JP5626435B2 - 直接形交流電力変換装置 - Google Patents
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Description
この発明は直接形交流電力変換装置に関し、特に整流回路、インバータ及び昇圧チョッパを備える構成に関する。
特許文献1,2、非特許文献1には、直接形交流電力変換装置が紹介されている。これらの直接形交流電力変換装置においては、昇圧チョッパが用いられ、これが整流回路から電力を受け、電力をインバータに供給することにより、瞬時電力の脈動が低減される。
大沼、伊東、「充電回路を付加したアクティブバッファ付き単相三相電力変換器の実機検証」平成22年電気学会産業応用部門大会1-124、I-587〜590頁
しかしこれらの文献で紹介された技術では、整流回路からコンデンサへと充電する期間と、コンデンサからインバータへと放電する期間とが、それぞれ入力交流電圧の周期の1/4毎に交互に設定されていた。このため出力電圧の大きさは、入力交流電圧の波高値の1/√2倍に留まっていた。
また、昇圧チョッパの動作がいわゆる不連続モードで行われており、昇圧チョッパが有するインダクタに流れるピーク電流が大きくなる傾向があった。
そこでこの発明は、昇圧チョッパが有するインダクタに流れるピーク電流を低減することを目的とする。また直接形交流電力変換装置からの出力電圧を従来よりも高め得る技術を提供することを他の目的とする。
この発明にかかる直接形交流電力変換装置は、直流リンク(7)と、第1整流回路(5,51)と、昇圧チョッパ(3)と、スイッチ(41)とを備える。
前記直流リンクは、第1電源線(L1)と、前記第1電源線の電位よりも低い電位が印加される第2電源線(L2)とを有する。
前記第1整流回路は、交流電圧を入力する複数の入力端と、それぞれ前記直流リンクに接続される一対の出力端(51c,51d)とを有する。
前記インバータは、前記直流リンクに印加された電圧を他の交流電圧に変換する。
前記昇圧チョッパは、出力段にコンデンサ(34)を有する。
前記スイッチは、前記コンデンサから前記直流リンクへの放電/非放電を行う。
そしてこの発明にかかる直接形交流電力変換装置の第1の態様では、前記昇圧チョッパにおいて前記コンデンサへの充電は少なくとも、放電デューティ(dc)が0よりも大きい期間の一部たる第1期間において行われる。
前記放電デューティは、前記スイッチが導通する時比率である。
この発明にかかる直接形交流電力変換装置の第2の態様は、その第1の態様であって、前記第1期間と、前記放電デューティが0となる期間の一部または全部において、前記昇圧チョッパにおける前記コンデンサへの充電が行われる。
この発明にかかる直接形交流電力変換装置の第3の態様は、その第1の態様および第2の態様のいずれかであって、前記第1期間においては、充電電力(Pci)及び放電電力(Pco)によって前記コンデンサ(34)への充放電が行われ、前記第1期間は、前記充電電力が前記放電電力よりも大きい期間と、前記放電電力が前記充電電力よりも大きい期間とを有する。
この発明にかかる直接形交流電力変換装置の第4の態様は、その第1の態様乃至第3の態様のいずれかであって、仮想直流リンク電圧(Vdc)は、前記整流電圧の1/√2倍よりも大きい。
前記仮想直流リンク電圧は前記放電デューティ(dc)と前記コンデンサ(34)の両端電圧(Vc)との積(dc・Vc)と、整流デューティ(dr)と前記交流電圧の整流電圧(Vrec)との積(dr・Vrec)との和で表される。
前記整流デューティは前記放電デューティと零電圧デューティ(dz)との和を1から差し引いて得られる値を採る。
前記零電圧デューティは、前記インバータ(6)が出力する電圧の大きさに拘わらず前記インバータ(6)が零電圧ベクトルを採用する時比率である。
この発明にかかる直接形交流電力変換装置の第5の態様は、その第4の態様であって、前記昇圧チョッパ(3)に流れる電流(ib)と前記第1整流回路から前記インバータ(6)に流れる電流(idirect)との和である整流電流(irec)の指令値(irec*)と、前記仮想直流リンク電圧(Vdc)の指令値(Vdc*)と、前記コンデンサの両端電圧(Vc)と、前記整流電圧(Vrec)と、前記インバータ(6)に入力する電流(idc)とに基づいて、前記零電圧デューティ(dz)を最小とする前記放電デューティが設定される。
この発明にかかる直接形交流電力変換装置の第6の態様は、その第5の態様であって、前記仮想直流リンク電圧(Vdc)が前記整流電圧(Vrec)よりも大きく、前記整流電流(irec)の前記指令値(irec*)が所定値(dr_max)以上であれば、前記整流デューティ(dr)は前記所定値を採り、前記放電デューティ(dc)は前記所定値を1から引いた値を採る。
前記所定値は、仮想直流リンク電圧(Vdc)の前記指令値(Vdc*)から前記コンデンサの前記両端電圧(Vc)を引いた値を、前記整流電圧(Vrec)から前記両端電圧(Vc)を引いた値で除した値((Vdc*−Vc)/(Vrec−Vc))である。
この発明にかかる直接形交流電力変換装置の第7の態様は、その第1の態様乃至第6の態様のいずれかであって、前記昇圧チョッパ(3)へ前記整流電圧(Vrec)を入力する第2整流回路(52)を更に備える。
この発明にかかる直接形交流電力変換装置の第8の態様は、その第1の態様乃至第6の態様のいずれかであって、前記第1整流回路の前記一対の出力端が前記昇圧チョッパの入力側に接続される。
この発明にかかる直接形交流電力変換装置の第9の態様は、その第1の態様、第3乃至第8の態様のいずれかであって、前記放電デューティ(dc)は常に正である。
この発明にかかる直接形交流電力変換装置の第10の態様は、その第1の態様乃至第9の態様のいずれかであって、前記スイッチ(41)と並列に、前記直流リンク(7)から前記コンデンサ(34)を充電する方向を順方向とするダイオードを更に備える。
少なくとも、放電デューティが0よりも大きい期間の一部において、昇圧チョッパにおいてコンデンサへの充電が行われることにより、インバータが出力できる電圧の最大値の、インバータのスイッチングを制御する周期の平均値は交流電圧の波高値の1/√2倍を越えることができる。
あるいは当該平均値が交流電圧の波高値の1/√2倍を越えない場合であっても、コンデンサを充電する期間を従来の技術よりも長く選定できるので、昇圧チョッパが有するインダクタに流れる電流のピーク値を、従来の技術よりも低減することができる。
図1はこの実施の形態にかかる直接形交流電力変換装置の構成を例示する回路図である。
当該直接形交流電力変換装置は、直流リンク7と、整流回路51,52と、昇圧チョッパ3と、スイッチ41と、インバータ6を備える。
直流リンク7は電源線L1,L2を有している。電源線L1の電位よりも低い電位が、電源線L2に印加される。
整流回路51は交流電圧Vinを入力する入力端51a,51bと、それぞれ電源線L1,L2に接続される一対の出力端51c,51dとを有する。整流回路51は全波整流形であり、ここではダイオードブリッジで形成される場合が例示されている。
なお、図1では、整流回路51には単相交流電源からフィルタ回路2を介して交流電圧Vinが供給される状況が例示されている。但し、フィルタ回路2は高調波ノイズをカットする目的で設けられているので、そのカットオフ周波数は交流電圧Vinの周波数よりも高い。以降で説明する各部の動作にはフィルタ回路2の機能はほとんど影響しないので、以降ではフィルタ回路2の動作について無視して説明する。
スイッチ41の動作や、昇圧チョッパ3及びインバータ6のスイッチング動作は制御部9によって制御される。制御部9も当該直接形交流電力変換装置に備えられると把握することもできる。
