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Die Erfindung betrifft eine Hochspannungsversorgung für einen Pockelszellentreiber.
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Zum Schalten und Modulieren eines Laserstrahls wird in der Regel eine Pockelszelle eingesetzt. Die Pockelszelle wird mit einem Pockelszellentreiber betrieben. Dieser Pockelszellentreiber wird hierzu mit einer Hochspannung von ca. ± 1,5 kV versorgt. Um den Laserstrahl präzise führen und stoppen zu können, ist es nötig, die an dem Pockelszellentreiber anliegende Hochspannung ohne Schleppfehler modulieren zu können. Beispielsweise muss beim Bohren eines Sackloches der Laserstrahl präzise gesteuert werden können, um die Tiefe und Form der Bohrung exakt zu kontrollieren. Die Verzugszeit zwischen der Vorgabe der gewünschten Ausgangsspannung und dem tatsächlichen Erreichen dieser Ausgangsspannung, d.h. der Schleppfehler, beträgt jedoch bei bekannten Hochspannungsversorgungen beim Betrieb im Hochspannungsbereich mehr als 250µs. Bei sehr kurzen Bearbeitungsprozessen stellt eine solche Verzugszeit bereits einen signifikanten Anteil der Bearbeitungsdauer dar.
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Hochspannungsversorgungen sind seit langer Zeit bekannt. Beispielsweise ist aus der
DE 102 06 175 A1 eine Entladungslampen-Zündschaltung bekannt geworden. Die bekannte Schaltung setzt eine Gleichspannung in eine Wechselspannung um. Durch Begrenzung der Wechselspannung wird eine konstante Leistungssteuerung erzielt.
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Weiterhin offenbart die
US 3,343,007 A einen Impulsgenerator für eine Röntgenröhre. Der Impulsgenerator weist mehrere Spannungswandler mit parallel geschalteten Spannungseingängen auf.
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Aus der
DE 199 61 541 A1 ist ein Hochspannungswandler bekannt geworden, der eine Gleichspannung aus einer Gleichspannungsquelle über einen Wechselrichter und einen Transformator mit nachgeschaltetem Ausgangsgleichrichter und Filter in ein Gleichspannungs-Ausgangssignal umsetzt.
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Weiterhin offenbart die
DE 690 18 525 T2 einen Apparat zur Erzeugung von Röntgenstrahlen. Dabei wird eine Röntgenröhre durch mehrere Spannungswandler, deren Spannungseingänge parallel geschaltet sind, versorgt.
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Aus
US 4,743,785 A ist eine Schaltung im Niedervoltbereich für einen Radarsender mit synthetischer Apertur bekannt geworden. Die
US 4,743,785 A lehrt, ein Überschwingverhalten durch einen „tail biter circuit“ zu vermindern.
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Weiterhin offenbart die
EP 0 419 727 A1 , eine schaltbare Stromsenke einzusetzen, um eine Schaltungsanordnung vor hohen Strömen zu schützen.
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Aus Davari, Pooya et al.: „High-Voltage Modular Power Supply Using Parallel and Series Configurations of Flyback Converter for Pulsed Power Applications" IEEE Transactions on Plasma Science, Vol. 40, No. 10, October 2012 ist als nächstkommender Stand der Technik eine Hochspannungsversorgung für einen Pockelszellentreiber bekannt geworden, bei dem ein Ausgangskondensator während jeder Periode vollständig entladen wird. Die Hochspannungsversorgung weist einen ersten Spannungswandler und einen zweiten Spannungswandler auf, wobei der Spannungseingang des ersten Spannungswandlers parallel zum Spannungseingang des zweiten Spannungswandlers geschaltet ist und der der erste Spannungswandler einen ersten Ausgangsschaltkreis und der zweite Spannungswandler einen zweiten Ausgangsschaltkreis aufweist und der erste Ausgangsschaltkreis mit dem zweiten Ausgangsschaltkreis seriell zwischen einem Spannungsausgang der Hochspannungsversorgung geschaltet ist. Die vollständige Entladung des Ausgangskondensators hängt lediglich von der Periodendauer ab; der Ausgangskondensator wird daher automatisch entladen.
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Der vorliegenden Erfindung liegt demgegenüber die Aufgabe zu Grunde, eine signifikant verbesserte Hochspannungsversorgung für einen Pockelszellentreiber bereitzustellen, bei der eine Spannungsmodulation im Hochspannungsbereich mit möglichst geringem Schleppfehler erfolgt.
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Diese Aufgabe wird durch eine Hochspannungsversorgung für einen Pockelszellentreiber gemäß Patentanspruch 1 gelöst. Die Unteransprüche geben bevorzugte Ausgestaltungen wieder.
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Hierdurch können Pockelszellen, die mit dem Spannungsausgang der Hochspannungsversorgung über einen Pockelszellentreiber verbunden sind, sehr präzise gesteuert werden.
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Die Entladeschaltung kann Teil eines Entladeschaltungsteils sein. Der Entladeschaltungsteil kann mehrere Entladeschaltungen aufweisen. Zusätzlich kann der Entladeschaltungsteil eine gesteuerte Spannungsquelle aufweisen. Mit einer solchen gesteuerten Spannungsquelle kann die Entladeschaltung bzw. können die Entladeschaltungen aktiviert werden.
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Die parallel geschalteten Spannungswandler ermöglichen einen präzisen und schnellen Spannungsaufbau, der nahezu unmittelbar dem Sollwert folgt. Ein praktisch unmittelbar dem Sollwert folgender Spannungsabfall wird durch die Entladeschaltung gewährleistet. Durch die erfindungsgemäße Hochspannungsversorgung kann ein Schleppfehler somit praktisch vermieden werden.
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Vorzugsweise ist der erste Ausgangsschaltkreis mit einer ersten Entladeschaltung und der zweite Ausgangsschaltkreis mit einer zweiten Entladeschaltung verbunden. Durch die individuelle Zuordnung einer Entladeschaltung zu jeweils einem Ausgangsschaltkreis kann die Spannung während des Spannungsabfalls besonders zeitnah am Sollwert geführt werden.
