JP2002354844A - 回生電力貯蔵・放出機能と高調波抑制機能とを備えたインバータ装置 - Google Patents
回生電力貯蔵・放出機能と高調波抑制機能とを備えたインバータ装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 省エネルギ及びＥＭＩノイズの低減を図る。
【解決手段】 第１インバータ部３１ａは、電力回生機
能として電気二重層キャパシタを用いた昇降圧チョッパ
回路３２を備え、このチョッパ回路３２は、トランジス
タ３２ａ、ダイオード３２ｂ、直流リアクトル３２ｃ及
び電気二重層キャパシタ３２ｄから構成され、このチョ
ッパ回路３２は、昇降圧チョッパ制御回路３３からのPW
M出力により電気二重層キャパシタ３２ｄの充電、放電
を制御する。高調波抑制用インバータ部４１は、インバ
ータ自体が駆動対象とするモータ４２を駆動する機能
と、第１インバータ部３１ａ〜第Ｎインバータ部３１Ｎ
が発生する高調波分を抑制する機能とを有し、この高調
波抑制用インバータ部４１は、PWM順変換部１１を有す
る電源回生形インバータ装置で構成され、第１インバー
タ部３１ａで発生する電源高調波の抑制及び力率調整が
行われる。
能として電気二重層キャパシタを用いた昇降圧チョッパ
回路３２を備え、このチョッパ回路３２は、トランジス
タ３２ａ、ダイオード３２ｂ、直流リアクトル３２ｃ及
び電気二重層キャパシタ３２ｄから構成され、このチョ
ッパ回路３２は、昇降圧チョッパ制御回路３３からのPW
M出力により電気二重層キャパシタ３２ｄの充電、放電
を制御する。高調波抑制用インバータ部４１は、インバ
ータ自体が駆動対象とするモータ４２を駆動する機能
と、第１インバータ部３１ａ〜第Ｎインバータ部３１Ｎ
が発生する高調波分を抑制する機能とを有し、この高調
波抑制用インバータ部４１は、PWM順変換部１１を有す
る電源回生形インバータ装置で構成され、第１インバー
タ部３１ａで発生する電源高調波の抑制及び力率調整が
行われる。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、複数のモータを
複数のインバータ部で各々駆動するインバータ装置にお
いて、１台のインバータ部にはモータ駆動機能とともに
他のインバータ部で発生する高調波を抑制する高調波抑
制機能を持たせ、残りの他のインバータ部は順変換部を
ダイオード整流器で構成し、電力回生時には回生電力を
貯蔵し、駆動時にはその貯蔵電力を放出する構成した回
生電力貯蔵・放出機能と高調波抑制機能とを備えたイン
バータ装置に関するものである。
複数のインバータ部で各々駆動するインバータ装置にお
いて、１台のインバータ部にはモータ駆動機能とともに
他のインバータ部で発生する高調波を抑制する高調波抑
制機能を持たせ、残りの他のインバータ部は順変換部を
ダイオード整流器で構成し、電力回生時には回生電力を
貯蔵し、駆動時にはその貯蔵電力を放出する構成した回
生電力貯蔵・放出機能と高調波抑制機能とを備えたイン
バータ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図２は、現在広く用いられている電圧形
インバータ装置の主回路構成図で、図２において、２１
はダイオード整流器から構成される順変換部、２２は電
解コンデンサ、２３は逆変換部、２４は抵抗Ｒとトラン
ジスタＴＲ１からなる回生電力放電用抵抗回路、２５は
モータ、２６は電源である。図２に示すように構成され
たインバータ装置は汎用インバータ等の低コストタイプ
に主に用いられていて、回生電力は抵抗Ｒにより消費さ
せる手段を講じている。
インバータ装置の主回路構成図で、図２において、２１
はダイオード整流器から構成される順変換部、２２は電
解コンデンサ、２３は逆変換部、２４は抵抗Ｒとトラン
ジスタＴＲ１からなる回生電力放電用抵抗回路、２５は
モータ、２６は電源である。図２に示すように構成され
たインバータ装置は汎用インバータ等の低コストタイプ
に主に用いられていて、回生電力は抵抗Ｒにより消費さ
せる手段を講じている。
【０００３】図３は、PWM順変換部を有する電力回生形
インバータ装置の回路構成図で、このインバータ装置
は、PWM順変換部により電源電圧と同相の正弦波電流に
制御することにより、高調波抑制と高力率制御及び電力
回生機能を有している。
インバータ装置の回路構成図で、このインバータ装置
は、PWM順変換部により電源電圧と同相の正弦波電流に
制御することにより、高調波抑制と高力率制御及び電力
回生機能を有している。
【０００４】図３において、電力回生形インバータ部１
０は、順変換部１１と、電解コンデンサ１２と、逆変換
部１３とを備え、電源２６とはＥＭＩフィルタ２７、交
流リアクトル１４を通して電力授受を行い、順変換部１
１は、コンデンサ１２の直流電圧を一定に保持するよう
PWM制御することで、順逆両方向変換、即ち電力回生も
可能にする。
０は、順変換部１１と、電解コンデンサ１２と、逆変換
部１３とを備え、電源２６とはＥＭＩフィルタ２７、交
流リアクトル１４を通して電力授受を行い、順変換部１
１は、コンデンサ１２の直流電圧を一定に保持するよう
PWM制御することで、順逆両方向変換、即ち電力回生も
可能にする。
【０００５】ＥＭＩフィルタ２７は、高次ノイズ除去用
のものであり、また、低次フィルタ１５は、PWM制御に
よるキャリア周波数ノイズ除去用のものである。順変換
部１１の制御回路１６は、コンデンサ１２の両端の直流
電圧と電源２６の同期信号を検出し、ドライブ回路１７
