ｖλ−Ｅ1）／Ｌσ、
（Ｖμ−Ｅ1）／Ｌσ、（Ｖ0−Ｅ1）／Ｌσの速度で移
動する。Ｌσは漏れインダクタンス。（７）式の電流変
化成分を図５の出力順に回転座標上に描いたのが図６、
図７である。
μ，Ｖ0が出力されると、各ベクトル出力時間Ｔλ，Ｔ
μ，Ｔ0の間に、電流ベクトルは（Ｖλ−Ｅ1）／Ｌσ、
（Ｖμ−Ｅ1）／Ｌσ、（Ｖ0−Ｅ1）／Ｌσの速度で移
動する。Ｌσは漏れインダクタンス。（７）式の電流変
化成分を図５の出力順に回転座標上に描いたのが図６、
図７である。
【００４７】図６は、電流が直流の定常状態（ω＝０）
では、電流ベクトルｉ1はＰＷＭの１周期毎に同一軌跡
上を通り、電流ベクトルａ〜ｈのような平行四辺形を描
く。そして、Ｔ0期間の中間時刻（図６中の〇印に相当
する）では、電流ベクトルはこの平行四辺形の中心を通
過している。
では、電流ベクトルｉ1はＰＷＭの１周期毎に同一軌跡
上を通り、電流ベクトルａ〜ｈのような平行四辺形を描
く。そして、Ｔ0期間の中間時刻（図６中の〇印に相当
する）では、電流ベクトルはこの平行四辺形の中心を通
過している。
【００４８】また、一定周波数（ω≠０）が出力されて
いるときには、Ｅ1ベクトルとＶλ，Ｖμ間の角度が変
化するため、平行四辺形が同一中心位置のまま、偏平に
なったり、正方形になりながら変形と回転振動を繰り返
すようになる。しかし、平行四辺形に中心自体は定常的
には変化しないため、ＰＷＭ半周期の境界時刻にて電流
サンプリングすれば、ＰＷＭの１周期間中における電流
ベクトルの平均が検出できることがわかる。
いるときには、Ｅ1ベクトルとＶλ，Ｖμ間の角度が変
化するため、平行四辺形が同一中心位置のまま、偏平に
なったり、正方形になりながら変形と回転振動を繰り返
すようになる。しかし、平行四辺形に中心自体は定常的
には変化しないため、ＰＷＭ半周期の境界時刻にて電流
サンプリングすれば、ＰＷＭの１周期間中における電流
ベクトルの平均が検出できることがわかる。
【００４９】これらの電流ベクトルΔｉ1の変化ａ〜ｈ
がＰＷＭリップルに相当し、このΔｉ1はＰＷＭ電圧ベ
クトルＶλ，Ｖμ，Ｖ0や周波数ω、電流Ｉ1等から厳密
にシミュレーションするとができる。
がＰＷＭリップルに相当し、このΔｉ1はＰＷＭ電圧ベ
クトルＶλ，Ｖμ，Ｖ0や周波数ω、電流Ｉ1等から厳密
にシミュレーションするとができる。
【００５０】図７は、トルク急変などの過渡時の電流ベ
クトルΔｉ1のパターンを示す。過渡時には、ＰＷＭ電
流指令Ｖ1が変化するため、図６に比べてＶλ，Ｖμ，
Ｖ0の電圧パターンの出力時間比が異なってくる。この
ときの電流ベクトル軌跡が図７のようになり、ａの出発
点とｄの到着点は一致しなくなる。この変化量は（５）
式と（７）式の等価性により、Ｖ1ベクトル電圧指令を
ＰＷＭ半周期間ＴC／２出力した場合の移動量と等しく
なる。
クトルΔｉ1のパターンを示す。過渡時には、ＰＷＭ電
流指令Ｖ1が変化するため、図６に比べてＶλ，Ｖμ，
Ｖ0の電圧パターンの出力時間比が異なってくる。この
ときの電流ベクトル軌跡が図７のようになり、ａの出発
点とｄの到着点は一致しなくなる。この変化量は（５）
式と（７）式の等価性により、Ｖ1ベクトル電圧指令を
ＰＷＭ半周期間ＴC／２出力した場合の移動量と等しく
なる。
【００５１】つまり、零ベクトルの中間点であるＰＷＭ
半周期間の境界時刻で電流をサンプリングすれば、指令
電圧Ｖ1を出力したときの電流軌跡と時分割でＰＷＭ電
圧Ｖλ，Ｖμ，Ｖ0を出力したときの電流軌跡の交差点
で、電流ベクトルをサンプリングしていることになる。
半周期間の境界時刻で電流をサンプリングすれば、指令
電圧Ｖ1を出力したときの電流軌跡と時分割でＰＷＭ電
圧Ｖλ，Ｖμ，Ｖ0を出力したときの電流軌跡の交差点
で、電流ベクトルをサンプリングしていることになる。
【００５２】これらの場合にも、電流ベクトルΔｉ1の
変化ａ〜ｈがＰＷＭリップルに相当し、このΔｉ1はＰ
ＷＭ電圧ベクトルＶλ，Ｖμ，Ｖ0や周波数ω、電流Ｉ1
等から厳密にシミュレーションするとができる。
変化ａ〜ｈがＰＷＭリップルに相当し、このΔｉ1はＰ
ＷＭ電圧ベクトルＶλ，Ｖμ，Ｖ0や周波数ω、電流Ｉ1
等から厳密にシミュレーションするとができる。
【００５３】以上のことから、ＰＷＭリップルのフィー
ドフォワード補償電動機の誘起電圧が分かる場合、誘起