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Die Hochspannungsversorgung kann zumindest einen weiteren Spannungswandler aufweisen, dessen Spannungseingang parallel zum Spannungseingang des ersten Spannungswandlers und des zweiten Spannungswandlers geschaltet ist, wobei ein weiterer Ausgangsschaltkreis des weiteren Spannungswandlers seriell zwischen dem Spannungsausgang der Hochspannungsversorgung geschaltet ist und der weitere Ausgangsschaltkreis mit einer weiteren Entladeschaltung verbunden ist. Mittels des zusätzlichen Spannungswandlers und der zusätzlichen Entladeschaltung kann die Spannung beim Spannungsaufbau und Spannungsabfall noch präziser gesteuert werden.
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In besonders bevorzugter Ausgestaltung der Erfindung weist die Hochspannungsversorgung vier Spannungswandler auf, deren Spannungseingänge parallel geschaltet sind, wobei die Spannungswandler jeweils einen Ausgangsschaltkreis aufweisen, die Ausgangsschaltkreise jeweils mit einer Entladeschaltung verbunden sind und die Ausgangsschaltkreise seriell zwischen dem Spannungsausgang der Hochspannungsversorgung geschaltet sind.
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Es ist eine Steuerungseinheit zur Steuerung aller Spannungswandler und Entladeschaltungen vorgesehen. Eine solche zentrale Steuerungseinheit ermöglicht eine exakte gleichzeitige Ansteuerung aller Spannungswandler und Entladeschaltungen. Die Steuerungseinheit umfasst vorzugsweise einen PI - Regler, das heißt einen Regler mit Proportionalverstärker und parallel geschaltetem Integrator.
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Die Hochspannungsversorgung ist weiterhin dadurch gekennzeichnet, dass eine mit der Steuerungseinheit verbundene Spannungserfassung am Spannungsausgang der Hochspannungsversorgung vorgesehen ist. Hierdurch wird eine Regelung der Ausgangsspannung ermöglicht.
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Die Spannungserfassung kann sowohl konstruktiv einfach werden als auch präzise Messwerte liefern, wenn sie einen Spannungsteiler mit mehreren seriell geschalteten Widerständen umfasst.
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Einem ersten Pol der Spannungseingänge der Spannungswandler kann ein Eingangszwischenkreis vorgeschaltet sein, der zumindest einen Eingangskondensator, insbesondere mehrere parallel geschaltete Eingangskondensatoren, aufweist.
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Vorzugsweise ist zumindest ein Eingangskondensator, insbesondere alle Eingangskondensatoren, als Keramikkondensator ausgebildet. Keramikkondensatoren können aufgrund ihres niedrigen Verlustwiderstandes hohe Effektivstrombelastungen aushalten. Weiterhin ist die Alterung von Keramikkondensatoren nur von deren Betriebstemperatur abhängig und deutlich geringer ausgeprägt als bei herkömmlichen Elektrolytkondensatoren.
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Zumindest ein Eingangskondensator, insbesondere alle Eingangskondensatoren, können für eine Betriebstemperatur von mehr als 100°C ausgelegt sein. Hierbei kommt insbesondere ein Eingangskondensator der Baureihe X7R, X7S oder X8R in Betracht. X7R-Kondensatoren sind auf eine Betriebstemperatur von bis zu 125°C spezifiziert.
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Dem Eingangszwischenkreis kann zumindest eine Schottky-Diode vorgeschaltet sein. Hierdurch kann eine Verpolung des Spannungseingangs verhindert werden. Weiterhin kann die Schottky-Diode ein Schwingen zwischen zwei Hochspannungsversorgungen unterbinden, die an der gleichen Spannungsversorgung betrieben werden.
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Den Spannungswandlern kann weiterhin ein Treiber vorgeschaltet sein. Der Treiber ist vorzugsweise zweistufig ausgebildet. Der Treiber kann dabei einen Gatetreiberbaustein und/oder eine bipolare Gegentaktstufe aufweist. Hierdurch kann der Spannungswandler präzise gesteuert werden.
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In besonders bevorzugter Ausgestaltung der Erfindung weist zumindest ein Spannungswandler, insbesondere alle Spannungswandler, einen Sperrwandler auf. Mithilfe des Sperrwandlers kann eine galvanisch getrennte Spannungsübertragung erfolgen. Darüber hinaus werden durch den Einsatz eines Sperrwandlers sehr hohe Ausgangsspannungen bei moderatem Übersetzungsverhältnis ermöglicht.
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Zumindest ein Sperrwandler, insbesondere alle Sperrwandler, können einen Speichertransformator in Form eines Leiterplattentransformators aufweisen. Hierdurch kann die übertragene Energie im Magnetfeld der magnetisch gekoppelten Spulen des Speichertransformators zwischengespeichert werden. Weiterhin sind die Windungen der Spulen durch die Ausbildung des Speichertransformators als Leiterplattentransformator optimal gegen Verschmutzungen und Berührungen geschützt.
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Vorzugsweise weist der Ausgangsschaltkreis zumindest eines Spannungswandlers an seinem Ausgang einen Ausgangskondensator auf, wobei der Spannungswandler dergestalt ausgelegt ist, dass zumindest 20% der Energie, die dem Spannungswandler in einem Taktzyklus an dessen Spannungseingang zugeführt wird, in den Ausgangskondensator innerhalb dieses Taktzyklus geleitet wird.
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Besonders bevorzugt weisen alle Ausgangsschaltkreise der Spannungswandler an ihren Ausgängen einen Ausgangskondensator auf, wobei die Spannungswandler dergestalt ausgelegt sind, dass zumindest 20% der Energie, die den Spannungswandlern in einem Taktzyklus an deren Spannungseingang zugeführt wird, in den Ausgangskondensator innerhalb dieses Taktzyklus geleitet wird. Die Spannungswandler können dadurch einstufig ausgebildet werden. Die so erzielte Wandlertopologie ermöglicht eine Energieübertragung innerhalb eines einzelnen Taktes. Bei jedem einzelnen Takt kann die zu übertragende Energie somit direkt von der Steuerungseinheit beeinflusst werden. Der Schleppfehler kann dadurch beim Spannungsaufbau besonders gering gehalten werden.
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Zumindest ein Ausgangskondensator, insbesondere alle Ausgangskondensatoren, können in Form von Keramikkondensatoren ausgebildet sein. Zumindest ein Ausgangskondensator, insbesondere alle Ausgangskondensatoren, können mehrere parallel geschaltete Kondensatoren aufweisen.