を介して順変換部１１のPWM制御を行う。１８は、逆変
換部１３の制御回路で、この制御回路１８の出力はドラ
イブ回路１９を介して逆変換部１３に供給され、逆変換
部１３をPWM制御する。なお、２８はトランス、２９は
変流器ＣＴである。
のものであり、また、低次フィルタ１５は、PWM制御に
よるキャリア周波数ノイズ除去用のものである。順変換
部１１の制御回路１６は、コンデンサ１２の両端の直流
電圧と電源２６の同期信号を検出し、ドライブ回路１７
を介して順変換部１１のPWM制御を行う。１８は、逆変
換部１３の制御回路で、この制御回路１８の出力はドラ
イブ回路１９を介して逆変換部１３に供給され、逆変換
部１３をPWM制御する。なお、２８はトランス、２９は
変流器ＣＴである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上述した図２に示した
インバータ装置では、順変換部２１がダイオード整流器
で構成されているために、電源入力電流は高調波成分を
多量に含有し、力率が悪い問題がある。また、回生電力
は抵抗Ｒで消費させる手段を採用しているため、効率を
悪化させる問題がある。
インバータ装置では、順変換部２１がダイオード整流器
で構成されているために、電源入力電流は高調波成分を
多量に含有し、力率が悪い問題がある。また、回生電力
は抵抗Ｒで消費させる手段を採用しているため、効率を
悪化させる問題がある。
【０００７】次に図３に示すインバータ装置１０では、
PWM順変換部１１により電力回生機能を有しているが、
順変換部１１はPWM制御を行っているために、主回路素
子のスイッチングに起因する電源側へのＥＭＩノイズが
問題となる。このため、インバータ装置１０の入力側に
は入力容量に対応する高次ノイズ除去用のＥＭＩフィル
タ２７及びキャリア周波数ノイズ除去用の低次フィルタ
１５を挿入する手段を採用している。そのために、イン
バータ装置全体として高価なものとなってしまう。
PWM順変換部１１により電力回生機能を有しているが、
順変換部１１はPWM制御を行っているために、主回路素
子のスイッチングに起因する電源側へのＥＭＩノイズが
問題となる。このため、インバータ装置１０の入力側に
は入力容量に対応する高次ノイズ除去用のＥＭＩフィル
タ２７及びキャリア周波数ノイズ除去用の低次フィルタ
１５を挿入する手段を採用している。そのために、イン
バータ装置全体として高価なものとなってしまう。
【０００８】これを解消するために、複数のモータを複
数のインバータ部で駆動するインバータ装置を、図２に
示すインバータ装置に適用すると、インバータ装置全体
の効率及び力率の低下を引き起こす問題がある。
数のインバータ部で駆動するインバータ装置を、図２に
示すインバータ装置に適用すると、インバータ装置全体
の効率及び力率の低下を引き起こす問題がある。
【０００９】また、図３に示すインバータ装置１０に適
用すると、ＥＭＩノイズの発生と装置が高コストなると
いう問題も発生する。
用すると、ＥＭＩノイズの発生と装置が高コストなると
いう問題も発生する。
【００１０】この発明は上記の事情に鑑みてなされたも
ので、電力回生時には電気二重層キャパシタにて回生電
力を貯蔵し、駆動時にはその貯蔵電力を放出するように
構成したことにより、省エネルギ及びＥＭＩノイズの低
減を図る回生電力貯蔵・放出機能と高調波抑制機能とを
備えたインバータ装置を提供することを課題とする。
ので、電力回生時には電気二重層キャパシタにて回生電
力を貯蔵し、駆動時にはその貯蔵電力を放出するように
構成したことにより、省エネルギ及びＥＭＩノイズの低
減を図る回生電力貯蔵・放出機能と高調波抑制機能とを
備えたインバータ装置を提供することを課題とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】この発明は、上記の課題
を達成するために、第１発明は、ダイオード整流器で構
成され、交流電力を直流電力に変換する第１順変換部
と、この第１順変換部からの直流電力が供給され、負荷
に交流電力を供給する第１逆変換部と、この第１逆変換
部をPWM制御する第１制御回路と、前記第１逆変換部か
らの電力回生時には回生電力を電気二重層キャパシタに
貯蔵し、負荷駆動時には電気二重層キャパシタの貯蔵電
力を放出制御する昇降圧チョッパ回路と、この昇降圧チ
ョッパ回路を制御し、回生電力を電気二重層キャパシタ
に貯蔵したり、貯蔵電力を放出したりする昇降圧チョッ
パ制御回路とを備えた複数のインバータ部と、自己消弧
素子から構成され、PWM制御により電力回生可能で交流
電力を直流電力に変換する第２順変換部と、この第２順
変換部からの直流電力が供給され、負荷に交流電力を供
給する第２逆変換部と、この第２逆変換部をPWM制御す
る第２制御回路と、前記複数のインバータ部が発生する
高調波分を抑制するために前記第２順変換部を制御する
制御信号発生部とを備えた高調波抑制インバータ部とか
らなることを特徴とするものである。
を達成するために、第１発明は、ダイオード整流器で構
成され、交流電力を直流電力に変換する第１順変換部
と、この第１順変換部からの直流電力が供給され、負荷
に交流電力を供給する第１逆変換部と、この第１逆変換
部をPWM制御する第１制御回路と、前記第１逆変換部か
らの電力回生時には回生電力を電気二重層キャパシタに
貯蔵し、負荷駆動時には電気二重層キャパシタの貯蔵電
力を放出制御する昇降圧チョッパ回路と、この昇降圧チ
ョッパ回路を制御し、回生電力を電気二重層キャパシタ
