JP2003209469A - 発振器、位相同期回路、同調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 位相同期回路を利用したテレビジョンシステ
ムにおいて、ＶＣＯを、広周波数帯域に亘って低位相ノ
イズにすることができるようにする。 【解決手段】 チューナIC70は、受信波f5とＶＣＯ20の
発振信号f3とをミキサ部72により混合して得た信号V3を
デジタル信号復調IC82に入力する。デジタル信号復調IC
82は、映像や音声をデジタル信号処理により復調すると
ともに、デジタル信号処理時のビットエラーレートBER
を検出しＣＰＵ84に入力する。ＣＰＵ84は、BER が所定
レベルとなるような電流制御信号に対応するデータVDを
生成しデータ変換器76に入力する。データ変換器76は、
データVDをアナログの電流制御信号に変換してＶＣＯ20
の電流制御端子25に入力する。可変電流源29a は、電流
制御信号に基づいて発振回路26の動作電流を切替制御す
る。発振回路26の動作電流が切替制御されることで、発
振回路26の位相ノイズが所定レベルに維持される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、発振器、並びにこ
れを用いた位相同期(ＰＬＬ：Phase Locked Loop) 回
路、あるいはテレビジョン装置や携帯電話などの受信用
や送信用の装置などに利用される、位相同期回路を用い
たＰＬＬ周波数シンセサイザやチューナなどの同調装置
に関する。特に、位相ノイズ特性の改善に関する。

【０００２】

【従来の技術】たとえば各種の通信装置（送信機や受信
機）などでは、送信信号や受信信号の周波数変換などの
ために周波数シンセサイザやチューナなどの同調装置
（同調回路）が用いられる。そして、これらにはたとえ
ば局部発振回路などを構成するために電圧制御発振器が
使用される。また、この電圧制御発振器を利用した位相
同期回路が組み込まれることもある。

【０００３】図６（Ａ）は、位相同期回路の基本構成を
示したブロック図である。この位相同期回路１は、ＰＬ
Ｌ集積回路（ＰＬＬＩＣ）１０と、周波数制御入力端子
２２および出力端子２４を有するＶＣＯ（Voltage Cont
roled oscillator；電圧制御発振器）２０と、ループフ
ィルタ回路３０とを備える。ＰＬＬＩＣ１０は、基準周
波数の電圧信号ｆ１を発生する基準発振器１２、プログ
ラマブルカウンタなどの可変分周器１４，１６、および
位相比較器１８を有し、これらがワンチップに集積回路
化されたものである。

【０００４】ＶＣＯ２０は、周波数制御入力端子２２に
入力された制御信号に対応した周波数の電圧信号ｆ３を
発生し、出力端子２４から出力する。可変分周器１４
は、基準発振器１２から出力された電圧信号ｆ１を１／
Ａに分周し、その分周出力信号ｆ２を位相比較器１８の
一方の端子１８ａに入力する。可変分周器１６は、ＶＣ
Ｏ２０から出力された電圧信号ｆ３を１／Ｎに分周し、
その分周出力信号ｆ４を位相比較器１８の他方の端子１
８ｂに入力する。可変分周器１４，１６の分周比１／
Ａ，１／Ｎは、たとえば図示しないマイクロコンピュー
タなどにより指示される。位相比較器１８は、２つの電
圧信号ｆ３，ｆ４との位相を比較し、比較結果である位
相差を示す誤差信号をループフィルタ回路３０に入力す
る。ループフィルタ回路３０は、２つの電圧信号ｆ３，
ｆ４の位相比較結果（誤差信号）を平滑化し、この平滑
化した信号を周波数制御信号としてＶＣＯ２０の周波数
制御入力端子２２に印加する。

【０００５】この位相同期回路１では、ＶＣＯ２０から
の出力電圧信号ｆ３が、ＰＬＬＩＣ１０内の可変分周器
１６によって分周比１／Ｎで分周され、ＰＬＬＩＣ１０
内の位相比較器１８によって、可変分周器１６の出力信
号ｆ４と基準発振器１２の出力信号ｆ１を１／Ａに分周
した信号ｆ２とが位相比較され、位相比較器１８の出力
電圧Ｖ０が、ループフィルタ回路３０を通じ周波数制御
信号Ｖ１に変換されＶＣＯ２０に供給されて、ＶＣＯ２
０の発振周波数が制御される。

【０００６】図６（Ｂ）は、位相同期回路１におけるＶ
ＣＯ２０の従来例を示した回路図である。図示したＶＣ
Ｏ２０は、発振回路（共振回路）２６と、ＮＰＮ型トラ
ンジスタＱ２１〜Ｑ２４を有する周波数制御回路２７
と、ＮＰＮ型トランジスタＱ２５，Ｑ２６、抵抗素子Ｒ
２１、Ｒ２２、および基準電圧源ＶＴ２１を有する電流
源部２８とを備える。

【０００７】周波数制御回路２７を構成するトランジス
タＱ２１，Ｑ２２とトランジスタＱ２３，Ｑ２４は、そ
れぞれカスケード接続されている。トランジスタＱ２
１，Ｑ２３は、ベースコモンとされかつそれぞれのコレ
クタ端子が接続され、そのベース端子およびコレクタ端
子は、ＶＣＯ２０内の所定部分に接続されている。トラ
ンジスタＱ２２，Ｑ２４は、それぞれのエミッタ端子が
発振回路２６の対応する入力端子ａ，ｂに接続され、そ
れぞれのベース端子が発振回路２６の対応する入力端子
ｃ，ｄに接続されかつ両端間に周波数制御信号が印加さ
れている。つまり本例では、トランジスタＱ２２，Ｑ２
４のベース端子が周波数制御入力端子として機能してい
る。たとえばトランジスタＱ２２，Ｑ２４のベース端子
の一方に基準電位が印加され、他方の端子にループフィ
ルタ回路３０からの周波数制御信号Ｖ１（電圧信号）が
印加される。

【０００８】電流源部２８を構成するトランジスタＱ２
５，Ｑ２６は、ベースコモンとされそのベース端子には
基準電圧源ＶＴ２１が接続されている。またそれぞれの
エミッタ端子と接地との間には電流設定用の抵抗素子Ｒ
２１，Ｒ２２が接続され、それぞれのコレクタ端子は、
周波数制御回路２７を構成するトランジスタＱ２２，Ｑ
２４の対応するエミッタ端子と接続されている。