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Vorzugsweise weist zumindest ein Ausgangsschaltkreis, insbesondere alle Ausgangsschaltkreise, eine Boostdiode auf. Als Boostdiode wird im Sinne der vorliegenden Erfindung eine Silizium - Carbid (SiC) - Diode bezeichnet. Die Boostdiode ist insbesondere für Spannungen von mehr als 1000 V ausgelegt. Sie verhindert ein Entladen des Ausgangsschaltkreises des Spannungswandlers. Hierdurch wird die maximal mögliche Spannung am Spannungsausgang erhöht. Weist jeder Ausgangsschaltkreis eine Boostdiode auf, so wird ein Entladen aller Ausgangsschaltkreise der Spannungswandler verhindert.
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Die Boostdiode kann dabei direkt mit dem Ausgang ihres Ausgangsschaltkreises verbunden sein. Vorzugsweise ist jede Boostdiode direkt mit dem Ausgang ihres jeweiligen Ausgangssschaltkreises verbunden.
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Die Hochspannungsversorgung ist vorzugsweise dadurch gekennzeichnet, dass zumindest ein Ausgangsschaltkreis eines Spannungswandlers, insbesondere alle Ausgangsschaltkreise der Spannungswandler, zumindest einen Ausgangskondensator und zumindest einen parallel zu dem Ausgangskondensator geschalteten Entladewiderstand aufweisen. Hierdurch kann der Ausgangsschaltkreis, insbesondere alle Ausgangsschaltkreise, sehr schnell nach Abschalten der Hochspannungsversorgung auf eine ungefährliche, niedrige Spannung entladen werden. Vorzugsweise sind zumindest zwei parallel geschaltete Entladewiderstände vorgesehen, um sicherzustellen, dass die kurze Entladezeit auch bei einem Defekt eines Entladewiderstandes gewährleistet werden kann.
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Die Hochspannungsversorgung weist vorzugsweise eine Entmagnetisierungsüberwachung auf. Hierzu kann zumindest ein Spannungswandler, insbesondere alle Spannungswandler, eine Messwicklung aufweisen, die mit der Entmagnetisierungserkennung verbunden sind. Die Entmagnetisierungserkennung kann dabei einen Komparator aufweisen, dessen Ausgang mit den seriell verbundenen Messwicklungen der Sperrwandler verbunden ist.
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Um einen sehr kontrollierten und sehr schnellen Spannungsabfall am Spannungsausgang der Hochspannungsversorgung zu ermöglichen, weist zumindest eine Entladeschaltung, insbesondere alle Entladeschaltungen, eine aktiv gesteuerte Stromsenke auf.
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Vorzugsweise umfasst die Stromsenke einen Stromsenkentransistor, der mit dem Ausgangsschaltkreis des zugehörigen Spannungswandlers verbunden ist.
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Der Stromsenkentransistor kann in Form eines MOSFETs ausgebildet sein. Der Stromsenkentransistor kann dabei über Source und Drain mit dem Ausgangsschaltkreis des zugehörigen Spannungswandlers verbunden sein. Im Falle eines Bipolartransistors als Stromsenkentransistor entspricht dabei Source dem Kollektor, Drain dem Emitter und Gate der Basis.
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An dem Stromsenkentransistor, insbesondere an allen Stromsenkentransistoren, kann ein Sourcewiderstand, ein Drainwiderstand und/oder ein Gatewiderstand angeschlossen sein. Die Sourcewiderstände und/oder Drainwiderstände können Widerstandswerte zwischen 2 Ohm und 100 Ohm aufweisen. Die Gatewiderstände können Widerstandswerte zwischen 10 Ohm und 200 Ohm aufweisen. Über den Sourcewiderstand kann das Verhältnis zwischen Gatespannung und Entladestrom eingestellt werden. Der Gatewiderstand entkoppelt den jeweiligen Spannungswandler von der Stromsenke und verhindert dadurch ein Schwingen der Stromsenke, das durch eine veränderte Ladung eines Ausgangskondensators des Spannungskondensators entstehen kann. Der Drainwiderstand verhindert, dass sich die einzelnen Stromsenken in ihrer Reihenschaltung gegenseitig beeinflussen.
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Die Gatespannung zumindest eines Stromsenkentransistors kann über einen Transformator steuerbar sein, wobei das Gate mit einer Sekundärwicklung des Transformators verbunden ist. Hierdurch kann ein Steuersignal potentialfrei an den Stromsenkentransistor übertragen werden.
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Am Gate des Stromsenkentransistors kann ein Gatekondensator vorgesehen sein, der parallel zu einem Kondensatorwiderstand geschaltet ist. Der Kondensatorwiderstand entlädt den Gatekondensator kontinuierlich und gewährleistet dadurch, dass die Spannung am Gate des Stromsenkentransistors mit ausreichender Geschwindigkeit verändert werden kann.
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Vorzugsweise sind die Gatespannungen aller Stromsenkentransistoren über jeweils einen Transformator steuerbar, wobei erste Primärwicklungen der Transformatoren parallel geschaltet sind. Ein Steuersignal kann dadurch simultan und potentialfrei an alle Stromsenkentransistoren übertragen werden.
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Zumindest ein Transformator kann eine zweite Primärwicklung aufweisen. Die zweite Primärwicklung ermöglicht eine Entmagnetisierung des Transformators.
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Insbesondere können alle Transformatoren eine zweite Primärwicklung aufweisen, wobei die zweiten Primärwicklungen parallel zueinander geschaltet sind. Hierdurch können alle Transformatoren simultan entmagnetisiert werden.
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Vorzugsweise erfolgt die Ansteuerung der ersten Primärwicklung eines Transformators, insbesondere die Ansteuerung der ersten Primärwicklungen jedes Transformators, über eine spannungsgesteuerte Spannungsquelle. Hierdurch kann die Ansteuerung der Stromsenke, insbesondere die Ansteuerung aller Stromsenken, unbelastet erfolgen.
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Die spannungsgesteuerte Spannungsquelle kann dabei einen Operationsverstärker und eine bipolare Gegentaktstufe umfasst, wobei der Ausgang des Operationsverstärkers mit dem Eingang der Gegentaktstufe und der Ausgang der Gegentaktstufe mit der ersten Primärwicklung eines Transformators verbunden ist. Durch die direkte Verbindung des Ausgangs des Operationsverstärkers mit dem Eingang der Gegentaktstufe wird der maximal mögliche Ausgangsstrom des Operationsverstärkers erhöht.
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Der Ausgang der Gegentaktstufe kann weiterhin auf einen Eingang des Operationsverstärkers, insbesondere einen invertierenden Eingang des Operationsverstärkers, zurückgeführt sein. Durch die Rückführung kann die Ausgangsspannung der Gegentaktstufe direkt von dem Operationsverstärker gesteuert werden.