に貯蔵したり、貯蔵電力を放出したりする昇降圧チョッ
パ制御回路とを備えた複数のインバータ部と、自己消弧
素子から構成され、PWM制御により電力回生可能で交流
電力を直流電力に変換する第２順変換部と、この第２順
変換部からの直流電力が供給され、負荷に交流電力を供
給する第２逆変換部と、この第２逆変換部をPWM制御す
る第２制御回路と、前記複数のインバータ部が発生する
高調波分を抑制するために前記第２順変換部を制御する
制御信号発生部とを備えた高調波抑制インバータ部とか
らなることを特徴とするものである。
【００１２】第２発明は、昇降圧チョッパ制御回路は、
直流電圧指令値と第１順変換部の出力側に接続された電
解コンデンサの両端の直流電圧検出値とを加算し、この
加算出力が直流電圧指令値になるように演算するＡＶＲ
制御部と、このＡＶＲ制御部の出力を電流指令値とし
て、この電流指令値と電気二重層キャパシタに流れる電
流値を加算し、この加算出力が電流指令値になるように
制御するＡＣＲ制御部と、このＡＣＲ制御部で得られた
電流をPWM演算して、昇降圧チョッパ回路のスイッチン
グ素子を制御するPWM演算部とからなることを特徴とす
るものである。
直流電圧指令値と第１順変換部の出力側に接続された電
解コンデンサの両端の直流電圧検出値とを加算し、この
加算出力が直流電圧指令値になるように演算するＡＶＲ
制御部と、このＡＶＲ制御部の出力を電流指令値とし
て、この電流指令値と電気二重層キャパシタに流れる電
流値を加算し、この加算出力が電流指令値になるように
制御するＡＣＲ制御部と、このＡＣＲ制御部で得られた
電流をPWM演算して、昇降圧チョッパ回路のスイッチン
グ素子を制御するPWM演算部とからなることを特徴とす
るものである。
【００１３】第３発明は、制御信号発生部は、複数のイ
ンバータ部（第１インバータ３１ａ〜第Ｎインバータ３
１Ｎの入力電流）の交流系統の負荷電流と相電圧から瞬
時実電力と瞬時虚電力とを求める瞬時電力演算部と、こ
の演算部により求められた瞬時電力から高調波成分を求
める交流分演算部と、前記瞬時電力演算部によって求め
られた瞬時虚電力に基本波無効電力指令を加算して力率
を調整する手段と、第２逆変換部の直流電圧と直流電流
から負荷の実電力を求める手段と、この実電力を前記瞬
時実電力の高調波成分に加算した成分と前記瞬時虚電力
に基本波無効電力指令を加算した成分とから前記第２順
変換部の電流指令を求める電流指令演算部と、この演算
部で得られた電流指令を２相／３相の電流指令に変換し
て、第２順変換部の実電流と比較し、第２順変換部のPW
M信号を得るPWM制御回路とからなることを特徴とするも
のである。
ンバータ部（第１インバータ３１ａ〜第Ｎインバータ３
１Ｎの入力電流）の交流系統の負荷電流と相電圧から瞬
時実電力と瞬時虚電力とを求める瞬時電力演算部と、こ
の演算部により求められた瞬時電力から高調波成分を求
める交流分演算部と、前記瞬時電力演算部によって求め
られた瞬時虚電力に基本波無効電力指令を加算して力率
を調整する手段と、第２逆変換部の直流電圧と直流電流
から負荷の実電力を求める手段と、この実電力を前記瞬
時実電力の高調波成分に加算した成分と前記瞬時虚電力
に基本波無効電力指令を加算した成分とから前記第２順
変換部の電流指令を求める電流指令演算部と、この演算
部で得られた電流指令を２相／３相の電流指令に変換し
て、第２順変換部の実電流と比較し、第２順変換部のPW
M信号を得るPWM制御回路とからなることを特徴とするも
のである。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下この発明の実施の形態を図面
に基づいて説明する。図１はこの発明の実施の形態を示
す回路構成図で、図２及び図３と同一部分には同一符号
を付して述べる。
に基づいて説明する。図１はこの発明の実施の形態を示
す回路構成図で、図２及び図３と同一部分には同一符号
を付して述べる。
【００１５】図１において、第１インバータ部３１ａ〜
第Ｎインバータ部３１Nは、電力回生機能として電気二
重層キャパシタを用いた昇降圧チョッパ回路（以下チョ
ッパ部と称す）３２を備えたものである。このチョッパ
部３２は、トランジスタ３２ａ、ダイオード３２ｂ、直
流リアクトル３２ｃ及び電気二重層キャパシタ３２ｄか
ら構成され、このチョッパ部３２は、昇降圧チョッパ制
御回路３３からのPWM出力により電気二重層キャパシタ
３２ｄの充電、放電を制御する。
第Ｎインバータ部３１Nは、電力回生機能として電気二
重層キャパシタを用いた昇降圧チョッパ回路（以下チョ
ッパ部と称す）３２を備えたものである。このチョッパ
部３２は、トランジスタ３２ａ、ダイオード３２ｂ、直
流リアクトル３２ｃ及び電気二重層キャパシタ３２ｄか
ら構成され、このチョッパ部３２は、昇降圧チョッパ制
御回路３３からのPWM出力により電気二重層キャパシタ
３２ｄの充電、放電を制御する。
【００１６】昇降圧チョッパ制御回路３３は、直流電圧
指令値Edl＊と電解コンデンサ２２の両端の直流電圧検
出値Edlとを加算する加算器３３ａと、この加算器３３
ａの出力が直流電圧指令値になるように演算するＡＶＲ
制御部３３ｂと、このＡＶＲ制御部３３ｂの出力を電流
指令値ＩB＊としてチョッパ部３２に設けられた変流器
３２ｅで検出した電流検出値ＩBを加算器３３ｃで加算
し、加算器３３ｃの出力が電流指令値になるように制御
するＡＣＲ制御部３３ｄと、このＡＣＲ制御部３３ｄで
得られた電流をPWM演算して、チョッパ部３２のIGBT等
のスイッチング素子を制御するPWM演算部３３ｅとから
