JP2003142959A - 歪補償装置及び歪補償方法 - Google Patents
歪補償装置及び歪補償方法Info
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Abstract
に制御して、収束の高速化と、収束後の安定化とを図
る。 【解決手段】 送信信号x(t)を増幅する電力増幅器
6の増幅出力信号の一部を方向性結合器7等を介して帰
還し、送信信号との差の誤差信号e(t)と歪補償テー
ブル1からの歪補償信号とステップサイズパラメータμ
とを基に算出した信号と、電力算出部11等による送信
信号の電力とに対応した歪補償信号を歪補償テーブル1
から読出して、乗算器2により送信信号に乗算して、電
力増幅器6に入力する歪補償装置及び歪補償方法であっ
て、増幅出力信号のスペクトラムを求める高速フーリエ
変換部22と、算出したスペクトラムを基にACLR
(隣接チャネル漏洩電力比)を算出するACLR等算出
部23と、算出されたACLRと閾値設定部25からの
閾値とを比較して、ステップサイズパラメータμを切替
えるμ調整部24とを含むμ制御部21を備えて、歪補
償制御を行う。
Description
ける送信信号を増幅する電力増幅器の歪を、隣接チャネ
ル漏洩電力比が小さくなるように制御して補償する歪補
償装置及び歪補償方法に関する。
de Division Multiple Acce
ss)やPDC(Personal Digital
Cellular)等を適用した移動通信システムに於
いては、無線基地局の送信電力は例えば10mW程度か
ら20W程度の範囲に制御することが必要となる。この
ような制御手段としては、インナーループ方式、オープ
ンループ方式、クローズドループ方式等により、所望の
送信電力となるように電力増幅器を制御する送信電力制
御(TPC)が行われている。
を少なくする為に、線形領域で使用することが望ましい
が、電力負荷効率が数%程度の低いものとなり、送信電
力に対する消費電力が大きくなる。この電力負荷効率
は、入力電力に対して、その入力電力と出力電力との差
の割合を示すものである。例えば、図19は、出力電力
〔dBm〕と電力負荷効率〔%〕と入力電力〔dBm〕
との関係の一例を示すもので、横軸を入力電力〔dB
m〕、左側の縦軸を出力電力〔dBm〕、右側の縦軸を
電力負荷効率〔%〕とした出力電力と電力負荷効率との
関係の傾向を示すものである。即ち、出力電力特性の線
形領域のみを用いると、電力負荷効率は非常に低い値と
なることが判る。そこで、非線形領域に於いても使用で
きるようにして、電力負荷効率の向上を図るように制御
する手段が採用されている。
ると増幅歪が大きくなり、隣接チャネルに対する漏洩電
力が大きくなる。それによって、隣接チャネルに対して
妨害を与える問題が生じる。そこで、線形領域の広い特
性の電力増幅器を用いることが考えられるが、必要な能
力以上の電力増幅器を用意する必要があり、経済的な問
題が生じる。その為に、電力増幅器の歪を補償するリニ
アライザ(歪補償装置)を用いた構成が実用化されてい
る。
わない場合は、実線曲線で示す送信電力特性となり、1
点鎖線と2点鎖線との間の隣接チャネルに対する漏洩電
力が大きくなる。しかし、歪補償を行うことにより、点
線曲線で示すように、隣接チャネルに対する漏洩電力を
低減することができる。
接チャネルに漏洩する電力との比ACLR(Adjac
ent Channel Leakage Power
Ratio)は、図20の1点鎖線間の送信チャネル
の電力を表すスペトラクムの面積と、1点鎖線と2点鎖
線との間の隣接チャネルの漏洩電力を表すスペクトラム
の面積との比となる。この漏洩電力は、隣接チャネルに
対する雑音成分となるものであるから、周波数帯域の有
効利用を図る為に厳しく規定されている。なお、ACL
Rは、通常に使用されているACPR(Adjacen
t Channel Power Ratio)と同じ
意味のものである。
その隣のチャネルに漏洩する電力についても厳しく規定
されている。例えば、図21に示す送信帯域の送信電力
をP1とし、周波数の高い方の隣接チャネルの漏洩電力
をPH1、その次の隣接チャネルの漏洩電力をPH2と
し、周波数の低い方の隣接チャネルの漏洩電力をPL
1、その次の隣接チャネルの漏洩電力をPL2とする
と、隣接チャネル漏洩電力比ACLR1及び次隣接チャ
ネル漏洩電力比ACLR2は、 ACLR1=PH1(又はPL1)/P1 ACLR2=PH2(又はPL2)/P1 により求めることができる。この場合、ACLR1は、
PH1とPL1との平均値をP1の分子とすることも可
能である。同様に、ACLR2については、PH2とP
L2との平均値をP1の分子とすることも可能である。
以下の説明に於いて特に必要とする以外は、ACLRと
して説明する。
ニアライザ(歪補償装置)の基本構成説明図であり、1
10はプリディストーション部を構成する乗算器、11
1は適応歪補償制御部、112は減算器、113は電力
増幅器を示す。又f(p)は電力増幅器113の歪関数
