JP2007535835A - 汎用ｒａｋｅ受信機アーキテクチャにおける連続的な干渉の除去 - Google Patents

Abstract

受信機が、合成された受信信号の中に含まれる複数の注目信号を復号する受信機回路を含む。受信機は、合成された受信信号の中に含まれる各々の信号を検出するための複数の信号検出段を含む。各検出回路は、少なくとも1つの汎用ＲＡＫＥ合成回路を含み、出力時に検出信号を生成する。最終段を除く各段はさらに信号再生回路を含んでおり、次の段に渡される段入力信号から、その段によって検出された注目信号を除去することによって、注目信号の連続検出が前に検出された信号の累積除去から恩恵を受けるようになっている。

Description

汎用ＲＡＫＥ受信機アーキテクチャにおける連続的な干渉の除去に関する。

先端的な第３世代（３Ｇ）無線通信システムは、音声、高速パケット・データ、マルチメディア・サービス等、いくつかの異なる種類のサービスをサポートしている。さらに、３Ｇシステムでは、ユーザが複数の異なるサービスに同時にアクセスできる。これらのサービスへの需要に対応するため、将来の無線通信システムは第２世代（２Ｇ）システムより高い処理能力を提供する必要がある。処理能力を高めるには追加の帯域を割り当てればよいが、これは実現性が低い。よって、すでに割り当てられている帯域をもっと効率良く使えばよい。

ＷＣＤＭＡ （Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ、広帯域符号分割多元接続）は、３Ｇサービスへの需要を満たすのに役立つことが期待されている技術の一つである。ＷＣＤＭＡは広帯域周波数チャネル上の無線通信のための多元接続技術である。狭帯域符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）と同様、ＷＣＤＭＡは拡散符号を用いて狭帯域信号を周波数チャネルの幅全体に拡げる。各ユーザは個別のチャネル上で送信し、他のユーザと同時に送信することもできる。複数のユーザからの信号は通信チャネル上での送信中に合成されるため、受信機は、時間および周波数において重なり合う、すべてのユーザ信号の合計を受信する。
米国特許第６，３６３，１０４号明細書 米国特許出願第０９／３４４，８９８号明細書 米国特許出願第０９／３４４，８９９号明細書

現在のところ実現されているＷＣＤＭＡは、他のユーザについて考慮せずに各ユーザからの信号を個別に検出するＲＡＫＥ受信機と呼ばれる単一ユーザ受信機を用いている。ＲＡＫＥ受信機は、単一ユーザの拡散符号に適合されている複数のＲＡＫＥフィンガを含んでいる。各ＲＡＫＥフィンガは、ユーザ信号の多様なマルチパスを検出するための多様な時間的遅延の一つにそれぞれ整合されている。これらのＲＡＫＥフィンガは、ユーザに割り当てられた特定の拡散符号を用いてそのユーザの信号を逆拡散する相関器を含んでいる。他のユーザからの信号はすべて、雑音として扱われる。ＲＡＫＥ合成回路が各ＲＡＫＥフィンガから出力される逆拡散信号を合成して、信号対雑音比(ＳＮ比)が向上した合成信号が得られる。

従来型のＲＡＫＥ受信機は受信信号のＳＮ比を向上させることができるが、他のユーザの信号によって引き起こされた干渉、すなわち、多元接続干渉（ＭＡＩ）やシンボル間干渉（ＩＳＩ）には対応していない。多元接続干渉やシンボル間干渉はＣＤＭＡシステムの処理能力に制限を加える。多元接続干渉の原因は、マルチパス・フェージング・チャネルにおける多様な拡散符号間の相互相関である。シンボル間干渉の原因は、マルチパスチャネルに発生する送信信号のひずみである。ユーザ数が増加すると、多元接続干渉も増加する。ユーザ数が多くなると、従来型の単一ユーザ受信機では、干渉レベルが高くなると弱いユーザ信号を検出できないおそれがある。

最近になって、単一アンテナ型の汎用ＲＡＫＥ（Ｇ−ＲＡＫＥ）受信機が開発され、干渉の抑圧効果が改善された。干渉の抑圧は多元接続干渉やシンボル間干渉を有色ガウス雑音として扱うことによって達成される。フィンガ全域の雑音相関が、その後、フィンガ遅延を適合させて重みを合成することによって利用される。このようにして、ユーザ信号間の直交性が部分的に復元される。Ｇ−ＲＡＫＥ受信機は米国特許第６，３６３，１０４号および米国特許出願第０９／３４４，８９８号および第０９／３４４，８９９号において説明されており、そのいずれも参照により本願に援用する。

マルチユーザ検出（ＭＵＤ）が単一ユーザ検出の代替案として提案されており、多元接続干渉を抑圧してシステムの能力の向上に効果的な方法であることが分かっている。マルチユーザ検出システムでは、干渉元ユーザからの信号が個々のユーザ信号の検出に使用される。マルチユーザ検出システムの例は、連続的干渉除去(ＳＩＣ)と決定フィードバック（ＤＦ）を含む。連続的干渉除去による手法は、干渉元ユーザのビットについて一旦決定が下されると、チャネルの情報を使用して受信機において干渉信号を再生することで、再生された干渉信号を受信信号から除去できるという考えに基づいている。このプロセスは一人以上の他のユーザの信号について連続的に繰り返され、他のユーザに関連する信号の各々が検出されるにつれて徐々に干渉が減っていく。通常、最も強い信号が最初に検出されて受信信号から除去され、これによって、より弱い信号について干渉が軽減される。

決定フィードバック（ＤＦ）による手法も同様の考えに基づいている。但し、減算は受信信号のプロセス後のバージョン、すなわち、受信機決定統計値に対して行われる。さらに、減算する量は、前に検出されたユーザ・ビットから、決定フィードバック等化処理と同様の方法で決定される。マルチユーザ検出システムは多元接続干渉を減少させるのに有効だが、ユーザ数の拡大につれて最適なマルチユーザ検出システムの複雑性が急激に高まる。従って、最も実際的なマルチユーザ検出システムは、最適に満たない検出システムを使うことになる。

現在、３Ｇ無線通信システムで、特に、ＷＣＤＭＡやその他のシステムにおけるＨＳＤＰＡ（ｈｉｇｈ−ｓｐｅｅｄ−ｄｏｗｎｌｉｎｋ−ｐａｃｋｅｔ−ａｃｃｅｓｓ、高速下り回線パケット・アクセス）について、データ速度を高速化するため、ＭＩＭＯ（ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｉｎｐｕｔ−ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｏｕｔｐｕｔ、マルチ入力／マルチ出力）アンテナ・システムに対する関心が高まっている。ＭＩＭＯは驚異的な能力拡大をもたらすことが分かっている。通常の運用環境では、ＭＩＭＯチャネルが周波数選択式であり、シンボル間干渉や多元接続干渉を引き起こす。加えて、フラット・フェージング・チャネルにおいてでさえ、自己干渉や符号再利用干渉が発生する。これは、符号の制限の問題を避けるため、ＨＳＤＰＡで使用される拡散符号がアンテナ全体で再利用されることが多いからである。ＭＩＭＯシステムの課題は、適度な算出上の複雑度を維持しながら高性能を達成するようなＭＵＤ受信機を設計することである。なぜなら、移動端末の処理能力は限られており、また、マルチコードマルチアンテナ通信であるため復調すべき信号数が多いからである。

これまでＭＩＭＯシステムの研究の多くは、連続的干渉除去と決定フィードバックの両方の手法を使用することを提案している、有名なＶｅｒｔｉｃａｌ−Ｂｅｌｌ−ｌａｂｏｒａｔｏｒｉｅｓ−ＬＡｙｅｒｅｄ Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ (Ｖ−ＢＬＡＳＴ)システムに焦点を絞ってきた。Ｖ−ＢＬＡＳＴシステムにおいて、連続的干渉除去又は決定フィードバックを用いる干渉除去では、復号する前の検出ビットを基にしている。なぜなら、異なる情報信号が合同で符号化されているからである。最近になって、ＨＳＤＰＡと共に使用するＶ−ＢＬＡＳＴの有望な代替案が提案された。ＰＡＲＣ（Ｐｅｒ−Ａｎｔｅｎｎａ−Ｒａｔｅ−Ｃｏｎｔｒｏｌ、アンテナごとのレート制御）と呼ばれるものである。この手法ではＶ−ＢＬＡＳＴよりかなり高速のデータ速度が得られる。ＰＡＲＣの考え方は、送受信アーキテクチャの組み合わせに基づいている。各アンテナへのストリームについてそれぞれ異なる速度で独立して符号化が実行され、その後、受信機で、連続的干渉除去（ＳＩＣ）の適用と復号処理が行われる。連続的干渉除去の各段（ステージ）で信号対干渉および雑音比に基づいて、アンテナ毎の速度のフィードバックが必要である。この考え方によって、ＭＩＭＯのフラット・フェージング・チャネルの完全なオープンループ性能が達成され、高速のデータ速度が提供される可能性が示されている。

本発明は、受信機回路が汎用ＲＡＫＥ（Ｇ−ＲＡＫＥ）アーキテクチャを採用し、受信した合成信号の中の注目信号を、一組をなす連続した複数の信号検出段を用いて検出する方法および装置を含む。一連の連続した信号検出段は、先行する信号検出段のそれぞれにおいて検出された注目信号を、その組における次の信号検出段へ提供されることになっている入力信号から連続的に除去するように配置され構成されている。各信号検出段における信号検出には、Ｇ−ＲＡＫＥ合成器（コンバイナ）の利用が役に立つ。Ｇ−ＲＡＫＥ合成器は、各信号検出段に提供される各入力信号の逆拡散値間の阻害相関を算出する。その際に、各信号検出段で算出された阻害相関がその信号検出段に提供された特定の入力信号に依存するように算出される。従って、連続した信号検出段の各々について算出した阻害相関は、先行する信号検出段で検出された注目信号の連続的除去の関数として変化する。

従って、一つ以上の例示的な実施形態において、本発明は、二つ以上の注目信号を含む、受信した合成通信信号を処理する方法を含む。本方法は、一連の連続した複数の信号検出段において連続信号のうちの注目信号を個別に検出する工程、および、その組における次の信号検出段へ渡される入力信号について各信号検出段で検出された注目信号を除去する工程を含む。各信号検出段において注目信号を検出する工程は、その信号検出段における入力信号についのて複数の逆拡散値間の阻害相関の関数として合成重みを生成する工程と、合成重みに従って逆拡散値を合成する工程を含んでいる。

上記の方法について補足すると、例示的な受信機回路が、複数の連続した信号検出段を含む。各信号検出段には、ＲＡＫＥ合成回路が含まれる。ＲＡＫＥ合成回路は、受信した合成通信信号から導出された信号検出段への入力信号について複数の逆拡散値を合成することによって、合成通信信号の中の受信した注目信号を検出するように構成されている。また、最終段を除く各信号検出段には、さらに、次の信号検出段へ渡すことなっている入力信号から、その信号検出段によって検出された注目信号を除去するように構成された信号再生回路が含まれている。各信号検出段の例示的なＲＡＫＥ合成回路は、ＲＡＫＥ合成重みを生成するように構成されている。このＲＡＫＥ合成重みは、入力信号についての複数の逆拡散値間の一つ以上の阻害相関に基づいて注目信号を検出するために使用される。