構成される。
指令値Edl＊と電解コンデンサ２２の両端の直流電圧検
出値Edlとを加算する加算器３３ａと、この加算器３３
ａの出力が直流電圧指令値になるように演算するＡＶＲ
制御部３３ｂと、このＡＶＲ制御部３３ｂの出力を電流
指令値ＩB＊としてチョッパ部３２に設けられた変流器
３２ｅで検出した電流検出値ＩBを加算器３３ｃで加算
し、加算器３３ｃの出力が電流指令値になるように制御
するＡＣＲ制御部３３ｄと、このＡＣＲ制御部３３ｄで
得られた電流をPWM演算して、チョッパ部３２のIGBT等
のスイッチング素子を制御するPWM演算部３３ｅとから
構成される。
【００１７】なお、３４は逆変換部２３を制御するため
のインバータ制御回路、３５ａは第１インバータ部３１
ａで制御される第１モータである。
のインバータ制御回路、３５ａは第１インバータ部３１
ａで制御される第１モータである。
【００１８】上記のように構成された第１インバータ部
３１ａでは、チョッパ部３２の電気二重層キャパシタ３
２ｄにより、第１モータ３５ａの回生電力モードでは、
降圧チョッパ動作により電気二重層キャパシタ３２ｄに
回生電力を貯蔵し、第１モータ３５ａの駆動モードでは
昇圧チョッパ動作により電気二重層キャパシタ３２ｄに
貯蔵された電力を放出することにより、電力回生形イン
バータ装置と同様な電力回生機能を持たせている。
３１ａでは、チョッパ部３２の電気二重層キャパシタ３
２ｄにより、第１モータ３５ａの回生電力モードでは、
降圧チョッパ動作により電気二重層キャパシタ３２ｄに
回生電力を貯蔵し、第１モータ３５ａの駆動モードでは
昇圧チョッパ動作により電気二重層キャパシタ３２ｄに
貯蔵された電力を放出することにより、電力回生形イン
バータ装置と同様な電力回生機能を持たせている。
【００１９】上記のように構成された第１インバータ部
３１ａ〜第Ｎインバータ部３１Nの昇降圧制御回路３３
は、電力回生機能を有する電気二重層キャパシタ３２ｄ
を用いた昇降圧チョッパ部３２を制御する。ここでは、
直流電圧指令値Ｅdl＊になるようにＡＶＲ制御部３３ｂ
で電圧制御を行い、マイナーループとして電流制御ルー
プを備えている。従って、モータ駆動時には、電気二重
層キャパシタ３２ｄから電力を供給し、電気二重層キャ
パシタ３２ｄの貯蔵電力が不足しているときには、その
不足分は順変換部２１から供給される。
３１ａ〜第Ｎインバータ部３１Nの昇降圧制御回路３３
は、電力回生機能を有する電気二重層キャパシタ３２ｄ
を用いた昇降圧チョッパ部３２を制御する。ここでは、
直流電圧指令値Ｅdl＊になるようにＡＶＲ制御部３３ｂ
で電圧制御を行い、マイナーループとして電流制御ルー
プを備えている。従って、モータ駆動時には、電気二重
層キャパシタ３２ｄから電力を供給し、電気二重層キャ
パシタ３２ｄの貯蔵電力が不足しているときには、その
不足分は順変換部２１から供給される。
【００２０】第１インバータ部３１ａでは、ＥＭＩノイ
ズを低減するために、順変換部２１には、ダイオード整
流器を用いたコンデンサインプット形の整流回路を採用
しているが、この整流回路の採用により第１インバータ
部３１ａの入力電源側の電流高調波の増加と力率低下の
弊害を招くことになる。この弊害を解消するために、後
述する高調波抑制用インバータ装置４１を採用した。
ズを低減するために、順変換部２１には、ダイオード整
流器を用いたコンデンサインプット形の整流回路を採用
しているが、この整流回路の採用により第１インバータ
部３１ａの入力電源側の電流高調波の増加と力率低下の
弊害を招くことになる。この弊害を解消するために、後
述する高調波抑制用インバータ装置４１を採用した。
【００２１】高調波抑制用インバータ装置４１は、イン
バータ自体が駆動対象とするモータ４２を駆動する機能
と、第１インバータ部３１ａ〜第Ｎインバータ部３１N
が発生する高調波分を抑制する機能とを有する構成とな
っている。そのために、高調波抑制用インバータ部４１
は、後述するアクティブフィルタを有する制御信号発生
部５１で制御されるPWM順変換部１１を有する電力回生
形インバータ装置で構成され、第１インバータ部３１ａ
〜第Ｎインバータ部３１Nで発生する電源高調波の抑制
及び力率調整が行われる。
バータ自体が駆動対象とするモータ４２を駆動する機能
と、第１インバータ部３１ａ〜第Ｎインバータ部３１N
が発生する高調波分を抑制する機能とを有する構成とな
っている。そのために、高調波抑制用インバータ部４１
は、後述するアクティブフィルタを有する制御信号発生
部５１で制御されるPWM順変換部１１を有する電力回生
形インバータ装置で構成され、第１インバータ部３１ａ
〜第Ｎインバータ部３１Nで発生する電源高調波の抑制
及び力率調整が行われる。
【００２２】なお、高調波抑制用インバータ部４１の順
変換部の容量は、自分の担当する負荷モータ４２の駆動
容量と第１インバータ部３１ａ〜第Ｎインバータ部３１
Nが発生する高調波分の補償容量（第１インバータ部３
１ａ〜第Ｎインバータ部３１Nの総容量の５〜１０％程
度）を加算した容量となる。
変換部の容量は、自分の担当する負荷モータ４２の駆動
容量と第１インバータ部３１ａ〜第Ｎインバータ部３１
Nが発生する高調波分の補償容量（第１インバータ部３
１ａ〜第Ｎインバータ部３１Nの総容量の５〜１０％程
度）を加算した容量となる。
【００２３】上記のように高調波抑制用インバータ部４
１のみをPWM順変換部１１を有する電力回生形インバー
タ装置で構成するので、インバータ装置全体で見れば電
源側に与えるＥＭＩノイズが低減できる。また、ＥＭＩ