インバータ6は、直流リンク7に印加された電圧を他の交流電圧に変換する。ここではインバータ6は、誘導性負荷としての永久磁石型同期電動機PMSMに対して三相交流電圧を出力する構成が示されている。インバータ6は瞬時空間ベクトル制御の下で動作する電圧形インバータであり、公知の構造を採用できる。インバータ6は三相の電流Iinvを永久磁石型同期電動機PMSMに出力する。
昇圧チョッパ3はその出力段にコンデンサ34を有する。より具体的には、昇圧チョッパ3には、交流電圧Vinの整流電圧Vrecが印加される。当該整流電圧は全波整流形の整流回路52によって生成される。ここでは、整流回路52がダイオードブリッジで形成される場合が例示されている。
昇圧チョッパ3は、コンデンサ34の他、インダクタ32と、スイッチ31と、ダイオード33とを有している。整流電圧Vrecはインダクタ32の一端と、スイッチ31の一端との間に印加される。インダクタ32の他端と、スイッチ31の他端とダイオード33のアノードとは相互に接続されている。ダイオード33のカソードと、スイッチ31の一端との間にコンデンサ34が接続される。スイッチ31には、例えば絶縁ゲート型バイポーラトランジスタが採用される。
このような構成は昇圧チョッパとして周知であり、その詳細な動作説明は省略する。
但しここでは、スイッチ31は制御信号Sbの活性/非活性に応じてそれぞれ導通/非導通することと、インダクタ32に流れる電流ibの指令値ib*(後に詳述)とコンデンサ34に印加されるコンデンサ電圧Vcと整流電圧Vrecとによって、スイッチ31が導通する時比率であるブーストデューティdbが決定されることを記しておく。
スイッチ41は、制御信号Scの活性/非活性に応じて、それぞれコンデンサ34から直流リンク7への放電/非放電を行う。より具体的には、スイッチ41は電源線L1,L2の間でコンデンサ34に対して直列に接続される。
通常、昇圧チョッパ3の動作によって、コンデンサ電圧Vcは整流電圧Vrecよりも高い。よってスイッチ41は、昇圧チョッパ3から(より具体的にはコンデンサ34から)電源線L1へと向かって電流を流すか否かを制御するスイッチ素子を有する。当該スイッチ素子には、例えば絶縁ゲート型バイポーラトランジスタが採用される。
また、望ましくは、インバータ6からの回生電流でコンデンサ34を充電すべく、直流リンク7から昇圧チョッパ3へ(より具体的には電源線L1からコンデンサ34へ)と向かう方向を順方向とするダイオードも有する。
制御部9は交流電圧Vin(より正確にはその波形を示す信号:以下同様)、インバータ6が出力する電流Iinv、コンデンサ電圧Vcを入力し、制御信号Sb,Sc,Sgを出力する。制御信号Sgはインバータ6のスイッチングを制御する信号であり、ここではインバータ6が三相電圧を出力する場合が例示されていることから、6(=3×2)個の信号群から構成される。
図2はこの実施の形態にかかる直接形交流電力変換装置の他の構成を例示する回路図である。図1に示された構成と比較すると、整流回路51は整流回路52を兼務している。つまり整流回路5は、その一対の出力端51c,51dが昇圧チョッパ3の入力側に接続されている。この場合、図1に示された構成とは異なり、必ずしも、昇圧チョッパ3に整流電圧Vrecが印加されるとは言えない。インダクタ32の他端が、電源線L1を介してスイッチ41に接続され、スイッチ41の動作状況によってはコンデンサ電圧Vcが昇圧チョッパ3に印加されるからである。
しかし、図1及び図2も次に示す等価回路では同等に扱えるため、以下に説明する制御方法は共通する。まず、等価回路について説明する。
図3は図1及び図2に示される直接形交流電力変換装置の等価回路である。整流電圧Vrecを電圧源として表現することにより、整流回路51が導通するか否かをスイッチGrecで示している。また、スイッチ31,41はそれぞれスイッチGb,Gcで示されている。但しここではインバータ6からの回生電流を考慮せず、スイッチ41が有するダイオードは考慮されていない。
インバータ6及びその負荷は、インバータ6に流入する直流電流idcを流す電流源として表現されている。ここでスイッチGzが導通する状態ではインバータ6がいわゆる零電圧ベクトルで動作する。インバータ6が零電圧ベクトルで動作する場合は、インバータ6は誘導性負荷を電源線L1,L2のいずれか一方へ短絡させるので、直流リンク7からの電流を受けない。
他方、インバータ6が零電圧ベクトル以外で動作するのは、インバータ6が直流リンク7から電流を受けるときに許される。よって零電圧ベクトル以外でのインバータ6の動作はスイッチGzが非導通のときに行われる。
整流電圧Vrecよりも高いコンデンサ電圧Vcが直流リンク7に印加されるときには、整流回路51からは直流リンク7には電流が流れない。即ちスイッチGcが導通するときには、スイッチGrecは導通しない。
上記特許文献1,2で示されるように、スイッチGrec,Gc,Gzが導通する時比率をそれぞれ整流デューティdr、放電デューティdc,零電圧デューティdzとすると、それら三者の和は1となる。即ち下式(1)が成立する。但し、これらの時比率は交流電圧Vinの周期と比較して短い周期における時比率であり、交流電圧Vinが一定であると近似して制御されるキャリア周期についての時比率である。
dr+dc+dz=1…(1)。
零電圧デューティdzは、インバータ6がその出力する電圧の大きさに拘わらず零電圧ベクトルを採用する期間に対応する時比率である。また放電デューティdcは、スイッチ41が導通する時比率である。
整流デューティdrは整流回路51が導通する時比率であり、式(1)から、放電デューティdcと零電圧デューティdzとの和を1から差し引いた値を採ることが判る。
直流リンク7に印加される直流電圧は、スイッチ41が導通するときにコンデンサ電圧Vcを採り、スイッチ41が導通しないときに整流電圧Vrecを採る。そこで仮想的な電圧(本願で「仮想直流リンク電圧」と称す)Vdcを下式(2)で定める。
Vdc=dr・Vrec+dc・Vc…(2)。
つまり、仮想直流リンク電圧Vdcは、放電デューティdcとコンデンサ電圧Vcとの積(dc・Vc)と、整流デューティdrと整流電圧Vrecとの積(dr・Vrec)との和で表される。これはインバータ6が出力できる電圧の最大値の、スイッチ41やインバータ6のスイッチングを制御する周期についての平均として、把握することもできる。図3では仮想直流リンク電圧Vdcは、インバータ6及びその負荷を表す電流源idc(これは直流電流idcを流す)の両端に生じる電圧として示している。
このような等価回路において、整流電圧Vrecを示す電圧源から流れる電流(本願では「整流電流」と称す)irecは、実際の構成においては(昇圧チョッパ3が有する)インダクタ32に流れる電流ibと、整流回路51からインバータ6に流れる電流idirectとの和として把握される。
但し、図1に示された構成においては、整流電流irecは直接には示されない。図1において電流idirectは整流回路51から直流リンク7に流れる電流であり、電流ibは整流回路52から昇圧チョッパ3に流れる電流である。
他方、図2に示された構成においては、出力端51cから整流電流irecが出力され、その中からインダクタ32に流れる部分が電流ibとなる。
スイッチGrecは整流回路51の導通/非導通を示すのであるから、その導通する時比率たる整流デューティdrは、電流idirectを直流電流idcで除した値として表される。よって下式(3)が成立する。
irec=dr・idc+ib…(3)。
さて、上記特許文献1,2及び非特許文献1では、電流ibを流す期間が、コンデンサ34から直流リンク7へと電力を授与する期間(授与期間)から排除されていた。しかも当該授与期間と、直流リンク7からコンデンサ34が電力を受納する期間(受納期間)とが、交流電圧Vinの周期の1/4毎に交互に設定されていた。このため、仮想直流リンク電圧Vdcは当該交流電圧の波高値の1/√2倍を越えることがなかった。