を示す。なお、電力増幅器113の増幅出力信号の一部
を分岐する為の方向性結合器や検波器等は図示を省略し
ている。
(t)と増幅出力信号との差分e(t)を入力して、こ
の差分e(t)が零となる方向で且つ送信信号x(t)
の振幅又は電力に対応した歪補償信号を乗算器110に
入力する。それによって、電力増幅器113の増幅出力
信号に歪成分が生じないように、送信信号x(t)に逆
方向の歪、即ち、プリディストーションを与えるもので
ある。
20と、歪補償信号メモリ121と、歪補償信号生成部
122と、電力増幅器123と、減算器124とを含む
構成を有し、図22に示す基本構成と同様に、乗算器1
20により送信信号x(t)に、電力増幅器123の歪
関数f(p)に対応したプリディストーションを与える
ものである。又歪補償信号メモリ121は、送信信号x
(t)のレベル又はパワーに対応した歪補償係数を格納
し、送信信号x(t)と増幅出力信号との差分e(t)
を歪補償信号生成部122に入力して歪補償信号を生成
し、歪補償信号メモリ121の歪補償係数を更新する。
置)の構成は、特開平9−69733号公報に於いて提
案されている。同図に於いて、130は乗算器、131
は歪補償テーブル、132は電力算出部(|x(t)|
2 )、133は電力増幅器、134は減算器、135は
複素数変換部(conjg)、136〜138は乗算
器、139は加算器、140は方向性結合器を示す。又
f(p)は電力増幅器133の歪関数、x(t)は送信
信号、e(t)は送信信号と増幅出力信号を方向性結合
器140により一部分岐した信号との差分、μはステッ
プサイズパラメータ、y(t)は電力増幅器133の出
力信号を示す。
係数、x,y,f,h,u,eを複素数、*を共役複素
数とすると、乗算器137は、hn-1 (p)と、電力増
幅器133の出力信号y(t)を方向性結合器140に
より分岐して複素数変換部135により共役複素数に変
換したy* (t)とを乗算して、u* (t)を出力す
る。又乗算器136は、減算器134からのe(t)と
乗算器137からのu*(t)とを乗算し、乗算器13
8は、μと乗算器136からのe(t)・u* (t)と
を乗算し、加算器139は、hn-1 (p)とμ・e
(t)・u* (t)とを加算する。歪補償係数h
n-1 (p)は、以下の数式により算出されて、歪補償テ
ーブル131の更新が行われる。
n (p)は、 hn (p)=μ・y* (t)・h* n-1 (p)・e
(t)+h* n-1 (p) となる。
u* (t)とすると、(1)式となる。又電力算出部1
32により算出された(6)式の値が、歪補償テーブル
131のアドレスとなって、(1)式の結果で更新され
る。なお、(4)式の右辺は、電力増幅器133の振幅
歪が大きくないと仮定して約1としたものである。又こ
のような歪補償制御によって、電力増幅器133を非線
形領域で動作させても、隣接帯域に対する漏洩電力を低
減することができる。
成に於いて、ステップサイズパラメータμは、予め固定
的に設定されているものである。このステップサイズパ
ラメータμを大きくすると、歪補償制御の収束は早くな
る傾向を有するが、制御の安定度は劣化する問題があ
る。反対に、ステップサイズパラメータμを小さくする
と、歪補償制御の収束は遅くなる問題がある。このよう
に、ステップサイズパラメータμについて、収束速度と
安定度とのトレードオフにより定めることになる。即
ち、ステップサイズパラメータμの設定を誤ると、歪補
償制御の収束時間が長くなるか、又は不安定動作が生じ
る問題がある。本発明は、歪補償のステップサイズパラ
メータを適応的に制御し、高速収束化と安定化とを図る
ことを目的とする。
図1を参照して説明すると、送信信号x(t)を増幅す
る電力増幅器6の増幅出力信号の一部を方向性結合器7
等を介して帰還し、送信信号x(t)との差の誤差信号
e(t)と歪補償テーブル1からの歪補償信号とステッ
プサイズパラメータとを基に算出した信号と、電力算出
部11等による送信信号の電力とに対応した歪補償信号
を前記歪補償テーブル1から読出して、乗算器2により
送信信号に乗算して、電力増幅器6に入力する歪補償装
置であって、増幅出力信号のスペクトラムを求める高速
フーリエ変換部22と、算出したスペクトラムを基に隣
接チャネル漏洩電力比を算出する漏洩電力比算出部(A
CLR等算出部23)と、算出された隣接チャネル漏洩
電力比と閾値とを比較して、ステップサイズパラメータ
を切替える調整部(μ調整部24)とを含むステップサ
イズパラメータ制御部(μ制御部21)を備えている。
御部21)は、隣接チャネル漏洩電力比に対応した閾値
を出力する閾値生成部を有し、調整部(μ調整部24)
は、閾値生成部からの閾値と隣接チャネル漏洩電力比と
を比較して、閾値に対応したステップサイズμを選択出
力する構成とすることができる。又ステップサイズパラ
メータ制御部(μ制御部21)は、高速フーリエ変換部
22に於けるデータ数を、隣接チャネル漏洩電力比の値