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Die spannungsgesteuerte Spannungsquelle kann mit einem spannungsreduzierten oder spannungserhöhten Signal gesteuert werden. Die Spannungsreduktion bzw. Spannungserhöhung bezieht sich dabei auf die zum Ansprechen der Entladeschaltung nötige Spannung. Durch die Spannungsreduktion bzw. Spannungserhöhung kann die Ansprechzeit der mit der spannungsgesteuerten Spannungsquelle gesteuerten Entladeschaltung stark reduziert werden.
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Vorzugsweise ist die Schaltung der Hochspannungsversorgung auf einer wassergekühlten Platine angeordnet, wobei die Platine einen Temperatursensor, insbesondere einen LM35 Temperatursensor, aufweist. Hierdurch kann über die Temperatur der Platine, die Kühlwassertemperatur gemessen und der Kühlwasserfluss entsprechend geregelt werden. Der Temperatursensor erzeugt dabei einen sich proportional zur Temperatur der Platine ändernden Strom. Im Falle eines LM35 Temperatursensors beträgt der vom Temperatursensor erzeugte Strom 50µA/°C.
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Die Hochspannungsversorgung kann auf einer Platine angeordnet sein, die in ein Verbindungsplatinenmodul einsteckbar ist, wobei auf der Platine eine mit dem Verbindungsplatinenmodul verbindbare Kurzschlussbrücke vorgesehen sein kann. Hierdurch kann gewährleistet werden, dass die Hochspannungsversorgung nur dann betrieben wird, wenn die Kurzschlussbrücke geschlossen, d.h. die Platine korrekt in das Verbindungsplatinenmodul eingesteckt ist. Das Verbindungsplatinenmodul kann eine Leiterkarte mit einer auf ihm angeordneten oder ausgebildeten Steuer- und/oder Regeleinheit aufweisen. Das Verbindungsplatinenmodul kann in einem Gehäuse angeordnet sein oder Teil eines Gehäuses sein.
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Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden detaillierten Beschreibung zweier Ausführungsbeispiele der Erfindung, anhand der Figuren der Zeichnung, die erfindungswesentliche Einzelheiten zeigt, sowie aus den Patentansprüchen.
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Die in der Zeichnung dargestellten Merkmale sind nicht notwendigerweise maßstäblich zu verstehen und derart dargestellt, dass die erfindungsgemäßen Besonderheiten deutlich sichtbar gemacht werden können. Die verschiedenen Merkmale können je einzeln für sich oder zu mehreren in beliebigen Kombinationen bei Varianten der Erfindung verwirklicht sein.
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In der schematischen Zeichnung sind zwei Ausführungsbeispiele der Erfindung dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert.
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Es zeigen:
- 1 ein Schaltbild einer ersten Hochspannungsversorgung mit einem Spannungswandlerteil und einem Entladeschaltungsteil;
- 2 ein Schaltbild des Spannungswandlerteils der ersten Hochspannungsversorgung;
- 2a einen ersten vergrößerten Ausschnitt aus 2, der einen ersten Spannungswandler und einen ersten Ausgangsschaltkreis darstellt;
- 2b einen zweiten vergrößerten Ausschnitt aus 2, der einen Eingangsschaltkreis und eine Entmagnetisierungserkennung darstellt;
- 2c einen dritten vergrößerten Ausschnitt aus 2, der einen Treiber darstellt;
- 3 ein Schaltbild des Entladeschaltungsteils der ersten Hochspannungsversorgung;
- 3a einen ersten vergrößerten Ausschnitt aus 3, der eine erste Entladeschaltung darstellt;
- 3b einen zweiten vergrößerten Ausschnitt aus 3, der eine spannungsgesteuerte Spannungsquelle darstellt; und
- 4 ein stark vereinfachtes Schaltbild einer zweiten Hochspannungsversorgung.
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1 zeigt ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen ersten Hochspannungsversorgung 10. Die erste Hochspannungsversorgung 10 umfasst eine Platine 12, die in ein Verbindungsplatinenmodul 14 gesteckt ist. Um die korrekte Verbindung der Platine 12 mit dem Verbindungsplatinenmodul 14 zu gewährleisten, ist auf der Platine 12 eine Kurzschlussbrücke 16 vorgesehen.
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Die erste Hochspannungsversorgung 10 umfasst einen Spannungswandlerteil 18 und einen Entladeschaltungsteil 20. Spannungswandlerteil 18, Entladeschaltungsteil 20 und das Verbindungsplatinenmodul 14 sind über die dargestellten Leitungen miteinander verbunden. Der Spannungswandlerteil 18 bezieht eine 24V-Versorgungsspannung (24V) und Masse (GND) von entsprechenden Anschlüssen des Verbindungsplatinenmoduls 14. Die gesamte Platine 12 bezieht über mehrere Kontakte Masse (GND) sowie die Versorgungspannungen +15V und -15V und führt diese sowohl dem Spannungswandlerteil 18 als auch dem Entladeschaltungsteil 20 zu. Weiterhin wird der Spannungswandlerteil 18 von entsprechenden Anschlüssen des Verbindungsplatinenmoduls 14 mit einer 3,3V-Spannung (3,3V) für eine, einen Entmagnetisierungskomparator 36 aufweisende, Entmagnetisierungserkennung 34 (vgl. 2b) und einer 15V-Spannung (+15V_Driver) für einen Treiber 54 (vgl. 2c) versorgt. Der Treiber 54 des Spannungswandlerteils 18 ist weiterhin über die Anschlüsse „Dri-ver_Enable“ zum Ein- und Ausschalten des Treibers 54 und „Gate_Driver“ zum Ansteuern des Treibers 54 mit entsprechenden Anschlüssen des Verbindungsplatinenmoduls 14 verbunden. Ferner ist ein Ausgang (Komp) des Entmagnetisierungskomparators 34 mit einem entsprechenden Anschluss des Verbindungsplatinenmoduls 14 verbunden.