【０００９】トランジスタＱ２５および抵抗素子Ｒ２
１、トランジスタＱ２６および抵抗素子Ｒ２２はそれぞ
れ電流設定回路（定電流源）を構成し、トランジスタＱ
２５，Ｑ２６の各コレクタ電流Ｉ２５，Ｉ２６は、基準
電圧源ＶＴ２１の出力電圧値と抵抗素子Ｒ２１，Ｒ２２
とで決まり、略一定である。また、トランジスタＱ２２
のエミッタ電流と発振回路２６の端子ａからの電流との
和電流Ｉ０１はトランジスタＱ２５のコレクタ電流Ｉ２
５と等しく、またトランジスタＱ２４のエミッタ電流と
発振回路２６の端子ｂからの電流との和電流Ｉ０２はト
ランジスタＱ２６のコレクタ電流Ｉ２６と等しく、各和
電流Ｉ０１，Ｉ０２は一定である。つまり発振回路２６
は、基準電圧源ＶＴ２１と抵抗素子Ｒ２１，Ｒ２２とで
決まる一定電流で駆動される。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】このような構成のＶＣ
Ｏ２０は、トランジスタＱ２２，Ｑ２４のベース端子間
に印加される制御信号に対応した周波数の電圧信号を発
生する。つまり、周波数制御信号の大きさを制御するこ
とで、広帯域に亘ってその発振周波数を制御することが
できる。しかしながら、上記構成のＶＣＯ２０では、広
帯域に亘ってその発振周波数を制御することができるも
のの、ある発振周波数では低位相ノイズでも、広帯域に
亘って低位相ノイズにすることができなかった。

【００１１】位相ノイズの増大は、位相同期回路を用い
たＰＬＬ周波数シンセサイザやチューナなどの同調装
置、あるいはこの同調装置を用いたテレビジョン装置や
携帯電話などの、受信用あるいは送信用の装置の性能を
低下させる要因となるなど、高性能な位相同期回路を構
成する上で不都合がある。たとえば位相ノイズは、位相
同期回路の用途として考えられるデジタルＴＶの特性の
中で最も重要な特性であるため、位相ノイズの劣化はあ
ってはならないものである。

【００１２】本発明は、上記事情に鑑みてなされたもの
であり、位相ノイズの増大を招くことなく、広帯域に亘
ってその発振周波数を制御することができる発振器を提
供することを目的とする。また本発明は、広周波数帯域
に亘って位相ノイズの問題のない位相同期回路、あるい
は送信装置や受信装置などの利用される同調装置を提供
することを目的とする。

【００１３】

【課題を解決するための手段】本願の発明者らの調査に
よれば、電圧制御発振器を構成する発振回路に流れる駆
動電流（動作電流）を変更すると、位相ノイズが変動す
るということが分かった。本願発明はこのような知見に
基づいてなされたものである。すなわち、本発明に係る
発振器は、発振器の動作電流を発振周波数に応じて制御
可能な構成とした。具体的には、本発明に係る発振器
は、所定の周波数で発振する発振回路と、入力された周
波数制御信号に基づいて発振回路の発振周波数を制御す
る周波数制御回路と、入力された電流制御信号に基づい
て発振回路の動作電流を制御する動作電流制御回路とを
備えた。

【００１４】また本発明に係る位相同期回路や同調装置
は、このような動作電流を発振周波数に応じて制御可能
な構成を有する発振器を備えた。またこの位相同期回路
や同調装置においては、動作電流を発振周波数に応じて
制御可能な構成とするために、たとえば、発振器から出
力される出力信号の周波数に基づいて電流制御信号を生
成し、この生成した電流制御信号を電流制御入力端子に
印加する電流制御部を備えるとよい。あるいは、発振器
から出力された出力信号の位相ノイズを検出し、この検
出した位相ノイズに基づいて電流制御信号を生成し、こ
の生成した電流制御信号を電流制御入力端子に印加する
位相ノイズ監視部を備えてもよい。

【００１５】

【作用】上記構成の発振器においては、動作電流制御回
路が電流制御信号に基づいて発振回路の動作電流を制御
することで、各発振周波数における位相ノイズが調整可
能になる。この制御動作は、ユーザによるマニュアル設
定でもよい。あるいは、電流制御部を設けると、発振周
波数に応じた電流制御信号を自動算出することができ
る。さらには、位相ノイズ監視部を設けると、発振器出
力の位相ノイズを自動検知し、その結果に基づいてフィ
ードバック制御することもできる。

【００１６】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態について詳細に説明する。

【００１７】図１は、本発明に係る発振器の一実施形態
を示す回路図である。基本構成は、電流源部２８を除い
て従来技術のものと同様であるので、同様の機能部分に
ついては図６に示したものと同様の参照番号を付与し、
その機能の説明は割愛する。図示したＶＣＯ２０は、そ
の電流源部２８に、発振回路２６の動作電流を切り替え
るための構成要素を具備しており、図１（Ａ）および図
１（Ｂ）とで、２つの切替え状態（ＡはスイッチＳＷ１
がオフ、Ｂはオン）を示している。

【００１８】具体的には、ＶＣＯ２０は、先ずトランジ
スタＱ２５および抵抗素子Ｒ２１からなる電流設定回路
（定電流源）と併設して、トランジスタＱ３１よび抵抗
素子Ｒ３１からなる電流設定回路を有する。同様に、ト
ランジスタＱ２６および抵抗素子Ｒ２２からなる電流設
定回路と併設して、トランジスタＱ３２よび抵抗素子Ｒ
３２からなる電流設定回路を有する。トランジスタＱ３
１，Ｑ３２のベース端子は、トランジスタＱ２５，Ｑ２
６のベース端子と同様に、基準電圧源ＶＴ２１に接続さ
れている。またトランジスタＱ３１のコレクタ端子はト
ランジスタＱ２５のコレクタ端子と接続され、トランジ
スタＱ３２のコレクタ端子はトランジスタＱ２６のコレ
クタ端子と接続されている。

【００１９】また各図の左側には、抵抗素子Ｒ３３およ
び３つのトランジスタＱ３３，Ｑ３４，Ｑ３５を有する
カレントミラー構成の定電流源が設けられている。トラ
ンジスタＱ３３のベース端子と内部接続線ｅとの間には
スイッチＳＷ１が設けられ、トランジスタＱ３３，Ｑ３
５のコレクタ端子は内部接続線ｅと接続されている。ト
ランジスタＱ３５のエミッタ端子は、Ｑ３１，Ｑ３２の
エミッタ端子と共通に接続されている。つまり、抵抗素
子Ｒ３３および３つのトランジスタＱ３３，Ｑ３４，Ｑ
３５並びにスイッチＳＷ１により電流切替回路２９が構
成されている。そして、この電流切替回路２９を備えた
電流源部２８は、本発明に係る動作電流制御回路を構成
する。ＳＷ１の制御端子ＣＮＴが、電流制御入力端子と
して機能する。