電圧を印加電圧及び漏れインダクタンスからＰＷＭリッ
プルモデルを作成することができる。
ドフォワード補償電動機の誘起電圧が分かる場合、誘起
電圧を印加電圧及び漏れインダクタンスからＰＷＭリッ
プルモデルを作成することができる。
【００５４】そこで、本実施形態においては、ＰＷＭリ
ップルシミュレータ９により、ＰＷＭリップルモデル演
算を行うことでＰＷＭリップル電流成分を求め、これを
Ａ／Ｄ変換器６の電流検出出力から引くことによってＰ
ＷＭリップルを低減した電流検出値を得る。
ップルシミュレータ９により、ＰＷＭリップルモデル演
算を行うことでＰＷＭリップル電流成分を求め、これを
Ａ／Ｄ変換器６の電流検出出力から引くことによってＰ
ＷＭリップルを低減した電流検出値を得る。
【００５５】そして、平均ウインドウの短い多点サンプ
ルを併用することで、スイッチングノイズとＰＷＭリッ
プルが低減され、かつフィルタによる遅れが少ない電流
検出値を得ることができる。
ルを併用することで、スイッチングノイズとＰＷＭリッ
プルが低減され、かつフィルタによる遅れが少ない電流
検出値を得ることができる。
【００５６】また、電流サンプルがキャリヤ周期と非干
渉となるため、電流制御演算をキャリヤ信号に同期させ
る必要がなくなる。よって、電流応答を高速化すること
ができる。
渉となるため、電流制御演算をキャリヤ信号に同期させ
る必要がなくなる。よって、電流応答を高速化すること
ができる。
【００５７】（実施形態３）図８は、本発明の実施形態
３を示す電圧型ＰＷＭインバータに使用するＰＷＭリッ
プルシミュレータ９Ａの要部回路図であり、図３のシミ
ュレータ９と異なる部分は、漏れインダクタンスの自動
調整機能を付加した点にある。
３を示す電圧型ＰＷＭインバータに使用するＰＷＭリッ
プルシミュレータ９Ａの要部回路図であり、図３のシミ
ュレータ９と異なる部分は、漏れインダクタンスの自動
調整機能を付加した点にある。
【００５８】図８において、誘起電圧モデル１１は、周
波数指令値と印加電圧指令値から図４および図５のＰＷ
Ｍパターンから期間Ｔλ，Ｔμ，Ｔ0のパターンと電圧
ベクトルＶλ，Ｖμ，Ｖ0を算定し、さらに電流検出値
ｉ1分と電動機定数から一次電圧ベクトルＶ1を求める。
波数指令値と印加電圧指令値から図４および図５のＰＷ
Ｍパターンから期間Ｔλ，Ｔμ，Ｔ0のパターンと電圧
ベクトルＶλ，Ｖμ，Ｖ0を算定し、さらに電流検出値
ｉ1分と電動機定数から一次電圧ベクトルＶ1を求める。
【００５９】減算器１２は、各電圧ベクトルから印加電
圧指令値Ｅ1分を減算する。乗算器１３は、漏れインダ
クタンス設定部１４で設定する漏れインダクタンスＬσ
の係数を乗じる。ＰＷＭリップルモデル演算部１５は、
期間Ｔλ，Ｔμ，Ｔ0等を使って前記の（７）式の演算
を行うことでＰＷＭリップル電流Δｉ1を求める。
圧指令値Ｅ1分を減算する。乗算器１３は、漏れインダ
クタンス設定部１４で設定する漏れインダクタンスＬσ
の係数を乗じる。ＰＷＭリップルモデル演算部１５は、
期間Ｔλ，Ｔμ，Ｔ0等を使って前記の（７）式の演算
を行うことでＰＷＭリップル電流Δｉ1を求める。
【００６０】ここで、本実施形態では、漏れインダクタ
ンス設定部１４の漏れインダクタンスをリップル検出部
１６で自動調整する。リップル検出部１６は、瞬時電流
検出値から、前回のＰＷＭ周期で検出したＰＷＭリップ
ルの少ない電流検出について評価し、さらにＰＷＭリッ
プルが少ない方向に漏れインダクタンスの値を自動修正
することによって、漏れインダクタンスを設定する必要
がなくなるとともに、漏れインダクタンスを自動計測す
ることができるようにする。
ンス設定部１４の漏れインダクタンスをリップル検出部
１６で自動調整する。リップル検出部１６は、瞬時電流
検出値から、前回のＰＷＭ周期で検出したＰＷＭリップ
ルの少ない電流検出について評価し、さらにＰＷＭリッ
プルが少ない方向に漏れインダクタンスの値を自動修正
することによって、漏れインダクタンスを設定する必要
がなくなるとともに、漏れインダクタンスを自動計測す
ることができるようにする。
【００６１】
【発明の効果】以上のとおり、本発明によれば、多点サ
ンプル時の移動平均ウインドウをキャリヤの１周期区間
とする方式、電動機の誘起電圧と印加電圧及び漏れイン
ダクタンスからＰＷＭリップル分を求め、検出電流サン
