JP2002246195A

JP2002246195A - 放電灯点灯回路

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Publication number: JP2002246195A
Application number: JP2001036960A
Authority: JP
Inventors: Masayasu Ito; 昌康伊藤; Hitoshi Takeda; 仁志武田
Original assignee: Koito Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Koito Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2001-02-14
Filing date: 2001-02-14
Publication date: 2002-08-30
Anticipated expiration: 2021-02-14
Also published as: US20020125835A1; US6563275B2; JP3689008B2; DE10206175B4; DE10206175A1; FR2820941B1; FR2820941A1

Abstract

(57)【要約】【課題】放電灯点灯回路において、電力損失及び発熱
による素子故障の可能性を低減するとともに、安定した
電力制御を行う。【解決手段】一の放電灯に対して直流−直流変換回路
３の出力電圧を交番投入するに際し、放電灯の点灯中に
は、正極性及び負極性の各出力のうち当該放電灯に投入
されていない無負荷側の出力電圧が、放電灯に投入され
ている側の出力電圧と同じ大きさになるように制限す
る。また、２つの各放電灯に対して直流−直流変換回路
３による出力電圧の極性を交互に切り替えながら供給電
力を投入する際に、一方の放電灯の点灯中若しくは点灯
指示中であって、かつ他方の放電灯が消灯中若しくは消
灯指示中のときには、正極性及び負極性の出力のうち放
電灯に投入されていない無負荷側の出力電圧が、放電灯
に投入されている側の出力電圧と同じ大きさになるよう
に制限する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、放電灯点灯回路に
おける電力損失や発熱を低減するとともに、安定した点
灯制御を保証するための技術に関する。

【０００２】

【従来の技術】放電灯（メタルハライドランプ等）の点
灯回路については、直流-直流変換回路、直流−交流変
換回路、起動回路（所謂スタータ回路）を備えた構成が
知られている。例えば、放電灯の数が１つの場合を想定
すると、ＤＣ−ＤＣコンバータ及びハーフブリッジ型回
路（２つの半導体スイッチング素子を組にして交互にオ
ン／オフ制御を行うように構成された回路）と、それら
の制御回路を備えた構成が挙げられ、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ内のスイッチング素子の制御によって当該コンバー
タの出力が制御されるとともに、ハーフブリッジ型回路
を構成するスイッチング素子の交番動作によって生成さ
れる交流出力が放電灯に供給される。尚、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータについては、正極性及び負極性の出力電圧を得
るために、各極性に対応した回路部分を有する形態（極
性に対応した電圧変換回路を完全に分離したもの）と、
回路部を分離せずに１つの構成で両極性出力が得られる
ようにした形態が挙げられる。

【０００３】また、放電灯の数が２つになった場合に、
各放電灯に対応するそれぞれの点灯回路を設けて放電灯
を点灯させるのでは、部品点数やコスト面で不利益があ
るので、２つの放電灯についての点灯回路を共通化する
ことが好ましく、例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ及びフ
ルブリッジ型回路（４つの半導体スイッチング素子をそ
れぞれ対にし、２組の素子対にしてオン／オフ制御を交
互に行うように構成された回路）と、それらの制御回路
を備えた構成が挙げられる。つまり、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ内のスイッチング素子の制御によって当該コンバー
タの出力が制御されるとともに、フルブリッジ型回路を
構成するスイッチング素子の交番動作によって生成され
る矩形波状出力を放電灯に供給する際には、各放電灯に
対して正極性出力と負極性出力とが交互に供給される
（つまり、片方の放電灯について正極性出力を投入して
いるときには、他方の放電灯には負極性出力が投入され
る。）。尚、正極性及び負極性の出力電圧を得るための
ＤＣ−ＤＣコンバータについては、上記したように２形
態の回路構成が挙げられる。

【０００４】ところで、放電灯の確実な点灯には、ＤＣ
−ＤＣコンバータの後段にコンデンサを含む電流補助回
路（例えば、特開平９−２２３５９１号公報等。）を設
けることが好ましく、放電灯がブレークダウンした場合
に、当該コンデンサの蓄積エネルギーを放電灯の供給す
ることによりアーク放電への移行を円滑に行うことがで
きる。

【０００５】図１２は１つの放電灯に対する点灯回路を
想定した場合に、当該放電灯が点灯しているときの供給
電圧（ＤＣ−ＤＣコンバータの出力であり、上方のもの
が正極電圧、下方のものが負極電圧である。中段に示す
電流「ＩＬ」は放電灯の電流を示す。）を概略的に示し
たものである。尚、ＤＣ−ＤＣコンバータの正極性出力
に対して上記電流補助回路が設けられており、当該コン
バータの出力する電圧（所謂オープン・サーキット電圧
「Ｏ.Ｃ.Ｖ」）を３５０Ｖ（ボルト）とし、ＤＣ−ＤＣ
コンバータの負極性出力に対する制限を１５０Ｖとして
おり、放電灯の定格電圧を８５Ｖとする。

【０００６】放電灯に対してあるタイミングで正極性出
力が投入されているとすると、負極性出力について電流
の流れる経路がなく無負荷状態である。従って、この時
のＤＣ−ＤＣコンバータによる負極出力電圧（の大き
さ）は１５０Ｖに制限される。

【０００７】次のタイミングで極性が反転して、放電灯
に負極性出力が投入されると、この時の正極性出力につ
いて電流の流れる経路がなく無負荷状態である。従っ
て、この時のＤＣ−ＤＣコンバータによる正極出力電圧
（の大きさ）は３５０Ｖになる。

【０００８】以上の動作がブリッジ回路の動作周波数
（スイッチング素子の切替が交番されるときの周波数）
に従って繰り返されて、各極性の出力が放電灯に供給さ
れる。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記し
た構成では、例えば、下記に示すような不都合が生じ得
る。

【００１０】（１）点灯周波数が低い場合における交流
成分（脈流によるもの）の影響が、定電力制御を阻害す
ること（２）無効な電力成分の増加（３）電流補助回路等における損失の増加。

【００１１】図１２に示すように、放電灯に流れる電流
「ＩＬ」は、脈流をもった波形になる。

【００１２】その理由は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力
段に設けられる平滑回路の存在であり、主に、無負荷時
に平滑コンデンサにたまった電荷の吐き出しによる。つ
まり、３５０Ｖ又は−１５０Ｖ相当まで蓄えられた平滑
コンデンサのエネルギーが、ブリッジ型回路の極性反転
時に８５Ｖ又は−８５Ｖになるまで放電灯に放出される
ため、極性反転直後の電流が大きくなってしまうからで
あり、この脈流が原因となって出力電圧が大きく変動
し、（１）乃至（３）の弊害が惹き起こされる。

【００１３】先ず、（１）については、放電灯の極性が
切り替わった瞬間において、何らの制御指示もなしに放
電灯に流れる電流が一時的に増加することになるので、
制御回路はそれを検出して放電灯に流れる電流を少なく
しようとする。しかし、平滑コンデンサの容量が大きく
て極性切替時の電流が多いと、結果的には必要な制御電
力よりも大きな電力投入がなされてしまう。尚、これを
回避するには、例えば、放電灯に流れる電流値を検出す
る回路あるいは定電力制御のための回路に対してディレ
イ（遅延回路等）を設けて応答を鈍化させるといった方
法が考えられるが、コスト上昇を招く原因となったり、
また、応答の鈍化は、電源入力（電圧）の急変や放電灯
の状態変化等に対する追従性の悪化をもたらす虞があ
り、放電灯の立ち消えの可能性を高める原因となるので
好ましくない。