が大きい時に小さくするように制御するデータ数制御部
を備えることができる。
(t)を増幅する電力増幅器6の増幅出力信号の一部を
方向性結合器7等を介して帰還し、送信信号x(t)と
の差の誤差信号e(t)と歪補償テーブル1からの歪補
償信号とステップサイズパラメータとを基に算出した信
号と前記送信信号の電力とに対応した歪補償信号を前記
歪補償テーブル1から読出して、送信信号x(t)に乗
算して、電力増幅器6に入力する歪補償方法であって、
増幅出力信号のスペクトラムを求め、このスペクトラム
を基に隣接チャネル漏洩電力比を算出し、この隣接チャ
ネル漏洩電力比と閾値とを比較し、隣接チャネル漏洩電
力比が閾値より小さくなった時に、ステップサイズパラ
メータを小さい値に切替える過程を含むものである。
応して連続的又はステップ状に変更して、隣接チャネル
漏洩電力比と比較し、ステップサイズパラメータの切替
えを行う過程を含むことができる。
の説明図であり、1は歪補償テーブル、2は乗算器、3
はDA変換器(DAC)、4は周波数変換部、5は局部
発振器、6は電力増幅器、7は方向性結合器、8は周波
数変換部、9は局部発振器、10はAD変換器(AD
C)、11は電力算出部(|x(t)2 |)、12は加
算器、13〜15は乗算器、16は減算器、17は複素
数変換部(conjg)、18〜20は遅延回路
(D)、21はステップサイズパラメータ制御部で、以
下μ制御部と称する。又22は高速フーリエ変換部(F
FT)、23は漏洩電力比算出部で、以下ACLR等算
出部と称する。又24はステップサイズパラメータの調
整を行う調整部で、以下μ調整部と称する。又25は閾
値設定部を示す。以下ステップサイズパラメータとして
μを用いて説明する。なお、他の係数を用いることも可
能である。
に入力し、又遅延回路18を介して電力算出部11と、
遅延回路20を介して減算器16とに入力する。そし
て、歪補償テーブル1からの歪補償係数h(p)(歪補
償信号)を乗算器2に入力して、送信信号x(t)に乗
算することによりプリディストーションを与え、DA変
換器3によりアナログ信号に変換し、周波数変換部4に
より局部発振器5からの信号と混合して送信周波数の信
号として、電力増幅器5により増幅し、図示を省略した
アンテナから送信する。
幅出力信号の一部を帰還するもので、この帰還した増幅
出力信号の一部を周波数変換部8により局部発振器9か
らの信号と混合して周波数変換し、AD変換器10によ
りディジタルの信号に変換し、信号r(t)として減算
器16と、複素数変換部17と、μ制御部21とに入力
する。
増幅器6による増幅出力信号を帰還した信号r(t)と
の差の誤差信号e(t)を求めるもので、遅延回路20
は、AD変換器10等を含む帰還経路の遅延時間を補償
する為のものである。又複素数変換部17による信号t
(t)の共役複素信号t(t)* と、歪補償テーブル1
から時刻t−1(時刻tに対して遅延回路19により遅
延)に於いて読出した歪補償係数ht-1 (p)(歪補償
信号)とを乗算器15により乗算し、この乗算出力信号
と誤差信号e(t)とを乗算器14により乗算し、この
乗算出力信号と、μ制御部21からのステップサイズパ
ラメータμとを乗算器13により乗算する。そして、こ
の乗算器13の乗算出力信号と、歪補償テーブル1から
読出した前述の歪補償係数ht-1 (p)とを加算器12
により加算し、この加算出力信号と、電力算出部11か
らの送信電力とを基に、歪補償テーブル1をアクセスし
て、時刻tに於ける歪補償係数ht (p)を乗算器2に
入力し、送信信号x(t)と乗算してプリディストーシ
ョンを与え、電力増幅器6により増幅する。
〜15と、電力算出部11と、加算器12と、複素数変
換部17とを含む構成は、図24に示すリニアライザと
同様な機能を有するものであり、又遅延回路18,19
は、遅延回路20と同様に、それぞれの時間を合わせる
為のものである。又μ制御部21は、高速フーリエ変換
部22と、ACLR等算出部23と、μ調整部24と、
閾値設定部25とを含む構成を有し、高速フーリエ変換
部22により、AD変換器10によるディジタル信号の
複数サンプリング・ポイント、例えば、1024のサン
プリング・ポイントを蓄積して周波数軸上に変換する。
それにより、例えば、図21に示すようなスペクトラム
が得られる。この場合、所定の時間ta毎に、1024
ポイントの各ポイント毎の平均値を求めてフーリエ変換
処理、或いは、フーリエ変換処理により求めたスペクト
ラムの平均化処理を行うことも可能である。
域が5MHzであるとすると、スペクトラムを基に中心
周波数の±2.5MHzの範囲の電力P1を求める。又
この送信帯域より周波数が高い方の5MHzの範囲の電
力PH1と、更にそれより5MHz高い範囲の電力PH
2を算出する。又送信帯域より周波数が低い方の5MH
zの範囲の電力PL1と、更にそれより5MHz低い範
囲の電力PL2を算出する。このようにスペクトラムを
基に隣接チャネル漏洩電力を算出して、正確なACLR
を求める。この場合のACLRも、前述のように、PH