ノイズ対策を実施するときには、高調波抑制用インバー
タ部４１のみを対策すればよいので、インバータ装置全
体で見れば小容量の高次ノイズ対策用のＥＭＩフィルタ
及び小容量のキャリア周波数ノイズ除去用の低次フィル
タを高調波抑制用インバータ部４１に挿入すれば良いこ
とになる。これによりインバータ装置全体を安価に製作
することができる。
１のみをPWM順変換部１１を有する電力回生形インバー
タ装置で構成するので、インバータ装置全体で見れば電
源側に与えるＥＭＩノイズが低減できる。また、ＥＭＩ
ノイズ対策を実施するときには、高調波抑制用インバー
タ部４１のみを対策すればよいので、インバータ装置全
体で見れば小容量の高次ノイズ対策用のＥＭＩフィルタ
及び小容量のキャリア周波数ノイズ除去用の低次フィル
タを高調波抑制用インバータ部４１に挿入すれば良いこ
とになる。これによりインバータ装置全体を安価に製作
することができる。
【００２４】次にアクティブフィルタを有する制御信号
発生部５１について述べる。５２は３相／２相変換部
で、この変換部５２には、第１インバータ部３１ａ〜第
Ｎインバータ部３１Nの駆動電源の３相入力電流ＩLR，
ＩLS，ＩLTが入力され、この電流を（１）式により直交
α、β座標上の２相電流Ｉα、Ｉβに変換する。
発生部５１について述べる。５２は３相／２相変換部
で、この変換部５２には、第１インバータ部３１ａ〜第
Ｎインバータ部３１Nの駆動電源の３相入力電流ＩLR，
ＩLS，ＩLTが入力され、この電流を（１）式により直交
α、β座標上の２相電流Ｉα、Ｉβに変換する。
【００２５】
【数１】
【００２６】５３は電源検出トランス２８により検出し
た電源電圧ＥR，ＥS，ＥTが入力される３相／２相変換
部で、この変換部５３で電源電圧ＥR，ＥS，ＥTを
（２）式により直交α、β座標上の２相電圧Ｅα、Ｅβ
に変換する。
た電源電圧ＥR，ＥS，ＥTが入力される３相／２相変換
部で、この変換部５３で電源電圧ＥR，ＥS，ＥTを
（２）式により直交α、β座標上の２相電圧Ｅα、Ｅβ
に変換する。
【００２７】
【数２】
【００２８】上述の２相電流Ｉα、Ｉβと２相電圧Ｅ
α、Ｅβとは、直交α、β座標上の瞬時ベクトルとして
取り扱え、瞬時電力は、Ｅα、ＩαとＥβ、Ｉβのスカ
ラ積で表される。従って、２相電流、電圧は瞬時電力演
算部５４に入力され、演算部５４で、次式（３）により
２相電圧と電流のスカラ積の和として瞬時実電力Ｐと瞬
時虚電力Ｑが求められる。
α、Ｅβとは、直交α、β座標上の瞬時ベクトルとして
取り扱え、瞬時電力は、Ｅα、ＩαとＥβ、Ｉβのスカ
ラ積で表される。従って、２相電流、電圧は瞬時電力演
算部５４に入力され、演算部５４で、次式（３）により
２相電圧と電流のスカラ積の和として瞬時実電力Ｐと瞬
時虚電力Ｑが求められる。
【００２９】
【数３】
【００３０】ところで、瞬時実電力Ｐ、瞬時虚電力Ｑを
直流分（基本波成分に相当する）と交流分（高調波成分
に相当する）に分離すると次の（４）式のように表すこ
とができる。（４）式において、交流分は高調波瞬時電
力を表しており、高調波の補償対象分となる。
直流分（基本波成分に相当する）と交流分（高調波成分
に相当する）に分離すると次の（４）式のように表すこ
とができる。（４）式において、交流分は高調波瞬時電
力を表しており、高調波の補償対象分となる。
【００３１】
【数４】
【００３２】５５は交流分演算部で、この交流分演算部
５５はローパスフィルタ（LPF）と加算器によってハイ
パスフィルタ機能を持ち、瞬時実電力Ｐから高調波瞬時
実電力Ｐｈ（４式の交流分Ｐに相当する）を求める。ま
た、基本波無効電力をも補償するには、全ての瞬時虚電
力Ｑ（基本波に起因するものと、高調波に起因するもの
との加算）が高調波補償対象となる。そのため、瞬時虚
電力において、（４）式の直流分Ｑと交流分Ｑを分離す
る必要がなくなり、補償対象抽出のためのフィルタは不
要となる。それ故、図１では、瞬時実電力部分のみフィ
ルタを用いた構成となっている。
５５はローパスフィルタ（LPF）と加算器によってハイ
パスフィルタ機能を持ち、瞬時実電力Ｐから高調波瞬時
実電力Ｐｈ（４式の交流分Ｐに相当する）を求める。ま
た、基本波無効電力をも補償するには、全ての瞬時虚電
力Ｑ（基本波に起因するものと、高調波に起因するもの
との加算）が高調波補償対象となる。そのため、瞬時虚
電力において、（４）式の直流分Ｑと交流分Ｑを分離す
る必要がなくなり、補償対象抽出のためのフィルタは不
要となる。それ故、図１では、瞬時実電力部分のみフィ
ルタを用いた構成となっている。
【００３３】また、電流指令部５６においては、瞬時虚
電力Ｑに基本波成分の無効電力指令（電流指令部５６に
破線で示す直流分Ｑ＊）を補償対象として加算すれば、
任意の進み電流・遅れ電流指令を与えることができる。
これにより力率「１」制御が可能となる。
電力Ｑに基本波成分の無効電力指令（電流指令部５６に
破線で示す直流分Ｑ＊）を補償対象として加算すれば、
任意の進み電流・遅れ電流指令を与えることができる。
これにより力率「１」制御が可能となる。
【００３４】上述のようにして、補償対象となる高調波
に起因する高調波瞬時実電力Ｐｈと全瞬時虚電力Ｑｈが
求まったので、電流指令演算部５７にて次式（５）から
実電力Ｐｈ、虚電力Ｑｈと２相電圧Ｅα、Ｅβから直交
α、β座標上の２相電流指令Ｉα＊，Ｉβ＊が求まる。
に起因する高調波瞬時実電力Ｐｈと全瞬時虚電力Ｑｈが
求まったので、電流指令演算部５７にて次式（５）から