【００１４】また、（２）について具体的な数値を挙げ
て説明すると、例えば、定格電力３５Ｗ、平滑コンデン
サの静電容量を０．４７μＦ、ブリッジ型回路の点灯周
波数を１ｋＨｚとしたとき、正極出力用ＤＣ−ＤＣコン
バータは、１ｍＳ（ミリ秒）おきに平滑コンデンサに８
５Ｖ（定格電圧）から３５０Ｖ（上記Ｏ.Ｃ.Ｖ）までの
電荷を蓄積する。このエネルギーは、「０．４７×１０
^(−６)×（３５０^２−８５^２）＝０．０５４Ｊ」
（「^」は累乗を意味する。）」であり、１秒間当たり
の電力に直すと、０．０５４Ｊ×１０００（回）＝５４
Ｗになる。従って、これが放電灯の定常電力以下に収ま
るようにするには、平滑コンデンサの容量又は点灯周波
数を調整すれば良いことになるが、上記したように歪ん
だ交流成分によって無効な電力成分をもつことになって
損失が生じ、放熱設計上の負担の原因となる。

【００１５】（３）については、ＤＣ−ＤＣコンバータ
の出力電圧がブリッジ型回路の点灯周波数で上下してい
るので、例えば、上記電流補助回路内のコンデンサに対
して抵抗素子を接続している場合に、当該抵抗素子に流
れる電流によりジュール熱損失が生じる。

【００１６】以上は放電灯の数を１つにした場合である
が、放電灯の数が２つになった場合でも同様の弊害が発
生する。

【００１７】即ち、片方の放電灯が点灯していて、他方
の放電灯が点灯していない場合に、正極及び負極性出力
のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が、上記した１つの
放電灯の場合と同様の振る舞いをし、点灯している方の
放電灯に対して正極性（又は負極性）出力を投入してい
るときに負極側（又は正極側）が無負荷となる。従っ
て、放電灯の数が２つになっても、片方の放電灯して点
灯していない場合には、上記と同様の問題が起き得る。

【００１８】そこで、本発明は、放電灯点灯回路におい
て、電力損失及び発熱による素子故障の可能性を低減す
るとともに、安定した電力制御の実現を課題とする。

【００１９】

【課題を解決するための手段】本発明は上記した課題を
解決するために、一の放電灯に対して直流−直流変換回
路の出力電圧を交番投入する際には、放電灯の点灯中に
正極性及び負極性の出力のうち当該放電灯に投入されて
いない無負荷側の出力電圧が、放電灯に投入されている
側の出力電圧と同じ大きさになるように制限するもので
あり、また、２つの各放電灯に対して直流−直流変換回
路による出力電圧の極性を交互に切り替えながら供給電
力を投入する際に、一方の放電灯の点灯中若しくは当該
放電灯への点灯指示が出されているときであって、かつ
他方の放電灯が点灯していないとき若しくは当該放電灯
への点灯指示が出されていないときには、正極性及び負
極性の出力のうち放電灯に投入されていない無負荷側の
出力電圧が、放電灯に投入されている側の出力電圧と同
じ大きさになるように制限するものである。

【００２０】従って、本発明によれば、無負荷側の出力
電圧がこれとは逆極性の出力電圧に制限されるので、放
電灯に流れる電流に係る脈流による交流成分を抑制する
ことができる。

【００２１】

【発明の実施の形態】本発明に係る点灯回路の構成につ
いて、先ずは放電灯の数が１つの場合について図１を用
いて説明する。

【００２２】放電灯点灯回路１は、直流電源２、直流−
直流変換回路３、直流−交流変換回路４、起動回路５を
備えている。

【００２３】直流−直流変換回路３は、電源２からの直
流入力電圧（これを「Ｖin」と記す。）を受けて正極性
及び負極性の出力を得るためのものであり、回路内部に
トランス及びスイッチング素子を有するとともに、制御
回路７からの信号に応じてスイッチング素子の制御が行
われてその出力電圧が制御される。直流−直流変換回路
３としては、スイッチングレギュレータの構成を有する
ＤＣ−ＤＣコンバータ（フライバック式等。）が用いら
れるが、前記したように、正極及び負極性の両出力を得
るための回路を分離することなく構成した非分離型の形
態と、各極性の出力電圧を各別の回路に分離して出力す
るように構成した分離型の形態が挙げられる。

【００２４】図２及び図３は直流−直流変換回路の構成
例を示したものである。尚、図２では二次側に２つの回
路３Ａ、３Ｂを有し、また、図３では、一次及び二次と
もに別の回路３′Ａ、３′Ｂを有している。

【００２５】図２は非分離型の構成例３Ｎを示してお
り、トランスＴの一次巻線Ｔｐの一端が直流入力端子
「ｔａ」に接続されることで電圧Ｖinが入力されるよう
になっており、一次巻線Ｔｐの他端は半導体スイッチン
グ素子ＳＷ（図には単にスイッチの記号で示すが、ＦＥ
Ｔ（電界効果トランジスタ）等が用いられる。）及び電
流検出用抵抗Ｒｓを介して接地されている（この抵抗Ｒ
ｓについては任意であり、特に設けなくても良い）。
尚、半導体スイッチング素子ＳＷの制御端子（ＦＥＴの
場合にはゲート）には制御回路７からの信号「Ｓｃ」が
供給されてそのスイッチング制御が行われる。

【００２６】トランスＴの二次巻線Ｔｓについては、そ
の一端がダイオードＤ１のアノードに接続され、該ダイ
オードＤ１のカソードがコンデンサＣ１の一端に接続さ
れるとともに端子「ｔｏ１」に接続され、当該端子から
出力電圧（これを「Ｖdcp」と記す。）が得られる。そ
して、コンデンサＣ１の他端は二次巻線Ｔｓの中間タッ
プに接続されるとともに、抵抗Ｒｉを介して接地されて
いる。

【００２７】二次巻線Ｔｓの他端はダイオードＤ２のカ
ソードに接続されており、該ダイオードＤ２のアノード
がコンデンサＣ２と端子「ｔｏ２」に接続され、当該端
子を介して出力電圧（これを「Ｖdcn」と記す。）が得
られる。

【００２８】抵抗Ｒｉは、放電灯６に流れる電流に関す
る検出信号（相当信号）を得るための電流検出用素子で
あり、当該抵抗に流れる電流を電圧変換することで電流
検出を行うものである。尚、抵抗Ｒｉと、コンデンサＣ
１やＣ２との接続点には検出端子「ｔｏｉ」が接続され
ており、ここから検出信号「Ｖｉ」が得られる。

【００２９】以上のように直流−直流変換回路３Ｎは、
正極性及び負極性の電圧Ｖdcp、Ｖdcnを２つの出力端子
「ｔｏ１」、「ｔｏ２」から各別に出力する構成となっ
ている。

【００３０】尚、トランスＴの巻線に付した「・」印は
巻き始めを示しており、例えば、二次巻線Ｔｓについて
はダイオードＤ２との接続端及び中間タップにおける巻
き始端にそれぞれ「・」印が付されている。また、コン
デンサＣ１、Ｃ２は平滑回路を構成しており、図１２に
ついて説明したコンデンサに相当する。

【００３１】図３は上記した分離型の形態について一例
を示したものであり、この直流−直流変換回路３Ｍで
は、２つのトランスＴ１（一次巻線Ｔ１ｐ、二次巻線Ｔ
１ｓ）、Ｔ２（一次巻線Ｔ２ｐ、二次巻線Ｔ２ｓ）を有
する構成とされる。

【００３２】各トランスの一次巻線Ｔ１ｐ、Ｔ２ｐの一
方の端子が直流入力端子ｔａに接続され、他方の端子が
スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２（これらには半導体ス
イッチング素子が用いられるが、図には単にスイッチの
記号で示す。）をそれぞれ介して接地されており、これ
らのスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２を、制御回路７か
らの制御信号Ｓｃ１、Ｓｃ２によって各別にオン／オフ
制御することで、各二次出力を独立に可変制御すること
ができる。