【００２０】先ず図１（Ａ）に示すように、スイッチＳ
Ｗ１がオフのときには、電流切替回路２９はオフ（定電
流動作しない状態）となり、そのトランジスタＱ３５の
コレクタ電流Ｉ３５は“０；ゼロ”となる。このため、
従来の電流源部２８に併設したトランジスタＱ３１およ
び抵抗素子Ｒ３１並びにトランジスタＱ３２および抵抗
素子Ｒ３２の各電流設定回路はオンし、トランジスタＱ
３１にはコレクタ電流Ｉ３１が、トランジスタＱ３２に
はコレクタ電流Ｉ３２が、それぞれ流れる。このため、
周波数制御回路２７を構成するトランジスタＱ２２のエ
ミッタ電流と発振回路２６の端子ａからの電流との和電
流Ｉ０１はトランジスタＱ２５のコレクタ電流Ｉ２５と
トランジスタＱ３１のコレクタ電流Ｉ３１との和に等し
く（Ｉ０１＝Ｉ２５＋Ｉ３１）、またトランジスタＱ２
４のエミッタ電流と発振回路２６の端子ｂからの電流と
の和電流Ｉ０２はトランジスタＱ２６のコレクタ電流Ｉ
２６とトランジスタＱ３１のコレクタ電流Ｉ３１との和
に等しくなる（Ｉ０２＝Ｉ２６＋Ｉ３２）。

【００２１】一方、図１（Ｂ）に示すように、スイッチ
ＳＷ１がオンのときには、電流切替回路２９はオン（定
電流動作する状態）となる。このときのトランジスタＱ
３５のコレクタ電流Ｉ３５を、Ｉ０の２倍（Ｉ０＝２＊
Ｉ０）とする。この電流Ｉ３５は、トランジスタＱ３５
のエミッタ端子を通じて抵抗素子Ｒ３１，Ｒ３２に流れ
る。抵抗素子Ｒ３１，Ｒ３２の抵抗値が等しいとすれ
ば、各抵抗素子Ｒ３１，Ｒ３２には、それぞれ電流Ｉ０
が流れる。これにより、各抵抗素子Ｒ３１，Ｒ３２の両
端には電圧が生じ、トランジスタＱ３１，Ｑ３２のエミ
ッタ端子の電圧Ｖｅが上昇する。このとき、エミッタ端
子の電圧Ｖｅが基準電圧源ＶＴ２１の電圧値Ｖｂ−Ｖｂ
ｅ（Ｖｂｅはベースエミッタ間電圧）よりも大きくなる
ようにトランジスタＱ３５のコレクタ電流Ｉ３５をある
程度大きく設定すると、トランジスタＱ３１，Ｑ３２の
ベース・エミッタ間が逆バイアスとなり、完全にオフす
る。このため、周波数制御回路２７を構成するトランジ
スタＱ２２のエミッタ電流と発振回路２６の端子ａから
の電流との和電流Ｉ０１はトランジスタＱ２５のコレク
タ電流Ｉ２５と等しく（Ｉ０１＝Ｉ２５）、またトラン
ジスタＱ２４のエミッタ電流と発振回路２６の端子ｂか
らの電流との和電流Ｉ０２はトランジスタＱ２６のコレ
クタ電流Ｉ２６と等しくなる（Ｉ０２＝Ｉ２６）。つま
り、従来のＶＣＯ２０と同じ状態となる。

【００２２】このように、上記実施形態のＶＣＯ２０に
よれば、スイッチＳＷ１のオン／オフを切り替えること
で、各和電流Ｉ０１，Ｉ０２すなわち発振回路２６の動
作電流を切替制御することができる。前述のように、本
願発明者らの調査によれば、ＶＣＯ２０を構成する発振
回路２６に流れる動作電流を変更すると、位相ノイズが
変動する。したがって、上記構成のＶＣＯ２０では、２
段階ではあるものの、発振回路２６の発振周波数に応じ
てスイッチＳＷ１を切り替えることで、その発振周波数
に応じた、より適正な動作電流に切り替えることで広周
波数帯域に亘って低位相ノイズにすることができる。

【００２３】なお、上記実施形態の構成では、１個のス
イッチＳＷ１により２段階に動作電流値を切り替えるよ
うにしていたが、たとえば、電流切替回路２９と同様の
回路を複数個接続して電流を切り替えるようにすれば、
他段階で動作電流を切り替えることもできる。また、ト
ランジスタＱ３５のコレクタ電流Ｉ３５が小さいときに
は、トランジスタＱ３１，Ｑ３２が完全にオフすること
はなく、その電流状態に応じた能動状態（活性状態）と
なり、ある程度のコレクタ電流が流れる。よってこの場
合には、そのコレクタ電流量に応じて、和電流Ｉ０１，
Ｉ０２を、それぞれＩ２５〜Ｉ２５＋Ｉ３１あるいはＩ
２６〜Ｉ２６＋Ｉ３２の範囲内で制御することができ
る。またたとえば抵抗素子Ｒ３３を可変抵抗やＦＥＴな
どに置き換え、スイッチＳＷ１のオン時にその抵抗値
（ＦＥＴの場合にはオン抵抗値）を変更制御可能な構成
とすれば、和電流Ｉ０１，Ｉ０２を、それぞれＩ２５〜
Ｉ２５＋Ｉ３１あるいはＩ２６〜Ｉ２６＋Ｉ３２の範囲
でダイナミックに変動させることができる。つまり、可
変抵抗の値を変動させて発振回路２６の動作電流をその
発振周波数に応じた適正な電流値にすることにより、ダ
イナミックに低位相ノイズにすることもできる。また電
流切替回路２９を、電流値Ｉ３５に対応する出力電流を
変更可能な可変電流源に置き換えた場合にも同様であ
る。また、位相ノイズを監視して、トランジスタＱ３５
のコレクタ電流Ｉ３５を位相ノイズに応じてダイナミッ
クに変動させるフィードバック構成とすれば、最適な動
作電流値に自動追従する構成となり低位相ノイズが常に
得られる。