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Am Spannungswandlerteil 18 ist ein Spannungsausgang 22 der ersten Hochspannungsversorgung 10 vorgesehen. Die Pole des Spannungsausgangs 22 sind mit „High“ und „Low“ bezeichnet. Die Spannung an „High“ beträgt zwischen 0V und 2000V. Die Spannung an „Low“ beträgt zwischen 0V und -2000V. Der Spannungsausgang 22 ist mit einem Pockelszellentreiber (nicht gezeigt) verbindbar. Der Spannungswandlerteil 18 arbeitet mit einer Abgabeleistung von 100W bis 500W, insbesondere 200W. Die Pole des Spannungsausgangs 22 („High“ und „Low“) können auf der Platine 12 angeordnet sein. Sie können auch mit entsprechenden Anschlüssen (nicht gezeigt) des Verbindungsplatinenmoduls 14 verbunden sein.
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Am Spannungswandlerteil 18 ist weiterhin eine Spannungserfassung 24 vorgesehen. Die Pole der Spannungserfassung 24 sind mit „High_Mess“ und „Low_Mess“ gekennzeichnet. An „High_Mess“ kann eine Spannungsmessung bei positiver Ausgangsspannung, an „Low_Mess“ bei negativer Ausgangsspannung erfolgen. Die Spannung an „Low_Mess“ und „High_Mess“ beträgt maximal 4V, wobei 4V der maximalen bzw. minimalen Ausgangsspannung entspricht.
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Der Entladeschaltungsteil 20 bezieht über den Anschluss „Curr_Sink_Pos_Reg“ die Spannung und über den Anschluss „Discharge_Clock“ den Ansteuertakt von einer Steuerungseinheit (nicht gezeigt) der ersten Hochspannungsversorgung 10.
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Die Ausgangsschaltkreise 70, 70', 70", 70'" (vgl. 2) des Spannungswandlerteils 18 sind über die Anschlüsse „High“, „Trafo1_Sink“, „Trafo2_Sink“, „Trafo3_Sink“ und „Low“ mit dem Entladeschaltungsteil 20 verbunden. Weiterhin ist eine Temperatursensorschaltung 120 (vgl. 3) des Spannungswandlerteils 18 über den Anschluss „Temp“ mit einem entsprechenden Anschluss des Verbindungsplatinenmoduls 14 verbunden.
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2 stellt den Spannungswandlerteil 18 im Detail dar. Der Spannungswandlerteil 18 weist einen ersten Spannungswandler 26, einen zweiten Spannungswandler 26', einen dritten Spannungswandler 26" und einen vierten Spannungswandler 26"" auf. Die Spannungswandler 26, 26', 26", 26'" sind identisch in Form von Sperrwandlern ausgebildet. Die Sperrwandler weisen jeweils einen Speichertransformator in Form eines achtlagigen Leiterplattentransformators auf. Die Windungen der Leiterplattentransformatoren befinden sich im Inneren der Platine der Leiterplattentransformatoren und sind dadurch optimal gegen Verschmutzungen und Berührungen geschützt.
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Nachfolgend ist in 2a aus Gründen der Vereinfachung lediglich der erste Spannungswandler 26 näher beschrieben. In den beiden äußeren Lagen des Leiterplattentransformators des ersten Spannungswandlers 26 befindet sich eine erste Primärwicklung 28 sowie eine erste Messwicklung 30. Die erste Messwicklung 30 dient der Erkennung der Entmagnetisierung des Leiterplattentransformators. Zwischen der ersten Primärwicklung 28 und einer ersten Sekundärwicklung 32 des ersten Spannungswandlers 26 befindet sich eine erste Schirmwicklung 33 zur Reduzierung der Verschiebeströme über die parasitären Kapazitäten des Leiterplattentransformators.
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Die Messwicklungen der Spannungswandler 26, 26', 26", 26"', unter anderem die erste Messwicklung 30, sind - wie aus 2 und 2b erkennbar - mit einer Entmagnetisierungserkennung 34 verbunden. Die Entmagnetisierungserkennung 34 umfasst gemäß 2b einen Komparator 36, dessen Ausgang mit den seriell verbundenen Messwicklungen - beispielsweise der ersten Messwicklung 30 - der Spannungswandler 26, 26', 26", 26'" verbunden ist. Der Komparator 36 überwacht die Polarität der Spannung an den Messwicklungen, die von der Stromflussrichtung in den Spannungswandlern 26, 26', 26", 26'" (vgl. 2) abhängt. Durch die antiparallele Serienschaltung zweier Z-Dioden 38, 40 mit zwei Schottky-Dioden 42, 44 wird der Eingang des Komparators 36 vor zu hohen Differenzspannungen geschützt. Die Reihenschaltung der Schottky-Dioden 42, 44 sorgt für eine ausreichend hohe Grenzfrequenz. Über einen Rückkopplungswiderstand 46 kann die Hysterese des Komparators 36 eingestellt werden.
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Die Spannungswandler 26, 26', 26", 26'" (siehe 2) sind über einen ersten Pol (Knotenpunkt) 48 mit einem in 2b dargestellten Eingangszwischenkreis 49 verbunden. Der Eingangszwischenkreis 49 weist identische Eingangskondensatoren in Form von Keramikkondensatoren, insbesondere der Bauart X7R, auf, von denen aus Gründen der Übersichtlichkeit lediglich ein erster Eingangskondensator 50 und ein zweiter Eingangskondensator 50' mit einem Bezugszeichen versehen sind. Die Eingangskondensatoren 50, 50' sind parallel zwischen GND und ersten Pol (Knotenpunkt) 48 bzw. zweiten Pol (Knotenpunkt) 48' geschaltet. Die Eingangskondensatoren 50, 50' weisen Werte im Bereich von 50µF bis 5000µF, insbesondere im Bereich von 100µF bis 1000µF, auf. Bevorzugt werden dreißig parallelgeschaltete Kondensatoren zu je 10µF verwendet.
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Um eine Verpolung der Eingangsspannung (24V /GND) zu verhindern, sind dem Eingangszwischenkreis 49 zwei Schottky-Dioden 52, 52' vorgeschaltet. Die Schottky-Dioden 52, 52' verhindern weiterhin ein Schwingen zwischen der ersten Hochspannungsversorgung 10 (vgl. 1) und einer weiteren Spannungsversorgung (nicht gezeigt), wenn diese an der gleichen Spannungsquelle angeschlossen werden.