【００３３】尚、一次巻線Ｔ１ｐ、Ｔ２ｐに対して並列
に設けられたコンデンサＣ０は、その一端が直流入力端
子ｔａに接続されるとともに他端が接地されている。

【００３４】回路３′Ａは、トランスＴ１及びスイッチ
ング素子ＳＷ１、そして二次巻線Ｔ１ｓに接続された整
流用ダイオードＤ１や平滑用コンデンサＣ１、電流検出
用抵抗Ｒｉ１を含む構成とされる。つまり、二次巻線Ｔ
１ｓの一端がダイオードＤ１のアノードに接続され、該
ダイオードのカソードが出力端子ｔｏ１に接続されると
ともにコンデンサＣ１の一端に接続されている。そし
て、該コンデンサＣ１の他端が二次巻線Ｔ１ｓの巻き始
端側端子に接続されるとともに、電流検出用抵抗Ｒｉ１
を介して接地されている。

【００３５】よって、この回路では、制御信号Ｓｃ１に
基づくスイッチング素子ＳＷ１のオン／オフ制御によっ
てトランスＴ１の一次巻線Ｔ１ｐに流れる電流が制御さ
れ、二次巻線Ｔ１ｓからダイオードＤ１、コンデンサＣ
１を経て出力端子ｔｏ１に正極性電圧Ｖdcpが得られ
る。尚、端子「ｔｏｉ１」は、コンデンサＣ１と電流検
出用抵抗Ｒｉ１との接続点に接続された電流検出端子で
あり、当該端子から検出信号「Ｖｉ１」が得られる。

【００３６】他方、回路３′Ｂは、トランスＴ２及びス
イッチング素子ＳＷ２、そして二次巻線Ｔ２ｓに接続さ
れた整流用ダイオードＤ２や平滑用コンデンサＣ２、電
流検出用抵抗Ｒｉ２を含む構成とされる。つまり、二次
巻線Ｔ２ｓの一端（巻き始端側の端子）がダイオードＤ
２のカソードに接続され、該ダイオードのアノードが出
力端子ｔｏ２に接続されるとともにコンデンサＣ２の一
端に接続されている。そして、該コンデンサＣ２の他端
が二次巻線Ｔ２ｓの終端側端子に接続されるとともに、
電流検出用抵抗Ｒｉ２を介して接地されている。

【００３７】よって、この回路では、制御信号Ｓｃ２に
基づくスイッチング素子ＳＷ２のオン／オフ制御によっ
てトランスＴ２の一次巻線Ｔ２ｐに流れる電流が制御さ
れ、二次巻線Ｔ２ｓからダイオードＤ２、コンデンサＣ
２を経て出力端子ｔｏ２に電圧Ｖdcnが得られる。尚、
端子「ｔｏｉ２」は、コンデンサＣ２と電流検出用抵抗
Ｒｉ２との接続点に接続された電流検出端子であり、当
該端子から検出信号「Ｖｉ２」が得られる。

【００３８】直流−直流変換回路３の出力段に設けられ
た電流補助回路８（図１参照）は、当該回路内に設けら
れた容量性素子（コンデンサ）に蓄積されたエネルギー
を放電灯６の起動時に当該放電灯に供給することによっ
てグロー放電からアーク放電への移行が確実に行われる
ように補助するための回路である。尚、図１では電流補
助回路が正極出力側に設けられているが、これは放電灯
６の起動前に当該放電灯に供給される電圧の極性が正極
に規定されるためである（つまり、供給電圧の極性が負
極に規定される場合には、負極側に電流補助回路を付設
すれば良い。）。

【００３９】図４は電流補助回路８の構成例を幾つか示
したものである。

【００４０】図の（ａ）に示す構成では抵抗Ｒａとコン
デンサＣａとの直列回路とされ、抵抗Ｒａの一端が上記
の出力端子ｔｏ１に接続されるとともに、当該抵抗の他
端がコンデンサＣａを介して接地されている。

【００４１】また、（ｂ）に示す構成ではコンデンサＣ
ｂとツェナーダイオードＺＤとの直列回路とされ、コン
デンサＣｂの一端が出力端子ｔｏ１に接続されるととも
に、その他端がツェナーダイオードＺＤのカソードに接
続されており、該ツェナーダイオードＺＤのアノードが
接地されている。

【００４２】（ｃ）に示す構成では、抵抗Ｒｃの一端が
出力端子ｔｏ１に接続されるとともに、その他端がコン
デンサＣｃと抵抗Ｒｄとの直列回路を介して接地されて
おり、該抵抗Ｒｄに対してダイオードＤが並列に接続さ
れている（ダイオードＤのカソードがコンデンサＣｃと
抵抗Ｒｄとの間に接続され、そのアノードが接地されて
いる。）。

【００４３】直流−直流変換回路３の後段に配置された
直流−交流変換回路４（図１参照。）は、該直流−直流
変換回路３の出力電圧を交流電圧に変換した後でこれを
放電灯６に供給するために設けられており、直流−直流
変換回路３の２つの出力端子からそれぞれ各別に出力さ
れる正極性及び負極性の電圧が送出されてくる。そし
て、回路部（コンバータ）３Ａ又は３′Ａの出力電圧Ｖ
dcpと、回路部（コンバータ）３Ｂ又は３′Ｂの出力電
圧Ｖdcnとを切り換えるために、直流−交流変換回路４
内に設けられた１対の半導体スイッチング素子ｓｗ１、
ｓｗ２（これらの素子には電界効果トランジスタ等が用
いられるが、図には単にスイッチの記号で示す。）がそ
れらの駆動回路ＤＲＶによって交番動作され、これによ
って生成される交流電圧が放電灯６に供給される。

【００４４】つまり、直流−直流変換回路３の出力段に
おいて直列に接続された２つのスイッチング素子ｓｗ
１、ｓｗ２について、図示の例では、その一方の素子ｓ
ｗ１が回路３Ａの出力端子に接続されるとともに、素子
ｓｗ２を介して回路３Ｂの出力端子に接続されている。
そして、これらのスイッチング素子をそれぞれ相反的に
スイッチング制御する駆動回路ＤＲＶについては、例え
ば、ハーフブリッジドライバとして既知のＩＣ（集積回
路）が使用される。つまり、駆動回路ＤＲＶからの各ス
イッチング素子の制御端子にそれぞれ供給される信号に
より、素子ｓｗ１がオン状態のとき、素子ｓｗ２がオフ
状態となり、逆に素子ｓｗ１がオフ状態のとき、素子ｓ
ｗ２がオン状態となるようにハーフブリッジの交番動作
が行われて直流電圧が交流電圧に変換される。

【００４５】尚、素子ｓｗ１、ｓｗ２として電界効果ト
ランジスタを使用した場合における駆動回路としてブー
トストラップ式の構成例を図５に示す（図中の直流電源
回路は直流電源２及び直流−直流変換回路３を含
む。）。

【００４６】本図においてドライブ用ＩＣ内部のスイッ
チング素子を等価的にスイッチの記号で示すように、２
つの素子Ｑ１、Ｑ２による直列回路及び２つの素子Ｑ
３、Ｑ４による直列回路を備えている。

【００４７】これらの素子Ｑ１乃至Ｑ４への電源につい
ては、電源端子Ｖｃから供給されるようになっており、
素子Ｑ１及びＱ２には当該電源端子Ｖｃからダイオード
Ｄ３を介して電源供給が行われ、また、素子Ｑ３及びＱ
４には電源端子Ｖｃからそのまま電源供給が行われる。
つまり、ダイオードＤ３のカソードがコンデンサＣ３を
介してＮチャンネルＦＥＴｓｗ１とｓｗ２との接続点に
接続されるとともに、当該カソードが素子Ｑ１に接続さ
れている。そして、素子Ｑ１とＱ２との接続点がＦＥＴ
ｓｗ１のゲートに接続され、素子Ｑ２のうち素子Ｑ１と
の接続点とは反対側の端子がＦＥＴｓｗ１とｓｗ２との
接続点に接続されている。