1又はPL1のみを用いることも可能であり、又PH1
とPL1との平均値を基にACLRを求めることも可能
である。又PH2,PL2を含めてACLRを求めるこ
とも可能である。
に於いて算出されたACLRと、閾値設定部25に設定
されている閾値とを比較して、ステップサイズパラメー
タμの切替えを行うものである。即ち、ACLRが閾値
より大きい時は、歪補償制御が収束してない時であるか
ら、ステップサイズパラメータμを大きくし、ACLR
が閾値より小さくなると、歪補償制御が収束したと判定
して、ステップサイズパラメータμを小さくする。この
ステップサイズパラメータμは、例えば、μ=1/2n
(nは0を含む整数)とし、乗算器13はシフタとして
構成して、ステップサイズパラメータμに従ったビット
シフトを行う構成とすることができる。それにより、歪
補償制御の収束の高速化と安定化とを図ることができ
る。
ローチャートを示すもので、高速フーリエ変換部(FF
T)22に於いて、AD変換器10の出力を例えば10
24ポイント蓄積し(A1)、FFT演算を行う(A
2)。その結果のスペクトラムを基に或る時刻tの隣接
チャネル漏洩電力比ACLRtを算出する(A3)。こ
のACLRtを基にμ調整部24は、閾値設定部25に
設定された閾値と比較してステップサイズパラメータμ
を制御する(A4)。
チャートであり、ステップサイズパラメータμをμ1と
μ2(μ1>μ2の関係とする)とに切替える場合を示
す。先ず、歪補償制御の開始時に、μ調整部24に於い
てステップサイズパラメータμをμ1とし(B1)、高
速フーリエ変換部22は、AD変換器10の出力を10
24ポイント蓄積し(B2)、FFT演算を行う(B
3)。このFFT演算結果のスペクトラムを基にACL
R等算出部23に於いてACLRtを算出し(B4)、
μ調整部24に於いて、このACLRtと、閾値設定部
25からの閾値ACLRthとを比較する(B5)。
り大きいと、ステップサイズパラメータμは、μ1のま
まで、ステップ(B2)〜(B5)を繰り返す。そし
て、算出したACLRtが閾値ACLRthより小さく
なると、歪補償制御は収束に向かったと判定して、ステ
ップサイズパラメータμをμ2に切替える(B6)。そ
して、ステップ(B2)〜(B4)と同様なステップ
(B7)〜(B9)を繰り返して、歪補償制御を継続す
る。従って、ステップサイズパラメータμ1により歪補
償制御の収束を高速化し、ステップサイズパラメータμ
2により安定な歪補償制御が可能となる。
であり、図1と同一符号は同一部分を示す。従って、同
一機能部分についての重複した説明は省略する。又26
は閾値生成部であり、この閾値生成部26は、閾値をA
CLRの関数として生成する機能を有する関数発生器又
は算出したACLRをアドレスとして閾値を読出すテー
ブルとすることができる。それによりμ調整部24は、
算出されたACLRの値に対応した複数種類のステップ
サイズパラメータμの一つを選択して、乗算器13に加
えることができる。
チャートであり、ステップサイズパラメータμを初期値
とする(μ=μini)(C1)。この初期値は、ステ
ップサイズパラメータμの最大値とすることができる。
そして、AD変換器10からのディジタル信号につい
て、高速フーリエ変換部22に於いて1024ポイント
分を蓄積し(C2)、FFT演算を行う(C3)。AC
LR等算出部23は、FFT演算により求めたスペクト
ラムを基にACLRtを算出し(C4)、μ調整部24
は、算出したACLRtに対応した閾値ACLRthと
比較し、算出したACLRtが閾値ACLRthより小
さくなると、ステップサイズパラメータμを関数F(A
CLR)に従った値として、乗算器13に入力する。
(ACLR)に従って切替える為の一例の関数を図6に
示す。例えば、閾値をth1>th2>th3とし、ス
テップサイズパラメータμを、μ1>μ2>μ3>μ4
として、初期状態では、μini=μ1とする。即ち、
閾値生成部26は、ACLRtに対応した閾値th1,
th2,th3をμ調整部24に加えることになる。又
初期状態の時点では、ACLRt>th1となるから、
μ調整部24は、初期値μiniとした最も大きいステ
ップサイズパラメータμ1を選択して乗算器13に入力
する。
th1より小さくなり、th1>ACLRt>th2の
関係の場合、μ調整部24は、μ1からμ2に切替え
る。更にACLRtが小さくなって、th2>ACLR
t>th3の関係となると、μ調整部24は、μ2から
μ3に切替える。更にACLRtが小さくなって、th
3>ACLRtとなると、μ調整部24は、μ3からμ
4に切替える。このような状態を歪補償制御が収束した
状態と判定することもできる。
μ2,μ3,μ4のように、4種類とした場合を示す
が、更に多種類として切替える構成とすることも可能で
ある。又ステップサイズパラメータμをステップ状に切
替える場合のみでなく、ACLRtの大きさに対応し
て、直線状又は曲線状にステップサイズパラメータμを