本発明の多くの例示的実施形態の詳細を論じたり図解したりすることは、ある程度の複雑さを必然的に伴う。そのような複雑な内容は本明細書の後半に記述する例示的な詳細説明の中でより詳しく検討するとして、まずは本発明の巨視的な側面について、図１に示す比較的単純な図を参考にしながら説明する。

図１について検討する前に、本発明は大まかに言ってＧ−ＲＡＫＥをベースにした信号検出と連続的な干渉除去を組み合わせたものの応用に関係していることをご理解いただきたい。本明細書で使用される用語「Ｇ−ＲＡＫＥ」は、ＲＡＫＥ回路によってＲＡＫＥ合成された逆拡散値のストリーム間についての阻害相関を算出するＲＡＫＥ合成回路やＲＡＫＥ合成方法を示している。そのような阻害は、例えば、多元接続干渉、拡散符号の積極的な再利用、チャネル・フェージング条件等が原因で発生する。ここで留意すべきは、自セルの多元接続干渉は干渉の一因となり、一方で、他セルの多元接続干渉は雑音として処理されうることである。しかし、それとは関係なく、本明細書で以下に説明するとおり、本発明書で使用されるＧ−ＲＡＫＥ処理は、連続的な干渉除去処理に適合されており、前に述べたように、例示的な信号検出チェーンによる連続したステージ（段）における阻害相関算出は、連続的な信号除去から生じる阻害条件の変化を反映している。

図１を参照すると、例示的な無線通信システム８は、チャネル１１を通じて通信する送信機１０と受信機１２を含むのが分かる。これらは通常、送受信信号の処理パス（例えばフィルタパルス形）の影響および送信媒体（例えば送信機と受信機間の伝搬パス）の影響を含んでいると考えられる。例えば送信機１０は無線基地局に含まれているか、もしくは関連していてもよいし、他方、受信機１２は移動端末、例えば携帯無線電話、ＰＤＡ、ノートパソコン、その他の無線通信機能を持つ装置に含まれているか、もしくは関連していてもよい。

送信機１０と受信機１２は、例えば無線信号フォーマットまたはプロトコルに従って動作する。無線信号フォーマットまたはプロトコルとは、ＩＳ−９５Ｂ／ＩＳ−２０００（ＣＤＭＡ ２０００）、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）、広帯域ＣＤＭＡ（ＷＣＤＭＡ）、およびユニバーサル移動体通信システム（ＵＭＴＳ）標準のうちの一つであってもよいが、それにのみ限定されることはない。このように、本発明については下記の説明においてさまざまな点でＷＣＤＭＡシステムの用語を用いて説明するが、本発明が他の標準を使った他の環境においても採用されうることは当業者には明白であろう。

さらに、例示的な送信機１０は、各種の望ましい送信機の構成に従って構成してもよいことを理解すべきである。例えば、送信機１０は複数の送信機アンテナを使用してユーザの望む信号を同時並行的なサブストリームとして送信することを特徴とするＢＬＡＳＴ構成（例えばＣＲ−ＢＬＡＳＴ）に従って構成されてもよい。この手法を使えば、所与のユーザについての情報信号は並行するサブストリームに分割され、その各々は個別に符号化されてもよい。受信機１２で、サブストリームは、通常、複数の受信機アンテナを使用してマルチパス受信され、本発明に従って、受信したサブストリームの各々は、一組の信号検出段で、注目信号として連続的に検出されうる。そして各サブストリームの影響は、信号検出段のチェーンを下方に進むにつれて連続的に除去される。そのような構成において、例示的な受信機１２は、各信号検出段を送信機アンテナの所与の一つと関連付けてもよい。もちろん、送信機１０が、ＰＡＲＣのような他の送信方法向けに構成されていてもよい。それについては本明細書の中でもっと詳しく説明する。例示的な受信機１２の選択された態様が、所与の送信機に含まれる構造の特定の機能を利用するように構成されてもよい。

図２は、無線フロントエンドが複数の受信機アンテナと一つ以上の無線プロセッサ１４、および本発明の例示的な実施形態に従って構成されている受信機回路１６を含むという特徴を持つ、受信機１２の例示的な詳細を示す図である。受信機回路１６は、複数の連続した信号検出段１８−１から１８−Ｍまでを含んでおり、例示的構成において、各段は、信号検出回路２０、および、加算回路２４を含むか、またはそれに関連付けられている信号再生回路２２を含んでいる。

動作中、無線プロセッサ１４は、複数の注目信号を含む受信した合成信号に対応するデジタル化されたサンプル信号を提供するように構成されている。そのような信号は、２つ以上の送信機アンテナから送信された同じ情報、所与のユーザ信号（例えば、ＢＬＡＳＴやＰＡＲＣ）の異なるサブストリーム、マルチ符号信号の中の異なるストリーム等を表してもよい。

いずれにしても、連続する信号検出段１８は、受信した合成信号、例えば、信号Ｓ_１、Ｓ_２、、、、Ｓ_Ｍの中で注目信号の連続的検出を提供するように構成されており、さらに、検出チェーンにおいて、後続の段（後段）が、先行する段（前段）における信号検出と除去によって恩恵を受けるような形で、検出した信号の連続的除去を提供するように構成されている。上記で明らかなように、各信号検出段１８において注目信号を検出し、次段１８に提供されることになっている入力信号から当該検出された注目信号を除去することを基本として、カスケード接続された信号検出段の入力信号から「干渉」が連続的に順次除去される。

例えば、図示された構成において、信号検出段１８−１は、その信号検出回路２０を用いてその段の入力信号から注目信号Ｓ_１を検出する。信号Ｓ_１は、信号検出段１８−１によって検出され、次段へと転送されることになっている入力信号から除去される。従って、次段へと転送されることになっている入力信号は、残った未検出の注目信号Ｓ_２、Ｓ_３、、、、Ｓ_Mを含んでいる。その次段へと転送されることになっている入力信号は、次の信号検出段１８−２に渡される。信号検出段１８−２は、信号Ｓ_２を検出してそれをさらに次段へと転送されることになっている入力信号から取り除く。次段へと転送されることになっている入力信号は残りの未検出の注目信号Ｓ_３、、、、Ｓ_Ｍを含んでいる。信号検出段１８−３は、信号Ｓ_３を検出して除去し、次段へと転送されることになっている入力信号が最終段１８−Ｍによって処理されて、最後の未検出注目信号であるＳ_Ｍに達するまで、以下同様に行われる。そのような動作により、一連の信号検出段１８を通じて処理が進行するにつれて相互に受信された注目信号により引き起こされる干渉が連続的に弱められていくことから、段１８-nに至る入力信号は、先行する全ての信号検出段における除去によって恩恵を受けることが分かる。

この構成を使用して、２つ以上の注目信号を含む受信した合成通信信号を処理する例示的な方法が、受信機回路１６を使用して実装されてもよい。受信機回路１６は、一連の信号検出段１８における連続した段において注目信号を個々に検出し、次の段へ渡されることになっている入力信号について各段で検出される注目信号を除去することを基本とする。一連の信号検出段１８の各段において、注目信号の検出工程は、（ＲＡＫＥ）合成重みを、その段における入力信号の逆拡散値間の阻害相関の関数として生成する工程と、合成重みに従って逆拡散値を合成する工程を含む。

図３は、上記方法の一つ以上の実施形態に係る受信機回路１６のn番目の段１８における信号処理動作の例示的な処理ロジックを示す図である。信号検出段１８−ｎは、受信した合成信号から導出される入力信号を受信する。前段１８−（ｎ−１）からの除去信号によって、当該除去信号により引き起こされていた干渉が除去され、干渉が削減された入力信号の逆拡散値について動作が実行される。

信号検出段１８−ｎに含まれる信号検出回路２０は、段１８−ｎへ渡された入力信号についての複数の逆拡散値間における阻害相関を算出する。これらの阻害相関は、正味のチャネル推定値と共に合成重みを生成するのに使われ、合成重みは、入力信号の逆拡散値についての複数のストリームをＲＡＫＥ合成して合成信号を生成するのに使用される（ステップ３００、３０２、３０４）。異なる複数のストリームは、ＲＡＫＥ逆拡散器のフィンガの遅延整合を変えることによって（すなわち、受信した合成信号に対する時間的な整合がそれぞれ異なるように設定された複数の相関器によって）生成される。

合成された逆拡散値、すなわち、ＲＡＫＥ合成された信号は復調され、注目信号の中で検出されたビットの推定値に対応する軟判定値が得られる。注目信号は符号化されたビットを含む。その場合、軟判定値は復号され、復号されたビットが得られる。信号検出段１８−ｎは、軟判定復号値に対して直接硬判定を実行し、硬判定検出されたビットを得ることによって、または軟判定値から得られる復号されたビットを再符号化することによって、軟判定値からビットを生成する（ステップ３０６）。ＲＡＫＥ合成された信号の復調から得られる軟判定値から復号されたビット（ステップ３０８）を得るための復号回路を各段が含んでもよいし、一元化された復号器を使用してもよい。復号されたビットを再符号化して信号再生や除去動作に必要な符号化されたビットを得ようとすると追加の処理が必要になるが、再符号化されたビットは軟判定値の復号の間に行われる誤り訂正によって利益を得る。従って、次の段に向けた除去信号を生成するための再符号化されたビットの使用は、軟判定値に直接硬判低ロジックを適用することによって得られた符号化されたビットより、よりロバストな除去信号をもたらす。一般に、注目信号は符号化されたビットまたは符号化されていないビットを含むことがあり、従って各段で検出されたビットは、符号化されたビットまたは符号化されていないビットに相当することがある。従って、処理は復号を含むこともあり、含まないこともある。本発明はそのような筋書きをすべて予期している。

それとは関係なく、１８−ｎの信号再生回路は、注目信号について検出されたビットに基づいて検出された注目信号を再生することによって、段１８−（ｎ+１）の除去信号を生成する。例えば、硬判定検出されたビットが軟判定値から直接生成されてもよいし、そのような軟判定値が（もし適切であるなら）復号され、その後再符号化されて再符号化されたビットが得られてもよい。（ステップ３１０）。本明細書の後半でもっと詳しく説明するが、次段へと転送されることになっている入力信号は、段１８すべてに共通するフロントエンド相関回路による逆拡散値出力を含んでもよい。（複数のＲＡＫＥフィンガ３３を含む例示的なフロントエンド逆拡散器３１の図解については、図４を参照されたい。）この場合、信号再生回路は、符号相互相関情報、すなわち、不完全な直交性や符号の再利用等から生じる符号間の干渉を利用して、共通の逆拡散器と整合性が取れた方法で逆拡散値を再生する。別の実施形態では、次段へと転送されることになっている入力信号は、受信した合成信号から連続的に干渉を除去されたサンプル信号であり、逆拡散は各段１８においてローカルに実行される。（例示的な段毎の逆拡散回路３１については図５を参照されたい。）この例では、信号再生回路２２は、符号化されたビットを変調シンボルにマッピングし、これらのシンボルを同じ拡散符号を使用して逆拡散し、逆拡散されたシンボルにチャネル推定値を適用することによって、段１８−（ｎ+１）のための除去信号を生成する。