【００２４】図２は、図１に示したＶＣＯ２０を有する
位相同期回路の一実施形態を示すブロック図である。こ
の位相同期回路１は、位相ノイズの影響がＶＣＯ２０の
発振出力ｆ３のジッタ（周波数揺らぎ）として現れるの
で、ＶＣＯ２０の出力信号ｆ３のジッタ量を検出するこ
とで位相ノイズを検出する手法を採用し、発振回路２６
の動作電流をジッタ量に基づいて切り替えるフィードバ
ック構成としたものである。すなわち位相同期回路１
は、ＶＣＯ２０の発振出力ｆ３つまり発振回路２６の出
力周波数のジッタ量を監視する位相ノイズ監視部の一例
であるジッタ量監視回路９０を備えている。図２ではＶ
ＣＯ２０をブロック図で示しているが、このＶＣＯ２０
は図１に示した構成のものが用いられている。

【００２５】ジッタ量監視回路９０には、所定の閾値が
入力されている。この閾値は図示しないＣＰＵなどによ
り設定される。そしてジッタ量監視回路９０は、監視し
たｆ３のジッタ量と閾値とを比較して、その大小に応じ
て電流切替回路２９のスイッチＳＷ１（図１参照）をオ
ン／オフさせるための電流制御信号を電流制御入力端子
２５に入力する。なお、スイッチＳＷ１の切替え時にハ
ンチングが生じないよう、ジッタ量監視回路９０はシュ
ミット構成とするのがよい。

【００２６】発振回路２６は、たとえばその発振周波数
が高いときには位相ノイズが増え、また動作電流量が多
いときには位相ノイズが減る特性（以下単調減少特性と
もいう）を有するものとする。この場合、ジッタ量監視
回路９０は、発振回路２６の発振周波数が高くなり、監
視したｆ３のジッタ量が閾値よりも大きくなったときに
は、図１に示したスイッチＳＷ１をオフさせることで、
発振回路２６の動作電流を大きくする。これによりｆ３
の位相ノイズが減るようになる。

【００２７】一方、発振回路２６の発振周波数が低くな
り監視したｆ３のジッタ量が閾値よりも小さくなったと
きには、ジッタ量監視回路９０は、図１に示したスイッ
チＳＷ１をオンさせることで、発振回路２６の動作電流
を小さくする。これによりｆ３の位相ノイズが元の多さ
に戻るようになる。この場合、発振回路２６の発振周波
数が低いので、ｆ３のジッタ量が問題となることはな
い。つまり、２段階ではあるものの、発振回路２６の位
相ノイズをｆ３のジッタ量に基づいて監視し発振回路２
６の動作電流を切り替えることで、位相ノイズが常に所
定量以下となるようにフィードバック制御することがで
きる。

【００２８】このように図２に示した構成では、スイッ
チＳＷ１を切り替えることで発振回路２６の動作電流を
変更可能な構成としたので、位相ノイズが問題とならな
いように、発振回路２６の動作電流を適正化することが
でき、これにより、動作電流固定の従来構成よりも広い
電圧制御発振周波数帯域に亘って低位相ノイズを得るこ
とができるようになる。なお発振回路２６の発振周波数
に対する位相ノイズ特性が上述とは逆特性（以下単調増
加特性ともいう）の場合には、ジッタ量監視回路９０は
前述と逆特性で発振回路２６の動作電流を切り替えると
よい。

【００２９】図３は、図２に示した位相同期回路１の変
形例を示す図である。先ず電流源部２８は、電流切替回
路２９に代えて、出力電流を制御電圧に応じて変更可能
な可変電流源２９ａを有している。また位相同期回路１
は、電流切替回路２９のスイッチＳＷ１をオン／オフさ
せるジッタ量監視回路９０に代えて、ｆ３のジッタ量に
応じた制御電圧Ｖｃを電流制御信号として電流制御入力
端子２５に入力するジッタ量監視回路９２を有してい
る。可変電流源２９ａは、たとえば制御電圧Ｖｃが高い
ときには出力電流が増える特性のものとする。

【００３０】この場合において、前述のように、発振回
路２６が、その発振周波数が高いときには位相ノイズが
増え、また動作電流量が多いときには位相ノイズが減る
単調減少特性を有するものとする場合、ジッタ量監視回
路９２は、発振回路２６の発振周波数が高くなり監視し
たｆ３のジッタ量が大きくなるとその制御電圧Ｖｃがよ
り高くなるようにする。これにより、可変電流源２９ａ
に流れる電流量が増え、発振回路２６の動作電流が増
え、ｆ３の位相ノイズが減るようになる。

【００３１】一方、発振回路２６の発振周波数が低くな
り監視したｆ３のジッタ量が小さくなると、ジッタ量監
視回路９２はその制御電圧Ｖｃがより低くなるようにす
る。これにより、可変電流源２９ａに流れる電流量が少
なくなり、発振回路２６の動作電流も減り、ｆ３の位相
ノイズが増えるようになる。つまり、この図３に示した
構成では、ｆ３の位相ノイズをｆ３のジッタ量に基づい
て監視し発振回路２６の動作電流を連続的に制御する
（切り替える）ことで、位相ノイズが常に所定量となる
ようにダイナミック（動的）にフィードバック制御する
ことができる。

【００３２】このように図３に示した構成においては、
発振回路２６の動作電流をダイナミックに変更可能な構
成としたので、発振回路２６の動作電流を各発振周波数
ごとに最適化することができ、これにより非常に広い電
圧制御発振周波数帯域に亘って低位相ノイズを得ること
ができるようになる。

【００３３】なお発振回路２６の発振周波数に対する位
相ノイズ特性が上述とは逆の単調増加特性の場合には、
ジッタ量監視回路９２は前述と逆特性で発振回路２６の
動作電流を制御するとよい。また、その特性が単調増加
あるいは単調減少といったものでないときには、制御電
圧Ｖｃを逐次変動させて検出したジッタ量が最小となる
Ｖｃ値をサーチし設定し、位相ノイズが最小となる最適
な電流量を設定するようにするのがよい。

【００３４】図４は、位相同期回路１の他の変形例を示
す図である。図２および図３に示した実施形態では、発
振回路２６から出力された信号ｆ３のジッタ量を検知
し、その検知結果に基づいて発振回路２６の動作電流を
制御するようにしていたが、この図４に示す実施形態で
は、発振回路２６の発振周波数に基づいて発振回路２６
の動作電流を制御するようにした。このため先ず電流源
部２８は、図３に示したものと同様に、出力電流を制御
電圧Ｖｃに応じて変更可能な可変電流源２９ａを有して
いる。また図３に示したジッタ量監視回路９２に代え
て、この位相同期回路１を利用した装置の全体を制御す
るＣＰＵ８４を備える。ＣＰＵ８４は、可変分周器１
４，１６の分周比１／Ａ，１／Ｎ（何れか一方だけでも
よい）を切り替えるための選局制御データをＰＬＬＩＣ
１０に入力する。また、設定した分周比に応じた制御電
圧Ｖｃを電流制御端子２５に印加する、本発明に係る電
流制御部の機能も有する。