しかし、授与期間であっても、コンデンサ34は常時放電するわけではなく、放電デューティdcで導通する。よって授与期間であっても、コンデンサ34を充電可能な期間が存在する。他方、授与期間が必要となるのは、仮想直流リンク電圧Vdcが、整流電圧Vrecよりも大きい期間である。仮想直流リンク電圧Vdcが、整流電圧Vrecよりも小さければ式(2)から明白なようにdc=0としても、dz>0として仮想直流リンク電圧Vdcを整流電圧Vrec並びに整流デューティdr及び零電圧デューティdzのみで決定できるからである。
換言すれば少なくとも、仮想直流リンク電圧Vdcが整流電圧Vrecよりも大きい期間(当該期間ではdc>0となる:理由は後述する)の一部において、昇圧チョッパ3においてコンデンサ34への充電が行われることにより、コンデンサ34の電力が補充される。これにより、仮想直流リンク電圧Vdcは交流電圧Vinの波高値の1/√2倍を越えることができる。もちろん、dc=0となる期間の一部または全部においてコンデンサ34の充電を行うこともできる。
あるいは仮想直流リンク電圧Vdcは交流電圧Vinの波高値の1/√2倍を越えない場合であっても、コンデンサ34を充電する期間を従来の技術よりも長く選定できるので、インダクタ32に流れる電流ibのピーク値を、従来の技術よりも低減することができる。
以下、更に詳細に説明する。なお、昇圧チョッパ3における損失や、インダクタ32に要求される定格電流を低減するためには、放電デューティdcを小さくすることが望ましい。
まず、整流電流irecが電流idirectよりも大きい場合を考察する。これは式(3)に鑑みれば、昇圧チョッパ3に電流ibを流す余裕がある場合であり、整流デューティdrの大きさは整流電流irecからの制限を受けない。この場合において、更に、仮想直流リンク電圧Vdcを整流電圧Vrec以下にする場合を第1の場合として考察する。第1の場合では、上述のように、dc=0とし、dz>0として実現される。具体的には、式(1)、(2)においてdc=0とすることで、第1の場合における整流デューティdr、零電圧デューティdzが下式(4)で決定される。このとき、コンデンサ34がスイッチ41を介して放電することはない。
dr=Vdc/Vrec、dz=1−Vdc/Vrec…(4)。
換言すれば、仮想直流リンク電圧Vdcの指令値Vdc*を設定したとき、第1の場合において放電デューティdcを零として、仮想直流リンク電圧Vdcを指令値Vdc*に従わせるためには、整流デューティdrを整流電圧Vrecに対する指令値Vdc*の比(Vdc*/Vrec)に設定し、零電圧デューティdzとして当該比を1から差し引いた値に設定すればよいことがわかる。
また、このとき、零電圧デューティdzも最小となることが判る。放電デューティdcが増大しても仮想直流リンク電圧Vdcを指令値Vdc*に一致させるためには、式(2)から、零電圧デューティdzを増大させなければならないからである。
換言すれば、第1の場合において、整流デューティdrを比(Vdc*/Vrec)に設定することは、零電圧デューティdzを最小とするための放電デューティdcを設定し、その値を0にすることと把握することもできる。
そして第1の場合において上記制御を行うとき、コンデンサ34は放電しない。
次に、整流電流irecが電流idirectよりも大きく、かつ仮想直流リンク電圧Vdcを整流電圧Vrecよりも大きくする場合を第2の場合として考察する。この場合、コンデンサ34から直流リンク7へと放電させなければならないことは式(2)から自明である。つまり放電デューティdcは正となる。もちろん、式(2)からは、仮想直流リンク電圧Vdcがコンデンサ電圧Vc以下でなければならないこともまた自明である。
ここで、損失や定格電流を低減すべく放電デューティdcを小さくするためには、仮想直流リンク電圧Vdcの上昇に寄与しない零電圧デューティdzを小さくする必要がある。第2の場合では、第1の場合と同様に、整流デューティdrの大きさは整流電流irecからの制限を受けないので、直流電流idcは整流電流irecで賄うことができる。よって零電圧デューティdzは零まで小さくすることができる。
このことと、式(1)とから、式(2)は下式(5)に変形できる。
Vdc=dr・Vrec+(1−dr)・Vc
∴dr=(Vdc−Vc)/(Vrec−Vc)…(5)。
∴dr=(Vdc−Vc)/(Vrec−Vc)…(5)。
換言すれば、第2の場合において仮想直流リンク電圧Vdcを指令値Vdc*に従わせるためには、整流デューティdrを比(Vdc*−Vc)/(Vrec−Vc)に設定し、放電デューティdcとして当該比を1から差し引いた値に設定すればよいことがわかる。
そして第2の場合において、整流デューティdrを上記のように設定することは、零電圧デューティdzを最小とするための放電デューティdcを設定し、その値を(1−dr)に設定することと把握することもできる。この場合も、零電圧デューティdzは零まで小さくなるからである。
このように、上記の各デューティの制御は、二つの観点に基づいて、零電圧デューティdzを最小とするための放電デューティdcを設定することである、と把握することができる。第1の観点は、整流電流irecが電流idirectよりも大きいか否か、換言すれば、整流電流irecの指令値irec*が電流irectよりも大きく設定するか否かという観点である。第2の観点は、仮想直流リンク電圧Vdcが整流電圧Vrecよりも大きいか否か、換言すれば、指令値Vdc*が整流電圧Vrecよりも大きいか否かという観点である。
図1に示された回路では整流回路52から、図2に示された回路では整流回路51から、それぞれ電流ibを流す余裕がある。よって直流電流idcが推定されれば、その推定値idc^を用いることにより、電流ibの指令値ib*は式(3)を考慮して、下式(6)で設定されることになる。
ib*=irec*−dr_max・idc^…(6)。
ここでdr_maxは第1の場合において式(4)で、第2の場合において式(5)で、それぞれ表される整流デューティdrである。
特に第2の場合のように、仮想直流リンク電圧Vdcが整流電圧Vrecよりも大きいとき、コンデンサ34から直流リンク7へと放電デューティdcで放電する授与期間となる。そしてこの授与期間においては放電のみならず、式(6)で示される指令値ib*に従って電流ibが流れ、コンデンサ34の充電も行われる。
従って本願では、第2の場合に相当する期間を「充放電区間」と称する。これに対して第1の場合に相当する期間は、コンデンサ34の放電を行わず、充電のみが行われるので、本願において「充電区間」と称する。
なお、昇圧チョッパ3に流れる電流ibを用いて、スイッチGb(スイッチ31)がどのようなスイッチング動作を行ってコンデンサ34をコンデンサ電圧Vcまで充電するかについては、周知の手法を採用することができる。当該手法はいわゆる電流不連続モードであってもよいし、臨界モードであってもよいし、電流連続モードであってもよい。
次に、第3の場合として、整流電流irecが電流idirect以下の場合を考察する。これは式(3)に鑑みれば、電流ibを流す余裕がない可能性がある場合である。あるいは式(6)に鑑みればib*<0の場合であり、即ち下式(7)が成立する場合である。
irec*<dr_max・idc^…(7)。
しかし実際には電流ibが負の値を採ることはないので、式(7)の条件のもと、dr_maxよりも小さな値を採る整流デューティdrを採用することにより、irec≧0,dr≧0,idc>0,ib≧0の条件下で式(3)を成立させることになる。
常にib≧0を満足させるため、電流ibの指令値ib*は0に設定される。つまり式(7)が成立する期間ではコンデンサ34は充電されず、下記で定められる放電デューティdcでコンデンサ34が放電される。よって本願では、式(7)が成立する期間を「放電区間」と称する。
式(7)を考慮して、指令値irec*と推定値idc^とを用いて整流デューティdrは下式(8)で定められる。
dr=irec*/idc^…(8)。