実電力Ｐｈ、虚電力Ｑｈと２相電圧Ｅα、Ｅβから直交
α、β座標上の２相電流指令Ｉα＊，Ｉβ＊が求まる。
【００３５】
【数５】
【００３６】次に（６）式に示すように２相／３相変換
部５８にて３相瞬時電流指令ＩCR＊，ＩCS＊，ＩCT＊に
変換し、順変換部１１の実電流ＩCR，ＩCS，ＩCTと比較
して、その比較結果をＰＷＭ制御回路５９に入力する。
ＰＷＭ制御回路５９は入力された比較結果により順変換
部１１のＰＷＭドライブ信号をドライブ回路６０から出
力する。ドライブ回路６０から出力されたドライブ信号
により順変換部１１の自己消弧素子（IGBT素子など）を
スイッチング制御することにより、複数のインバータ部
（第１インバータ３１ａ〜第Ｎインバータ３１Ｎ）の高
調波電流成分の補償を行う。
部５８にて３相瞬時電流指令ＩCR＊，ＩCS＊，ＩCT＊に
変換し、順変換部１１の実電流ＩCR，ＩCS，ＩCTと比較
して、その比較結果をＰＷＭ制御回路５９に入力する。
ＰＷＭ制御回路５９は入力された比較結果により順変換
部１１のＰＷＭドライブ信号をドライブ回路６０から出
力する。ドライブ回路６０から出力されたドライブ信号
により順変換部１１の自己消弧素子（IGBT素子など）を
スイッチング制御することにより、複数のインバータ部
（第１インバータ３１ａ〜第Ｎインバータ３１Ｎ）の高
調波電流成分の補償を行う。
【００３７】
【数６】
【００３８】ここで、瞬時実電力Ｐｈには逆変換部１３
がモータ４２に供給する実電力ＰLを加算して電流指令
演算部５７に供給する。この実電力ＰLはコンデンサ１
２の両端の直流電圧Ｅdhと、直流電流Ｉdhを乗算するこ
とで直流負荷を算出し、必要に応じてフィルタ（ＬＰ
Ｆ）による一次遅れを持って実電力演算部６１によって
求める。
がモータ４２に供給する実電力ＰLを加算して電流指令
演算部５７に供給する。この実電力ＰLはコンデンサ１
２の両端の直流電圧Ｅdhと、直流電流Ｉdhを乗算するこ
とで直流負荷を算出し、必要に応じてフィルタ（ＬＰ
Ｆ）による一次遅れを持って実電力演算部６１によって
求める。
【００３９】また、瞬時実電力Ｐｈには順変換部１１の
スイッチングロス等のロス分を補償するためにロス電力
ＰRを加算している。このロス電力ＰRは直流電圧指令Ｅ
dh＊と、直流電圧検出値Ｅdhを突き合わせて電圧制御回
路６２から求めている。
スイッチングロス等のロス分を補償するためにロス電力
ＰRを加算している。このロス電力ＰRは直流電圧指令Ｅ
dh＊と、直流電圧検出値Ｅdhを突き合わせて電圧制御回
路６２から求めている。
【００４０】なお、６３は逆変換部１３を制御するイン
バータ制御回路である。
バータ制御回路である。
【００４１】
【発明の効果】以上述べたように、この発明によれば、
第１インバータ部〜第Ｎインバータ部の電力回生機能と
しては、電気二重層キャパシタを用いた昇降圧チョッパ
部を採用し、モータの回生電力モードでは電気二重層キ
ャパシタに回生電力を貯蔵し、モータの駆動モードでは
貯蔵された電力を放出することにより、電力回生形イン
バータと同様な回生機能を持たせることが可能となる。
第１インバータ部〜第Ｎインバータ部の電力回生機能と
しては、電気二重層キャパシタを用いた昇降圧チョッパ
部を採用し、モータの回生電力モードでは電気二重層キ
ャパシタに回生電力を貯蔵し、モータの駆動モードでは
貯蔵された電力を放出することにより、電力回生形イン
バータと同様な回生機能を持たせることが可能となる。
【００４２】また、この発明によれば、ＥＭＩノイズ対
策としては、第１インバータ部〜第Ｎインバータ部の順
変換部は、ダイオード整流器を用いたコンデンサインプ
ット形の整流回路を採用し、これによる入力電源側の高
調波電流の増加と力率低下の対策として、高調波抑制イ
ンバータ部の順変換部はＰＷＭ順変換部で構成し、第１
インバータ部〜第Ｎインバータ部の入力電源側の高調波
抑制機能及び力率調整機能を高調波抑制インバータ部に
付加して、インバータ装置全体から見ると小容量のＰＷ
Ｍ順変換部で高調波抑制が可能となる。従って、インバ
ータ装置として電源側に与えるＥＭＩノイズが低減でき
る。
策としては、第１インバータ部〜第Ｎインバータ部の順
変換部は、ダイオード整流器を用いたコンデンサインプ
ット形の整流回路を採用し、これによる入力電源側の高
調波電流の増加と力率低下の対策として、高調波抑制イ
ンバータ部の順変換部はＰＷＭ順変換部で構成し、第１
インバータ部〜第Ｎインバータ部の入力電源側の高調波
抑制機能及び力率調整機能を高調波抑制インバータ部に
付加して、インバータ装置全体から見ると小容量のＰＷ
Ｍ順変換部で高調波抑制が可能となる。従って、インバ
ータ装置として電源側に与えるＥＭＩノイズが低減でき
る。
【００４３】さらに、ＥＭＩノイズ対策を実施するに
は、高調波抑制インバータ部のみを対策すればよいの
で、小容量の高次ノイズ対策用のＥＭＩフィルタ及び小
容量のキャリア周波数ノイズ除去用の低次フィルタを挿
入すればよい。これにより、システム全体として小型化
を図ることができ、もって従来の電力回生形インバータ
装置よりも経済的に有利になる。
は、高調波抑制インバータ部のみを対策すればよいの
で、小容量の高次ノイズ対策用のＥＭＩフィルタ及び小
容量のキャリア周波数ノイズ除去用の低次フィルタを挿
入すればよい。これにより、システム全体として小型化
を図ることができ、もって従来の電力回生形インバータ
装置よりも経済的に有利になる。
【図１】この発明の実施の形態を示す回路構成図。
【図２】電圧形インバータ装置の主回路構成図。