【００３５】前述のように、発振回路２６の動作電流が
一定である場合には、その位相ノイズは、発振周波数に
応じて異なる。換言すれば、予め発振周波数、位相ノイ
ズ、および動作電流の対応関係を取得しておけば、発振
周波数に応じて動作電流を制御することで、位相ノイズ
を所定レベルにすることができる。本実施形態はこれを
利用したものである。

【００３６】たとえば前述のように、発振回路２６が、
その発振周波数が高いときには位相ノイズが増え、また
動作電流量が多いときには位相ノイズが減る特性を有す
るものとする。発振回路２６の発振周波数は、ＣＰＵ８
４による可変分周器１４，１６への分周比の設定により
決定される。そこでＣＰＵ８４は、発振回路２６の発振
周波数が高くなるように分周比を設定したときには、こ
れに合わせて、電流制御端子２５への制御電圧Ｖｃがよ
り高くなるようにする。これにより、可変電流源２９ａ
に流れる電流量が増え、発振回路２６の動作電流が増
え、ｆ３の位相ノイズが減るようになる。

【００３７】一方ＣＰＵ８４は、発振回路２６の発振周
波数が低くなるように分周比を設定したときには、これ
に合わせて、電流制御端子２５への制御電圧Ｖｃがより
低くなるようにする。これにより、可変電流源２９ａに
流れる電流量が少なくなり、発振回路２６の動作電流も
減り、ｆ３の位相ノイズが増えるようになる。しかしな
がら、発振回路２６の発振周波数が低いので、潜在的な
位相ノイズのレベルは低い。

【００３８】つまり、この図４に示した構成では、発振
回路２６の発振周波数に基づいて発振回路２６の動作電
流を制御する（切り替える）ことで、フィードバック構
成ではない（オープンループ構成である）ものの、位相
ノイズが所定量となるように制御することができる。

【００３９】なお、周波数に応じた制御電圧Ｖｃは、予
め取得しておいたデータをルックアップテーブル（ＬＵ
Ｔ）にしてメモリに格納しておき、そのデータを使用す
るようにするとよい。また上記説明では、発振周波数を
管理するＣＰＵ８４が、自身が設定した可変分周器１
４，１６の分周比に応じて制御電圧Ｖｃを生成するよう
にしていたが、たとえば発振回路２６の発振周波数を検
出し、この検出した周波数に応じて制御電圧Ｖｃを生成
する構成としてもよい。

【００４０】図５は、上記実施形態のＶＣＯ２０を有す
るチューナを備えたテレビジョンシステム（テレビ用受
信システム）の一例を示すブロック図である。このテレ
ビジョンシステム３は、ビットエラーレート（ＢＥＲ；
Bit Error Rate） を検出してＶＣＯ２０にフィードバ
ックをかけ、ＶＣＯ（特に発振回路部分）の動作電流を
最適な電流値に自動設定するようにしたものである。す
なわち図示するテレビジョンシステム３は、チューナＩ
Ｃ７０、通信信号の一例であるテレビジョン信号を受信
する受信部の一例である高周波信号受信回路８０、チュ
ーナＩＣ７０から出力された信号に基づいてＭＰＥＧ−
ＴＳ信号を復調するデジタル信号復調ＩＣ８２、および
テレビジョンシステム３の全体を制御するＣＰＵ８４を
備える。

【００４１】チューナＩＣ７０は、ＶＣＯ２０およびル
ープフィルタ回路３０を含み、局部発振回路として機能
する位相同期回路１と、高周波信号受信回路８０から入
力された受信波ｆ５とＶＣＯ２０の出力信号ｆ３とを混
合して混合して５７ＭＨｚの中間周波数（ＩＦ）信号
（ＩＦ信号のセンターが５７ＭＨｚという意味）Ｖ３を
抽出するミキサ部（混合回路）７２と、ミキサ部７２か
ら出力されたＩＦ信号Ｖ３を所定レベルに増幅するＩＦ
アンプ７４と、データ変換器７６とを有し、これらがワ
ンチップに集積回路化されたものである。テレビジョン
信号を無線で受信するシステムの場合にはアンテナを介
して、あるいはＣＡＴＶ（ケーブルテレビ）のように有
線で受信するシステムの場合にはケーブルを介して、テ
レビジョン信号が高周波信号受信回路８０に入力され
る。

【００４２】位相同期回路１は、図３に示した構成のも
のが用いられている。ＶＣＯ２０を構成する発振回路２
６としては、たとえばＶＨＦ帯（１〜１２ＣＨ；９０〜
２２２ＭＨｚ）とＵＨＦ帯（１３〜６２ＣＨ；４７０〜
７７０ＭＨｚ）など選局周波数帯に応じた周波数で発振
する共振回路を各々設け、これらを切替え可能な構成と
してもよい。

【００４３】ここで、受信波（受信チャネル映像搬送
波）ｆ５と局部発振回路として機能する発振回路２６の
出力ｆ３とを入出力の関係が非直線的な回路で混合する
と、ｆ５＋ｆ３の信号とｆ５−ｆ３の信号が発生する。
テレビジョンシステム３では、発振回路２６（すなわち
局部発振回路）の周波数ｆ３を受信波ｆ５より５７ＭＨ
ｚだけ高い周波数とし、ミキサ部７２に５７ＭＨｚ共振
回路を設けて、ｆ５−ｆ３＝５７ＭＨｚの信号を中間周
波信号として取り出すようにしている。

【００４４】ＣＰＵ８４は、可変分周器１４，１６の分
周比１／Ａ，１／Ｎ（何れか一方だけでもよい）を切り
替えるための選局制御データを位相同期回路１に入力す
る。デジタル信号復調ＩＣ８２は、ＩＦアンプ７４から
出力された中間周波数（ＩＦ）信号に基づいて映像検波
や音声検波などの種々のデジタル復調処理をする。デジ
タル信号復調ＩＣ８２は、ＩＦアンプ７４から出力され
た中間周波数（ＩＦ）信号に基づいて種々のデジタル復
調処理をする。またデジタル信号復調ＩＣ８２は、発振
回路２６の位相ノイズに対応するデジタル復調処理時に
検波したデジタル信号のビットエラーレートを検出し、
この検出したビットエラーレートをＣＰＵ８４に入力す
る。ＣＰＵ８４は、ビットエラーレートが所定範囲に収
まるように（たとえば所定値以下となるように）、発振
回路２６の動作電流を制御するためのデジタルデータＶ
Ｄを生成し、この生成したデジタルデータＶＤをバスデ
ータとしてデータ変換器７６に入力する。