選択する構成とすることも可能である。このように、ス
テップサイズパラメータμを歪補償制御の収束過程に従
って順次切替えることにより、収束の高速化と共に安定
化を図ることができる。
であり、図1及び図4と同一符号は同一部分を示し、同
一機能部分の重複する説明は省略する。この実施の形態
は、μ制御部21に、閾値設定部32と共に初期値設定
部31を設ける。この初期値設定部31は、所望の送信
電力値が変更になると、ステップサイズパラメータμを
初期値とする為のものである。即ち、送信電力制御に於
いて、チャネル数等に対応した送信電力値を上位レイヤ
ーから指示されることになるから、初期値設定部31
は、その送信電力値の変更があれば、ステップサイズパ
ラメータμを初期値に戻して、歪補償制御を再開させる
ものである。又閾値設定部32は、前述の各実施の形態
に於ける閾値設定部や閾値生成部等の機能と同一とする
ことができる。
チャートを示し、所望送信電力値、即ち、送信電力確定
pとすると(D1)、初期値設定部31に於いてステッ
プサイズパラメータμの初期値μ=μini(p)を設
定し(D2)、μ調整部24に於けるステップサイズパ
ラメータμの制御を行わせる。又高速フーリエ変換部2
2に於いてAD変換器10の出力を1024ポイント蓄
積し(D3)、高速フーリエ変換演算を行い(D4)、
ACLR等算出部23に於いてACLRtを算出し(D
5)、μ調整部24は、閾値設定部32からの閾値AC
LRthと算出したACLRtとを比較し(D6)、A
CLRtが閾値より小さくなると、ステップサイズパラ
メータμを、例えば、関数F(ACLR)に従って変更
し(D7)、初期値μ=μini(p)から変更したμ
=F(ACLR)を乗算器13に加えることになる。
であり、図1,図4及び図7と同一符号は同一部分を示
し、同一機能部分の重複した説明は省略する。この実施
の形態は、所望の送信電力値をμ調整部24に入力し、
又関数生成部33から、送信電力値と、ACLR等算出
部23からのACLRtとに対応した閾値を生成してμ
調整部24に入力する。
ーチャートであり、ステップサイズパラメータμの初期
値μ=μiniを設定し(E1)、高速フーリエ変換部
22は、AD変換器10の出力を1024ポイント蓄積
し(E2)、高速フーリエ変換演算を行い(E3)、A
CLR等算出部24はACLRtを算出する(E4)。
μ調整部24は、算出したACLRtと閾値ACLRt
hとを比較し(E5)、ACLRtが小さくなると、ス
テップサイズパラメータμの変更をμF(ACLR,
P)として示すように、ACLRtと所望送信電力値P
とに対応したステップサイズパラメータμとする(E
6)。即ち、閾値ACLRthを、算出したACLRt
と、指示された所望送信電力値Pとに対応して関数生成
部33からμ調整部24に入力するから、ステップサイ
ズパラメータμを、ACLRtと所望送信電力値Pとの
関数として制御することができる。
あり、送信電力P=Pa〔dBm〕と、それより低い送
信電力P=Pb〔dBm〕とについて、実線と点線とに
より、ACLRとμとの関係の一例を示すもので、歪補
償制御の開始時点では、ACLRは大きい値となる。し
かし、所望の送信電力が小さい場合は、送信電力が大き
い場合に比較して電力増幅器6は歪の少ない領域で動作
することになる。従って、点線で示すように、ステップ
サイズパラメータμの初期値を小さくして歪補償制御を
開始させる。それにより、収束を高速化することができ
る。この場合のステップサイズパラメータμは、4種類
を選択する場合を示すが、更に多種類とすることも可能
であり、又直線状又は曲線状に変化させる制御も可能で
ある。
図であり、前述の各実施の形態に於ける符号と同一符号
は同一部分を示し、同一の機能部分の重複した説明は省
略する。この実施の形態は、高速フーリエ変換するデー
タ数Nを、歪補償制御の開始時点は少なくし、収束方向
に向かって多くする制御を、データ数制御部34によっ
て行うものである。
ーチャートであり、データ数制御部34は、高速フーリ
エ変換部22に於いて演算する為のデータ数Nを例えば
32等の最小値を初期値とする(N=Nini)(F
1)。高速フーリエ変換部22は、AD変換器10の出
力のNポイント分を蓄積し(F2)、FFT演算を行う
(F3)。データ数Nが小さい値であるから、FFT演
算を高速で実行することができる。
を基にACLRtを算出し(F4)、データ数制御部3
4は、算出したACLRtと閾値thとを比較し(F
5)、ACLRtが小さくなると、データ数Nを大きい
値に変更する(F6)。この場合、関数F(ACLR)
としてデータ数Nを変更する場合を示す。
えば、図14に示すように制御することができる。即
ち、ACLRが−10〔dB〕程度の悪い値の場合に、
FFT演算の為のデータ数NをNini=32とし、A
CLRが−20〔dB〕程度となると、データ数N=6
4とし、ACLRが−30〔dB〕程度となると、デー
タ数N=512とし、ACLRが−40〔dB〕程度と
なると、データ数N=1024とすることができる。な