【００４８】他方、素子Ｑ３及びＱ４については、素子
Ｑ３の一端が電源端子Ｖｃに接続され、両素子の接続点
がＦＥＴｓｗ２のゲートに接続されており、素子Ｑ４の
うち素子Ｑ３との接続点とは反対側の端子がＦＥＴｓｗ
２（のソース）に接続されている。

【００４９】尚、これらの素子Ｑ１乃至Ｑ４に関して、
制御回路７から駆動用ＩＣに供給される制御信号によっ
て各素子がそれぞれ制御されることは勿論である。

【００５０】本回路において、例えば、２つのＦＥＴの
うち図の上方に位置したＦＥＴｓｗ１をオン状態にする
にあたっては、一旦、電源端子ＶｃからダイオードＤ３
を介してコンデンサＣ３を充電して電荷を蓄えておき、
その電荷を用いて当該ＦＥＴをオンさせる必要がある
（素子Ｑ１をオン状態にし、素子Ｑ２をオフ状態にす
る。尚、このとき下方のＦＥＴをオフ状態とするために
は、素子Ｑ３をオフ状態にし、素子Ｑ４をオン状態にす
れば良い。）。

【００５１】起動回路５（図１参照。）は、放電灯６に
起動用の高電圧信号（起動パルス）を発生させて放電灯
６に起動をかけるために設けられており、当該起動用信
号は直流−交流変換回路４の出力する交流電圧「Ｖou
t」に重畳されて放電灯６に印加される。つまり、起動
回路５内には誘導性成分（トリガートランスの二次巻線
等のインダクタンス成分）が含まれており、放電灯６の
一方の電極端子が誘導性成分を介して２つのスイッチン
グ素子ｓｗ１、ｓｗ２同士の接続点Ａに接続され、他方
の電極端子がグランド（ＧＮＤ）に接地されるか又は電
流検出用抵抗「ｒｉ」（図２や図３に示した電流検出用
抵抗を設けない場合）を介して接地される（図１の「Ｖ
ｓ」は電流検出信号を示す。）。

【００５２】尚、放電灯６に流れる電流を検出するため
の検出回路としては、例えば、上記した電流検出用抵抗
「Ｒｉ」又は「ｒｉ」を用いて放電灯に流れる電流値を
検出する電流検出回路が設けられている。また、放電灯
にかかる電圧を検出する電圧検出回路については、例え
ば、既知のように分圧抵抗等を使って出力電圧を検出す
る回路）を設けて出力電圧（Ｖdcp、Ｖdcn）の検出信号
を得ることができる。

【００５３】制御回路７（図１参照。）は、放電灯にか
かる電圧や当該放電灯に流れる電流の検出信号を受けて
放電灯に投入する電力を制御するとともに直流−直流変
換回路３の出力を制御する。つまり、放電灯６の状態に
応じた供給電力を制御するために設けられており、直流
−直流変換回路３に対して制御信号（Ｓｃ）を送出する
ことでこれらの出力電圧を制御する。また、上記駆動回
路ＤＲＶに制御信号（ＳＤ）を送出してブリッジの極性
切換についての制御を行う。尚、放電灯６の点灯前には
当該放電灯への供給電圧をあるレベルまで高めておくこ
とで、放電灯６の点灯を確実にするための出力制御を行
うことも制御回路７の役目である。

【００５４】ところで、放電灯６に対して直流−直流変
換回路３の出力電圧を交番投入する際には、図１２で説
明したように無負荷側の電圧（３５０Ｖ、−１５０Ｖ）
及び平滑用コンデンサ若しくは電流補助回路のコンデン
サのために脈流が発生するが、これに起因する弊害を防
止するためには、放電灯の点灯中において、正極性及び
負極性の出力のうち当該放電灯に投入されていない無負
荷側の出力電圧を、放電灯に投入されている側の出力電
圧と同じ大きさになるように制限することが有効であ
る。

【００５５】図６はその様子を概略的に示したものであ
り、図１２に対応したものである。

【００５６】つまり、直流−直流変換回路３の出力電圧
について、上方のものが正極電圧、下方のものが負極電
圧を示しており、本例ではいずれについても無負荷状態
では、その大きさ（絶対値）が８５Ｖ（投入電圧）に制
限される。例えば、放電灯に正極性電圧「８５Ｖ」が投
入されているときには負極側では「−８５Ｖ」に電圧制
限がなされ、また、放電灯に負極性電圧「−８５Ｖ」が
投入されているときには正極側では「８５Ｖ」に電圧制
限がなされる。その結果、放電灯６に流れる電流ＩＬは
交流成分のない綺麗な矩形波状になるので、前記（１）
乃至（３）の弊害を回避することができる（尚、このこ
とは後述する２つの放電灯の制御でも同様である。）。

【００５７】図７は制御回路７について要部の構成例１
０を示したものである。尚、直流−直流変換回路として
図３の構成例３Ｍを用いるものとする。

【００５８】図中に示す各記号の意味は以下に示す通り
である。

【００５９】・「ＳＶｐ」＝直流−直流変換回路の正極
性出力電圧に関する検出信号（検出電圧）・「ＳＶｎ」＝直流−直流変換回路の負極性出力電圧に
関する検出信号（検出電圧）・「ＣＫ」＝放電灯に投入すべき電圧極性を示す信号
（Ｈレベルのとき正極性、Ｌレベルのとき負極性を示
す。）・「Ｓｂ１」＝放電灯の電力制御のための回路（図示せ
ず。）により、上記回路３′Ａのスイッチング素子ＳＷ
１の駆動回路２２ｐに送られる制御用信号（Ｓｃ１の基
となる信号であり、正極駆動用信号）・「Ｓｂ２」＝放電灯の電力制御のための回路（図示せ
ず。）により、上記回路３′Ｂのスイッチング素子ＳＷ
１の駆動回路２２ｎに送られる制御用信号（Ｓｃ２の基
となる信号であり、負極駆動用信号）。

【００６０】尚、ＳＶｐやＳＶｎにかかる電圧検出につ
いては、上記Ｖdcp、Ｖdcnに対して抵抗分圧等による既
知の検出方法を用いれば済むので回路構成の説明は省略
する。また、電力制御のための回路については、制御方
式（ＰＷＭ：パルス幅変調、ＰＦＭ：パルス周波数変調
等）に依存し、例えば、放電灯の電圧検出信号や電流検
出信号に基く演算信号を鋸歯状波とレベル比較すること
でデューティーサイクルが規定される信号を生成してス
イッチング素子のオン／オフ状態を制御する回路形態等
が良く知られていること、及び本発明に関する限り電力
制御方法の如何を問わないことからＳｂ１、Ｓｂ２の生
成回路についての説明を省略する（例えば、特開平４−
１２４９５号公報や特開２００１−６８９１号公報等を
参照）。

【００６１】信号ＣＫとＳｂ１、Ｓｂ２との関係につい
ては、図８に示す通りである。

【００６２】正極電圧検出信号ＳＶｐはコンパレータ１
１の正入力端子に供給されるとともに、コンパレータ１
２の負入力端子に供給される。

【００６３】コンパレータ１１の出力信号は、２つに分
岐してその一方が、ＮＯＴ（論理否定）ゲート１３を介
して２入力ＯＲ（論理和）ゲート１４の一方の入力端子
に供給される。尚、ＯＲゲート１４の他方の入力端子に
は信号ＣＫが供給される。

【００６４】また、コンパレータ１１の出力信号のうち
分岐した他方のものは、そのまま２入力ＯＲゲート１５
の一方の入力端子に供給される。尚、当該ＯＲゲート１
５の他方の入力端子には信号ＣＫがＮＯＴゲート１６を
介して供給される。

【００６５】ＯＲゲート１４の出力信号及び信号Ｓｂ１
は２入力ＡＮＤ（論理積）ゲート１７に供給され、当該
ゲートの出力信号は２入力ＡＮＤゲート１８の一方の入
力端子に供給される。