【００４５】データ変換器７６は、デジタルデータＶＤ
をアナログの電流制御信号に変換し、この電流制御信号
をＶＣＯ２０の電流制御入力端子２５に入力する。つま
り、ミキサ部７２、ＩＦアンプ７４、データ変換器７
６、デジタル信号復調ＩＣ８２、およびＣＰＵ８４によ
り、本発明に係る位相ノイズ監視部が構成されている。
なお、データ変換器７６は、入力されたデジタルデータ
ＶＤをＤ／Ａ変換するものに限らず、ＣＰＵ８４から出
力されたデジタルデータＶＤと対応するアナログの電流
制御信号を生成し得るものであればよい。つまり、ＣＰ
Ｕ８４から出力されるデジタルデータＶＤとデータ変換
器７６が変換した電流制御信号との間に一定の相関があ
ればよく、デジタルデータＶＤはアナログ信号値をデジ
タル化（Ａ／Ｄ変換）することで得られるものに限ら
ず、所定の規則の元に符号化したコードデータであって
もよい。なお、コードデータの形態とするときには、後
述する可変分周器１４，１６における分周比１／Ａ，１
／Ｎの設定についても、このデータ変換器７６を介して
行なうようにしてもよい。

【００４６】上記構成により、テレビジョンシステム３
は、ＰＬＬシンセサイザ方式の選局回路が形成される。
たとえば、基準発振器１２の発振周波数（基準周波数）
ｆ１を３．５８ＭＨｚ、可変分周器１４の分周比１／Ａ
を１／３６６７とする。このとき、チューナＩＣ７０
は、３．５８ＭＨｚの１／３６６７の周波数ｆ２＝９７
６Ｈｚが、ｃｈ１を受信する場合の局部発振周波数１５
０ＭＨｚの１／（２４００＊６４）と一致し、ｃｈ３を
受信する場合の局部発振周波数１６２ＭＨｚの１／（２
５９２＊６４）と一致することを利用し、位相同期回路
１により、局部発振周波数を所定の周波数に合わせるよ
うに作用する。

【００４７】たとえばＶＣＯ２０は、周波数制御入力端
子２２に加わる電圧Ｖ１が高いほど高い周波数の出力信
号を発するものとする。この場合において、ｃｈ１を受
信するため図示しないチャネルボタンが“０”“１”と
押されると、ＣＰＵ８４は、周波数制御部２７の一方の
周波数制御入力端子２３にバンド切替電圧としてＶＨＦ
ローバンドが受信されるような電圧を印加し、分周比１
／Ｎが１／（２４００＊６４）になるような選局制御デ
ータを可変分周器１６に入力する。

【００４８】もし局部発振周波数である発振回路２６の
出力信号の周波数ｆ３がｃｈ１を受信する場合の局部発
振周波数１５０ＭＨｚに正確に保持されていると、可変
分周器１６の出力信号の周波数ｆ４は、“１５０×１０
＾６×（１／６４）×（１／２４００）≒９７６．５６
Ｈｚ”（“＾”はべき乗を示す）となり、位相比較器１
８に加わる周波数一定の基準信号の周波数ｆ２と等しく
なる。位相比較器１８はｆ２とｆ４とが等しい場合に
は、比較出力（検波出力）は基準値（たとえば
“０”）、ｆ２＞ｆ４の場合には基準値より小（たとえ
ば負）、ｆ２＜ｆ４の場合には基準値より大（たとえば
正）の出力電圧が得られるように構成されていて、その
出力電圧Ｖ０をループフィルタ回路３０に加える。

【００４９】ループフィルタ回路３０は、位相比較器１
８からの電圧信号Ｖ０を平滑化し、この平滑化した電圧
信号Ｖ１を周波数制御部２７の一方の周波数制御入力端
子２２に入力する。たとえば、Ｖ０が基準値より大のと
きにはその大きさに比例して基準電圧ＶＳよりも低下
し、Ｖ０が基準値より小のときには、その大きさに比例
して基準電圧ＶＳよりも上昇するような電圧信号Ｖ１を
周波数制御信号として周波数制御入力端子２２に入力す
る。したがって局部発振周波数ｆ３がちょうど１５０Ｍ
Ｈｚである場合には、周波数制御入力端子２２に加わる
電圧は、発振周波数が１５０ＭＨｚとなるような基準電
圧ＶＳ（たとえば５Ｖ一定）の電圧となり、もし１５０
ＭＨｚより高い場合には周波数制御入力端子２２に加わ
る電圧が低下して発振回路２６の発振周波数を下げるよ
うに負帰還動作をする。

【００５０】これにより、ミキサ部７２には、局部発振
周波数ｆ３としてｃｈ１に対応する１５０ＭＨｚ一定の
信号が発振回路２６から入力される。したがってミキサ
部７２からは、受信波の周波数ｆ５（ＶＨＦ帯；９０〜
２２２ＭＨｚ，ＵＨＦ帯；４７０〜７７０ＭＨｚ）と発
振回路２６の発振周波数ｆ３との差周波数のうち、ｃｈ
１についての５７ＭＨｚの中間周波信号が出力され、デ
ジタル信号復調ＩＣ８２は、ｃｈ１のデジタルテレビジ
ョン信号を安定して復号処理することができるようにな
る。

【００５１】次に、チャネルボタンが“０”“３”と押
されると、ＣＰＵ８４は、分周比１／Ｎが１／（２５９
２＊６４）になるような選局制御データを可変分周器１
６に入力する。直前の発振周波数ｆ３は１５０ＭＨｚな
ので、可変分周器１６の出力信号の周波数ｆ４は、“１
５０×１０＾６×（１／６４）×（１／２５９２）≒９
０４Ｈｚ”となり、ｆ２＞ｆ４となるので、位相比較器
１８の比較出力（検波出力）は基準値より小となる。

【００５２】したがって、周波数制御入力端子２２に加
わる電圧が上昇し、局部発振周波数がｃｈ３を受信する
ための周波数１６２ＭＨｚになるように動作する。これ
により、ミキサ部７２からは、受信波の周波数ｆ５（Ｖ
ＨＦ帯；９０〜２２２ＭＨｚ，ＵＨＦ帯；４７０〜７７
０ＭＨｚ）と発振回路２６の発振周波数ｆ３との差周波
数のうち、ｃｈ１ではなくｃｈ３についての５７ＭＨｚ
の中間周波信号が出力され、デジタル信号復調ＩＣ８２
は、ｃｈ３のデジタルテレビジョン信号を安定して復号
処理することができるようになる。