【図３】PWM順変換部を有する電力回生形インバータ装
置の回路構成図。
置の回路構成図。
１１…PWM順変換部 １２、２２…電解コンデンサ １３、２３…逆変換部 ２１…ダイオード整流器からなる順変換部 ３１ａ〜３１N…第１インバータ部〜第Ｎインバータ部 ３２…昇降圧チョッパ回路 ３２ｄ…電気二重層キャパシタ ３３…昇降圧チョッパ制御回路 ３５ａ、４２…モータ ４１…高調波抑制インバータ装置 ５１…アクティブフィルタを有する制御信号発生部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０２Ｍ 7/48 Ｈ０２Ｍ 7/48 Ｙ // Ｈ０２Ｐ 7/67 Ｈ０２Ｐ 7/67 Ｅ Ｆターム(参考） 5H006 AA01 AA02 BB01 BB05 CA01 CB01 CB08 DC02 DC05 5H007 AA01 AA08 BB01 BB06 CA01 CB02 CB05 CC07 CC12 DC02 DC05 EA02 5H572 BB01 BB05 DD01 FF05 HA08 HB09 HC07 LL22 LL24
Claims (3)
- 【請求項１】 ダイオード整流器で構成され、交流電力
を直流電力に変換する第１順変換部と、この第１順変換
部からの直流電力が供給され、負荷に交流電力を供給す
る第１逆変換部と、この第１逆変換部をPWM制御する第
１制御回路と、前記第１逆変換部からの電力回生時には
回生電力を電気二重層キャパシタに貯蔵し、負荷駆動時
には電気二重層キャパシタの貯蔵電力を放出制御する昇
降圧チョッパ回路と、この昇降圧チョッパ回路を制御
し、回生電力を電気二重層キャパシタに貯蔵したり、貯
蔵電力を放出したりする昇降圧チョッパ制御回路とを備
えた複数のインバータ部と、 自己消弧素子から構成され、PWM制御により電力回生可
能で交流電力を直流電力に変換する第２順変換部と、こ
の第２順変換部からの直流電力が供給され、負荷に交流
電力を供給する第２逆変換部と、この第２逆変換部をPW
M制御する第２制御回路と、前記複数のインバータ部が
発生する高調波分を抑制するために前記第２順変換部を
制御する制御信号発生部とを備えた高調波抑制インバー
タ部とからなることを特徴とする回生電力貯蔵・放出機
能と高調波抑制機能とを備えたインバータ装置。 - 【請求項２】 昇降圧チョッパ制御回路は、直流電圧指
令値と第１順変換部の出力側に接続された電解コンデン
サの両端の直流電圧検出値とを加算し、この加算出力が
直流電圧指令値になるように演算するＡＶＲ制御部と、
このＡＶＲ制御部の出力を電流指令値として、この電流
指令値と電気二重層キャパシタに流れる電流値を加算
し、この加算出力が電流指令値になるように制御するＡ
ＣＲ制御部と、このＡＣＲ制御部で得られた電流をPWM
演算して、昇降圧チョッパ回路のスイッチング素子を制
御するPWM演算部とからなることを特徴とする請求項１
記載の回生電力貯蔵・放出機能と高調波抑制機能とを備
えたインバータ装置。 - 【請求項３】 制御信号発生部は、複数のインバータ部
の交流系統の負荷電流と相電圧から瞬時実電力と瞬時虚
電力とを求める瞬時電力演算部と、この演算部により求
められた瞬時電力から高調波成分を求める交流分演算部
と、前記瞬時電力演算部によって求められた瞬時虚電力
に基本波無効電力指令を加算して力率を調整する手段
と、第２逆変換部の直流電圧と直流電流から負荷の実電
力を求める手段と、この実電力を前記瞬時実電力の高調
波成分に加算した成分と前記瞬時虚電力に基本波無効電
力指令を加算した成分とから前記第２順変換部の電流指
令を求める電流指令演算部と、この演算部で得られた電
流指令を２相／３相の電流指令に変換して、第２順変換
部の実電流と比較し、第２順変換部のPWM信号を得るPWM
制御回路とからなることを特徴とする請求項１記載の回
生電力貯蔵・放出機能と高調波抑制機能とを備えたイン
バータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001156604A JP2002354844A (ja) | 2001-05-25 | 2001-05-25 | 回生電力貯蔵・放出機能と高調波抑制機能とを備えたインバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001156604A JP2002354844A (ja) | 2001-05-25 | 2001-05-25 | 回生電力貯蔵・放出機能と高調波抑制機能とを備えたインバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002354844A true JP2002354844A (ja) | 2002-12-06 |
Family
ID=19000597
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001156604A Pending JP2002354844A (ja) | 2001-05-25 | 2001-05-25 | 回生電力貯蔵・放出機能と高調波抑制機能とを備えたインバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002354844A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2010015112A1 (zh) * | 2008-08-08 | 2010-02-11 | Zhou Shunxin | 用逆变器拖动多台电动机异步同时实现转子变频调速*** |