【００６６】ＡＮＤゲート１８の他方の入力端子には、
コンパレータ１２の出力信号が供給される。このコンパ
レータ１２は正極性の電圧出力に対する最大値（あるい
は上限値）を規定するために設けられたもので、負入力
として供給されるＳＶｐと、正入力として供給される基
準電圧（図には定電圧源の記号で示し、「Ｅrefp」と記
す。前記の「３５０Ｖ」に相当するもの。）とを比較し
て、ＳＶｐがＥrefpを超えたときにＬレベル信号を出力
する。

【００６７】ＯＲゲート１５の出力信号及び信号Ｓｂ２
は２入力ＡＮＤ（論理積）ゲート１９に供給され、当該
ゲートの出力信号は２入力ＡＮＤゲート２０の一方の入
力端子に供給される。

【００６８】ＡＮＤゲート２０の他方の入力端子には、
コンパレータ２１の出力信号が供給される。このコンパ
レータ２１は負極性の電圧出力（の大きさ）に対する最
大値（あるいは電圧の向きを考慮した符号付き電圧値の
場合における、その下限値）を規定するために設けられ
たもので、負入力として供給されるＳＶｎと、正入力と
して供給される基準電圧（図には定電圧源の記号で示
し、「Ｅrefn」と記す。前記の「−１５０Ｖ」に相当す
るもの。）とを比較して、ＳＶｎがＥrefnを超えたとき
にＬレベル信号を出力する。

【００６９】ＡＮＤゲート１８の出力信号が正極駆動用
の駆動回路２２ｐを経て上記制御信号Ｓｃ１として正極
性出力用回路（コンバータ）３′Ａのスイッチング素子
ＳＷ１に送出される。また、ＡＮＤゲート２０の出力信
号が負極駆動用の駆動回路２２ｎを経て上記制御信号Ｓ
ｃ２として負極性出力用回路（コンバータ）３′Ｂのス
イッチング素子ＳＷ２に送出される。尚、これらの駆動
回路にはスイッチング素子の駆動に必要な電圧レベル変
換用の回路等が含まれる。

【００７０】本回路において、正極駆動用信号Ｓｂ１に
関して、信号ＣＫがＨレベルのときには、ＯＲゲート１
４の出力信号がＨレベルになるので、信号Ｓｂ１がＡＮ
Ｄゲート１７を素通りしてＡＮＤゲート１８に供給され
る。このときにコンパレータ１２の出力信号がＨレベル
である場合にはＡＮＤゲート１８の出力信号（ＡＮＤゲ
ート１７の出力信号に同じ。）が駆動回路２２ｐを介し
てＳｃ１となる。つまり、信号Ｓｂ１によってスイッチ
ング素子ＳＷ１のオン／オフ制御のデューティーサイク
ルが規定される。また、信号ＣＫがＬレベルのときに
は、無負荷状態となり負荷電流が流れないので信号Ｓｂ
１は、そのデューティーサイクルが最大の信号となる
（電流をもっと流そうとする制御による。）。

【００７１】他方、負極駆動用信号Ｓｂ２に関しては、
信号ＣＫがＬレベルのときに当該信号がＮＯＴゲート１
６で論理反転されてＯＲゲート１５の出力信号がＨレベ
ルになるので、信号Ｓｂ２がＡＮＤゲート１９を素通り
してＡＮＤゲート２０に供給される。このときにコンパ
レータ２１の出力信号がＨレベルである場合にはＡＮＤ
ゲート２０の出力信号（ＡＮＤゲート１９の出力信号に
同じ。）が駆動回路２２ｎを介してＳｃ２となる。つま
り、信号Ｓｂ２によってスイッチング素子ＳＷ１のオン
／オフ制御のデューティーサイクルが規定される。そし
て、信号ＣＫがＨレベルのときには、無負荷状態となり
負荷電流が流れないので信号Ｓｂ２は、そのデューティ
ーサイクルが最大の信号となる。

【００７２】このようにＳｂ１、Ｓｂ２について無負荷
状態ではともにデューティーサイクルが最大になるが、
コンパレータ１２、２１によって最大電圧のリミッタが
かかる。例えば、ＳＶｐのレベルが大きくてＥrefpを超
えるとコンパレータ１２がＬレベル信号をＡＮＤゲート
１８に送るので（ＡＮＤゲート１７の出力信号は無視さ
れる。）、Ｓｂ１を受け付けなくなり、当該ゲート１８
の出力信号を強制的にＬレベルにしてしまう。同様に、
ＳＶｎの大きさ（電圧の方向は考えない）がＥrefnを超
えるとコンパレータ２１がＬレベル信号をＡＮＤゲート
２０に送るので（ＡＮＤゲート１９の出力信号は無視さ
れる。）、Ｓｂ２を受け付けなくなり、当該ゲート２０
の出力信号を強制的にＬレベルにしてしまう。このよう
にコンパレータ１２、２１は各駆動信号を阻止する役割
を有しており、従って、無負荷時の動作において、最大
デューティーサイクルでの駆動信号によってコンバータ
（３′Ａ、３′Ｂ）の出力電圧が上昇してその制限電圧
に達すると当該コンバータの動作が停止し、これにより
当該出力電圧が低下してくると再び昇圧動作を開始する
といった具合の間欠動作が繰り返されることになる。

【００７３】ここまで説明した制御が、図１２で説明し
た内容に相当する。

【００７４】以下、本発明の要点に入る。

【００７５】コンパレータ１１は、正極電圧の大きさと
負極電圧の大きさを比べる比較手段を構成するものであ
り、ＳＶｐとＳＶｎとを比較して、「ＳＶｐ＞ＳＶｎ」
のときのＨレベル信号を出力し、そうでないとき（「Ｓ
Ｖｐ＜ＳＶｎ」）にＬレベル信号を出力する。

【００７６】信号ＣＫがＬレベル、つまり、正極側が無
負荷のときに、コンパレータ１１の出力信号がＬレベル
の場合には、ＯＲゲート１４の出力信号がＨ信号とな
り、Ｓｂ１としてデューティーサイクルが最大の駆動信
号が得られ、これに基づく信号Ｓｃ１がスイッチング素
子ＳＷ１に送られる。また、（正極側の）無負荷時にコ
ンパレータ１１の出力信号がＨレベルの場合には、ＯＲ
ゲート１４の出力信号がＬレベルとなり、ＡＮＤゲート
１７の出力信号がＬレベルとなるので、駆動信号Ｓｂ１
に基く制御信号がスイッチング素子ＳＷ１に送られな
い。即ち、（正極側が）無負荷のタイミングでは、負極
性の電圧（負極電圧）を超えないように正極性の電圧出
力が制限されることになる。

【００７７】このことは、負極側が無負荷（信号ＣＫが
Ｈレベル）のときも同様であり、コンパレータ１１の出
力信号がＬレベルの場合には、ＯＲゲート１５の出力信
号がＬレベルとなり、ＡＮＤゲート１９の出力信号がＬ
レベルとなるので、駆動信号Ｓｂ２に基く制御信号がス
イッチング素子ＳＷ２に送られない。即ち、（負極側
が）無負荷のタイミングでは、正極性の電圧（正極電
圧）を超えないように負極性の電圧出力が制限されるこ
とになる。

【００７８】尚、図６には無負荷時の電圧出力状態をジ
グザグ線で示している。

【００７９】このように、一方の極性の無負荷状態では
他方の極性の電圧によって電圧制限がかけられるので、
上記した電力損失による無駄を低減でき、また、電力制
御についてディレイ等の付加回路を必要としないので、
制御応答の悪化に起因する弊害を伴うことがない。

【００８０】図１の回路を、２つの放電灯に係る点灯制
御用の回路に拡張するためには、例えば、正極性及び負
極性の直流出力を得るための直流−直流変換回路として
図３に示した構成を用いるとともに、図９に示す点灯回
路１Ａのように、４つの半導体スイッチング素子を使用
したフルブリッジ型（あるいはＨブリッジ型）回路構成
の直流−交流変換回路４Ａを採用する。