【００５３】前例では、ｃｈ１とｃｈ３について説明し
たが、これに限らず、ＶＨＦ帯であればｃｈ１〜ｃｈ１
２（１９０〜２２２ＭＨｚ）、ＵＨＦ帯であればｃｈ１
３〜ｃｈ６２（４７０〜７７０ＭＨｚ）と切り替えられ
る。このようにテレビジョンシステム３は、押されたチ
ャネルボタンに応じて、局部発振周波数、すなわち発振
回路２６の発振周波数を広帯域に亘って切り替えること
で、ユーザが希望したｃｈの映像および音声を出力す
る。

【００５４】一方、発振回路２６の動作電流を一定に維
持したままで発振回路２６の発振周波数を広帯域に亘っ
て切り替えると、前述のように、ある発振周波数では低
位相ノイズでも、ＶＨＦ帯（１〜１２ＣＨ；９０〜２２
２ＭＨｚ）あるいはＵＨＦ帯（１３〜６２ＣＨ；４７０
〜７７０ＭＨｚ）など、広帯域の選局周波数帯に亘って
低位相ノイズにすることはできない。しかしながら、上
記構成のテレビジョンシステム３においては、デジタル
復調処理時に検波したデジタル信号のビットエラーレー
トを検出し、ＶＣＯ２０にフィードバックをかけ、ＶＣ
Ｏ（特に発振回路２６）の動作電流を最適な電流値に自
動設定するようにしている。

【００５５】たとえば、デジタル信号復調ＩＣ８２にお
けるデジタル復調処理時に検出されたビットエラーレー
トが所定レベル以上となったときには、ＣＰＵ８４は、
データ変換器７６によるデータ変換後の電流制御信号の
値がより高くなるようにデジタルデータＶＤを設定し直
す。これにより、可変電流源２９ａに流れる電流量が多
くなり、発振回路２６の動作電流が増え、ｆ３の位相ノ
イズが減少するようになる。位相ノイズが減少すれば、
ビットエラーレートも小さくなり、所定レベル以下とな
る。

【００５６】このように、ビットエラーレートは発振回
路２６の位相ノイズに相関があるため、デジタル信号復
調ＩＣ８２でビットエラーレートを検出することで、発
振回路２６の動作電流値を自動で最適（前例では所定レ
ベル以下）に設定し低位相ノイズを得ることができるよ
うになる。デジタル信号処理においては、ビットエラー
レートの監視は簡単に実現できるので、位相ノイズの検
知手法も簡易になる。たとえば、発振回路２６の発振周
波数に対する位相ノイズ特性が単調増加あるいは単調減
少といったものでないとき、制御用のデジタルデータＶ
Ｄを逐次変動させて検出したビットエラーレートが最小
となるＶＤ値をサーチして設定することで、位相ノイズ
が最小となる最適な電流量を設定することができる。こ
れにより、デジタルＴＶの特性の中で最も重要な特性で
ある位相ノイズの劣化の問題を簡単かつ確実に解消する
ことができるようになる。

【００５７】なお上記説明では、ビットエラーレートが
所定レベル以上となったときに、発振回路２６の動作電
流を増やすように制御していたが、ビットエラーレート
の値に応じて、発振回路２６の動作電流量を多段階にあ
るいは連続的に制御し、位相ノイズが常に所定範囲ある
いは所定値となるようにダイナミックにフィードバック
制御するようにしてもよい。

【００５８】また、チューナＩＣ７０内にデータ変換器
７６を設け、ＣＰＵ８４から出力されたデジタルデータ
ＶＤをデータ変換器７６によりアナログの電流制御信号
に変換してから電流制御入力端子２５に印加する構成と
していたが、図３に示した構成と同様に、チューナＩＣ
７０の外部からアナログの電流制御信号を電流制御入力
端子２５に印加する構成としてもよい。

【００５９】以上、本発明を実施の形態を用いて説明し
たが、本発明の技術的範囲は上記実施形態に記載の範囲
には限定されない。上記実施の形態に、多様な変更また
は改良を加えることができ、そのような変更または改良
を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれる。また、
上記の実施形態は、クレームにかかる発明を限定するも
のではなく、また実施形態の中で説明されている特徴の
組合せの全てが発明の解決手段に必須であるとは限らな
い。

【００６０】たとえば上記実施形態では、位相ノイズに
対応する情報の一例である、発振回路出力ｆ３のジッタ
（周波数揺らぎ）やデジタル信号のビットエラーレート
などを検知することで位相ノイズレベルを判定するよう
にしていたが、位相ノイズを直接的に検知する、あるい
は位相ノイズに対応する所定の情報を検知することで位
相ノイズを間接的に検知するなど、その他の検出方法を
用いて位相ノイズを検知・判定してもよい。たとえば位
相比較器１８の出力信号は発振回路出力ｆ３の位相ノイ
ズ（位相ムラ）を直接的に表すので、位相比較器１８の
出力信号のバラ付き度合いを監視して、上記実施形態で
説明したような制御をしてもよい。あるいは、デジタル
信号復調ＩＣ８２のようにデジタル信号処理する構成の
場合には、デジタル信号のアイパターンにおける開口部
分の面積が位相ノイズを表すので、この開口部分の面積
のバラ付き度合いを監視して、上記実施形態で説明した
ような制御をしてもよい。

【００６１】また本願発明は、動作電流によって位相ノ
イズが変動する発振器あるいはこの発振器を有する全て
の回路や装置に適用可能であり、発振器を構成する発振
回路（共振回路）の構成はどのようなものであってもよ
い。たとえば図５に示した実施形態では、位相同期回路
を用いたＰＬＬ周波数シンセサイザ方式の同調機構（選
局機構）を具備したテレビジョンシステムを例に説明し
たが、テレビジョンシステムに限らず、ラジオや無線機
あるいは携帯電話（たとえば広帯域の送受信特性が要求
されるＷ−ＣＤＭＡ方式のもの）などの位相同期回路を
備えた受信用あるいは送信用の通信装置に適用すること
もできる。また通信機器に限らず、位相同期回路が使用
され、所定の周波数範囲に亘って（比較的離れた２つの
周波数でもよい）使用されるその他の装置にも適用可能
である。たとえば一般的な角度変調回路や角度復調回路
並びにこれらの回路を備えた装置に適用可能である。も
ちろん、位相同期回路に限らず、発振器単独で使用され
る装置に適用することもできる。