即ち、仮想直流リンク電圧Vdcを指令値Vdc*に従わせるためには、整流デューティdrを推定値idc^に対する指令値irec*の比(irec*/idc^)に設定することになる。
さて、仮想直流リンク電圧Vdcを指令値Vdc*に従わせるためには、式(2)を考慮して、下式(9)が成立しなければならない。
Vdc*=dr・Vrec+dc・Vc…(9)。
但し整流デューティdrは式(8)で設定された値に設定され、コンデンサ電圧Vcは実質的には固定される。よって、与えられた指令値Vdc*に式(9)の右辺を等しくするために選定可能なパラメータは零電圧デューティdzと放電デューティdcである。
式(9)から直ちに下式(10)によって放電デューティdcが定まる。
dc=(Vdc*−dr・Vrec)/Vc…(10)。
なお、式(7)が成立する期間(「放電期間」)では、コンデンサ電圧Vcは厳密には低減することになる。上述のように指令値ib*は0に設定されるからである。しかし指令値irec*を適宜に設定することにより、コンデンサ電圧Vcの低減が無視できる程度にまで放電期間を短くすることができる。
上述の特許文献1,2及び非特許文献1では、整流電流irecを全波整流の波形としていたため、このような指令値irec*の選定には想到していなかった。しかしながらこの実施の形態では、整流電流irecを全波整流の波形に限定しないので、放電期間を短くし、式(10)でコンデンサ電圧Vcを一定として放電デューティdcを設定することができる。
さて、式(1)の束縛条件があるため、零電圧デューティdzは下式(11)で求められることになる。
dz=1−dr−dc…(11)。
このように放電期間では指令値irec*と推定値idc^が得られれば式(8)によって整流デューティdrが決定され、更に式(10)、(11)でそれぞれ放電デューティdc、零電圧デューティdzが一意に決定される。
つまり零電圧デューティdzは式(11)で決定される値以上を取り得ないため、その最小値に設定されていると把握することができる。即ち、放電区間においても、充電区間、充放電区間と同様に、零電圧デューティdzを最小とするための放電デューティdcを設定する、と把握することができる。
以上のようにして決定される整流デューティdr、零電圧デューティdz、放電デューティdc及び指令値ib*が定まれば、周知の技術を用いて制御信号Sb,Sc,Sgを生成することができる。
図4は、制御部9の構成を例示するブロック図である。制御部9は大別して、電流指令生成部91、直流電流推定器92、デューティ分配器93、パルス幅変調信号生成器94、チョッパ信号生成器95に区分される。
電流指令生成部91は、整流電流irecの指令値irec*を生成する。図4では後述するように、指令値irec*が正弦波形の絶対値をとる構成を例示しているが、指令値irec*は必ずしもそのような波形を呈しなければならないという制限はない。
直流電流推定器92は、直流電流idcの推定値idc^を求める。図3の等価回路から理解されるように、実際の回路では直流電流idcを実測できる箇所がない。よって式(6)(8)で示される演算では推定値idc^が採用される。
直流電流idcと仮想直流リンク電圧Vdcとで、インバータ6が出力する電力を等価回路において求めることができる。他方、実際の回路においてインバータ6が出力する電力は、インバータ6が出力する三相の電流Iinvと、三相の電圧Vinvとから求められる。よって理論的には推定値idc^は、仮想直流リンク電圧Vdc、電流Iinv、電圧Vinvから求めることができる。
但し、インバータ6が出力する電圧Vinvは、パルス幅変調信号生成器94によって、その指令値Vinv*に追従して制御される。また仮想直流リンク電圧Vdc自体は測定できないが、デューティ分配器93によって、その指令値Vdc*に追従して制御される。他方、電流Iinvはインバータ6と永久磁石型同期電動機PMSMとの間の結線から測定することができる。よって本実施の形態では、推定値idc^を、指令値Vdc*,Vinv*及び電流Iinvから求める。もちろん、他の手法によって推定値idc^を求めてもよい。
デューティ分配器93は、指令値Vdc*,irec*、コンデンサ電圧Vc、整流電圧Vrec、推定値idc^に基づいて、上記第1乃至第3の場合について説明した手法により、整流デューティdr、零電圧デューティdz、放電デューティdc及び指令値ib*を決定する。ここで『デューティ「分配」器』と表現するのは、式(2)に示されたように、値1を整流デューティdr、零電圧デューティdz、放電デューティdcで分配するからである。
パルス幅変調信号生成器94は、整流デューティdr、零電圧デューティdz、放電デューティdcと、指令値Vinv*,Vdc*とに基づいて、制御信号Sc,Sgを生成する。例えばこれらのデューティと指令値Vinv*の各相分とを演算して信号波を生成し、信号波と三角波キャリアとの比較によって制御信号Sc,Sgを生成することができる。かかる手法は公知であり、例えば特許文献1,2で説明されているので、ここでは詳細な説明を省略する。
チョッパ信号生成器95は、昇圧チョッパデューティ演算器951と、パルス幅変調信号生成器952とを有している。昇圧チョッパデューティ演算器951は指令値ib*、コンデンサ電圧Vc、整流電圧Vrecに基づいてブーストデューティdbが決定される。
ブーストデューティdbは、昇圧チョッパ3をどのようなモードで動作させるかに依存して決定方法が異なる。但し、その手法は通常の昇圧チョッパの放電デューティの決定方法を採用できるので、ここでは詳細な説明は省略する。
パルス幅変調信号生成器952もまた、公知の変調方法により、ブーストデューティdbから制御信号Sbを生成することができる。
次に、電流指令生成部91の構成を説明する。電流指令生成部91は、出力電力推定器911、三角関数値生成器912、コンデンサ電圧制御器913、加算器914、乗算器915、除算器916を有している。
出力電力推定器911は、出力電力Poutの推定値Pout^を指令値Vinv*及び電流Iinvから求める。直流電流推定器92は、上述のようにして推定値idc^を求めるので、出力電力推定器911から得た推定値Pout^と指令値Vdc*を入力して推定値idc^を得ても良い。
コンデンサ電圧制御器913は、コンデンサ電圧Vcとその指令値Vc*との偏差Vc*−Vcを求め、これに対して少なくとも比例制御を施して加算器914に出力する。
加算器914は推定値Pout^に対し、コンデンサ電圧制御器913からの出力を加算する。これはコンデンサ電圧Vcがその指令値Vc*よりも減少/増大したときには推定値Pout^をそれぞれ大きく/小さく補正することにより、入力電力の指令値Pin*を適切に設定し、以て上記の偏差を小さくするための処理である。かかる偏差の安定性のため、コンデンサ電圧制御器913としては単なる比例制御そのものではなく、比例積分制御、あるいは比例積分微分制御が採用されることが望ましい。
ここでは整流電流irecの指令値irec*が正弦波形の絶対値をとる場合を想定しており、整流電圧Vrecが正弦波形の絶対値を採ることから、加算器914の出力に三角関数値2・sin2θを乗算して、指令値Pin*が求められる。
三角関数値生成器912は電源電圧の位相角θに基づいて、三角関数値2・sin2θを生成する。そして加算器914の加算結果と、三角関数値2・sin2θとが、乗算器915において乗算され、指令値Pin*が求められる。
入力電力Pinは整流電圧Vrecと整流電流irecの積であるので、整流電流irecの指令値irec*は指令値Pin*を整流電圧Vrecで除して求められる。
位相角θは例えば、測定された電圧Vinから、電源位相推定器96によって推定される。電源位相推定器96は例えば位相同期回路で構成することができる。整流電圧Vrecは例えば、測定された電圧Vinの絶対値を絶対値回路97で求めることで得られる。電源位相推定器96、絶対値回路97の具体的な構成は周知技術であるので、ここでは詳細は述べない。