【００８１】図において、４つのスイッチング素子のう
ち、互いに直列接続とされることにより第１の組をなす
スイッチング素子ｓｗ１、ｓｗ２については、その一方
ｓｗ１の一端が上記回路３′Ａの出力端子に接続され、
当該スイッチング素子ｓｗ１の他端がスイッチング素子
ｓｗ２を介して上記回路３′Ｂの出力端子に接続されて
いる。そして両スイッチング素子同士の接続点αに対し
て第１の放電灯６＿１が起動回路５＿１（内の誘導性負
荷成分）を介して接続されている。

【００８２】また、互いに直列接続されることで第２の
組をなすスイッチング素子ｓｗ３、ｓｗ４については、
その一方ｓｗ３の一端が回路３′Ａの出力端子に接続さ
れ、当該スイッチング素子ｓｗ３の他端がスイッチング
素子ｓｗ４を介して回路３′Ｂの出力端子に接続されて
いる。そして、両スイッチング素子同士の接続点βに対
して第２の放電灯６＿２が起動回路５＿２（内の誘導性
負荷成分）を介して接続されている。

【００８３】各放電灯６＿１、６＿２におけるそれぞれ
の電極端子のうち、上記接続点αやβに接続されない方
の端子についてはいずれも接地されている。尚、上記し
た電流検出用抵抗Ｒｉ１、Ｒｉ２を用いない場合には、
これに代わる検出用抵抗（図１の「ｒｉ」に相当するも
の。）をそれぞれ介して各放電灯の一端を接地した構成
を採り、各抵抗による検出信号を制御回路７Ａに送れば
良い。

【００８４】駆動回路ＤＲＶ１、ＤＲＶ２についてはと
もにハーフブリッジドライバ用ＩＣが使用され、制御回
路７Ａからの信号をそれぞれ受けてブリッジの極性を規
定する。

【００８５】複数のスイッチング素子ｓｗ１乃至ｓｗ４
を有する直流−交流変換回路４Ａにおいて、一方の駆動
回路ＤＲＶ１がスイッチング素子ｓｗ１、ｓｗ２のオン
／オフ制御を担当し、他方の駆動回路ＤＲＶ２がスイッ
チング素子ｓｗ３、ｓｗ４のオン／オフ制御を担当して
いる。ある時刻において、駆動回路ＤＲＶ１によりスイ
ッチング素子ｓｗ１がオン状態（又はオフ状態）、スイ
ッチング素子ｓｗ２がオフ状態（又はオン状態）となる
ように各素子の状態が規定されたとすると、このとき、
駆動回路ＤＲＶ２によりスイッチング素子ｓｗ３がオフ
状態（又はオン状態）、スイッチング素子ｓｗ４がオン
状態（又はオフ状態）となるように各素子の状態が規定
される。つまり、スイッチング素子ｓｗ１とｓｗ４とが
同じ状態、スイッチング素子ｓｗ２とｓｗ３とが同じ状
態となって、これらが相反的に交番動作する。

【００８６】従って、２組のスイッチング素子のオン／
オフ動作によって、例えば、第１の放電灯６＿１に正極
性の電圧出力が投入される間、第２の放電灯６＿２には
負極性の電圧出力が投入される（逆に、第１の放電灯６
＿１に負極性出力が投入される間、第２の放電灯６＿２
には正極性出力が投入される。）。

【００８７】尚、制御回路７Ａからの制御信号（これら
を「ＳＤ１」、「ＳＤ２」と記す。）は、アイソレータ
９＿１、９＿２をそれぞれ経た上で各駆動回路ＤＲＶ
１、ＤＲＶ２に送られる。つまり、図９に示す例では、
各駆動回路における低電位側電圧が負極性出力用回路
３′Ｂからの出力電圧とされているので、この電圧に対
してＨ（ハイ）レベルやＬ（ロー）レベルを規定すると
ともに、上記制御信号（２値状態信号）を受けて各スイ
ッチング素子ｓｗ１乃至ｓｗ４のオン／オフ制御を行う
のにアイソレーションが必要となる。勿論、アイソレー
ト機能を具備したブリッジドライバ用ＩＣを各駆動回路
に使用するのであれば、上記制御信号をそれぞれの駆動
回路に直接的に入力してやれば良い。

【００８８】放電灯の数が２つになっても、一方の放電
灯が点灯している状態（あるいは点灯指示が出されてい
る状態）であって、かつ他方の放電灯が点灯していない
状態（あるいは消灯指示が出されている状態）では、上
記した１つの放電灯の場合と何ら変わりないことは明ら
かである（∵電力投入がされていない極性出力について
は無負荷状態となるから）。従って、正極性及び負極性
の出力のうち放電灯に投入されていない無負荷側の出力
電圧が、放電灯に投入されている側の出力電圧と同じ大
きさになるように電圧制限を課せば良い。

【００８９】図１０及び図１１は制御回路７Ａの要部に
ついての構成例を示すものであり、図中に示す記号の意
味は下記の通りである。

【００９０】・「ＳＪ１」＝第１の放電灯６＿１が点灯
したか否かを示す状態判定信号（点灯している時にＨレ
ベル、点灯していない時にＬレベルを示す。）・「ＳＪ２」＝第２の放電灯６＿２が点灯したか否かを
示す状態判定信号（点灯している時にＨレベル、点灯し
ていない時にＬレベルを示す。）・「ＳＬ１」＝第１の放電灯６＿１に対する点灯指示信
号（点灯の指示時にＨレベル、消灯の指示時にＬレベル
を示す。）・「ＳＬ２」＝第２の放電灯６＿２に対する点灯指示信
号（点灯の指示時にＨレベル、消灯の指示時にＬレベル
を示す。）・「ＣＫ」＝第１の放電灯６＿１に正極性出力を投入
しているとき又は第２の放電灯６＿２に負極性出力を投
入しているときにＨレベルを示し、その逆の場合、即
ち、第１の放電灯６＿１に負極性出力を投入していると
き又は第２の放電灯６＿２に正極性出力を投入している
ときにＬレベルを示す信号（尚、放電灯の数を１つに減
らせば、上記信号「ＣＫ」と同じになる。）。

【００９１】尚、放電灯の状態判定回路としては、放電
灯に流れる電流を検出して閾値と比較する回路や、光セ
ンサー等を使って放電灯の光量を検出することで点消灯
を判定する回路等、各種の形態が挙げられる。また、点
灯指示信号については各放電灯に対する点灯スイッチや
当該スイッチに基く点灯切替回路等から容易に得られ
る。

【００９２】本構成例には、一部を除いて図７の構成と
同様の回路を用いているので、両者の相違点だけを下記
に示す。尚、以下の説明では、上記信号ＳＪ１、ＳＪ２
と、ＣＫとを用いるものとする。また、入出力信号関係
の相違については、既に使用した符号の後に記号「Ｍ」
を付すことで明示した。

【００９３】・信号ＳＪ１、ＳＪ２、ＣＫに対して４個
の２入力ＡＮＤゲート、２個の２入力ＯＲゲート、１個
のＮＯＴゲートからなる論理回路部２３が設けられてい
ること。即ち、信号ＳＪ１と信号ＣＫとがＡＮＤゲート
２４に入力され、信号ＳＪ２と、ＮＯＴゲート２５によ
るＣＫの反転信号とがＡＮＤゲート２６に入力され、こ
れらのＡＮＤゲート２４、２６の出力信号がＯＲゲート
２７に供給される。そして、ＯＲゲート２７の出力信号
（これを「Ｓ２７」と記す。）が図１１のＯＲゲート１
４Ｍの一方の入力端子に供給される。また、信号ＳＪ２
と信号ＣＫとがＡＮＤゲート２８に入力され、信号ＳＪ
１と、ＮＯＴゲート２５によるＣＫの反転信号とがＡＮ
Ｄゲート２９に入力され、これらのＡＮＤゲート２８、
２９の出力信号がＯＲゲート３０に供給される。そし
て、ＯＲゲート３０の出力信号（これを「Ｓ３０」と記
す。）が図１１のＯＲゲート１５Ｍの一方の入力端子に
供給される。