お、更に多数のデータ数を用いることも可能である。な
お、ACLRの値は前述の実施の形態に限定されるもの
ではない。
図であり、図9と同一符号は同一部分を示し、前述の各
実施の形態と同一の機能部分の重複した説明は省略す
る。この実施の形態は、間欠動作制御部40を設けて、
μ制御部21を間欠動作させる場合を示すもので、μ制
御部21は、前述の各実施の形態の構成を適用すること
ができる。
ーチャートであり、ステップ(G1)〜(G6)は、図
10に示す実施の形態のステップ(E1)〜(E6)と
同一である。又ステップ(G2)〜(G6)は、μ制御
部21の動作を示し、これを間欠動作制御部40によっ
て間欠動作させる。即ち、ステップサイズパラメータμ
を変更するか否かの制御のみを間欠動作させ、消費電力
の低減を図るものである。なお、この間欠動作は、歪補
償制御の開始時点では連続動作とし、収束した後に行う
ように制御することも可能である。
図であり、前述の各実施の形態の符号と同一符号は同一
部分を示し、同一の機能部分の重複した説明は省略す
る。この実施の形態は、複数チャネルの送信信号x1
(t),x2(t),x3(t),x4(t)を電力増
幅器6により増幅して送信する場合を示す。なお、送信
周波数に変調する手段、及び方向性結合器7を介して増
幅出力信号の一部を帰還し、中間周波数に変換する手段
の図示を省略している。
2の合成部、53はDA変換器(DAC)、54はロー
パスフィルタ(LPF)、55は加算器、56はDA変
換器(DAC)、57はローパスフィルタ(LPF)、
58はアッテネータ(ATT)、59は加算器を示し、
又所望送信電力値をμ調整部24に入力し、又周波数チ
ャネル情報をμ調整部24とACLR等算出部23とに
入力する。
(t),x4(t)を4キャリアとして送信する場合
に、第1の合成部51により合成した送信信号をDA変
換器53によりアナログ信号に変換し、ローパスフィル
タ54により不要帯域成分を削除し、加算器59に於い
てレベルを調整したプリディストーション用の信号と加
算して電力増幅器6に入力する。電力増幅器6は、4キ
ャリア分の送信信号を増幅して図示を省略したアンテナ
から送信する。又方向性結合器7により一部を分岐し、
AD変換器10に入力してディジタル信号に変換する。
号を用いて歪補償信号を生成するもので、前述のリニア
ライザとして説明したように、乗算器2からプリディス
トーションを与えた送信信号が出力される。この送信信
号と、合成部52により合成された送信信号との差分を
加算器55により求めると、歪補償成分の信号のみが出
力される。この歪補償信号をDA変換器56によりアナ
ログ信号に変換し、ローパスフィルタ57により不要帯
域成分を除去し、アッテネータ58により所望のレベル
に減衰させて加算器59に入力する。それにより、ロー
パスフィルタ54を介した送信信号に対してプリディス
トーションを与えて、電力増幅器6に入力することがで
きる。
変換して、歪補償信号を形成する為に、減算器16と複
素数変換部17とに入力する。又μ制御部21の高速フ
ーリエ変換部22は、例えば、1024ポイントのディ
ジタル信号を基にフーリエ変換して、送信信号のスペク
トラムを求め、ACLR等算出部23に於いて正確な隣
接チャネル漏洩電力比を求め、これを基にステップサイ
ズパラメータμを制御する。このようなステップサイズ
パラメータμの制御は、前述の各実施の形態と同様であ
る。なお、第1の合成部51により合成した送信信号
と、第2の合成部52により合成した送信信号とを分け
て、加算器55により歪補償信号を出力し、加算器59
に於いて、第1の合成部51により合成した送信信号に
歪補償信号を加算する構成としたことにより、複数キャ
リアの歪補償による電力増幅を効率良く実行することが
できる。
(t)〜x4(t)を電力増幅器6により増幅して送信
する場合、増幅出力信号の一部を帰還してDA変換し、
高速フーリエ変換部22に於いてフーリエ変換処理する
ことにより、例えば、図18に示すようなスペクトラム
が得られる。各キャリア毎の電力をP1,P2,P3,
P4、送信帯域より周波数の低い方の隣接チャネルの漏
洩電力をP11、更に低い方のチャネルの漏洩電力をP
12として示し、同様に、送信帯域より周波数の高い方
の隣接チャネルの漏洩電力をP41、更に高い方のチャ
ネルの漏洩電力を42として示す。
情報等を基に、スペクトラムから送信チャネルを判断
し、例えば、時刻tに於ける隣接チャネル漏洩電力比A
CLR11t,ACLR12tとを、ACLR11t=
P11/P1、ACLR12t=P12/P1として算
出する。同様にして、ACLR41t=P41/P4、
ACLR42t=P42/P4として算出する。そし
て、μ調整部24は、ステップサイズパラメータμを制
御する為に、送信帯域より周波数が低い方の隣接チャネ
ル漏洩電力比のみ、或いは高い方の隣接チャネル漏洩電
力比のみを用いることも可能であり、又ACLR11t
とACLR41tとの平均値と、ACLR12tとAC