図5は整流デューティdr、零電圧デューティdz、放電デューティdc及び指令値ib*を求める工程を纏めたフローチャートである。かかるフローチャートはデューティ分配器93の動作を示していると把握できる。
ステップS101は、直接形交流電力変換装置の動作が、第3の場合に相当しないと仮定すれば、第1の場合に相当するか、第2の場合に相当するかの判断に相当する。ステップS101では仮想直流リンク電圧Vdcの指令値Vdc*が整流電圧Vrec以下であるか否かを判断する。当該判断が肯定的であればステップS102,S104へ、否定的で有ればステップS103,S105へ、それぞれ処理が進む。
ステップS102,S104は直接形交流電力変換装置の動作が第1の場合、第3の場合のいずれに相当するかを判断する処理である。ステップS102では式(4)を考慮して、dr_max=Vdc*/Vrecが求められる。ステップS104では式(7)を考慮して、指令値irec*が値dr_max・idc^以上であるか否かが判断される。ステップS104の判断が肯定的であれば直接形交流電力変換装置の動作は第1の場合に相当し、処理はステップS106,S109へ進む。ステップS104の判断が否定的であれば直接形交流電力変換装置の動作は第3の場合に相当し、処理はステップS108,S110へ進む。
ステップS103,S105は直接形交流電力変換装置の動作が第2の場合、第3の場合のいずれに相当するかを判断する処理である。ステップS103では式(5)を考慮して、dr_max=(Vdc*−Vc)/(Vrec−Vc)が求められる。ステップS105ではステップS104と同様に式(7)を考慮して、指令値irec*が値dr_max・idc^以上であるか否かが判断される。ステップS105の判断が肯定的であれば直接形交流電力変換装置の動作は第2の場合に相当し、処理はステップS107,S109へ進む。ステップS105の判断が否定的であれば直接形交流電力変換装置の動作は第3の場合に相当し、処理はステップS108,S110へ進む。
ステップS106,S107,S108は、それぞれ第1の場合、第2の場合、第3の場合に応じた各デューティの設定である。ステップS109は第1の場合、第2の場合に応じた指令値ib*の設定であり、ステップS110は第3の場合に応じた指令値ib*の設定である。これらの設定内容は既に述べたとおりである。
なお、Vdc>Vrecであれば、ステップS101の判断結果から、ステップS107,S108のいずれかが実行される。ステップS107が実行される場合、放電デューティdcは値(1−dr)を採る。この場合、整流デューティdrは式(5)で示され、1よりも小さい。よってこの場合には放電デューティdcは0よりも大きい。
またステップS108が実行される場合、放電デューティdcは式(10)で示される値を採る。Vdc>Vrecであれば整流デューティdrの値によらずに式(10)の右辺の分子は0より大きい。よってこの場合にも放電デューティdcは0よりも大きい。
つまり、Vdc>Vrecであれば、必ずdc>0に設定されていることになる。
なお、制御部9は、例えばマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成して実現できる。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ(換言すれば手順)を実行する。上記記憶装置は、例えばROM(Read Only Memory)、RAM(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ(EPROM(Erasable Programmable ROM)等)、ハードディスク装置などの各種記憶装置の1つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御部9はこれに限らず、制御部9によって実行される各種手順(各測定値の取得、ステップS101〜S110の実行等)、あるいはこれを構成する各要素、又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。
≪実施例≫
以下、上記手法を用いたことの効果を現す実施例を示す。
以下、上記手法を用いたことの効果を現す実施例を示す。
上記特許文献1,2及び非特許文献1では、
(i)電流ibを流す期間が、コンデンサ34から直流リンク7へと電力を授与する授与期間から排除されており、
(ii)直流リンク7からコンデンサ34が電力を受納する受納期間が、授与期間と交互に、かつ交流電圧Vinの周期の1/4毎に設定される、
という条件が満足されていた。
(i)電流ibを流す期間が、コンデンサ34から直流リンク7へと電力を授与する授与期間から排除されており、
(ii)直流リンク7からコンデンサ34が電力を受納する受納期間が、授与期間と交互に、かつ交流電圧Vinの周期の1/4毎に設定される、
という条件が満足されていた。
上記条件(i)(ii)を満足しつつも、整流電流irecが正弦波形から歪むことを許せば、これを許さない場合と比較して、電流ibのピーク電流を低減することができる。受納期間における電流ibの変化を小さくすればよいからである。
図6及び図7はシミュレーションによって、上記条件(i)(ii)を維持しつつ電流ibのピーク電流を低減した場合(「比較例1」とする」)の、諸元の波形を示すグラフである。但し、仮想直流リンク電圧Vdcは整流電圧Vrecの波高値(300V)の1/√2(212V)に設定した。またコンデンサ電圧Vcは整流電圧Vrecよりも高くかつ一定(400V)としている(以下同様)。
また、本実施の形態との整合性を採るため、横軸では授与期間、受納期間という表現を採用せず、「充電」「放電」と記載した。ここで「充電」とはコンデンサ34の充電が可能な期間であり、「放電」とはコンデンサ34の放電が可能な期間である。また上記(i)の条件から「放電」期間において電流ibは流れない。また上記(ii)の条件から「放電」「充電」はいずれも交流電圧Vinの周期の1/4(90度)である。
図6の第1段目は、コンデンサ電圧Vc、整流電圧Vrec、仮想直流リンク電圧Vdc(これはその指令値Vdc*へ正確に追従していることと仮定している。以下同様)の波形を示す。
図6の第2段目は整流電流irec(これはその指令値irec*へ正確に追従していることと仮定している。以下同様)、直流電流idc(これは、その推定値idc^によって正確に推定されていると仮定している。以下同様)の波形を示す。直流電流idcを一定値とすることにより、一定値を採る仮想直流リンク電圧Vdcと相まって、出力電力Poutを一定にしている。
図6の第3段目は整流電流irec、電流idirect(これは整流デューティdrと推定値idc^との積で求められる。以下同様)と、電流ib(これはその指令値ib*へ正確に追従していることと仮定している。以下同様)の波形を示す。
図6の第4段目は整流デューティdr、放電デューティdc、零電圧デューティdzの波形を示す。
図6の第5段目は直流電流idc、電流idirect、コンデンサ34から直流リンク7へと流れる電流ic(これは放電デューティdcと推定値idc^との積で求められる。以下同様)、零相電流iz(これは零電圧デューティdzと推定値idc^との積で求められる。以下同様)の波形を示す。
図7の第1段目は、インバータ6が出力する電力Pout(これは、その推定値Pout^によって正確に推定されていると仮定している。以下同様)、整流電圧Vrecと電流idirectとで決定する電力Pdirect、コンデンサ34が放電する電力Pco、コンデンサ34に入出力する電力Pcの波形を示す。電力Pcは充電時には電力Poutを減少させるので負値となり、放電時には電力Pcoと一致する。