【００９４】・ＯＲゲート１４Ｍには、上記ＯＲゲート
２７の出力信号Ｓ２７と、コンパレータ１１からＮＯＴ
ゲート１３を介した信号が供給され、当該ＯＲゲート１
４Ｍの出力信号がＡＮＤゲート１７Ｍの一方の入力端子
に供給されること。そして、ＡＮＤゲート１７Ｍの他方
の入力端子にはコンパレータ１２の出力信号が供給され
当該ＡＮＤゲート１７Ｍの出力信号がＡＮＤゲート１８
Ｍの一方の入力端子に供給され、ＡＮＤゲート１８Ｍ
は、ＡＮＤゲート１７Ｍの出力信号と信号Ｓｂ１との論
理積信号を求めてこれを駆動回路２２ｐに送出するこ
と。

【００９５】・ＯＲゲート１５Ｍには、上記ＯＲゲート
３０の出力信号Ｓ３０と、コンパレータ１１の出力信号
が供給され、当該ＯＲゲート１５Ｍの出力信号がＡＮＤ
ゲート１９Ｍの一方の入力端子に供給されること。そし
て、ＡＮＤゲート１９Ｍの他方の入力端子にはコンパレ
ータ２１の出力信号が供給され当該ＡＮＤゲート１９Ｍ
の出力信号がＡＮＤゲート２０Ｍの一方の入力端子に供
給され、ＡＮＤゲート２０Ｍは、ＡＮＤゲート１９Ｍの
出力信号と信号Ｓｂ２との論理積信号を求めてこれを駆
動回路２２ｎに送出すること。

【００９６】尚、本回路において、ＳＶｐやＳＶｎがそ
れらについて規定された基準電圧Ｅrefp、Ｅrefnに達す
るとコンパレータ１２、２１の出力がＬレベルとなるの
で、ＡＮＤゲート１７Ｍ、１９Ｍの出力信号がＬレベル
となり、スイッチング素子（ＳＷ１、ＳＷ２）に対する
駆動が止まることが分かる。

【００９７】回路部２３は点灯している放電灯を駆動す
る極性のタイミングでＨレベルを出力するものであり、
例えば、第１の放電灯６＿１が点灯しており、第２の放
電灯６＿２が消灯している状況を想定すると、ＳＪ１が
Ｈレベルであるので、ＣＫがＨレベルのときにＡＮＤゲ
ート２４の出力信号がＨレベルとなってＯＲゲート２７
を介して出力される（つまり、この場合、ＯＲゲート２
７には信号ＣＫが出る。）。このとき、ＡＮＤゲート２
８の出力信号はＬレベル、ＡＮＤゲート２９の出力信号
がＬレベルとなるので、ＯＲゲート３０の出力信号はＬ
レベルになる。つまり、ＣＫがＨレベルの場合には、正
極駆動側のＯＲゲート１４ＭにＨレベル信号が供給さ
れ、負極駆動側のＯＲゲート１５ＭにはＬレベル信号が
供給される。

【００９８】他方、ＣＫがＬレベルのときには、ＡＮＤ
ゲート２４、２６の各出力信号がＬレベルとなるので、
ＯＲゲート２７の出力信号はＬレベルである。また、Ａ
ＮＤゲート２９の出力信号がＨレベルであり、これによ
りＯＲゲー３０の出力信号がＨレベルになる。つまり、
ＣＫがＬレベルの場合には、正極駆動側のＯＲゲート１
４ＭにＬレベル信号が供給され、負極駆動側のＯＲゲー
ト１５ＭにＨレベル信号が供給される。

【００９９】従って、ＯＲゲート１４ＭにＨレベル信号
が入力されると（ＣＫがＨレベルの場合）、当該ゲート
の出力信号がＨレベルとなるので、コンパレータ１２の
出力信号がＨレベルの場合（つまり、電圧Ｅrefpによる
正極電圧制限がかからない場合）に、ＡＮＤゲート１７
Ｍの出力するＨレベル信号がＡＮＤゲート１８Ｍに供給
されることになるので信号Ｓｂ１がそのまま駆動回路２
２ｐに供給されることになる（当該信号のデューティー
サイクルに従ってスイッチング素子ＳＷ１の駆動制御が
なされる。）。また、ＯＲゲート１４ＭにＬレベル信号
が入力されると（ＣＫがＬレベルの場合）、当該ゲート
の出力はコンパレータ１１の出力信号の論理否定信号に
より決まる。つまり、コンパレータ１１の出力信号がＨ
レベル（又はＬレベル）の場合にはＯＲゲート１４Ｍの
出力信号がＬレベル（又はＨレベル）となる。例えば、
ＳＶｐ＞ＳＶｎの場合にはコンパレータ１１の出力信号
がＨレベルであるので、その論理否定信号によりＯＲゲ
ート１４Ｍの出力信号がＬレベルとなる結果、ＡＮＤゲ
ート１８ＭがＳｂ１を通さなくなる（ＡＮＤゲート１７
の出力するＬレベル信号により駆動停止の状態とな
る。）。また、ＳＶｐ＜ＳＶｎの場合にはコンパレータ
１１の出力信号がＬレベルであり、その論理否定信号に
よりＯＲゲート１４Ｍの出力信号がＨレベルとなる結
果、コンパレータ１２の出力信号がＬレベルでない限り
ＡＮＤゲート１７Ｍの出力信号がＨレベルとなってＳｂ
１がＡＮＤゲート１８Ｍをそのまま通って駆動回路２２
ｐに送られるので、制限を受けない。

【０１００】このように、放電灯６＿１が点灯し、放電
灯６＿２が消灯している場合に、放電灯６＿１に正極性
出力を投入する極性（ＣＫがＨレベル）では駆動信号Ｓ
ｂ１がそのまま駆動回路２２ｐを介して直流−直流変換
回路のスイッチング素子に送出されて当該回路の動作制
御が行われるが、これとは逆極性の場合、即ち、放電灯
６＿１に負極性出力を投入する極性（ＣＫがＬレベル）
では、ＳＶｐがＳＶｎを超えないように電圧制限がかか
る（逆極性である負極電圧により制限される。）。

【０１０１】尚、ＳＪ１がＨレベル、ＳＪ２がＬレベル
の場合にＯＲゲート３０にはＣＫの論理否定信号が出力
されるので、ＯＲゲート３０の出力信号がＨレベルのと
きにコンパレータ２１の出力信号がＨレベルである限り
信号Ｓｂ２がＡＮＤゲート２０Ｍを介して駆動回路２２
ｎに送られるが、ＯＲゲート３０の出力信号がＬレベル
であって、コンパレータ１１の出力がＬレベルのとき
（ＳＶｐ＜ＳＶｎ）にＡＮＤゲート１９Ｍ、２０Ｍの出
力信号がＬレベルとなり、スイッチング素子の駆動停止
により上記と同様に電圧制限がかかる。

【０１０２】以上の内容については、両放電灯の立場を
逆転させた場合、つまり、放電灯６＿２が点灯し、放電
灯６＿１が消灯している場合においても同様であること
は、回路構成が対称性からも明らかである（ＳＪ１をＬ
レベル、ＳＪ２をＨレベルとして、上記と同様に信号の
流れを追っていくことで確認できることは勿論であり、
回路部２３のＯＲゲート３０に信号ＣＫが出て、ＯＲゲ
ート２７に信号ＣＫの論理否定信号が出る。）。