LR42tとの平均値を用いることも可能である。又例
えば、ACLR11tとACLR12tとに対してそれ
ぞれの重み付けを行って制御することも可能である。
にステップサイズパラメータμの初期値を出力して乗算
器13に入力し、歪補償制御の進行状況に応じてステッ
プサイズパラメータμの切替えを行い、又送信電力値の
変更毎に、ステップサイズパラメータμを初期値に戻し
て、歪補償制御を再開させることができる。又閾値生成
部33は、前述のように、テーブル又は関数発生器等に
より構成し、現在時刻tに於いて算出したACLRtを
基に、閾値を変更し、μ調整部24は、この閾値とAC
LRtとを比較して、ステップサイズパラメータμを切
替える。
されるものではなく、種々付加変更することが可能であ
る。例えば、各実施の形態の遅延回路18〜20の遅延
時間を制御可能とすることもできる。又ステップサイズ
パラメータは、通常μとして使用されているパラメータ
以外の他のパラメータを用いることも可能である。
の増幅出力信号の一部を帰還して、前記送信信号との差
の誤差信号と歪補償テーブルからの歪補償信号とステッ
プサイズパラメータとを基に算出した信号と、前記送信
信号の電力とに対応した歪補償信号を前記歪補償テーブ
ルから読出して、前記送信信号に乗算して、前記電力増
幅器に入力する歪補償装置に於いて、前記増幅出力信号
のスペクトラムを求める高速フーリエ変換部と、前記ス
ペクトラムを基に隣接チャネル漏洩電力比を算出するA
CLR等算出部と、算出された前記隣接チャネル漏洩電
力比と閾値とを比較して前記ステップサイズパラメータ
を切替えるμ調整部とを含むμ制御部を備えたことを特
徴とする歪補償装置。
ネル漏洩電力比に対応した閾値を出力する閾値生成部を
有し、前記μ調整部は、前記閾値生成部からの前記閾値
と前記隣接チャネル漏洩電力比とを比較して、前記閾値
に対応した前記ステップサイズを選択出力する構成を有
することを特徴とする付記1記載の歪補償装置。 (付記3)前記μ制御部の前記μ調整部は、所望送信電
力値に対応したステップサイズパラメータの初期値を選
択出力する構成を有することを特徴とする付記1記載の
歪補償装置。 (付記4)前記閾値生成部は、所望送信電力値と隣接チ
ャネル漏洩電力比とを変数として前記ステップサイズパ
ラメータを出力する構成を有することを特徴とする付記
1又は2又は3記載の歪補償装置。 (付記5)前記μ制御部は、前記高速フーリエ変換部に
於いて蓄積してフーリエ変換するデータ数を、隣接チャ
ネル漏洩電力比が大きい時に小さい値とし、隣接チャネ
ル漏洩電力比が小さい時に大きい値に変更するデータ数
制御部を備えたことを特徴とする付記1乃至4の何れか
に記載の歪補償装置。 (付記6)前記μ制御部を間欠動作させる間欠動作制御
部を設けたことを特徴とする付記1乃至4の何れかに記
載の歪補償装置。
の合成部により合成して増幅する電力増幅器の増幅出力
信号の一部を帰還して、前記複数キャリアの送信信号を
第2の合成部により合成した送信信号との差の誤差信号
と歪補償テーブルからの歪補償信号とステップサイズパ
ラメータとを基に算出した信号と、前記第2の合成部に
より合成した送信信号の電力とに対応した歪補償信号を
前記歪補償テーブルから読出して前記送信信号に乗算
し、該乗算出力信号と前記第2の合成部により合成した
送信信号との差を補償信号として、前記第1の合成部に
より合成した送信信号に加算して前記電力増幅器に入力
する歪補償装置に於いて、前記増幅出力信号のスペクト
ラムを求める高速フーリエ変換部と、前記スペクトラム
を基に隣接チャネル漏洩電力比を算出するACLR等算
出部と、算出された前記隣接チャネル漏洩電力比と閾値
とを比較して前記ステップサイズパラメータを切替える
μ調整部とを含むμ制御部を備えたことを特徴とする歪
補償装置。
の増幅出力信号の一部を帰還して、前記送信信号との差
の誤差信号と歪補償テーブルからの歪補償信号とステッ
プサイズパラメータとを基に算出した信号と前記送信信
号の電力とに対応した歪補償信号を前記歪補償テーブル
から読出して、前記送信信号に乗算して、前記電力増幅
器に入力する歪補償方法に於いて、前記増幅出力信号の
スペクトラムを求め、該スペクトラムを基に隣接チャネ
ル漏洩電力比を算出し、該隣接チャネル漏洩電力比と閾
値とを比較し、該隣接チャネル漏洩電力比が閾値により
小さくなった時に前記ステップサイズパラメータを小さ
い値に切替える過程を含むことを特徴とする歪補償方
法。 (付記9)前記閾値を前記隣接チャネル漏洩電力比の値
に対応して連続的又はステップ状に変更して、前記隣接
チャネル漏洩電力比と比較して、前記ステップサイズパ
ラメータの切替えを行う過程を含むことを特徴とする付
記8記載の歪補償方法。
値を前記ステップサイズパラメータの初期値として歪補
償制御を開始させる過程を含むことを特徴とする付記8
又は9記載の歪補償方法。 (付記11)前記隣接チャネル漏洩電力比と比較する閾
値を、前記隣接チャネル漏洩電力比と所望電力値とを変
数として生成する過程を含むことを特徴とする付記8又