プル値からＰＷＭリップル分を減じることによってＰＷ
Ｍリップルの影響が少ない瞬時電流検出値を得る方式、
またはＰＷＭリップルモデルによる電流検出で前回のＰ
ＷＭキャリヤ周期においてＰＷＭリップルの影響が少な
い瞬時電流検出値を評価し、よりＰＷＭリップルが少な
い方向に漏れインダクタンスを自動修正する方式とした
ため、スイッチングノイズやＰＷＭリップルを低減でき
る効果がある。
ンプル時の移動平均ウインドウをキャリヤの１周期区間
とする方式、電動機の誘起電圧と印加電圧及び漏れイン
ダクタンスからＰＷＭリップル分を求め、検出電流サン
プル値からＰＷＭリップル分を減じることによってＰＷ
Ｍリップルの影響が少ない瞬時電流検出値を得る方式、
またはＰＷＭリップルモデルによる電流検出で前回のＰ
ＷＭキャリヤ周期においてＰＷＭリップルの影響が少な
い瞬時電流検出値を評価し、よりＰＷＭリップルが少な
い方向に漏れインダクタンスを自動修正する方式とした
ため、スイッチングノイズやＰＷＭリップルを低減でき
る効果がある。
【００６２】また、進み補償フィルタの適用従来の検出
方法では、電流検出にスイッチングノイズやＰＷＭリッ
プルの影響があるため、進み補償（微分補償）をするこ
とができなかった。しかし、本発明ではスイッチングノ
イズが低減され、かつＰＷＭリップルの影響も受けない
ことにより、進み補償を行うことができる。これにより
高速サンプル用途に使用することができるようになる。
方法では、電流検出にスイッチングノイズやＰＷＭリッ
プルの影響があるため、進み補償（微分補償）をするこ
とができなかった。しかし、本発明ではスイッチングノ
イズが低減され、かつＰＷＭリップルの影響も受けない
ことにより、進み補償を行うことができる。これにより
高速サンプル用途に使用することができるようになる。
【図１】本発明の実施形態１を示す要部回路図。
【図２】実施形態１のキャリヤ同期多点サンプル方式の
位相関係図。
位相関係図。
【図３】本発明の実施形態２を示す要部回路図。
【図４】ＰＷＭ電圧出力時間の説明図。
【図５】ＰＷＭパターンと電流サンプリングタイミン
グ。
グ。
【図６】ＰＷＭインバータの定常状態の電流ベクトル軌
跡。
跡。
【図７】ＰＷＭインバータの過渡状態の電流ベクトル軌
跡。
跡。
【図８】本発明の実施形態３を示す要部回路図。
【図９】従来の同期サンプリング方式の説明図。
【図１０】従来の多点サンプリング方式の説明図。
１…電流制御部
２…インバータ本体
３…誘導電動機
４…ディジタルＰＬＬ
５…ホールＣＴ
６…Ａ／Ｄ変換器
７…フィルタ
８…移動平均演算部
９…ＰＷＭリップルシミュレータ
１０…減算器
１１…誘起電圧モデル
１２…減算器
１３…乗算器
１４…漏れインダクタンス設定器
１５…ＰＷＭリップルモデル演算部
１６…リップル検出部
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
Ｆターム(参考） 5H007 AA12 BB06 CA01 CB02 CB05
CC23 DA03 DA06 DB02 DB12
DC02 EA02
5H576 BB06 BB09 DD02 DD04 EE01
EE11 GG04 HA02 HB02 JJ03
JJ08 JJ16 LL22
Claims (3)
- 【請求項１】 電流制御系を有して誘導電動機を可変速
制御する電圧型ＰＷＭインバータの電流検出方式であっ
て、 前記電流制御系に与える検出電流を多点電流サンプリン
グで検出する電流サンプリング手段と、 移動平均ウインドウをＰＷＭキャリヤの１周期区間と
し、前記電流サンプリング手段で検出する多点電流サン
プルの移動平均値を求めて検出電流とする移動平均演算
手段とを備えたことを特徴とするＰＷＭインバータの電
流検出方式。 - 【請求項２】 電流制御系を有して誘導電動機を可変速
制御する電圧型ＰＷＭインバータの電流検出方式であっ
て、 前記電流制御系に与える検出電流を多点電流サンプリン
グで検出する電流サンプリング手段と、 誘導電動機の誘起電圧と印加電圧及び漏れインダクタン
スからＰＷＭリップルモデルを作成し、ＰＷＭリップル
の瞬時電流成分を求めるＰＷＭリップルシミュレータ
と、 前記検出電流サンプル値からＰＷＭリップルの瞬時電流
成分を減ずることによってＰＷＭリップル分を低減した
検出電流を得る減算器とを備えたことを特徴とするＰＷ