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Die Spannungswandler 26, 26', 26", 26"' (siehe 2) sind weiterhin mit einem Treiber 54 (siehe 2c) verbunden. Der Treiber 54 umfasst einen ersten Primärtransistor 56 und einen zweiten Primärtransistor 56'. Die Ansteuerung der beiden Primärtransistoren 56, 56' erfolgt über zwei Stufen: Eine erste Stufe, die der Pegelerhöhung dient, besteht aus einem Gatetreiber-Baustein 58. Der Gatetreiber-Baustein 58 hebt das Signal „Gate_Driver“ der Steuerungseinheit (nicht gezeigt) von 3,3V auf 15V an. In einer zweiten Stufe wird der Ausgangsstrom des Gatetreiber-Bausteins 58 durch eine bipolare Gegentaktstufe 60 verstärkt.
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Dem ersten Primärtransistor 56 ist ein erster Spannungsteiler 62, dem zweiten Primärtransistor 56' ein zweiter Spannungsteiler 62' zugeordnet. Die Spannungsteiler 62, 62' sind identisch aufgebaut. Aus Gründen der Übersichtlichkeit wird nachfolgend daher nur der erste Spannungsteiler 62 näher erläutert. Der erste Spannungsteiler 62 umfasst einen ersten Widerstand 64 in der Gateleitung. Die Gateleitung ist die Leitung zwischen der bipolaren Gegentaktstufe 60 und dem Gate des ersten Primärtransistors 56. Der erste Widerstand 64 in der Gateleitung weist einen Wert im Bereich von 1 Ohm bis 100 Ohm auf, bevorzugt werden 10 Ohm verwendet. Der erste Spannungsteiler 62 umfasst weiterhin einen zweiten Widerstand 66 und einen dritten Widerstand 68 zwischen Gate und Source des ersten Primärtransistors 56. Die parallel geschalteten Widerstände 66 und 68 können auch durch einen einzigen Widerstand realisiert werden. Der Wertebereich des aus den Widerständen 66 und 68 resultierenden Widerstands beträgt zwischen 10 Ohm und 1000 Ohm, insbesondere zwischen 80 Ohm und 220 Ohm. Der erste Spannungsteiler 62 verhindert, dass der erste Primärtransistor 56 bei einem Defekt des Gatetreiber-Bausteins 58 mit dem 3,3V-Pegel der Steuerungseinheit angesteuert wird. An die beiden Ausgangsanschlüsse des ersten Primärtransistors 56, insbesondere an Source und Drain dieses Transistors, ist eine erste Schaltspitzenabfangschaltung 57 angeordnet. Diese besteht - wie in 2c gezeigt - vorzugsweise aus einer Kapazität und einem Widerstand. Mit dieser Schaltung wird der Primärtransistor 56 vor Spannungsspitzen beim Schalten geschützt.
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An die beiden Ausgangsanschlüsse des zweiten Primärtransistors 56', insbesondere an Source und Drain dieses Transistors, ist eine zweite Schaltspitzenabfangschaltung 57' angeordnet. Diese besteht ebenfalls vorzugsweise aus einer Kapazität und einem Widerstand. Mit dieser Schaltung wird der zweite Primärtransistor 56' vor Spannungsspitzen beim Schalten geschützt.
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Die Spannungseingänge der Spannungswandler 26, 26', 26", 26"' (siehe 2) sind parallel geschaltet. Die Spannungswandler 26, 26', 26", 26'" sind dadurch gleichzeitig ansteuerbar. Dies ermöglicht einen schnellen und präzisen Spannungsaufbau der Ausgangsspannung der ersten Hochspannungsversorgung 10 (vgl. 1), der nahezu unmittelbar einem von der Steuerungseinheit (nicht gezeigt) vorgegebenen Sollwert folgt.
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Die Spannungswandler 26, 26', 26", 26'" weisen jeweils einen Ausgangsschaltkreis 70, 70', 70", 70'" auf. Die Ausgangsschaltkreise 70, 70', 70", 70'" sind seriell zwischen dem Spannungsausgang 22 der ersten Hochspannungsversorgung 10 (vgl. 1) geschaltet.
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Zwischen dem Spannungsausgang 22 ist die Spannungserfassung 24 vorgesehen. Die Spannungserfassung 24 umfasst einen Spannungsteiler mit mehr als acht Widerständen, vorzugsweise zwölf bis vierzehn Widerständen. Die Widerstände sind vorzugsweise identisch. Der Wert des resultierenden Widerstands kann dabei in einem Bereich von 100 kOhm bis zu 10 MOhm liegen, besonders bevorzugt liegt er in einem Bereich von 1 MOhm bis zu 2 MOhm. Realisiert wird er beispielsweise mit zwölf in Serie geschalteten 0,5 MOhm Widerständen. Aus Gründen der Übersichtlichkeit sind lediglich ein erster Widerstand 72 und ein zweiter Widerstand 72' mit einem Bezugszeichen versehen. Der Widerstandswert der Widerstände weist eine Toleranz von 0,1% auf. Die hohe Anzahl der Widerstände erhöht die Sicherheit beim Ausfall eines Widerstandes und verringert die Spannungsbelastung der einzelnen Widerstände so weit, dass standardisierte Widerstände eingesetzt werden können.
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Bei dem ersten Widerstand 72 und dem zweiten Widerstand 72' handelt es sich um Messwiderstände. Bei negativer Spannung am Spannungsausgang 22 wird die Messspannung am ersten Widerstand 72 erfasst und der zweite Widerstand 72' überbrückt. Bei positiver Spannung am Spannungsausgang 22 wird die Spannung am zweiten Widerstand 72' erfasst und der erste Widerstand 72 überbrückt. Der Skalierungsfaktor des Spannungsteilers beträgt 0,002. Dies entspricht einer Messspannung von 4V bei einer Ausgangsspannung von 2000V.
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Die Ausgangsschaltkreise 70, 70', 70", 70"' sind identisch ausgebildet. Aus Gründen der Übersichtlichkeit ist nachfolgend daher nur ein erster Ausgangsschaltkreis 70 näher erläutert.
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Gemäß 2a weist der erste Ausgangsschaltkreis 70 eine erste Boostdiode 74 auf. Bei der ersten Boostdiode 74 handelt es sich um eine 1200V-Silizium-Carbid-Diode (SiC-Diode). Die erste Boostdiode 74 verhindert ein Entladen des ersten Ausgangsschaltkreises 70, wenn die erste Boostdiode 74 durch den Diodenrückstrom gesperrt wird. Hierdurch wird die maximal mögliche Ausgangsspannung erhöht. Die Verluste in der ersten Boostdiode 74 können durch eine hohe Schaltfrequenz minimiert werden.