| WO2015111517A1 (ja) * | 2014-01-24 | 2015-07-30 | 東芝キヤリア株式会社 | 電力変換装置、設備機器、及び設備機器システム |
| WO2016104328A1 (ja) * | 2014-12-26 | 2016-06-30 | 東芝キヤリア株式会社 | モータ駆動装置 |
| US9620974B2 (en) | 2008-10-22 | 2017-04-11 | General Electric Company | Apparatus for transferring energy using power electronics and machine inductance and method of manufacturing same |
| US9809121B2 (en) | 2008-10-22 | 2017-11-07 | General Electric Company | Apparatus for energy transfer using converter and method of manufacturing same |
| WO2018221624A1 (ja) * | 2017-05-30 | 2018-12-06 | ダイキン工業株式会社 | 電源品質管理システムならびに空気調和装置 |
| US10454290B2 (en) | 2010-11-05 | 2019-10-22 | General Electric Company | Apparatus for transferring energy using onboard power electronics with high-frequency transformer isolation and method of manufacturing same |
-
2001
- 2001-05-25 JP JP2001156604A patent/JP2002354844A/ja active Pending
Cited By (20)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US10131234B2 (en) | 2008-10-22 | 2018-11-20 | General Electric Company | Apparatus for energy transfer using converter and method of manufacturing same |
| US11752887B2 (en) | 2008-10-22 | 2023-09-12 | General Electric Company | Apparatus for energy transfer using converter and method of manufacturing same |
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| JPWO2015111517A1 (ja) * | 2014-01-24 | 2017-03-23 | 東芝キヤリア株式会社 | 電力変換装置、設備機器、及び設備機器システム |
| WO2015111517A1 (ja) * | 2014-01-24 | 2015-07-30 | 東芝キヤリア株式会社 | 電力変換装置、設備機器、及び設備機器システム |
| CN106233596A (zh) * | 2014-01-24 | 2016-12-14 | 东芝开利株式会社 | 电力变换装置、设备机器以及设备机器*** |
| JPWO2016104328A1 (ja) * | 2014-12-26 | 2017-06-29 | 東芝キヤリア株式会社 | モータ駆動装置 |
| WO2016104328A1 (ja) * | 2014-12-26 | 2016-06-30 | 東芝キヤリア株式会社 | モータ駆動装置 |
| CN110678824A (zh) * | 2017-05-30 | 2020-01-10 | 大金工业株式会社 | 电源品质管理***及空调装置 |
| AU2018276600B2 (en) * | 2017-05-30 | 2020-12-10 | Daikin Industries, Ltd. | Power Source Quality Management System and Air Conditioner |
| WO2018221624A1 (ja) * | 2017-05-30 | 2018-12-06 | ダイキン工業株式会社 | 電源品質管理システムならびに空気調和装置 |
| CN110678824B (zh) * | 2017-05-30 | 2022-05-27 | 大金工业株式会社 | 电源品质管理***及空调装置 |
| US11374487B2 (en) | 2017-05-30 | 2022-06-28 | Daikin Industries, Ltd. | Power source quality management system and air conditioner |
| JP2018207771A (ja) * | 2017-05-30 | 2018-12-27 | ダイキン工業株式会社 | 電源品質管理システムならびに空気調和装置 |
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