図６では、信号検出段１８の所与の１つについて例示的な詳細を図解しており、上述の装置および方法がもっと理解しやすくなっている。（ここで留意すべきことは、この図は、信号検出段１８のすべてに適用されるが、その一連の信号検出段の最終段は、信号再生回路２２なしで構成されうることである。）
図示するとおり、例示的な信号検出回路２０は、合成回路３０、合成重み生成器３２、阻害相関推定器３４、チャネル推定器３６、復調器３８、そして任意で復号器４０を含む。さらに、例示的な信号再生回路２２は、硬判定プロセッサ４２と信号再生器４４を含む。回路の検出部分が復号器４０を含む場合、硬判定プロセッサ４２の代替として、信号再生回路２２が再符号器４６を含んでもよい。もちろん、図の機能的配置は必要に応じて変更できることは理解されるべきである。例えば、復号器４０は、再生回路２２の中に「位置」して、再符号器４６への（そして必要や希望に応じて、より高いレベルの処理回路への）入力信号として、検出信号に対応する復号されたビットを出力することができる。

合成回路３０は、入力信号を含む（またはそれから導出される）逆拡散値の多様なストリームを受信して、合成重み生成器３２によって生成された合成重みベクトルに従って逆拡散値を合成することによって、ＲＡＫＥ合成された信号を生成する。これらの合成重みは、少なくとも部分的には入力信号の逆拡散値間の阻害相関から、および、注目信号に関連する正味のチャネル応答から、すなわち、送信機／受信機のフィルタ・パルス形および伝搬の影響を含むエンド・ツー・エンドのチャネルから算出される。チャネル推定器３６はここに示すように段毎に実装されているか、あるいは受信機回路１６の中のどこか他の場所に実装されてもよいが、チャネル推定器３６が必要なチャネル推定値を提供するのに対し、阻害相関推定値３４は、必要な阻害相関推定値を生成する。本明細書の後半でもっと詳しく説明するとおり、一組の信号検出段１８の中で干渉のレベルが連続的に減少するため、阻害相関推定器３４は、各段でその段に固有の阻害相関推定値を生成する。

阻害相関とチャネル推定値の関数として算出された合成重みベクトルｗを使用して、合成回路３０は、これらの合成重みを入力信号の対応する逆拡散値に適用して、ＲＡＫＥ合成された信号を得る。ＲＡＫＥ合成された信号は、阻害相関やチャネル効果等について補正されており、復調器３８への入力となる。その合成信号は、受信した合成信号から注目信号について回復された一つ以上の変調シンボルのサンプル信号を含む。今度は、復調器３８が、軟判定値を含む復調信号を生成する。この軟判定値は、符号化されたビットに対応している。符号化されたビットは、ＲＡＫＥ合成された信号の変調シンボルに対応している。これらの軟判定値は、一元的な復号器回路に渡されて、注目信号に対応する復号された情報ビットを回復するために復号されてもよいし、信号検出段１８の中でローカルに復号されてもよい。

これらの変形例には依存せず、信号再生回路２２は、軟判定値に対応するビット（注目信号について検出されたビットの推定値）を得る。それは、硬判定プロセッサ４２によってそれらを処理するか、あるいは軟判定値から得られた復号されたビットを再符号化することによって得られる。いずれの場合も、これらのビットは、その後、信号再生器４４で注目信号が再生され、次の段に渡される入力信号から除去されるのに用いられる。もちろん、復調信号の軟判定値復号処理の間に行われる誤り訂正によって、再生された信号が注目信号を一層忠実に再生するものとなるため、再符号化されたビットを使用して除去信号を生成すると一層ロバストな除去ができる可能性がある。

一般に、一連の信号検出段１８の各段（最終段を除く）において信号再生回路２２は、その段によって検出されている注目信号について検出されたビットに基づいて、次の段のための除去信号を生成する。従って、検出されたビットを表す軟判定値が復号され（注目信号のビットが符号化されている場合）、その後再符号化されて、除去信号の生成に用いられるビットを得ることができるし、あるいは、軟判定値が硬判定ロジックに入力されて、除去信号の生成に用いられるビットを得ることもできる。いずれも場合も、除去信号は、対応するチャネル推定値（ネット応答）と符号相互相関を用いて生成される逆拡散値を含むことができる。あるいは、除去信号は対応するチャネル推定値に基づいて再拡散値を含むこともできる。

これらおよびその他の詳細については、本明細書の後半でもっと徹底して検討するが、そのような後述の議論を理解するには、例示的な送信機の構造を深く知ることが役立つと思われる。例示的な送信機の構造の本質は、受信機１２の信号検出動作に役立ちうるようにすることである。図７はＰＡＲＣを実装している送信機１０の例示的な構成を示す図である。当業者であれば、ＰＡＲＣがシステム性能を高めるために無線通信システムで使用されるマルチ・ストリーム送信技術であると理解できるはずである。例示的実施例における送信機１０は、ＷＣＤＭＡのＨＳＤＰＡのために構成されている。

この例示的構成において、送信機１０は、元の情報ビットストリームをＭ個のビットストリーム｛ｂ_ｉ（ｔ），ｂ_２（ｔ），．．．ｂ_Ｍ（ｔ）｝に分割するデマルチプレクサ１０２、各ビットストリームのための符号化および変調回路１０４、そして、複数のアンテナ１２０を含む。各ビットストリーム｛ｂ_ｉ（ｔ），ｂ_２（ｔ），．．．ｂ_Ｍ（ｔ）｝のための符号化および変調回路１０４は、ビットストリーム｛ｂ_ｉ（ｔ），ｂ_２（ｔ），．．．ｂ_Ｍ（ｔ）｝を符号化する符号器１０６、各ビットストリーム｛ｂ_ｉ（ｔ），ｂ_２（ｔ），．．．ｂ_Ｍ（ｔ）｝をさらにサブストリームに分割する複数のデマルチプレクサ１０８、各サブストリームを信号配置座標上のある点にマップする複数のシンボルマッパ１１０、選択された拡散符号を各サブストリームに適用する複数の信号拡散器１１２、そして、サブストリームを再合成する合成器１１４を含む。各ビットストリーム｛ｂ_ｉ（ｔ），ｂ_２（ｔ），．．．ｂ_Ｍ（ｔ）｝のための符号器１０６は、元の情報ビットをさまざまなレートで符号化する。レートは受信機からのチャネル品質インジケータのフィードバックに依存する。

各符号器１０６によって出力される符号化信号は、その後デマルチプレクサ１０８によってＫ個のサブストリームに分割される。各サブストリームはＫ個のシンボル・マッパ１１０の１つによってシンボルにマップされ、Ｋ個の信号拡散器１１２によってＫ個の拡散符号のうちの１つを使用して拡散される。Ｋ個の拡散符号は異なるアンテナ１２０上で再利用されてもよい。合成器が、各信号拡散器１１２からＫ個の拡散信号を再合成する。各合成器１１４の出力は、その後合成器１１６によって、符号化信号と同時に送信された１つ以上の他の信号ｄ_ｍ（ｔ）と合成される。信号ｄ_ｍ（ｔ）は、複数の専用チャネル、制御チャネル、および、共通パイロット・チャネルを含んでもよく、ともに自己セル干渉のモデルとなってもよい。図２では、符号化信号の数と送信アンテナ１２０の数は等しい。しかし、他の実施形態では、符号化信号の数は送信アンテナ１２０の数と等しいこともあればそれより少ないこともありうる。どの送信アンテナ１２０を何本使うかという選択は、何らかの測定基準、例えば各送信アンテナ１２０に対応する信号品質の測定値に基づいてもよい。

図８は、図２に示す全体的なアーキテクチャと整合する受信機１２の例示的な部分的詳細を示す図であるが、追加のＰＡＲＣ関連情報を提供している。上述したとおり、受信機１２はＧ−ＲＡＫＥ技術を連続的干渉除去技術と組み合わせて使用して、連続的な検出と干渉除去を用いて複数の注目信号を検出する。ここで、各注目信号はＰＡＲＣ送信の符号化されたサブストリームのうちの異なる１つである可能性がある。受信機１２は、複数の受信アンテナ２０２、受信アンテナ２０２と連結された逆拡散回路２１０、そして複数の連続した信号検出段１８を含む。ここで留意すべきは、逆拡散器回路２１０は、先に図示した逆拡散回路３１と同じかまたは類似している可能性があり、また、図２に示す受信機フロントエンドは図を単純化するため省略してあるが、一般にはアンテナ２０２と逆拡散器回路２１０の間に設けられるということである。

それとは関係なく、各受信アンテナ２０２は、各送信アンテナ１２０からマルチパス信号を受信する。各アンテナ２０２が受信する信号は、Ｋ個の符号チャネル上で送信されたＭ個の相互に干渉する信号の組み合わせである。逆拡散器２１０は、受信信号を逆拡散して、逆拡散された信号を第１の信号検出段１８に出力する。逆拡散された信号は、Ｋ個の符号チャネルの１つで送信されたＭ個の相互に干渉する信号に相当する。

各信号検出段１８は、１個の符号器１０６に対応していて、送信機１０の送信構造を補完しており、対応するビットストリームの推定値ｂ_ｍ（ｔ）を生成する。復号誤りがない場合、各段１８の出力は、送信機１０に含まれる各符号器１０６に入力された元の情報のビットストリームｂ_ｍ（ｔ）となる。送信機１０において、各符号器１０６から出力された符号化信号が分割され、Ｋ個の拡散符号を用いて拡散され、１本の送信アンテナ１２０を用いて送信される。しかし、当業者であれば、各符号器１０６について２本以上の送信アンテナ１２０を用いてもよいことが理解できるであろう。さらに、例示的な実施形態においては、同じＫ個の拡散符号が各アンテナ１２０に使用されているが、異なる数の拡散符号が各送信アンテナ１２０に使用されてもよいし、拡散符号が再利用される必要もない。各送信アンテナ１２０について異なる拡散符号を使うと、符号の再利用による干渉をなくせるはずである。

いずれにせよ、各信号検出段１８において、Ｋ個の拡散符号の各々に対応する逆拡散信号は、Ｋ個の拡散符号間の相互相関に起因するシンボル間干渉や多元接続干渉を抑圧し、自己干渉や複数の送信アンテナ１２０全体における符号再利用に起因する符号再利用干渉、あるいはｄ_１（ｔ），ｄ_２．．．ｄ_ｎ からの干渉を抑圧するように重み付けされ合成される。合成重みは、Ｇ−ＲＡＫＥに基づいた技術を用いて、各段１８において合成重み生成器３２によって算出される。Ｇ−ＲＡＫＥに基づいた技術は干渉を有色ガウス雑音として扱い、相関器出力全体について阻害相関を利用して干渉抑圧を達成する。