【０１０３】また、２つの放電灯がともに点灯している
場合には、直流−直流変換回路（３′）を構成する各極
性毎の回路部（コンバータ）をそれぞれ構成するスイッ
チング素子（図３のＳＷ１、ＳＷ２）に上記信号Ｓｂ
１、Ｓｂ２に基くＳｃ１、Ｓｃ２が送られて駆動制御が
行われる。つまり、ＳＪ１、ＳＪ２ともにＨレベルであ
るため、ＯＲゲート２７、３０の出力信号がともにＨレ
ベルとなるからである。

【０１０４】尚、両方の放電灯がともに点灯していない
場合には、ＯＲゲート２７、３０の出力信号がともにＬ
レベルであるので、各極性の駆動信号Ｓｂ１、Ｓｂ２に
ついて互いに反対極性の電圧に制限される。つまり、上
記した２つの基準電圧Ｅrefp、Ｅrefnのうち低い方の電
圧に両極性の電圧が制限されてしまうので、例えば、上
記したような電流補助回路８が用いる場合において当該
回路が付設されている方の極性と、当該極性とは逆の極
性に対してそれぞれに異なる電圧値を設定して制限をか
けることができず、また、例えば、放電灯６＿１が点灯
しており、放電灯２が消灯している状態から後者の放電
灯６＿２を点灯させようとしたときに、放電灯６＿２へ
の供給電圧が放電灯６＿１への供給電圧によって制限さ
れてしまう等の不都合が起きる。

【０１０５】そこで、そのような不都合を回避するため
には、図１０においてＳＪ１の代わりにＳＬ１を用い、
ＳＪ２の代わりにＳＬ２を用いる。つまり、各放電灯が
点灯しているか否かではなく、各放電灯に対して点灯指
示が出されているか否かに応じて回路部２３の出力信号
を決めれば良い。ＳＬ１、ＳＬ２がとともにＬレベルの
場合には両放電灯を点灯させないことを意味するので、
この場合に点灯回路を動作させる必要がなく排除できる
からである（ＳＬ１又はＳＬ２の一方がＨレベルである
か、両者がＨレベルの場合だけを考慮すれば良い。従っ
て、回路動作については上記の説明に信号ＳＪ１、ＳＪ
２をＳＬ１、ＳＬ２のそれぞれに置き換えるだけで済
む。）。

【０１０６】このような信号の置き換えは、「放電灯が
点灯していない期間」とう概念の中に、放電灯の点灯前
の動作状態を含ませないこと、即ち、放電灯を点灯させ
たいという指示信号が発せられてから放電灯が実際に点
灯するまでの期間については当該期間を「放電灯が点灯
していない期間」とはみなさないという意味をもつ。放
電灯の点灯指示信号ＳＬ１、ＳＬ２は放電灯の点灯中は
固より、放電灯の点灯前の動作中においても一定の状態
値を示す信号であり（本例では点灯させたい指令が出さ
れている限り、Ｈレベルである。）、よって、放電灯が
実際に点灯していなくても点灯指示がある限り信号ＳＬ
１、ＳＬ２はＨレベルを示すので、両信号のうち少なく
とも一方はＨレベルとなる。例えば、放電灯６＿１が点
灯しており（ＳＬ１がＨレベル）、放電灯６＿２が消灯
している場合（ＳＬ２がＬレベル）に、放電灯６＿２を
点灯させる場合には、点灯信号ＳＬ２がＨレベルとな
り、駆動用信号Ｓｂ１、Ｓｂ２に基く各スイッチング素
子の制御が行われるが、その際に各駆動信号に作用する
のはそれぞれコンパレータ１２、２１のＬレベル信号に
基く電圧制限であり、当該制限の範囲内では最大デュー
ティーサイクルの駆動信号によって点灯前に必要な電圧
（Ｏ.Ｃ.Ｖ）まで昇圧させた電圧を放電灯６＿２に対し
て供給することができる。

【０１０７】

【発明の効果】以上に記載したところから明らかなよう
に、請求項１や請求項２に係る発明によれば、無負荷側
の出力電圧を逆極性の出力電圧によって制限すること
で、放電灯に流れる電流に係る脈流を抑制することがで
きるので、脈流に起因する交流成分の影響による定電力
制御の阻害を防ぎ、電力損失の増加や発熱等の無駄を低
減させて安定した電力制御を実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る放電灯点灯回路の基本構成を示す
回路ブロック図である。

【図２】直流−直流変換回路について非分離型の回路構
成例を示す回路図である。

【図３】直流−直流変換回路について分離型の回路構成
例を示す回路図である。

【図４】電流補助回路の構成例を示す図である。

【図５】ブートストラップ式駆動回路の構成について説
明するための図である。

【図６】本発明に係る無負荷状態での電圧制限について
説明するための図である。

【図７】制御回路の要部について構成例を示す回路図で
ある。

【図８】各信号の位相関係を示すタイミングチャート図
である。

【図９】２つの放電灯を点灯させる場合の回路構成例を
示す図である。

【図１０】図１１とともに制御回路の要部についての構
成例を示すものであり、本図は放電灯の点灯信号又は点
灯指示信号と極性切替用信号を受ける論理回路部を示
す。

【図１１】スイッチング素子の駆動制御に係る回路の要
部を示す回路図である。

【図１２】従来の問題点について説明するための図であ
る。

【符号の説明】

１、１Ａ…放電灯点灯回路、３、３′…直流−直流変換
回路、４、４Ａ…直流−交流変換回路、６、６＿１、６
＿２…放電灯、７、７Ａ…制御回路、８…電流補助回
路、Ｔ、Ｔ１、Ｔ２…トランス、ＳＷ１、ＳＷ２…スイ
ッチング素子、Ｃ１、Ｃ２…コンデンサ、Ｃａ、Ｃｂ、
Ｃｃ…コンデンサ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流入力電圧を受けて正極性及び負極性
の出力を得るためにトランス及びスイッチング素子を有
するとともに、出力段にコンデンサを含む平滑回路又は
放電灯の点灯を補助するためにコンデンサを含む電流補
助回路が設けられた直流−直流変換回路と、その出力電
圧を複数のスイッチング素子の交番動作によって交流電
圧に変換した後で放電灯に供給するための直流−交流変
換回路と、放電灯にかかる電圧や当該放電灯に流れる電
流についての検出信号を受けて放電灯に投入する電力を
制御するとともに上記直流−直流変換回路の出力を制御
するための制御回路とを備えた放電灯点灯回路におい
て、放電灯に対して上記直流−直流変換回路の出力電圧を交
番投入する際には、放電灯の点灯中に上記正極性及び負
極性の出力のうち当該放電灯に投入されていない無負荷
側の出力電圧が、放電灯に投入されている側の出力電圧
と同じ大きさになるように制限されることを特徴とする
放電灯点灯回路。
【請求項２】直流入力電圧を受けて正極性及び負極性
の出力を得るためにトランス及びスイッチング素子を有
するとともに、出力段にコンデンサを含む平滑回路又は
放電灯の点灯を補助するためにコンデンサを含む電流補
助回路が設けられた直流−直流変換回路と、その出力電
圧を複数のスイッチング素子の交番動作によって交流電
圧に変換した後で２つの放電灯にそれぞれ供給するため
の直流−交流変換回路と、各放電灯にかかる電圧や各放
電灯に流れる電流についての検出信号を受けて放電灯に
投入する電力を制御するとともに上記直流−直流変換回
路の出力を制御するための制御回路とを備えた放電灯点
灯回路において、各放電灯に対して上記直流−直流変換回路による出力電
圧の極性を交互に切り替えながら供給電力を投入する際
に、一方の放電灯の点灯中若しくは当該放電灯への点灯
指示が出されているときであって、かつ他方の放電灯が
点灯していないとき若しくは当該放電灯への点灯指示が
出されていないときには、上記正極性及び負極性の出力
のうち放電灯に投入されていない無負荷側の出力電圧
が、放電灯に投入されている側の出力電圧と同じ大きさ
になるように制限されることを特徴とする放電灯点灯回
路。