図7の第2段目は、入力電力Pin(これはその指令値Pin*へ正確に追従していることと仮定している。以下同様)、電力Pdirect、コンデンサ34に充電される電力Pci、電力Pcの波形を示す。電力Pcは充電時には電力Pciと絶対値が同じとなる。
図7の第3段目は、図7の第1段目と第2段目から、コンデンサ34に関連する電力Pc,Pci,Pcoを抜き出して纏めたグラフである。
このようにして電流ibのピークを下げた場合、そのピーク値は単相交流電源から流れ出す電流(入力電流)の波高値の44%(11.6A)であった。電流ibの変化を小さくするため、整流電流irecは「充電」期間において平坦化しており、正弦波形から相当に歪んでいる。
また、電源電流は急峻な変化を伴うものとなり,電源ノイズやフィルタ回路共振の面で実用上好ましくない波形といえる。電源電流の急峻な変化を抑える場合,すなわち変化が連続的で,電源電圧がゼロクロスとなるときに値が0となるような整流電流irecを流す場合は,電流ibのピーク値はより大きくなる。
これに対し、本実施の形態の手法を用いて、仮想直流リンク電圧Vdcが整流電圧Vrecよりも大きい場合に、コンデンサ34の放電のみならず充電をも行うことで、電流ibのピーク電流をより抑制することができる。
図8及び図9は、シミュレーションによって、本実施の形態の手法に従って制御した場合(「実施例1」とする)の、諸元の波形を示すグラフである。図8及び図9はそれぞれ図6及び図7に対応した諸元の波形を示す。但し、仮想直流リンク電圧Vdc及び電流idcは、図6及び図7で説明した場合と等しく、それぞれ212V、21.2Aに設定した。また整流電圧Vrecの波高値も300Vに設定した。
図8及び図9のグラフにおいて「充電」期間は、コンデンサ34の充電を行うが、放電は行わない(Pci>0,Pco=0)。具体的には「充電」期間は、仮想直流リンク電圧Vdcが整流電圧Vrec以下であり、かつ、ic=0(即ちdc=0)の場合であり、図5のステップS106,S109が実行されている期間である。また、「放電」期間はコンデンサ34の放電を行うが、充電は行わない(Pco>0,Pci=0)。具体的には「放電」期間は、仮想直流リンク電圧Vdcが整流電圧Vrecよりも大きく、かつ、iz>0(即ちdz>0)の場合であり、図5のステップS108,S110が実行されている期間である。そして「充放電」期間は、仮想直流リンク電圧Vdcが整流電圧Vrecよりも大きく、かつ、iz=0(即ちdz=0)の場合であり、図5のステップS107,S109が実行されている期間である。「充放電」期間は、コンデンサ34を充電する電力Pciがコンデンサ34が放電する電力Pcoよりも大きい期間(即ちPc<0となる期間:これは「充電」期間と隣接し、「放電」期間と離隔する)とコンデンサ34が放電する電力Pcoがコンデンサ34を充電する電力Pciよりも大きい期間(即ちPc>0となる期間:これは「放電」期間と隣接し、「充電」期間と離隔する)とを有する。
このようにして電流ibのピークを下げた場合、そのピーク値は単相交流電源から流れ出す電流の波高値の40%(10.0A)であった。
このように、「充放電」期間を設けることにより、実施例1では比較例1よりも電流ibのピークを低減することができる。
但し、図8及び図9で示された場合でも、仮想直流リンク電圧Vdcを整流電圧Vrecの波高値の1/√2であったため、その「充電」期間は図6及び図7で示された場合と一致した。そこで、次に、条件(i)の限定を外すことにより、仮想直流リンク電圧Vdcを整流電圧Vrecの波高値の1/√2よりも高く設定できることを示す。
図10及び図11は、シミュレーションによって、本実施の形態の手法に従って制御した場合(「実施例2」とする)の、諸元の波形を示すグラフである。それぞれ図8及び図9に対応した諸元の波形を示す。但し、整流電圧Vrecの波高値を図6〜図9と同様に300Vとしたものの、仮想直流リンク電圧Vdcを整流電圧Vrecの波高値の0.8倍(240V)に設定した場合を示す。
「充電」期間を短く、「充放電」期間を長く採ることにより、仮想直流リンク電圧Vdcの整流電圧Vrecの波高値に対する比を高めることができる。ここでも、「充電」期間は図5のステップS106,S109に対応し、「放電」期間は図5のステップS108,S110に対応し、「充放電」期間は図5のステップS107,S109に対応する。この場合の入力電流の波高値は27.0Aであり、電流ibは12.0Aであった。
条件(i)の限定を外さず、条件(ii)の限定を外すだけでも、仮想直流リンク電圧Vdcの整流電圧Vrecの波高値に対する比を高めることができる。図12及び図13は、シミュレーションによって、「充放電」期間を設けることなく電流ibのピーク電流を低減した場合(「比較例2」とする)の、諸元の波形を示すグラフである。それぞれ図6及び図7に対応した諸元の波形を示す。但し、整流電圧Vrecの波高値を図10及び図11と同様に300V、仮想直流リンク電圧Vdcを整流電圧Vrecの波高値の0.8倍(240V)に設定した。
このように「充電」期間を短く、「放電」期間を長く採ることにより、仮想直流リンク電圧Vdcの整流電圧Vrecの波高値に対する比を高めることができる。しかしこのように電流ibが流れる期間を「充電」期間に限定することにより、当然ながら電流ibのピーク値は上昇する。ここでは電流ibのピーク値は15.3Aとなり、入力電流の波高値は30.3Aとなった。これらは実施例2で示された場合と比較していずれも大きい。もちろん比較例2では、整流電流irecは正弦波の絶対値からかなり歪むことにもなってしまう。
これに対して本実施の形態の手法を用いた場合、仮想直流リンク電圧Vdcを整流電圧Vrecの波高値の1/√2倍よりも大きくしてさえ、整流電流irecを正弦波形にすることができる。
図14及び図15は、シミュレーションによって、本実施の形態の手法に従って制御した場合(「実施例3」とする)の、諸元の波形を示すグラフである。それぞれ図10及び図11に対応した諸元の波形を示す。但し、整流電圧Vrecの波高値を図10〜図11と同様に300Vとし、仮想直流リンク電圧Vdcを整流電圧Vrecの波高値の0.8倍(240V)に設定した上で、整流電流irecの波形を正弦波の絶対値とした場合を示す。
ここでは電流ibのピーク値は15.0Aとなり、比較例2よりもまだピーク電流は小さい。しかも上述のように整流電流irecの波形が正弦波の絶対値となるので、いわゆる電源高調波の発生を抑制することができる。このような実施例3の効果は、条件(i)を維持する限り、条件(ii)を外しても実現することはできない。
図16及び図17は、シミュレーションによって、本実施の形態の手法に従って制御した場合(「実施例4」とする)の、諸元の波形を示すグラフである。それぞれ図10及び図11に対応した諸元の波形を示す。但し、整流電圧Vrecの波高値を図10〜図11と同様に300Vとし、仮想直流リンク電圧Vdcを整流電圧Vrecの波高値と等しくし、かつ整流電流irecの波形を正弦波の絶対値とした場合を示す。
このように仮想直流リンク電圧Vdcを整流電圧Vrecの波高値と等しくなると、dc=0となるのは90度もしくは270度の時点のみである。よって図16及び図17では「充電」期間は図示されていない。
更に、仮想直流リンク電圧Vdcがコンデンサ電圧Vcよりも小さければ、常に整流電圧Vrecよりも大きくする制御も可能である。この場合、常にdc>0であり、図5のフローチャートに即して言えば、ステップS106が実行される場合はない。もちろん、式(1)が成立するので、dr<1となる。
このように実施例1,2と比較例1,2との比較から判るように、本実施の形態にかかる手法で制御することにより、直接形交流電力変換装置に流れる電流ibのピーク値を低減することができる。これは昇圧チョッパ3における損失や、インダクタ32に要求される定格電流を低減することに資する。
また実施例2,3,4から、仮想直流リンク電圧Vdcを整流電圧Vrecの波高値の1/√2倍以上に設定できることが判る。