異なるＧ−ＲＡＫＥ合成回路を使用して異なる送信器１０を構成することもできる。１つ以上の例示的な実施形態において、符号器１０６と送信アンテナ１２０間には一対一の対応関係があるため、線形のＧ−ＲＡＫＥ合成回路が保証されている。しかし、送信器１０における符号器出力が１つ以上の送信アンテナ１２０に適用された場合には、非線形Ｇ−ＲＡＫＥ合成回路、例えば、ジョイントディテクション（共同検出）型のＧ−ＲＡＫＥ合成回路の性能が改善される可能性がある。共同検出型のＧ−ＲＡＫＥ受信機については、Ｓ．Ｊ．Ｇｒａｎｔ、Ｋ．Ｊ．Ｍｏｌｎａｒ、Ｇ．Ｅ．Ｂｏｔｔｏｍｌｅｙによる“Ｇｅｎｅｒａｌｉｚｅｄ ＲＡＫＥ ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ ｆｏｒ ＭＩＭＯ ｓｙｓｔｅｍｓ（ＭＩＭＯシステムのための汎用ＲＡＫＥ受信機）"Ｐｒｏｃ．ＶＴＣ’０３−Ｆａｌｌ、 フロリダ州オーランド、 ２００３年１０月に説明されており、参照により本願に援用する。信号検出段１８用の図示されたＲＡＫＥ合成回路３０は、適切なＧ−ＲＡＫＥ合成法に対して、必要に応じて設計や構成ができるということを、理解すべきである。

Ｇ−ＲＡＫＥ合成の後、Ｋ個の拡散符号の各々に対応する符号化されたビットが復調され、マルチプレクサ２６０を使用して多重化される。マルチプレクサ２６０は、受信機回路１６の一部として、受信機１２中の他の場所に含まれてもよい。第一の符号器１０６に対応する符号化信号が、第一の信号検出段１８で復号されて出力される。復号された信号はそれから、チャネル推定値および符号相互相関と共に、対応する符号化信号に起因する干渉を表す、次の段のための除去信号を生成するために使用される。除去信号は逆拡散器２１０から出力された逆拡散信号と合成されて、干渉が減少した逆拡散信号を生成し、それが第２の信号検出段１８への入力信号となる。その第２の段が次の注目信号を検出し、さらに次の信号検出段１８のための除去信号を生成し、以下同様のことが実行される。このように、上述のプロセスが信号検出段１８の各々について繰り返される。但し、最終段１８は除去信号を生成する必要がない。なぜなら、最終段１８に達すると、注目の未検出信号が１個残っているだけだからである。受信した合成信号の中に含まれる異なる注目信号は、こうして連続的に復号され、連続的に検出された符号化信号の各々の寄与分が、残りの信号検出段１８へと転送されることになっている入力信号から除去される。合成重みは、各段１８について変化し、前段で実行される除去に起因して漸進的に減少する干渉を反映している。符号化信号がすべて復号された後、元の情報ビットストリームがマルチプレクサ２６０によって再構成されて、推定されたビットストリームＩ＾を生成する。

図９は、逆拡散器回路２１０を示す。逆拡散器２１０は、複数の相関器バンク２１４と複数のサンプリング・ユニット２１８を含む。相関器バンク２１４の各々は、ＲＡＫＥフィンガとしても知られ、Ｋ個の拡散符号のうちの１つに同調し、複数の受信アンテナ２０２を対象範囲とする１つ以上の相関器を含む。フィンガ配置プロセッサが、従来の単一アンテナＧ−ＲＡＫＥ受信機と同様の方法で、各相関器バンク２１４を含むＲＡＫＥフィンガのフィンガ遅延を割り当てることがある。例えば、フィンガ配置プロセッサ２１２は、第１の信号検出段１８の中でＧ−ＲＡＫＥ合成回路の出力における信号対干渉プラス雑音比（ＳＩＮＲ）を最大化するようにＲＡＫＥフィンガを配置することがある。ＲＡＫＥフィンガ出力はその後、シンボル間隔ｔ＝ｉＴでサンプリングユニット２１８によってサンプルされ、各々のi番目のシンボル間隔でｙ_Ｋ（ｉ）と示される複数の逆拡散ベクトルを生成する。逆拡散ベクトルｙ_Ｋ（ｉ）は、ｋ番目の符号チャネル上でＭ個の送信アンテナ１２０から送信されたＭ個の符号化信号の合成信号を表す。

図１０は、信号検出段１８の例示的な詳細を示す図である。図示された実施形態において、各信号検出段１８は、複数のＧ−ＲＡＫＥ合成回路２２２を含む。Ｇ−ＲＡＫＥ合成回路２２２は、前に図示したＲＡＫＥ合成回路３０を集合的に含むと考えてもよい。各段１８はさらに、合成重み算出器３２、複数の復調器２２６、関連するマルチプレクサ２２８を含む。それらは同時に、前に図示した復調器および回路３８、そして復号器４０を含んでもよい。復号器４０の出力は、送信機１０において対応する符号器１０６に入力される情報ビットｂ_ｍ（ｔ）の推定値を表す、復号されたビットを含む。誤りがないとき、復号されたビットは元の情報ビットに合致する。また、図のとおり、信号再生回路２２は、再符号器４６、信号再生器４４および１つ以上の加算回路２４を含む。前と同様、信号再生回路２２は、次段１８に渡されることになっている入力信号から、検出された注目信号を除去する。

信号検出段１８の各々は、入力｛ｙ_１（ｉ），ｙ_２（ｉ），・・・ ，ｙ_Ｋ（ｉ）｝を持つ。第１の信号検出段１８において、入力信号｛ｙ_１（ｉ），ｙ_２（ｉ），・・・ ，ｙ_Ｋ（ｉ）｝は逆拡散器２１０によって出力される逆拡散ベクトルである。後段の信号検出段１８において、入力信号は、前段の信号検出段１８によって検出された連続的な除去信号によって連続的に干渉が減少した、さらに後段へと転送されることになっている逆拡散ベクトルである。Ｇ−ＲＡＫＥ合成回路２２２は、同じ合成重みベクトルＷ_ｍを用いて各逆拡散ベクトルK(i)に重み付けして合成する。下付き文字のｍは、チェーン中のｍ番目の信号検出段１８を表す。Ｇ−ＲＡＫＥ合成回路２２２は、阻害相関推定器３４からの出力に基づいて合成を行う。阻害相関推定器３４は、入力信号の逆拡散値間の阻害相関を算出する。合成重み生成器３２は、推定器３４によって提供される阻害相関に基づいて、関連する信号検出段１８について合成重みベクトルＷ_ｍを算出する。

合成重みは、信号検出段１８の各々について異なっているが、これは、一連の信号検出段１８を通じて信号の処理が進行するにつれて干渉が連続的に除去されることを反映しているからである。ここで留意すべきは、１つ以上の例示的構成において、信号検出段１８の各々についての合成重みベクトルＷ_ｍを算出するために、１個の合成重み生成器３２が単独で使用されてもよいし、信号検出段１８の各々について別個の合成重み生成器３２が使用されてもよい。

各信号検出段１８の例示的な合成重みベクトルＷ_ｍは次式で与えられる。

式１において、利得ベクトルｈ_ｍは、ｍ番目の送信アンテナ１２０と複数の受信アンテナ２０２の間における周波数選択フェージングチャネルを表している。利得ベクトルｈ_ｍは、このチャネルのタップ利得と遅延の関数であると同時にチップ・パルス自己相関の関数でもある。Ｒ_ｘ（ｍ）は、ｋ番目のマルチコード上のi番目のシンボルを検出するとき、ｍ番目の信号検出段１８によって「経験される」阻害ベクトルｘ_ｍｋ（ｉ）の共分散行列である。上述のように、阻害相関推定器３４は必要な阻害相関（共分散）推定値を提供する。

そのような阻害は以下の成分のうち、1つ以上を含むことがある。
１．アンテナ全体にわたる符号の再利用に起因する、他のアンテナＭ＋１、Ｍ＋２、．．．、Ｍ上のｋ番目のマルチコードからの自己干渉
２．アンテナＭ上のｋ番目のマルチコードからのシンボル間干渉（ＩＳＩ）
３．アンテナＭ、Ｍ＋１、．．．、Ｍ上の他のＫ−１個のマルチコードからの多元接続干渉（ＭＡＩ）
４．信号 ｛ｄ_ｍ（ｔ）｝^Ｍ _ｍ＝１ からの多元接続干渉（ＭＡＩ）
５．雑音（他のセルの干渉を含むこともある）
Ｇ−ＲＡＫＥ合成回路２２２の出力は、送信機１０で逆多重化（分離）され複数の符号チャネル上で受信機１２に送信された、単一の符号化信号に対応する送信シンボルを表す。例示的な実施形態において、同じ符号の信号に対応する送信シンボルは、１本の送信アンテナ１２０から送信されるが、２本以上の送信アンテナ１２０の間で分割することも可能である。

復調器２２６は、Ｇ−ＲＡＫＥ合成回路２２２によって出力された受信シンボルを受信し、ｉ番目のシンボル区間においてｍ番目の送信アンテナ１２０から送信されたK個のシンボル｛ｃ_ｍｋ（ｉ）｝^Ｋ _ｋ＝１の各々を復調する。各シンボル区間における各復調器２２６の出力は、ｍ番目の送信アンテナ１２０のためのk番目の変調器１１０への入力に対応する軟判定値である。マルチプレクサ２２８は、復調器２２６から出力された軟判定によるビット値を多重化し、それによって図７に示すようにｍ番目の送信アンテナ１２０について対応するデマルチプレクサ１０８によって実行されるプロセスをひっくり返す。マルチプレクサ２２８の出力は、従って、ｍ番目の送信アンテナ１２０について符号器１０６から出力された符号化信号の推定値である。この動作によって、上述のように、復号器４０は、マルチプレクサ２２８から出力された符号化信号の軟判定による推定値を復号し、復号されたビットを生成する。このビットは、ｍ番目の符号器１０６に入力されてｍ番目の送信アンテナ１２０によって送信された元の情報ビットの推定値ｂ＾_ｍ（ｔ）を表している。

復号器４０は、このようにｍ番目の符号器１０６に適合している。復号器４０は、例えば、従来型のＶｉｔｅｒｂｉ復号器や従来型のＭＡＰ復号器を含んでもよい。実際、必要や希望に応じて、いかなる既知の復号技術を使用してもよい。選択された復号方法は本発明には重要ではなく、また当業者にはよく知られているため、復号技術は本明細書では説明しない。

ｍ番目のアンテナによって送信された情報ビットｂ_ｍ（ｔ）の情報を使用して、除去信号が生成され、ｍ番目の符号化信号の逆拡散ベクトル｛ｙ_１（ｉ），ｙ_２（ｉ），・・・ ，ｙ_Ｋ（ｉ）｝への寄与分を除去するのに使用可能となる。信号再生回路２２は、推定情報ビットｂ＾_ｍ（ｔ）、チャネル推定値、および、異なる拡散符号間の符号相互相関に基づいてｍ番目の符号化信号に対応する除去信号を生成する。その相互相関は、逆拡散処理の際に、逆拡散器２１０で算出されてもよい。あるいは、そのような情報は事前に算出され、受信機メモリ内に格納されていてもよい。