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Der erste Ausgangsschaltkreis 70 weist Ausgangskondensatoren 76, 76', 76" auf. Drei solcher Ausgangskondensatoren sind parallel geschaltet. Sie können alle identische Werte aufweisen. Bei den Ausgangskondensatoren 76, 76', 76" handelt es sich um Hochspannungs-Keramikkondensatoren, die im Bereich von 10 nF bis 10 µF liegen. Bevorzugt werden drei parallel geschaltete 100 nF Kondensatoren verwendet. Zu den Ausgangskondensatoren 76, 76', 76" sind Entladewiderstände 78, 78', 78" vorgesehen. Es sind drei Entladewiderstände parallel geschaltet. Jeder Entladewiderstand 78, 78', 78" weist zwei seriell geschaltete Widerstände auf, die aus Gründen der Übersichtlichkeit nicht mit einem Bezugszeichen versehen sind. Jeder Entladewiderstand 78, 78', 78" ist in der Lage, die Ausgangsspannung des ersten Ausgangsschaltkreises 70, d.h. die Spannung zwischen den Anschlüssen „High“ und „Trafo1_Sink“, innerhalb von weniger als einer Sekunde nach Abschalten der ersten Hochspannungsversorgung 10 (vgl. 1) auf unter 40V zu entladen. Durch die Parallelschaltung der Entladewiderstände 78, 78', 78" wird gewährleistet, dass diese Entladezeit von weniger als einer Sekunde auch bei einem Defekt eines oder zwei der Entladewiderstände 78, 78', 78" stets erreicht werden kann. Der erste Ausgangsschaltkreis 70 wird dadurch besonders sicher ausgebildet. Der Wert des resultierenden Widerstands der Entladewiderstände 78, 78', 78" kann dabei in einem Bereich von 10 kOhm bis zu 2 MOhm liegen, besonders bevorzugt liegt er in einem Bereich von 0,1 MOhm bis zu 1 MOhm. Realisiert wird er beispielsweise mit zwei parallel geschalteten 0,4 MOhm Widerständen.
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Der erste Spannungswandler 26 ist derart ausgebildet, dass zumindest 20% der Energie, die dem Spannungswandler 26 in einem Taktzyklus an dessen Spannungseingang zugeführt wird, in die Ausgangskondensatoren 76, 76', 76" geleitet wird. Hierdurch wird ein besonders geringer Schleppfehler beim Spannungsaufbau der Ausgangsspannung ermöglicht.
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Die Ausgangsschaltkreise 70, 70', 70", 70'" (siehe 2) sind jeweils mit einer Entladeschaltung des Entladeschaltungsteils 20 (vgl. 1) verbunden. Dies ermöglicht einen präzisen Spannungsabfall der Ausgangsspannung der ersten Hochspannungsversorgung 10 (vgl. 1), der praktisch unmittelbar der Vorgabe der Steuerungseinheit (nicht gezeigt) folgt.
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In 3 ist eine erste Entladeschaltung 80, eine zweite Entladeschaltung 80', eine dritte Entladeschaltung 80" und eine vierte Entladeschaltung 80'" dargestellt. Die Entladeschaltungen 80, 80', 80", 80'" sind identisch ausgebildet. Aus Gründen der Beschreibungsvereinfachung ist daher nachfolgend lediglich die erste Entladeschaltung 80 genauer erläutert.
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Die erste Entladeschaltung 80 weist gemäß 3a eine erste aktiv gesteuerte Stromsenke 82 auf, die einen ersten Stromsenkentransistor 84 umfasst. Der Entladestrom der ersten Stromsenke 82 wird über die Gatespannung des ersten Stromsenkentransistors 84 eingestellt. Die erste Stromsenke 82 umfasst weiterhin einen ersten Gatewiderstand 86, einen ersten Sourcewiderstand 88 und einen ersten Drainwiderstand 90. Der erste Gatewiderstand 86 entkoppelt den ersten Spannungswandler 26 (vgl. 2) von der ersten Stromsenke 82 und verhindert ein Schwingen der Stromsenke 82, das andernfalls bei sich ändernden Ladungen der Ausgangskondensatoren 76, 76', 76" (vgl. 2a) auftreten könnte. Der erste Gatewiderstand 86 weist Werte im Bereich von 10 Ohm bis 1000 Ohm auf, bevorzugt werden Werte von 50 Ohm bis 200 Ohm. Über den ersten Sourcewiderstand 88 wird das Verhältnis zwischen Gatespannung und Entladestrom des Stromsenkentransistors 84 eingestellt. Der erste Sourcewiderstand 88 weist Werte im Bereich von 5 Ohm bis 100 Ohm auf, bevorzugt werden Werte von 10 Ohm bis 50 Ohm. Der erste Drainwiderstand 90 verhindert, dass sich die Stromsenken - unter anderem die erst Stromsenke 82 - der Entladeschaltungen 80, 80', 80", 80"' (vgl. 3) in ihrer Reihenschaltung gegenseitig beeinflussen. Der erste Drainwiderstand 90 weist Werte im Bereich von 1 Ohm bis 100 Ohm auf, bevorzugt werden Werte von 5 Ohm bis 20 Ohm. Eine Zenerdiode 99 zwischen dem Anschluss „Trafo1_Sink“ und dem Gate des Stromsenkentransistors 84 begrenzt die Spannung am Gate auf zulässige Werte. Eine Diode 89 zwischen Sekundärwicklung 98 und Gate des Stromsenkentransistors 84 wirkt als Gleichrichterdiode.
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Am Gate des ersten Stromsenkentransistors 84 ist ein erster Gatekondensator 92 vorgesehen, der parallel zu einem ersten Kondensatorwiderstand 94 geschaltet ist. Der erste Kondensatorwiderstand 94 entlädt den ersten Gatekondensator 92 kontinuierlich und gewährleistet dadurch, dass die Spannung am Gate des ersten Stromsenkentransistors 84 mit ausreichender Geschwindigkeit verändert werden kann. Der erster Gatekondensator 92 weist Werte im Bereich von 1 nF bis 100 nF auf, bevorzugt werden 10 nF verwendet. Der erste Kondensatorwiderstand 94 weist Werte im Bereich von 1 kOhm bis 20 kOhm auf, bevorzugt werden 4,7 kOhm verwendet.