特に実施例2,3と比較例2,3との比較から判るように、整流電流irecの波形を正弦波の絶対値とすることができる。これは電源高調波の抑制に資する。
なお、「充放電」区間におけるコンデンサの充電で、「放電」区間においてコンデンサ34から放電される電力を賄うことができる場合には、仮想直流リンク電圧Vdcが整流電圧Vrecよりも小さいときにおいて、コンデンサ34の充電を不要としても良い。
3 昇圧チョッパ
34 コンデンサ
41 スイッチ
5,51,52 整流回路
6 インバータ
7 直流リンク
L1,L2 電源線
34 コンデンサ
41 スイッチ
5,51,52 整流回路
6 インバータ
7 直流リンク
L1,L2 電源線
Claims (10)
- 第1電源線(L1)と、前記第1電源線の電位よりも低い電位が印加される第2電源線(L2)とを有する直流リンク(7)と、
交流電圧を入力する複数の入力端と、それぞれ前記直流リンクに接続される一対の出力端(51c,51d)とを有する第1整流回路(5,51)と、
前記直流リンクに印加された電圧を他の交流電圧に変換するインバータ(6)と、
出力段にコンデンサ(34)を有する昇圧チョッパ(3)と、
前記コンデンサから前記直流リンクへの放電/非放電を行うスイッチ(41)と
を備え、
前記昇圧チョッパにおいて前記コンデンサへの充電は少なくとも、前記スイッチが導通する時比率である放電デューティ(dc)が0よりも大きい期間の一部たる第1期間において行われる、直接形交流電力変換装置。 - 前記第1期間と、前記放電デューティ(dc)が0となる期間の一部または全部において、前記昇圧チョッパにおける前記コンデンサ(34)への充電が行われる、請求項1記載の直接形交流電力変換装置。
- 前記第1期間においては、充電電力(Pci)及び放電電力(Pco)によって前記コンデンサ(34)への充放電が行われ、
前記第1期間は、前記充電電力が前記放電電力よりも大きい期間と、前記放電電力が前記充電電力よりも大きい期間とを有する、請求項1及び請求項2のいずれか一つに記載の直接形交流電力変換装置。 - 前記放電デューティ(dc)と前記コンデンサ(34)の両端電圧(Vc)との積(dc・Vc)と、整流デューティ(dr)と前記交流電圧の整流電圧(Vrec)との積(dr・Vrec)との和で表される仮想直流リンク電圧(Vdc)は、前記整流電圧の1/√2倍よりも大きく、
前記整流デューティは前記放電デューティと零電圧デューティ(dz)との和を1から差し引いて得られる値を採り、
前記零電圧デューティは、前記インバータ(6)が出力する電圧の大きさに拘わらず前記インバータ(6)が零電圧ベクトルを採用する時比率である、請求項1乃至請求項3のいずれか一つに記載の直接形交流電力変換装置。 - 前記昇圧チョッパ(3)に流れる電流(ib)と前記第1整流回路から前記インバータ(6)に流れる電流(idirect)との和である整流電流(irec)の指令値(irec*)と、前記仮想直流リンク電圧(Vdc)の指令値(Vdc*)と、前記コンデンサの両端電圧(Vc)と、前記整流電圧(Vrec)と、前記インバータ(6)に入力する電流(idc)とに基づいて、前記零電圧デューティ(dz)を最小とする前記放電デューティが設定される、請求項4記載の直接形交流電力変換装置。
- 前記仮想直流リンク電圧(Vdc)が前記整流電圧(Vrec)よりも大きく、前記整流電流(irec)の前記指令値(irec*)が所定値(dr_max)以上であれば、前記整流デューティ(dr)は前記所定値を採り、前記放電デューティ(dc)は前記所定値を1から引いた値を採り、
前記所定値は、仮想直流リンク電圧(Vdc)の前記指令値(Vdc*)から前記コンデンサの前記両端電圧(Vc)を引いた値を、前記整流電圧(Vrec)から前記両端電圧(Vc)を引いた値で除した値((Vdc*−Vc)/(Vrec−Vc))である、請求項5記載の直接形交流電力変換装置。 - 前記昇圧チョッパ(3)へ前記整流電圧(Vrec)を入力する第2整流回路(52)を更に備える、請求項1乃至6のいずれか一つに記載の直接形交流電力変換装置。
- 前記第1整流回路の前記一対の出力端が前記昇圧チョッパの入力側に接続される、請求項1乃至6のいずれか一つに記載の直接形交流電力変換装置。
- 前記放電デューティ(dc)は常に正である、請求項1、3乃至8のいずれか一つに記載の直接形交流電力変換装置。
- 前記スイッチ(41)と並列に、前記直流リンク(7)から前記コンデンサ(34)を充電する方向を順方向とするダイオード
を更に備える、請求項1乃至9のいずれか一つに記載の直接形交流電力変換装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2013199760A JP5626435B2 (ja) | 2012-09-27 | 2013-09-26 | 直接形交流電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2012214270 | 2012-09-27 | ||
JP2012214270 | 2012-09-27 | ||
JP2013199760A JP5626435B2 (ja) | 2012-09-27 | 2013-09-26 | 直接形交流電力変換装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2014082926A JP2014082926A (ja) | 2014-05-08 |
JP5626435B2 true JP5626435B2 (ja) | 2014-11-19 |
Family
ID=50388382
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2013199760A Active JP5626435B2 (ja) | 2012-09-27 | 2013-09-26 | 直接形交流電力変換装置 |
Country Status (10)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US9698699B2 (ja) |
EP (1) | EP2903148B1 (ja) |
JP (1) | JP5626435B2 (ja) |
CN (1) | CN104662788B (ja) |
AU (1) | AU2013321021B2 (ja) |
BR (1) | BR112015006785B1 (ja) |
ES (1) | ES2856884T3 (ja) |
MY (1) | MY168637A (ja) |
SG (1) | SG10201704824RA (ja) |
WO (1) | WO2014050987A1 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US10666143B2 (en) | 2017-06-30 | 2020-05-26 | Daikin Industries, Ltd. | Control device for direct power converter |
Families Citing this family (21)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP5804167B2 (ja) * | 2013-09-19 | 2015-11-04 | ダイキン工業株式会社 | 電力変換装置 |
JP5664733B1 (ja) * | 2013-09-24 | 2015-02-04 | ダイキン工業株式会社 | 直接形電力変換装置の制御方法 |
MY176338A (en) * | 2014-07-18 | 2020-07-29 | Daikin Ind Ltd | Direct ac power converter |