本実施形態における除去信号は、現行の信号検出段１８−ｍへの入力信号として提供された逆拡散信号ベクトルから加算器２４によって減算された、一組の除去ベクトルを含む。その結果、干渉が減少した信号が、次の信号検出段１８−（ｍ＋１）への入力信号として提供される。このようにしてｍ番目の符号化信号の寄与分が、ｍ＋１番目の信号検出段に入力される信号から除去され、次の信号検出段１８によって「経験される」干渉が減少する。

図１１は、信号再生回路２２の中の例示的な信号再生器４４を示す図である。ここでは信号再生器４４が、再符号器４６と関連して示されており、図７に示す送信機のアーキテクチャを補完している。信号再生器４４は、符号器４６に接続したデマルチプレクサ２４８、「マッパ」とも呼ばれる複数の変調器２５０、および、ベクトル生成器２５２を含む。符号器４６は、復号器４０から出力される推定情報ビットｂ＾_ｍ（ｔ）を再符号化して、送信機１０においてｍ番目の符号器１０６によって出力されるｍ番目の符号化信号の推定値を生成する。符号器１０６によって出力される符号化ビットは、その後、デマルチプレクサ２４８によって、Ｋ個の拡散符号の各々に対応するＫ個のサブストリームに分割される。

デマルチプレクサ２４８は、ｍ番目の送信アンテナ１２０についての送信機１０におけるデマルチプレクサ１０８と同じように、符号化信号をサブストリームに分割する。シンボルマッパ２５０は、符号化ビットを対応する変調シンボルにマップして、ｍ番目の送信アンテナ１２０によって送信された送信シンボルの推定値 ｛ｃ＾_ｍｋ（ｉ）｝^Ｋ _ｋ＝１ を生成する。符号器４６、デマルチプレクサ２４８、およびシンボルマッパ２５０は、送信機１０における対応する機能部品と同じように構成されてもよい。ベクトル生成器２５２は、Ｋ個の異なる拡散波形間の符号相互相関関数、および、ｍ番目の送信アンテナ１２０と複数の受信アンテナ２０２間のチャネルの推定値を用いて、推定送信シンボルによる逆拡散ベクトル｛ｙ_１（ｉ），ｙ_２（ｉ），・・・ ，ｙ_Ｋ（ｉ）｝のベクトル成分を生成する。

従って、ベクトル生成器２５２の出力は、一組の除去ベクトルとなり、再構築された除去ベクトルはそれぞれの符号チャネルに対応する。チャネル推定値は、従来の方法で共通のパイロットチャネルから得られ、パイロットに配分された出力の一部に応じた割合で定められる。従って、再構築された干渉ベクトルは、ｍ番目の送信アンテナ１２０から干渉を完全に除去するには、共通パイロットチャネルとデータチャネル間の出力補正に応じた割合で定める必要がある。

復号信号ではなく、符号化信号の推定値から干渉信号が生成されうることは、当業者には明らかであろう。言い換えると、前述のとおり、信号再生処理は、復号処理の恩恵がなくても、復調器３８によって出力される軟判定値に対して硬判定を行うことによって得られる符号化ビットのストリームを再符号化することによって、幾分単純化できる。その場合、信号再生回路は符号器４６を使用しないだろう。あるいは、信号再生回路２２は復調器２２６の出力から得られたビット（例えば軟判定値から硬判定により得られたビット）を使用することで、符号器４６とデマルチプレクサ２４８を省略することもできるだろう。さらに、もしそのようなビットが信号再生回路２２によって直接使用される場合には、図１０のマルチプレクサ２２８も省略できるだろう。

それとは関係なく、式１で与えられる合成重みベクトルｗ_ｍを算出するには、正味の応答ベクトルｈ_ｍと共分散行列 Ｒ_ｘ（ｍ）の算出が必要となる。正味の応答ベクトルｈ_ｍのｑ番目の要素は、次式で与えられる。

厳密に言うと、フィンガの指標は、Ｌ本の受信アンテナ２０２全体に広がっているため、ｑは受信アンテナ指標ｌの関数となる。従って、表記法ｑ（ｌ）は、この依存関係を意味するのに用いられる。式２において、ｘ（ ）は、チップ・パルス自己相関関数である。Ｐは、チャネルタップ数である。ｇ_ｌｍｐとτ_ｌｍｐは、それぞれｍ番目の送信アンテナ１２０とｌ番目の受信アンテナ２０２間のチャネルにおけるｐ番目のタップの利得と遅延である。そして、τ_ｑ（ｌ）は、フィンガ遅延である。

阻害共分散行列Ｒ_ｘ（ｍ）は次式で与えられる。

行列Ｒ_ｓ（ｍ）は、本明細書で、マルチコード阻害行列と呼ばれているが、複数の送信アンテナ１２０と複数の拡散符号の使用に起因する阻害、すなわち上にリストしたうち、最初の３つの阻害要素を表している。行列Ｒ_ｄは、本明細書で、多元接続阻害行列と呼ばれているが、その他の送信信号、例えばパイロット、専用、オーバヘッドチャネルに起因する多元接続干渉、すなわち上記のリストの４番目の阻害を表している。行列Ｒ_ｎは、本明細書で、雑音阻害行列と呼ばれているが、阻害の雑音部分を表している。

マルチコード阻害行列Ｒ_ｓ（ｍ）の要素は次式で与えられる。

この式において、ＳＦは拡散因子である。Ｔ_ｃはチップ周期である。α_ｓ（n）はｎ番目のデータ・サブストリームに配分されたシンボル毎の全エネルギＥ_τの割合である。ｎ＝ｍ＋ｌ・・・Ｍの総和を持つ第１項は符号再利用に起因する自己干渉を表している。ｎ＝ｍ・・・Ｍの総和を持つ第２項はシンボル間干渉と複数の拡散符号の利用による多元接続干渉を表している。部分的総和は、前段の信号検出段１８のうち任意の段で検出された注目信号に関連する干渉が除去されたという事実を反映する。このため、阻害共分散行列Ｒ_ｘ（ｍ）および従って合成重みベクトルＷ_ｍはそれぞれの信号検出段１８で異なる。

多元接続阻害行列Ｒ_ｄの要素は次式で与えられる。

ここで、α_ｄ（ｍ）は信号ｄ_ｍ（ｔ）に配分された全エネルギの一部分である。Ｒ_ｓ（ｍ）に比べて、式５の第１の総和は、ｍ＝１・・・Ｍから、すなわち送信アンテナ１２０の全体に対して算出される。これは、パイロット、専用、オーバヘッドチャネルからの干渉が、連続する干渉除去プロセスにおいて取り除かれないからである。

雑音行列の要素は次式で与えられる。

ここでＮ_０は雑音電力スペクトル密度であり、δ（ ）はディラックのデルタ関数である。式６は、異なる受信アンテナ２０２上の雑音プロセスは無相関であると仮定する。

各段においてＧ−ＲＡＫＥ合成ベクトルを算出するために、受信機は、利得ベクトルｈ_ｍと阻害共分散行列Ｒ_ｘ（ｍ）を推定する。利得ベクトルｈ_ｍは、Ｇ−ＲＡＫＥ受信機と同様の方法でパイロットチャネルからの逆拡散値を使用して簡単に算出されてもよい。しかし、これが機能するためには、送信機１０では異なるパイロットが各アンテナ１２０について使用されると仮定される。ｙ_ｍ ^pilot（ｉ） をｍ番目の送信アンテナ上のパイロットに対応する逆拡散パイロットベクトルとして表すと、利得ベクトルｈ_ｍの推定値は、符号化フレームの区間に対する次の時間平均で与えられる。

ここで、ｃ^＊ _ｐ，ｍ（ｉ） は既知のパイロットシンボルである。

ｍ番目の信号検出段についての阻害共分散行列Ｒ_ｘ（ｍ）は、チャネルタップ利得およびフィンガ遅延の推定値を用いて上記の式によって明確に生成されうる。チャネル推定値はパイロットチャネルおよびデータチャネル間の出力補正に応じた割合で定める必要がある。

さらに、雑音電力Ｎｏを何らかの方法で推定する必要がある。あるいは、阻害共分散行列Ｒ_ｘ（ｍ）は、受信機回路１６の各段１８への入力について、逆拡散ベクトル上で時間平均を実行することによって推定されてもよい。Ｙ_ｍｋ（ｉ）をｍ番目の信号検出段への入力として表す場合、阻害共分散行列Ｒ_ｘ（ｍ）の推定値は次式で与えられる。

上式で、β_ｍは、ｍ番目の送信アンテナ１２０上のパイロットチャネルおよびデータチャネル間の出力補正を表す。

別の手法として、本明細書中でパイロット共分散行列と呼ばれるパイロットチャネル Ｒ_ｘ ^pilot 上の阻害共分散行列の推定値を使用して、ｍ番目の信号検出段１８についての阻害共分散行列Ｒ_ｘ（ｍ）を推定する手法がある。この二つはまったく異なる。その理由は、（１）送信アンテナ１２０全体に対する符号の再利用は、データチャネル上とは違って、パイロットチャネル上では通常行われないこと、（２）連続的干渉除去（ＳＩＣ）はパイロットチャネル上で実行されてもよいし、実行されなくてもよいこと、という２点である。

パイロット共分散行列は時間平均によって簡単に推定される。

ここで、ｘ_ｍ ^pilot（ｉ） は、ｍ番目のパイロットチャネルによって「経験される」阻害である。これは既知のパイロットシンボルとチャネル利得ベクトルの推定値ｈ_ｍを使用して、次式に従ってパイロット逆拡散値から簡単に算出できる。

ｍ番目の信号検出段についての阻害共分散行列Ｒ_ｘ（ｍ）は、その後、符号の再利用を計上するためパイロット共分散行列 Ｒ＾_ｘ ^pilot に、次の項を足すことによって推定される。この符号再利用の項は、Ｒ_Ｃと表され、次式で与えられる。

これは、式４の第１項である。さらに、受信機１２の最大でｍ番目の信号検出段１８までで除去された干渉を計上するため、１つの項が減算される。この項はＲ_ＳＩＣ（ｍ）と表され、次式で与えられる。

これは式４の第２項で、最初の加算がｎ＝１・・・ｍ＝１に変わったものである。連続的干渉除去(SIC)がパイロットチャネル上で実行されるかどうかに関わらず、これは事実である。なぜなら、パイロットチャネル上の連続的干渉除去は、パイロット干渉のみを取り除くのであって、複数のデータ・サブストリームに起因する干渉は取り除かないからである。

さらに性能を向上させるため、本明細書の中ですでに述べたように、各信号検出段１８における合成重みが算出され、シンボル周期に依存する拡散符号相互相関を考慮に入れてもよい。この技術の複雑度は適正であるといえよう。なぜなら、フロントエンドで逆拡散が用いられ、次段へと転送されることになっている入力信号が逆拡散値のストリームを含む実施形態において、そのような符号相互相関が、干渉除去のための逆拡散値の信号再生に使用されているからである。