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Die Gatespannung des ersten Stromsenkentransistors 84 ist über einen ersten Transformator 96 steuerbar, wobei das Gate mit einer Sekundärwicklung 98 des ersten Transformators 96 verbunden ist. Hierdurch kann ein Steuersignal potentialfrei an den ersten Stromsenkentransistor 84 übertragen werden. Der erste Transformator 96 ist in Form eines Planartransformators ausgebildet. Der erste Transformator 96 ist als Durchflusswandler mit Spitzenwertgleichrichtung ausgebildet.
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Der erste Transformator 96 weist eine erste Primärwicklung 100 und eine zweite Primärwicklung 102 auf. Die zweite Primärwicklung 102 weist eine zur ersten Primärwicklung 100 umgekehrte Polarität auf. Die zweite Primärwicklung 102 sorgt zusammen mit einer Freilaufdiode 104 (siehe 3) für die Entmagnetisierung des ersten Transformators 96.
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Die Ansteuerung der parallel geschalteten Entladeschaltungen 80, 80', 80", 80"' erfolgt dann, wenn die Steuerungseinheit (nicht gezeigt) der ersten Hochspannungsversorgung 10 (vgl. 1) eine negative Regelspannung ausgibt, das heißt wenn der Sollwert der Ausgangsspannung der ersten Hochspannungsversorgung 10 niedriger ist als die aktuelle Ausgangsspannung. Die Steuerungseinheit umfasst dabei einen PI-Regler. Um diesen nicht zu belasten, erfolgt die Ansteuerung der Entladeschaltungen 80, 80', 80", 80"' über eine gesteuerte Spannungsquelle 106. Diese kann insbesondere - wie im vorliegenden Fall - eine spannungsgesteuerte Spannungsquelle sein.
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Die spannungsgesteuerte Spannungsquelle 106 weist gemäß 3b einen Operationsverstärker 108 und eine bipolare Gegentaktstufe 110 auf. Die bipolare Gegentaktstufe 110 ist direkt mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 108 verbunden und erhöht dessen maximal möglichen Ausgangsstrom. Der Operationsverstärker 108 ist als invertierender Verstärker geschaltet. Der Ausgang 112 der bipolaren Gegentaktstufe 110 ist auf einen Eingang 114 des Operationsverstärkers 108 zurückgeführt. Somit steuert der Operationsverstärker 108 direkt die Ausgangsspannung der Gegentaktstufe 110. Eine Diode 116 begrenzt die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 108 auf den positiven Spannungsbereich. Eine negative Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 108 wird weiterhin durch eine unipolare Versorgungsspannung der Gegentaktstufe 110 verhindert.
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Die Versorgungsspannung unter anderem für den Operationsverstärker 108 (+15V / -15V) oder einen Komparator 36 wird von einer Entkopplungsschaltung 118 (vgl. 2) bezogen. Die Entkopplungsschaltung 118 kann für einen oder jeden Versorgungspannungsanschluss je einen Stützkondensator im Bereich von 1 bis 500 nF insbesondere 100 nF aufweisen. Der Stützkondensator kann zwischen dem Versorgungsspannungsanschluss und Masseanschluss oder zwischen den Versorgungsspannungsanschlüssen angeschlossen sein. Die Entkopplungsschaltung 118 kann insbesondere zusätzlich für einen oder jeden Versorgungsspannungsanschluss je einen Längswiderstand im Bereich von 1 Ohm bis 200 Ohm, insbesondere im Bereich von 10 Ohm bis 100 Ohm, aufweisen. Der Längswiderstand kann zwischen die Versorgungsspannung (+15V / -15V) und den Versorgungsspannungsanschluss angeschlossen sein. Durch die Entkopplungsschaltung 118 können Schwingungen transformierter Wechselspannungsquellen, insbesondere eine 50Hz-Schwingung, vermindert werden.
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Das von der Steuerungseinheit (nicht gezeigt) zur Steuerung der ersten Hochspannungsversorgung 10 (vgl. 1) ausgegebene Signal wird von der ersten Hochspannungsversorgung 10 erniedrigt. Hierbei wird die zum Erreichen der Ansprech-Spannung (Threshold-Spannung) des ersten Stromsenkentransistors 84 (siehe. 3a) benötigte Reglerspannung um 2V bis 5V, insbesondere um 2,7V, reduziert. Die Zeit bis zum Ansprechen des ersten Stromsenkentransistors 84 kann dadurch weiter reduziert werden.
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Gemäß 3 weist der Entladeschaltungsteil 20 schließlich eine Temperatursensorschaltung 120 zur Temperaturüberwachung und eventuell zur Temperaturregelung der Platine 12 (vgl. 1) auf. Die Temperatursensorschaltung 120 umfasst einen LM35-Temperatursensor 122.
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4 zeigt in stark vereinfachter Darstellung eine erfindungsgemäße zweite Hochspannungsversorgung 10a. Anhand von 4 sollen einige Grundprinzipien der vorliegenden Erfindung hervorgehoben werden.
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Die zweite Hochspannungsversorgung 10a umfasst einen Spannungswandlerteil 18a und einen Entladeschaltungsteil 20a. Der Spannungswandlerteil 18a und der Entladeschaltungsteil 20a sind miteinander verbunden. Der Spannungswandlerteil 18a ist dazu ausgebildet, eine von einer Steuerungseinheit 124a angeforderte Hochspannung ohne Schleppfehler am Spannungsausgang, das heißt zwischen den Anschlüssen „High“ und „Low“, bereitzustellen.
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Der Spannungswandlerteil 18a umfasst hierzu einen ersten Spannungswandler 26a und einen zweiten Spannungswandler 26a'. Die Spannungseingänge der Spannungswandler 26a, 26a' sind parallel geschaltet. Der erste Spannungswandler 26a umfasst einen ersten Ausgangsschaltkreis 70a, der zweite Spannungswandler 26a' umfasst einen zweiten Ausgangsschaltkreis 70a". Die Ausgangsschaltkreise 70a, 70a' sind mit einer Entladeschaltung 80a des Entladeschaltungsteils 20a verbunden. Weiterhin ist der erste Ausgangsschaltkreis 70a mit dem zweiten Ausgangsschaltkreis 70a' seriell zwischen dem Spannungsausgang der zweiten Hochspannungsversorgung 10a geschaltet.
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Durch die beschriebene Schaltung können Pockelszellen (nicht gezeigt), die mit dem Spannungsausgang der zweiten Hochspannungsversorgung 10a über einen Pockelszellentreiber (nicht gezeigt) verbunden sind, sehr präzise gesteuert werden.