JP5930108B2 (ja) * | 2014-09-25 | 2016-06-08 | ダイキン工業株式会社 | 電力変換装置 |
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JP6488685B2 (ja) * | 2014-12-17 | 2019-03-27 | ダイキン工業株式会社 | 電力変換装置 |
CN104868809A (zh) * | 2015-05-29 | 2015-08-26 | 重庆瑜欣平瑞电子有限公司 | 一种数码发电机逆变器 |
CN105356443B (zh) * | 2015-12-02 | 2019-04-23 | 浙江绿动电机科技有限公司 | 电动工具及其断电保护*** |
JP6103031B1 (ja) * | 2015-12-28 | 2017-03-29 | ダイキン工業株式会社 | 電力変換装置の制御装置 |
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JP6394741B1 (ja) * | 2017-05-30 | 2018-09-26 | ダイキン工業株式会社 | 電力変換装置、冷凍装置 |
CN108075673B (zh) * | 2017-09-19 | 2020-02-28 | 珠海格力电器股份有限公司 | 多路共地整流电路及开关电源 |
US10689999B2 (en) * | 2018-02-22 | 2020-06-23 | Ge Aviation Systems, Llc | Power generation system |
CN109889075A (zh) * | 2019-04-11 | 2019-06-14 | 广东美的制冷设备有限公司 | 驱动控制电路和家电设备 |
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CN109889072A (zh) * | 2019-04-11 | 2019-06-14 | 广东美的制冷设备有限公司 | 驱动控制电路和家电设备 |
CN109980979B (zh) * | 2019-04-11 | 2021-01-05 | 广东美的制冷设备有限公司 | 运行控制方法、装置、电路、家电设备和计算机存储介质 |
CN110022055B (zh) * | 2019-04-11 | 2021-03-02 | 广东美的制冷设备有限公司 | 运行控制方法、装置、电路、家电设备和计算机存储介质 |
JP7436783B2 (ja) * | 2019-09-30 | 2024-02-22 | ダイキン工業株式会社 | 電力変換装置 |
JP7464925B2 (ja) | 2022-02-28 | 2024-04-10 | 矢崎総業株式会社 | 充電器 |
Family Cites Families (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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JP4049189B2 (ja) * | 2006-04-24 | 2008-02-20 | ダイキン工業株式会社 | 直接形交流電力変換装置 |
CN101499771B (zh) * | 2008-01-28 | 2013-03-06 | 王玉富 | 三相电源能量反馈三相电机变频调速驱动器 |
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JP2012105481A (ja) * | 2010-11-11 | 2012-05-31 | Denso Corp | 電圧調整装置 |
JP5381970B2 (ja) * | 2010-12-24 | 2014-01-08 | ダイキン工業株式会社 | 制御信号生成装置、直接形電力変換装置並びに、その制御方法、その運転方法及びその設計方法 |
-
2013
- 2013-09-26 AU AU2013321021A patent/AU2013321021B2/en active Active
- 2013-09-26 SG SG10201704824RA patent/SG10201704824RA/en unknown
- 2013-09-26 MY MYPI2015700992A patent/MY168637A/en unknown
- 2013-09-26 US US14/431,691 patent/US9698699B2/en active Active
- 2013-09-26 ES ES13842130T patent/ES2856884T3/es active Active
- 2013-09-26 WO PCT/JP2013/076106 patent/WO2014050987A1/ja active Application Filing
- 2013-09-26 CN CN201380050341.3A patent/CN104662788B/zh active Active
- 2013-09-26 JP JP2013199760A patent/JP5626435B2/ja active Active
- 2013-09-26 BR BR112015006785-9A patent/BR112015006785B1/pt active IP Right Grant
- 2013-09-26 EP EP13842130.0A patent/EP2903148B1/en active Active
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---|---|---|---|---|
US10666143B2 (en) | 2017-06-30 | 2020-05-26 | Daikin Industries, Ltd. | Control device for direct power converter |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
BR112015006785B1 (pt) | 2021-09-28 |
SG10201704824RA (en) | 2017-07-28 |
JP2014082926A (ja) | 2014-05-08 |
EP2903148B1 (en) | 2021-02-17 |
US9698699B2 (en) | 2017-07-04 |
AU2013321021B2 (en) | 2015-12-24 |
AU2013321021A1 (en) | 2015-05-14 |
CN104662788B (zh) | 2017-05-24 |
US20150244282A1 (en) | 2015-08-27 |
MY168637A (en) | 2018-11-16 |
EP2903148A1 (en) | 2015-08-05 |
WO2014050987A1 (ja) | 2014-04-03 |
EP2903148A4 (en) | 2017-03-08 |
BR112015006785A2 (pt) | 2017-07-04 |
ES2856884T3 (es) | 2021-09-28 |
CN104662788A (zh) | 2015-05-27 |
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Legal Events
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---|---|---|---|
A521 | Request for written amendment filed |
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