は9又は10記載の歪補償方法。 (付記12)前記増幅出力信号のスペクトラムを求める
為のフーリエ変換に用いるデータ数を、隣接チャネル漏
洩電力比が大きい時に小さい値とし、隣接チャネル漏洩
電力比が小さい時に大きい値に変更して、隣接チャネル
漏洩電力比を算出する為のフーリエ変換処理を行う過程
を含むことを特徴とする付記8乃至11の何れかに記載
の歪補償方法。 (付記13)前記ステップサイズパラメータを求める処
理を、所定の時間間隔で間欠的に実行する過程を含むこ
とを特徴とする付記8乃至12の何れかに記載の歪補償
方法。
1の合成部により合成して増幅する電力増幅器の増幅出
力信号の一部を帰還して、前記複数キャリアの送信信号
を第2の合成部により合成した送信信号との差の誤差信
号と歪補償テーブルからの歪補償信号とステップサイズ
パラメータとを基に算出した信号と、前記第2の合成部
により合成した送信信号の電力とに対応した歪補償信号
を前記歪補償テーブルから読出して前記送信信号に乗算
し、該乗算出力信号と前記第2の合成部により合成した
送信信号との差を補償信号として、前記第1の合成部に
より合成した送信信号に加算して前記電力増幅器に入力
し、該電力増幅器の歪を補償する歪補償方法に於いて、
前記増幅出力信号のスペクトラムを求め、該スペクトラ
ムを基に隣接チャネル漏洩電力比を算出し、算出された
前記隣接チャネル漏洩電力比と閾値とを比較して、前記
ステップサイズパラメータを切替える過程を含むことを
特徴とする歪補償方法。
制御に於けるステップサイズパラメータ(μ)を、時刻
tに於いて算出した漏洩電力比(ACLRt)と閾値と
を比較して切替えるものであり、歪補償制御の開始初期
には、ステップサイズパラメータ(μ)の値を大きくし
て、収束の高速化を図り、収束後は、ステップサイズパ
ラメータ(μ)の値を小さくして、安定化を図ることが
できる。又所望の送信電力値に対応したステップサイズ
パラメータ(μ)の初期値を設定することにより、送信
電力値が小さい場合の歪補償制御の収束を高速化するこ
とができる。又漏洩電力比(ACLRt)と比較する閾
値を、漏洩電力比(ACLRt)に対応した値、更に
は、送信電力値に対応した値とすることより、ステップ
サイズパラメータ(μ)を、歪補償制御の進行状況に対
応して適応的に変更することができるから、高速に且つ
安定に収束状態に向かって制御することができる利点が
ある。
トである。
ある。
ある。
ある。
である。
である。
説明図である。
である。
ある。
Claims (5)
- 【請求項1】 送信信号を増幅する電力増幅器の増幅出
力信号の一部を帰還して、前記送信信号との差の誤差信
号と歪補償テーブルからの歪補償信号とステップサイズ
パラメータとを基に算出した信号と、前記送信信号の電
力とに対応した歪補償信号を前記歪補償テーブルから読
出して、前記送信信号に乗算して、前記電力増幅器に入
力する歪補償装置に於いて、 前記増幅出力信号のスペクトラムを求める高速フーリエ
変換部と、前記スペクトラムを基に隣接チャネル漏洩電
力比を算出する漏洩電力比算出部と、算出された前記隣
接チャネル漏洩電力比と閾値とを比較して前記ステップ
サイズパラメータを切替える調整部とを含むステップサ
イズパラメータ制御部を備えたことを特徴とする歪補償
装置。 - 【請求項2】 前記ステップパラメータ制御部は、前記
隣接チャネル漏洩電力比に対応した閾値を出力する閾値
生成部を有し、前記調整部は、前記閾値生成部からの前
記閾値と前記隣接チャネル漏洩電力比とを比較して、前
記閾値に対応した前記ステップサイズを選択出力する構
成を有することを特徴とする請求項1記載の歪補償装
置。 - 【請求項3】 前記ステップサイズパラメータ制御部
は、前記高速フーリエ変換部に於けるデータ数を、前記
隣接チャネル漏洩電力比の値が大きい時に小さくするよ
うに制御するデータ数制御部を備えたことを特徴とする
請求項1又は2記載の歪補償装置。 - 【請求項4】 送信信号を増幅する電力増幅器の増幅出
力信号の一部を帰還して、前記送信信号との差の誤差信
号と歪補償テーブルからの歪補償信号とステップサイズ
パラメータとを基に算出した信号と、前記送信信号の電
力とに対応した歪補償信号を前記歪補償テーブルから読
出して、前記送信信号に乗算して、前記電力増幅器に入
力する歪補償方法に於いて、 前記増幅出力信号のスペクトラムを求め、該スペクトラ
ムを基に隣接チャネル漏洩電力比を算出し、該隣接チャ
ネル漏洩電力比と閾値とを比較し、該隣接チャネル漏洩
電力比が閾値より小さくなった時に前記ステップサイズ
パラメータを小さい値に切替える過程を含むことを特徴
とする歪補償方法。 - 【請求項5】 前記閾値を前記隣接チャネル漏洩電力比
の値に対応して連続的又はステップ状に変更して、前記
隣接チャネル漏洩電力比と比較して、前記ステップサイ
ズパラメータの切替えを行う過程を含むことを特徴とす
る請求項4記載の歪補償方法。
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