もちろん、上記で示したように、次段へと転送されることになっている入力信号が逆拡散されるのではなく、入力信号が各信号検出段１８によって内部的に逆拡散される前に、その代わりに入力信号から干渉が除去されるように連続的干渉除去が行われてもよい。この手法により、ＲＡＫＥフィンガの配置が、信号検出段１８の全部によって共有される共通の逆拡散回路の中で固定化されるのではなく、信号検出段１８の各々において最適化される。トレードオフとしては、逆拡散と再拡散が、信号検出および干渉除去の一部として各信号検出段１８において実行されなければならないということである。

そのような段毎の除去に関して、図１２は、次段へと転送されることになっている入力信号が受信信号サンプルを含むこと、すなわち、各段が例えば図５に例示するような逆拡散回路３０を含むことを特徴とする受信機回路１６の実施形態において、信号再生器４４の例示的実施形態を示す。描かれた具体的な回路は、図７に示す送信機のアークテクチャに関して特定の用途を有していてもよい。

ここでもまた、信号再生器４４は、（任意の）符号器４６と関連付けられ、デマルチプレクサ２４８、複数のシンボルマッパ２５０、複数の拡散器２５１、合成器２５３、そしてフィルタ回路２５５を含む。符号器４６は、復号器４０から出力された情報ビットを再符号化して、ｍ番目の送信アンテナ１２０について、符号器１０６によって出力された符号化ビットの推定値を生成する。符号器４６によって（または図６に示すように硬判定プロセッサ４２によって）出力された符号化ビットは、その後、Ｋ個の拡散符号の各々に対応するＫ個のサブストリームに分割される。デマルチプレクサ２４８は、ｍ番目の送信アンテナ１２０についての送信機１０におけるデマルチプレクサ１０８と同様に、符号化ビットを符号化サブストリームに分割する。

シンボルマッパ２５０は、これらの符号化サブストリームのビットを変調シンボルにマップし、ｍ番目の送信アンテナ１２０によって送信された送信シンボルの推定値 ｛ｃ＾_ｍｋ（ｉ）｝^Ｋ _ｋ＝１ を生成する。拡散器２５１は、シンボルマッパ２５０から出力された送信シンボルを、送信機１０が使用したのと同じ拡散符号を用いて拡散する。符号器４６、デマルチプレクサ２４８、シンボルマッパ２５０、および拡散器２５１は、送信機１０における対応する機能部品のように構成されてもよい。合成器２５３は、拡散信号を合成して、ｍ番目の符号化信号に寄与する送信信号の推定値を生成する。

チャネルフィルタ２５５は、ｍ番目の送信アンテナ１２０に関連する推定チャネル係数を使用して、推定送信信号をフィルタにかける。ｍ番目の送信アンテナ１２０からＬ番目の受信アンテナ２０２への特定のチャネル特性を反映するため、各受信アンテナ２０２について、チャネルフィルタ２５５の中で別個のチャネルフィルタリングが用いられてもよい。チャネルフィルタ２５５から出力されるフィルタ処理された信号は、その後、ｍ番目の信号検出段１８への入力信号から減算される。（この説明では図８の逆拡散器２１０は省略されてもよい。）
少なくとも、図７の送信機の構造に関して述べた例示的な実施形態において、送信機１０は、Ｋ個の拡散符号について符号器１０６を１個使用し、各送信アンテナ１２０上では異なる符号器１０６が用いられたことが想定されている。従って、各信号検出段１８は、Ｍ本の送信アンテナの１つに対応している。もちろん、留意すべきことだが、他の実施形態においては、送信機１０で１個の符号器１０６を２個以上の送信アンテナ１２０に関連させることもできるし、２個以上の符号器１０６を１本の送信アンテナ１２０に対応させることもできる。また、それ以外の数の拡散符号を各送信アンテナ１２０と一緒に用いることもできる。

以上のおよび類似の事例において、注目する送信信号を検出および復号するのに本発明を用いてもよいということを理解すべきである。実際、当業者には、本明細書で説明した基本構造および処理の論理が広範な送信機の配置に適合できることを、すぐに理解できるであろう。

他のバリエーションにおいて、合成重み算出は、最大尤度（ＭＬ）法を使う必要はない。代案として、合成重みの算出に最小平均2乗誤差（ＭＭＳＥ）法を使うことがある。どちらの方法を使用しても成果は同じである。しかし、ＭＭＳＥ合成重みの方が、阻害共分散行列Ｒ_ｘ（ｍ）ではなく、データ共分散行列Ｒ_ｙ（ｍ）に基づいているため、算出が簡易である。最小平均2乗誤差（ＭＭＳＥ）法を使うと、合成重みベクトルは次式で与えられる。

データ共分散行列Ｒ_ｙ（ｍ）は、次式に従って、ｍ番目の信号検出段１８への入力について、逆拡散ベクトル｛ｙ_１（ｉ），ｙ_２（ｉ），・・・ ，ｙ_Ｋ（ｉ）｝の時間平均に基づいて推定してもよい。

データ共分散行列の算出は、出力補正b_ｍの情報が必要でないため、阻害共分散行列の算出より簡易である。最大尤度（ＭＬ）と最小平均2乗誤差（ＭＭＳＥ）の合成重みは、実数値の倍率に関係している。

ここで、

である。従って、受信機１２の各段における信号対干渉プラス雑音比（ＳＩＮＲ）は、合成重みの算出法として最大尤度（ＭＬ）と最小平均2乗誤差（ＭＭＳＥ）のどちらを使用しても同じとなる。

信号対干渉プラス雑音比（ＳＩＮＲ）算出の説明において留意すべきことは、本発明の例示的な実施形態は、アクティブまたは非アクティブなデータ受信状態に対応する第1または第2の動作モードで、そのような算出を実行するように構成できることである。例えば、受信機１２が、所定の時間にデータを受信し、それ以外の時間に他の受信機（すなわち、ユーザ）がサービスを提供されている間は待機すると仮定すると、例示的な受信信号品質測定法は、これらのモード変更を補完することになる。

より具体的には、本発明の1つ以上の実施形態において、受信機回路１６は、例えば、サポートする無線通信網に報告を返すような段毎の信号対干渉プラス雑音比（ＳＩＮＲ）の推定値を生成するように構成される。アクティブな受信モードで、受信機回路１６は、個々の信号検出段１８によって実行された信号検出動作に基づいて、すなわち、注目信号によって伝達されたデータの受信に基づいて、これらの信号対干渉プラス雑音比（ＳＩＮＲ）の推定値を得る。受信機１２にサービスが提供されない非アクティブモードで、例示的な受信機回路１６は、上述したようにパイロット相関に基づいて、各慎吾検出段１８についての信号対干渉プラス雑音比（ＳＩＮＲ）の推定値を得るよう、構成されている。

この後者の場合、パイロット信号は、各種の送信アンテナから利用可能であると仮定する。そして、留意すべきなことは、受信したパイロットに基づいて構築されたパイロット相関行列は、チェーン中の第１の信号検出段１８についての信号対干渉プラス雑音比（ＳＩＮＲ）の推定値に直接適用可能であるということである。後段の信号検出段１８の各々についての信号対干渉プラス雑音比（ＳＩＮＲ）の推定値は、連続する段の各々において得られるはずの干渉減少効果の基礎条件に基づいて、受信機回路１６によって導出されてもよい。従って、受信機回路１６は、最初のパイロット相関行列から開始し、その後、各段１８の干渉除去の基礎条件に基づいて各段の行列を連続して修正することによって、後続の信号検出段１８での信号対干渉プラス雑音比（ＳＩＮＲ）の推定値についてのさらなるパイロット相関行列を導出してもよい。そのような処理は、受信機１２がその時点でサービスを提供されていなくても、受信機１２が、段毎の信号対干渉プラス雑音比（ＳＩＮＲ）についての報告を返せるようにする。そのような報告は、いろいろな理由でネットワークに役立つ可能性がある。例えば、スケジューリングを改善すること、受信機１２にサービスを提供するのに用いられる多様な注目信号（例えばサブストリーム）についての最適な信号毎のデータ速度を構成すること、などはその良い例である。

本発明はもちろん、本発明の本質的な特徴から逸脱することなく本明細書で具体的に述べたもの以外の方法で実行される可能性がある。ここに挙げた実施形態は、いかなる点においても、例示にすぎず、本発明を限定するものではなく、添付した請求項の意味する範囲およびそれと均等の範囲に入るすべての変更は、その中に包含されることが意図されている。

図１は、無線通信システムを示す図である。 図２は、本発明の一つ以上の例示的実施形態に従って構成された受信機回路を含む例示的な無線通信受信機を示す図である。 図３は、連続した信号検出および干渉除去のための例示的な受信機回路において、ある信号検出段によって実行された例示的な処理ロジックの図である。 図４は、フロントエンド逆拡散器回路を含む例示的な受信機回路の一実施形態を示す図であり、次段へと転送されることになっている段入力信号が連続的干渉除去を受ける逆拡散値を含むことを特徴としている。 図５は、段毎の逆拡散回路を含む例示的な受信機回路のもう一つの実施形態を示す図であり、次段へと転送されることになっている段入力信号が連続的干渉除去を受ける受信信号サンプルを含むことを特徴としている。 図６は、例示的な信号検出段の詳細を示す図である。 図７は、例示的なＭＩＭＯ送信機を示す図である。 図８は、本発明の一つ以上の実施形態による受信機のさらなる例示的な詳細を示す図である。 図９は、例示的な逆拡散器回路の詳細を示す図である。 図１０は、本発明の一つ以上の実施形態による例示的な受信機回路の一段における信号検出と除去についてのさらなる例示的な詳細を示す図である。 図１１は、連続的除去操作について、例示的な信号再生の詳細を示す図である。 図１２は、連続的除去操作について、別の例示的な信号再生の詳細を示す図である。

Claims (71)