【００６２】また、発振回路の動作電流を制御するため
の電流制御信号は、電圧信号に限らず電流信号であって
もよい。この場合、スイッチＳＷ１（図１や図２）およ
び可変電流源２９ａ（図３や図４）は、そのインターフ
ェース部分として電流入力端子を備えていればよい。ま
た、必要に応じて、電流／電圧変換あるいはその逆の電
圧／電流変換の機能部分を設けてもよい。

【００６３】

【発明の効果】以上のように、本発明によれば、発振回
路の動作電流を変更可能な構成としたので、発振回路の
動作電流を切り替えることで、動作電流固定の従来方式
の発振器よりも、より広い発振周波数帯域に亘って低位
相ノイズを得ることができるようになる。そして、この
ような発振器を有する各種の回路や装置は、広い周波数
帯域に亘って位相ノイズの問題が解消されるようにな
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る発振器の一実施形態を示す回路図
である。

【図２】図１に示した発振器を有する位相同期回路の一
実施形態を示すブロック図である。

【図３】図２に示した位相同期回路の変形例を示す図で
ある。

【図４】位相同期回路の他の変形例を示す図である。

【図５】ＶＣＯを有するチューナを備えたテレビジョン
システムの一例を示すブロック図である。

【図６】従来技術を示した図であって、位相同期回路の
基本構成を示したブロック図（Ａ）、および位相同期回
路における発振器の従来例を示した回路図である。

【符号の説明】

１…位相同期回路、３…テレビジョンシステム、１０…
ＰＬＬＩＣ、１２…基準発振器、１４，１６…可変分周
器、１８…位相比較器、２０…ＶＣＯ、２２…周波数制
御入力端子、２４…出力端子、２５…電流制御入力端
子、２６…発振回路、２７…周波数制御回路、２８…電
流源部、２９…電流切替回路、２９ａ…可変電流源、３
０…ループフィルタ回路、７０…チューナＩＣ、７２…
ミキサ部、７４…ＩＦアンプ、７６…データ変換器、８
０…高周波信号受信回路、８２…デジタル信号復調Ｉ
Ｃ、８４…ＣＰＵ、９０，９２…ジッタ量監視回路、Ｓ
Ｗ１…スイッチ、ＶＴ２１…基準電圧源

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5C025 AA14 AA26 DA01 5J106 AA04 BB01 BB04 CC01 CC21 CC41 CC53 EE01 GG01 HH03 JJ01 KK25

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 所定の周波数で発振する発振回路と、入
   力された周波数制御信号に基づいて前記発振回路の発振
   周波数を制御する周波数制御回路と、入力された電流制
   御信号に基づいて前記発振回路の動作電流を制御する動
   作電流制御回路とを備えたことを特徴とする発振器。
2. 【請求項２】 周波数制御入力端子を具備し、当該周波
   数制御入力端子に入力された周波数制御信号に対応する
   第１の周波数の出力信号を発生する発振器と、基準とな
   る第２の周波数の基準信号と前記第１の周波数に対応す
   る被比較信号との位相を比較する位相比較器と、前記位
   相比較器の出力信号を平滑化し、この平滑化した信号を
   前記周波数制御信号として前記発振器の前記周波数制御
   入力端子に印加するループフィルタ部とを備えた位相同
   期回路であって、 前記発振器は、所定の周波数で発振する発振回路と、前
   記周波数制御入力端子に入力された前記周波数制御信号
   に基づいて前記発振回路の発振周波数を制御する周波数
   制御回路と、電流制御入力端子と、当該電流制御入力端
   子に入力された電流制御信号に基づいて前記発振回路の
   動作電流を制御する動作電流制御回路とを備えたことを
   特徴とする位相同期回路。
3. 【請求項３】 前記発振器から出力される出力信号の周
   波数に基づいて前記電流制御信号を生成し、この生成し
   た電流制御信号を前記電流制御入力端子に印加する電流
   制御部を備えたことを特徴とする請求項２に記載の位相
   同期回路。
4. 【請求項４】 前記発振器から出力された出力信号の位
   相ノイズを検出し、この検出した位相ノイズに基づいて
   前記電流制御信号を生成し、この生成した電流制御信号
   を前記電流制御入力端子に印加する位相ノイズ監視部を
   備えたことを特徴とする請求項２に記載の位相同期回
   路。
5. 【請求項５】 前記発振器から出力された出力信号と当
   該出力信号とは異なる他の信号とに基づいて処理対象の
   デジタル信号を生成するデジタル信号処理部を備え、 前記位相ノイズ監視部は、前記デジタル信号処理部が生
   成した処理対象のデジタル信号のビットエラーレートを
   検出することにより前記位相ノイズを検出することを特
   徴とする請求項４に記載の位相同期回路。
6. 【請求項６】 発振回路、電流制御入力端子、および当
   該電流制御入力端子に入力された電流制御信号に基づい
   て前記発振回路の動作電流を制御する動作電流制御回路
   を有する発振器を具備した位相同期回路と、 前記発振回路から出力される出力信号の周波数に基づい
   て前記電流制御信号を生成し、この生成した電流制御信
   号を前記電流制御入力端子に印加する電流制御部を備え
   たことを特徴とする同調装置。
7. 【請求項７】 発振回路、電流制御入力端子、および当
   該電流制御入力端子に入力された電流制御信号に基づい
   て前記発振回路の動作電流を制御する動作電流制御回路
   を有する発振器を具備した位相同期回路と、 前記発振回路から出力された出力信号の位相ノイズを検
   出し、この検出した位相ノイズに基づいて前記電流制御
   信号を生成し、この生成した電流制御信号を前記電流制
   御入力端子に印加する位相ノイズ監視部とを備えたこと
   を特徴とする同調装置。
8. 【請求項８】 通信信号を受信する受信部を備え、 前記位相同期回路は、前記受信部が受信した受信波と前
   記発振回路から出力された出力信号とを位相比較するこ
   とを特徴とする請求項６または７に記載の同調装置。
9. 【請求項９】 前記発振器から出力された出力信号と前
   記受信部が受信した受信信号とに基づいて処理対象のデ
   ジタル信号を生成するデジタル信号処理部を備え、 前記位相ノイズ監視部は、前記デジタル信号処理部が生
   成した処理対象のデジタル信号のビットエラーレートを
   検出することにより前記位相ノイズを検出することを特
   徴とする請求項７に記載の同調装置。
10. 【請求項１０】 前記受信部は、前記通信信号としてテ
    レビジョン信号を受信することを特徴とする請求項６か
    ら９のうちの何れか１項に記載の同調装置。