Ｍインバータの電流検出方式。 - 【請求項３】 前記ＰＷＭリップルシミュレータは、前
回のＰＷＭキャリヤ周期におけるＰＷＭリップルの影響
が少ない瞬時電流検出値を評価し、よりＰＷＭリップル
が少ない方向に前記漏れインダクタンスを自動修正する
手段を備えたことを特徴とする請求項２に記載のＰＷＭ
インバータの電流検出方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002015267A JP2003219690A (ja) | 2002-01-24 | 2002-01-24 | Ｐｗｍインバータの出力電流検出方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002015267A JP2003219690A (ja) | 2002-01-24 | 2002-01-24 | Ｐｗｍインバータの出力電流検出方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003219690A true JP2003219690A (ja) | 2003-07-31 |
Family
ID=27651717
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002015267A Pending JP2003219690A (ja) | 2002-01-24 | 2002-01-24 | Ｐｗｍインバータの出力電流検出方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003219690A (ja) |
Cited By (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005070746A1 (de) * | 2004-01-27 | 2005-08-04 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren und vorrichtung zum bestimmen eines zeitlichen mittelwertes eines pulsbreitenmodulierten stroms eines elektromotors |
| JP2006020374A (ja) * | 2004-06-30 | 2006-01-19 | Fuji Electric Holdings Co Ltd | モータ制御装置 |
| JP2006296168A (ja) * | 2005-04-14 | 2006-10-26 | Yaskawa Electric Corp | 電力変換装置とその電源異常判定方法 |
| JP2008011620A (ja) * | 2006-06-28 | 2008-01-17 | Yaskawa Electric Corp | Ｐｗｍインバータ装置とその電流制御方法 |
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| WO2014064836A1 (ja) * | 2012-10-26 | 2014-05-01 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | モータ制御装置及びモータ駆動装置 |
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| WO2016143465A1 (ja) * | 2015-03-11 | 2016-09-15 | サンケン電気株式会社 | 電流検出回路及びソレノイド駆動装置 |
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| JP2020031508A (ja) * | 2018-08-24 | 2020-02-27 | 株式会社日立産機システム | 交流電動機の制御装置及びその制御方法 |
-
2002
- 2002-01-24 JP JP2002015267A patent/JP2003219690A/ja active Pending
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