1. ２つ以上の注目信号を含む受信された合成通信信号を処理する方法であって、
   一連の信号検出段におけるいくつかの連続した信号検出段で、前記注目信号を個別に検出する検出工程と、
   前記一連の信号検出段において次段となる信号検出段へと提供される入力信号に関して、各信号検出段で、前記注目信号を除去する除去工程と
   を含み、
   各信号検出段において、前記検出工程は、
   前記入力信号に係る複数の逆拡散値についての阻害相関の関数である合成重みを生成する生成工程と、
   前記合成重みに従って複数の前記逆拡散値を合成する合成工程と
   を含む方法。
2. 各信号検出段において、前記検出工程は、
   前記注目信号に含まれている検出ビットの推定値を表す軟判定値を取得するために、合成された逆拡散値を復調する復調工程を含む、請求項１に記載の方法。
3. 各信号検出段において取得された前記軟判定値を復号回路へ提供する提供工程と、
   各注目信号について復号されたビットを取得するために前記軟判定値を復号する復号工程と
   を含む、請求項２に記載の方法。
4. 前記除去工程は、
   前記軟判定値に対して硬判定を実行することで硬判定ビットを生成する生成工程と、
   除去信号を生成するために前記硬判定ビットを再度拡散する再拡散工程と、
   次段となる信号検出段へと提供されることになっている前記入力信号から前記除去信号を減算する減算工程と
   を含む、請求項３に記載の方法。
5. 前記除去工程は、
   前記軟判定値に対して硬判定を実行することで硬判定ビットを生成する生成工程と、
   除去信号を生成するために前記硬判定ビットに基づいて逆拡散値を生成する生成工程と、
   次段となる信号検出段へと提供されることになっている前記入力信号から前記除去信号を減算する減算工程と
   を含む請求項３に記載の方法。
6. 前記検出ビットは、
   符号化された符号化ビット
   を含み、
   前記除去工程は、
   復号された復号ビットを取得するために前記軟判定値を復号する復号工程と、
   再度符号化された再符号化ビットを取得するために前記復号ビットを再度符号化する再符号化工程と、
   除去信号を生成するために前記再符号化ビットを再度拡散する再拡散工程と、
   次段となる信号検出段へと提供されることになっている前記入力信号から前記除去信号を減算する減算工程と
   を含む請求項３に記載の方法。
7. 前記検出ビットは、
   符号化された符号化ビット
   を含み、
   前記除去工程は、
   復号された復号ビットを取得するために前記軟判定値を復号する復号工程と、
   再度符号化された再符号化ビットを取得するために前記復号ビットを再度符号化する再符号化工程と、
   除去信号を生成するために前記再符号化ビットに基づいて逆拡散値を生成する生成工程と、
   次段となる信号検出段へと提供されることになっている前記入力信号から前記除去信号を減算する減算工程と
   請求項３に記載の方法。
8. 各信号検出段への前記入力信号を生成する際に利用される逆拡散値のストリームを出力するよう構成された１組の相関器において、前記受信された合成通信信号を逆拡散する逆拡散工程をさらに含む、請求項１に記載の方法。
9. 前記除去工程は、
   前記信号検出段において検出された前記注目信号に対応する逆拡散値を再度生成する再生工程と、
   次段となる信号検出段へ提供されることになっている前記入力信号として供給された前記逆拡散値のストリームから前記逆拡散値を減算する減算工程と
   を含む、請求項８に記載の方法。
10. 前記注目信号に関連して受信されたパイロット信号に基づいて、基づいて、各信号検出段における前記阻害相関を算出する算出工程をさらに含む、請求項１に記載の方法。
11. 少なくとも第１の動作モードで動作している間に、
    前記注目信号に関連して受信された前記パイロット信号に基づいて、第１段となる信号検出段用の阻害相関行列を算出する工程と、
    後続の信号検出段用の追加の相互相関行列を、該後続の信号検出段による連続的な干渉除去の仮定的効果に基づいて算出する工程と
    を含む、請求項１０に記載の方法。
12. 各信号検出段において、無線通信ネットワークへ報告するために、該信号検出段用の対応する前記阻害相関行列に基づいて該信号検出段用の信号品質測定値を算出する工程をさらに含む、請求項１１に記載の方法。
13. 各信号検出段への前記入力信号に係る複数の逆拡散値間の阻害相関の推定値に基づいて、各信号検出段用の阻害相関を算出する工程をさらに含む、請求項１に記載の方法。
14. 前記注目信号に関連して受信されたパイロット信号について算出された１つ以上のパイロット信号相関行列に基づいて、各信号検出段用の阻害相関を算出する工程をさらに含む、請求項１に記載の方法。
15. 請求項１４に記載の前記阻害相関を算出する工程は、
    複数の注目信号間における符号再利用干渉を計上するために、パイロット相関行列と符号再利用行列とを合成する工程
    を含む、請求項１４に記載の方法。
16. 請求項１４に記載の前記阻害相関を算出する工程は、
    除去された干渉を計上するために、パイロット相関行列と干渉行列とを合成する工程
    を含む、請求項１４に記載の方法。
17. 受信された合成通信信号を、複数の連続した信号検出段を使用して処理する方法であって、
    前記複数の信号検出段のそれぞれに入力するために、前記受信された合成通信信号から前記信号検出段への入力信号を導出する導出工程と、
    前記入力信号の逆拡散値をについて、各信号検出段において、阻害相関を生成する生成工程と、
    前記阻害相関に基づいて、前記入力信号に係る複数の前記逆拡散値を合成することによって、各信号検出段において、前記合成通信信号によって搬送される注目信号を検出する検出工程と、
    前段に位置する信号検出段において検出された前記注目信号を、後段の信号検出段への前記入力信号から除去する除去工程と
    を含む、方法。
18. 前記阻害相関の生成工程は、
    前記入力信号の逆拡散値に係る複数の異なるストリーム間の阻害相関を算出する工程を含み、
    前記異なるストリームは、逆拡散回路に備えられる異なるＲＡＫＥフィンガからそれぞれ出力された逆拡散値に対応している、請求項１７に記載の方法。
19. 前記検出工程は、
    前記阻害相関に基づいてＲＡＫＥ合成重みを生成する工程と、
    合成信号を生成するために、前記ＲＡＫＥ合成重みに基づいて、前記逆拡散値に係る複数の異なるストリームを合成する工程と、
    復調された復調信号を取得するために、前記合成信号を復調する工程と、
    前記復調信号から前記注目信号を検出する工程と
    を含む、請求項１８に記載の方法。
20. 前記復調信号から前記注目信号を検出する工程は、
    前記注目信号の復号された復号ビットを取得するために、軟判定値を復号する工程を含む、請求項１９に記載の方法。
21. 前記阻害相関に基づいてＲＡＫＥ合成重みを生成する工程は、
    前記阻害相関と正味の応答推定値とに基づいて前記ＲＡＫＥ合成重みを生成する工程
    を含む、請求項１９に記載の方法。
22. 前記除去工程は、
    最終段を除く各信号検出段において、前記注目信号における検出ビットに対応する軟判定値を取得するために、合成された逆拡散値を復調する工程と、
    前記軟判定値に基づいて除去信号を生成する工程と、
    次段となる信号検出段へと提供されることになっている前記入力信号から前記除去信号を減算する工程と
    を含む、請求項１７に記載の方法。
23. 前記検出ビットは、前記注目信号に含まれる符号化された符号化ビットに対応し、
    前記軟判定値に基づいて除去信号を生成する工程は、
    前記注目信号についての復号された復号ビットを取得するために、前記軟判定値を復号する工程と、
    前記軟判定値を復号する際に実行されたいずれかの誤り訂正処理の恩恵を受けて再度符号化された再符号化ビットを取得するために、前記復号ビットを再度符号化する工程と、
    前記再符号化ビットから前記除去信号を生成する工程と
    を含む、請求項２２に記載の方法。
24. 記軟判定値に基づいて除去信号を生成する工程は、
    前記注目信号について硬判定された硬判定ビットを取得するために、前記軟判定値について硬判定を実行する工程と、
    前記硬判定ビットから前記除去信号を生成する工程と
    を含む、請求項２２に記載の方法。
25. 各信号検出段において前記除去信号を生成するために使用される前記硬判定ビットとは無関係に、各信号検出段からの前記検出ビットについて復号ビットを取得するために、各信号検出段からの前記軟判定値を復号する復号工程
    をさらに含む、請求項２４に記載の方法。
26. 前記入力信号は、前記受信された合成通信信号から導出された信号サンプルを含み、
    前記検出工程は、
    異なる逆拡散値のストリームを取得するために前記入力信号を逆拡散する工程と、
    前記阻害相関に基づいて、前記異なる逆拡散値のストリームをＲＡＫＥ合成する工程と
    を含む、請求項１７に記載の方法。
27. 前記除去工程は、
    最終段を除く各信号検出段において、
    除去信号を生成するために、検出された前記注目信号を再度拡散する工程と、
    次段となる信号検出段への入力信号と前記除去信号とを合成する工程と
    を含む、請求項２６に記載の方法。
28. 前記次段となる信号検出段への入力信号と前記除去信号とを合成する工程は、
    前記次段となる信号検出段への入力信号から前記除去信号を減算する工程
    を含む、請求項２７に記載の方法。
29. 前記除去信号を生成するために、検出された前記注目信号を再度拡散する工程は、
    前記注目信号について算出された対応するチャネル推定値に応じて、前記注目信号から再現された符号化ビットを再度拡散する工程
    を含む、請求項２７に記載の方法。
30. 前記入力信号は、
    前記受信された合成通信信号から導出された異なる逆拡散値のストリーム
    を含み、
    前記検出工程は、
    各信号検出段用に決定された前記阻害相関に基づいた各信号検出段用の前記入力信号を含む前記異なる逆拡散値のストリームをＲＡＫＥ合成する工程
    を含む、請求項１７に記載の方法。
31. 前記除去工程は、
    最終段を除く各信号検出段において、
    前記注目信号に対応する逆拡散値として除去信号を生成する工程と、
    次段となる信号検出段への提供されることになっている前記入力信号に前記除去信号を合成する工程と
    を含む、請求項３０に記載の方法。
32. 請求項３１に記載の前記注目信号に対応する逆拡散値として除去信号を生成する工程は、
    前記注目信号に関連する符号化ビットに対応する逆拡散値を生成する工程
    を含み、
    前記逆拡散値は、
    前記受信された合成通信信号を逆拡散することに関連して決定された符号相互相関からなる、
    請求項３１に記載の方法。
33. 請求項３１に記載の前記注目信号に対応する逆拡散値として除去信号を生成する工程は、
    前記注目信号に対応するチャネル推定値と、前記受信された合成通信信号を逆拡散することに関連して決定された符号相互相関とに基づいて、前記逆拡散値を生成する工程と
    を含む、請求項３１に記載の方法。
34. 合成通信信号を受信する受信機回路であって、
    複数の連続した信号検出段を含み、
    各信号検出段は、ＲＡＫＥ合成回路を含み、
    前記ＲＡＫＥ合成回路は、受信された前記合成通信信号から導出された入力信号に係る複数の逆拡散値を合成することによって、前記合成通信信号に含まれて受信された注目信号を検出するよう構成されており、
    前記複数の連続した信号検出段のうち、最終段となる信号検出段以外の各信号検出段は、さらに、次段となる信号検出段へ提供されることになっている前記入力信号から検出された前記注目信号を除去するように構成された信号再生回路を含み、
    前記ＲＡＫＥ合成回路は、前記入力信号に係る複数の逆拡散値間における１つ以上の阻害相関に基づいて、前記注目信号を検出する際に使用されるＲＡＫＥ合成重みを生成するよう合成されている、
    受信機回路。
35. 各信号検出段は、
    前記ＲＡＫＥ合成重みを生成する合成重み生成回路をさらに含み、
    前記合成重み生成回路は、阻害相関推定器を含むか又は阻害相関推定器に関与しており、該阻害相関推定器は、前記入力信号に係る前記複数の逆拡散値間における１つ以上の阻害相関を推定するよう構成されている、
    請求項３４に記載の受信機回路。
36. 前記ＲＡＫＥ合成重みの生成器は、正味のチャネル推定値と前記阻害相関とに基づいて合成重みを生成する、請求項３４に記載の受信機回路。
37. 前記阻害相関推定器は、阻害相関、干渉相関及び熱雑音相関の少なくとも１つを推定する、請求項３４に記載の受信機回路。
38. 前記阻害相関推定器は、
    前記入力信号に係る逆拡散値の異なるストリーム間における１つ以上の阻害相関を推定するよう構成されており、
    前記異なるストリームは、前記受信機回路に備えられる逆拡散回路の異なるＲＡＫＥフィンガからそれぞれ出力される逆拡散値に対応している、
    請求項３７に記載の受信機回路。
39. 前記信号検出段によって検出された前記注目信号に含まれる検出ビットに対応する軟判定値を有する、各信号検出段からの復調信号を受信するように構成された復号回路をさらに含み、
    前記復号回路は、さらに、前記注目信号の全てについて復号された復号ビットを再生するために、各復調信号に含まれる軟判定値を復号するよう構成されている、請求項３４に記載の受信機回路。
40. 各信号検出段は、
    前記注目信号の検出ビットに対応する軟判定値を有する復調信号を生成する復調器と、
    前記軟判定値から復号された復号ビットを生成する復号器と
    を含み、
    前記復号ビットは、前記信号検出段によって検出された前記注目信号として取り扱われる、請求項３４に記載の受信機回路。
41. 前記ＲＡＫＥ合成回路は、前記入力信号に係る逆拡散値の異なるストリーム間における相互相関を算出するように構成されており、
    前記異なるストリームは、逆拡散回路に備えられる異なるＲＡＫＥフィンガによって出力される逆拡散値に対応している、請求項３４に記載の受信機回路。
42. 各信号検出段は、
    前記阻害相関に基づいてＲＡＫＥ合成重みを生成し、
    合成信号を生成するために、前記ＲＡＫＥ合成重みに基づいて、前記逆拡散値の異なるストリームを合成し、
    復調された復調信号を取得するために、前記合成信号を復調することによって、
    前記注目信号を検出する、請求項４１に記載の受信機回路。
43. 前記受信機回路は、
    前記注目信号から前記復調信号を取得するために軟判定値を復号することによって、各信号検出段において生成された対応する前記復調信号から各注目信号を検出するように構成されている、請求項４２に記載の受信機回路。
44. 各信号検出段は、前記注目信号の検出ビットに対応する軟判定値を取得するために、合成された逆拡散値を復調するように構成されており、
    各信号再生回路は、前記軟判定値に基づく除去信号を生成し、次段となる信号検出段へと提供されることになっている前記入力信号から前記除去信号を減算するよう構成されている、請求項３４に記載の受信機回路。
45. 各信号検出段は、前記注目信号についての復号された復号ビットを取得するために前記軟判定値を復号するように構成されており、
    各信号再生回路は、前記軟判定値を復号する際に実行されたいずれかの誤り訂正処理の恩恵を受けて再度符号化された再符号化ビットを取得するために、前記復号ビットを再度符号化し、前記再符号化ビットから前記除去信号を生成し、生成された前記除去信号を、次段となる信号検出段へと提供されることになっている前記入力信号から減算するよう構成されている、請求項４４に記載の受信機回路。
46. 各信号再生回路は、前記軟判定値に対して硬判定を実行することで硬判定ビットを取得し、前記硬判定ビットから前記除去信号を生成し、次段となる信号検出段へと提供されることになっている前記入力信号から前記除去信号を減算するよう構成されている、請求項４４に記載の受信機回路。
47. 前記受信機回路は、各信号検出段において前記除去信号を生成するために使用される前記硬判定ビットとは無関係に、各信号検出段からの前記検出ビットについて復号ビットを取得するために、各信号検出段からの前記軟判定値を復号するよう構成されている、請求項４６に記載の受信機回路。
48. 前記入力信号は、前記受信された合成通信信号から導出された信号サンプルを含み、
    各信号検出段は、
    前記阻害相関に基づいてＲＡＫＥ合成される異なる逆拡散値のストリームへ、前記入力信号を逆拡散することによって、前記ＲＡＫＥ合成回路によって操作される前記逆拡散値を提供するよう構成された逆拡散回路を含む、請求項３４に記載の受信機回路。
49. 各信号検出段の前記信号再生回路は、
    前記信号検出段によって検出された前記注目信号に基づいて再度拡散された再拡散値を生成することによって除去信号を生成し、
    次段となる信号検出段へと提供されることになっている前記入力信号から前記除去信号を減算するよう構成されている、請求項４８に記載の受信機回路。
50. 各信号再生回路は、前記入力信号のＲＡＫＥ合成された前記逆拡散値から検出されたビットに基づいて、前記再拡散値を生成する、請求項４９に記載の受信機回路。
51. 各信号再生回路は、前記入力信号についてのＲＡＫＥ合成された逆拡散値から検出されたビットに基づいて前記再拡散値を生成するよう構成されている、請求項４９に記載の受信機回路。
52. 各信号再生回路は、前記注目信号に対応するチャネル推定値にしたがって前記再拡散値を生成するよう構成されている、請求項４９に記載の受信機回路。
53. 前記入力信号は、前記受信された合成通信信号から導出された逆拡散値についての異なるストリームを含み、
    各信号検出段は、次段となる信号検出段用に決定された前記阻害相関に基づいて、前記入力信号と前記異なるストリームとをＲＡＫＥ合成することによって、前記注目信号を検出するよう構成されている、請求項３４に記載の受信機回路。
54. 各信号再生回路は、該信号再生回路を含む前記信号検出段によって検出された前記注目信号に対応する再生された逆拡散値として除去信号を生成し、次段となる信号検出段へと提供されることになっている前記入力信号から前記除去信号を減算するよう構成されている、請求項５３に記載の受信機回路。
55. 各信号検出段は、注目信号を検出するための共同検出を実行するよう構成されている、請求項３４に記載の受信機回路。
56. 各信号検出段の前記ＲＡＫＥ合成回路は、阻害相関推定器を含み、
    前記阻害相関検出器は、前記入力信号の逆拡散値について決定された前記阻害相関に基づいて、１つ以上の阻害相関行列を算出するように構成されており、
    前記ＲＡＫＥ合成回路は、前記１つ以上の阻害相関行列に基づいて前記ＲＡＫＥ合成重みを生成するよう構成されている、請求項３４に記載の受信機回路。
57. 前記阻害相関推定器は、パイロット相関行列に基づいて１つ以上の阻害相関行列を算出するよう構成されている、請求項５６に記載の受信機回路。
58. 前記阻害相関推定器は、前記受信された合成通信信号に含まれる複数の注目信号間における符号再利用干渉を計上するために、前記パイロット相関行列と符号再利用行列とを合成することによって、前記１つ以上の阻害相関行列を算出するよう構成されている、請求項５７に記載の受信機回路。
59. 前記阻害相関推定器は、除去された干渉を計上するために、前記パイロット相関行列と干渉行列とを合成することによって、前記１つ以上の阻害相関行列を算出するよう構成されている、請求項５７に記載の受信機回路。
60. 各信号検出段は、阻害相関推定器を含むか又は阻害相関推定器に関与しており、
    前記阻害相関推定器は、前記注目信号に関連して受信された前記パイロット信号に基づいて、前記信号検出段用の前記阻害相関を算出するよう構成されている、請求項３４に記載の受信機回路。
61. 前記阻害相関推定器は、
    少なくとも第１の動作モードで動作している間に、
    前記注目信号に関連して受信された前記パイロット信号に基づいて、第１段となる信号検出段用の阻害相関行列を算出するように構成されており、
    後続の各信号検出段用の相互相関は、該後続の信号検出段による連続的な干渉除去の仮定的効果に基づいて算出される追加の相互相関行列を導出することに基づいて算出される、請求項６０に記載の受信機回路。
62. 前記受信機回路は、該受信機回路を有する受信機によって無線通信ネットワークへ報告するための、該信号検出段用の対応する前記阻害相関行列に基づいて該信号検出段用の信号品質測定値を算出する、請求項６１に記載の受信機回路。
63. 前記第１の動作モードは、非選択ユーザモードを含み、前記非選択ユーザモードでは、前記受信機回路を有する受信機が、ネットワークからのトラフィックをアクティブに受信するようには選択されておらず、
    第２の動作モードは、アクディブモードを含み、前記アクディブモードでは、前記受信機が前記トラフィックをアクティブに受信するように選択されている、
    請求項６２に記載の受信機回路。
64. 前記受信機回路は、前記第２の動作モードで動作している期間では、前記阻害相関推定器が、次段となる信号検出段へ提供されることになっている前記入力信号に関連して測定された阻害相関に基づいて阻害相関を推定する、請求項６３に記載の受信機回路。
65. 受信された合成信号に含まれる２つ以上の注目信号を検出する受信機回路であって、
    注目信号をそれぞれ検出する連続した複数の信号検出段を含み、
    各信号検出段は、前記信号検出段に入力される入力信号の逆拡散値を、該逆拡散値について推定されたその信号検出段に固有の阻害相関にしたがってＲＡＫＥ合成することによって、前記２つ以上の注目信号のうち、特定の注目信号を検出するように構成されており、
    最終段となる信号検出段以外の各信号検出段は、信号再生回路を含み、
    前記信号再生回路は、前記信号検出段によって検出された前記注目信号に基づいて除去信号を再生し、さらに、前記連続した複数の信号検出段において次段となる信号検出段へ提供されることになっている前記入力信号から前記除去信号を除去するように構成されている、
    受信機回路。
66. 各信号検出段に含まれる信号検出回路は、
    合成重みにしたがって前記入力信号に係る複数の逆拡散値を合成するＲＡＫＥ合成器と、
    前記逆拡散値について阻害相関の推定値を生成する阻害相関推定器と、
    前記阻害相関の推定値に基づいて前記合成重みを生成する合成重み生成回路と、
    前記ＲＡＫＥ合成器からの合成信号を復調することによって、軟判定値を生成する復調器と
    を含む、請求項６５に記載の受信機回路。
67. 各信号検出段の前記阻害相関推定器は、前段に位置する何れかの信号検出段によって検出された前記注目信号の除去を反映した、その信号検出段に固有の阻害相関の推定値を生成する、請求項６６に記載の受信機回路。
68. 各信号検出段の前記信号検出回路は、その信号検出段によって検出された前記注目信号として出力される、前記軟判定値から復号された復号ビットを生成する復号器をさらに含む、請求項６６に記載の受信機回路。
69. 最終段以外の各信号検出段に含まれる前記信号再生回路は、
    その信号検出段において検出された前記注目信号に対応するサンプル値を再生することに基づいて、除去信号を生成する信号再生器と、
    次段となる信号検出段へ提供されることになっている前記入力信号から前記除去信号を除去するように構成された加算回路と
    をさらに含む、請求項６６に記載の受信機回路。
70. 前記入力信号は、前記受信された合成信号のサンプルに対応する逆拡散値を含み、
    前記信号再生回路によって出力される前記サンプル値は、前記受信された合成信号の逆拡散処理から生じた符号相互相関を計上するために、その信号検出段によって検出された前記注目信号を逆拡散してなる逆拡散サンプル値を含む、請求項６９に記載の受信機回路。
71. 前記入力信号は、前記受信された合成信号のサンプルを含み、
    前記信号再生回路によって出力される前記サンプル値は、前記注目信号について決定されたチャネル効果を計上するために、その信号検出段によって検出された前記注目信号の逆拡散されたサンプル値を含む、請求項６９に記載の受信機回路。

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