JP2007194044A - 点灯回路 - Google Patents

Abstract

【課題】放電管を再点灯する場合であっても、放電管の光出力の立ち上がり特性を損なうことなく、放射ノイズを抑制することが可能な点灯回路を提供する。
【解決手段】本発明の一実施形態に係る点灯回路は、入力直流電圧を昇圧する直流−直流変換回路と、直流−直流変換回路の出力電圧に応じた検出信号を生成する検出回路と、直流−直流変換回路の出力電圧を変換する直流−交流変換回路と、放電管のための起動回路と、直流−直流変換回路の出力を制御する制御回路と、を備えている。この制御回路は、検出信号に基づいて充電される容量素子と、容量素子のための第１の放電部と、入力直流電圧がターンオフしたことに応答して容量素子のための放電経路を提供する第２の放電部と、容量素子の端子間電圧に応じて直流−直流変換回路の出力を調整するための制御信号を生成する信号生成部と、を含む。
【選択図】図１

Description

本発明は、車両用の放電管を点灯するための点灯回路に関するものである。

車両用照明等に放電管を用いる場合に、放電管の点灯開始後に光束を速やかに立ち上げる必要があり、点灯直後には定常点灯時の投入電力よりも大きな電力を供給し、時間経過につれて投入電力を低減させるように過渡電力制御が行われる。放電管には、微量の水銀が封入されたタイプと、環境対策に配慮した水銀を含まないタイプ（所謂水銀フリー）が知られており、後者の場合には、点灯初期におけるランプ電圧のバラツキや、点灯時における光束の立ち上がり特性のバラツキ等に配慮して過渡電力制御を行うことが必要とされる。例えば、放電管の点灯直後のランプ電圧（又は該ランプ電圧に相当する信号電圧）を検出し、これを初期値として記憶するとともに、該初期値を基準とするランプ電圧の変化量（電圧差）を算出し、該変化量に基づいて放電管への供給電力を制御する構成が知られている（特許文献１参照）。

水銀入りの放電管では、点灯開始から定常点灯に至るまでの間、ランプ電圧の変化量が大きく、かつランプ電圧と光出力との相関性が高いために、ランプ電圧を検出して投入電力を制御する方法が採用される。これに対して水銀を含まない放電管では、点灯開始から定常点灯に至るまでのランプ電圧の変化量が小さいため、ランプ電圧と光出力との相関がとり難く、水銀入りの放電管に関する過渡電力制御方法とは異なる制御方法が必要とされ、例えば、定格電力３５Ｗの放電管の場合、下記に示す方法が挙げられる。
（１）点灯開始時に７５Ｗの一定電力を投入する。
（２）点灯直後のランプ電圧（初期値）を基準としたランプ電圧の変化量を「ΔＶＬ」と記すとき、ΔＶＬの値がある閾値（これを「ΔＶＬ１」と記す。）に到達した場合には、ΔＶＬに応じて決定される投入電力へと低減させる。
（３）ΔＶＬの値がさらに上昇して、ある閾値（これを「ΔＶＬ２」と記す。）に到達した場合には、タイマー制御を開始し、時間経過につれて投入電力を低減させて３５Ｗへと収束させる。尚、タイマー制御については、コンデンサと抵抗を用いた積分回路を用いてコンデンサの電圧上昇に応じて投入電力を低減させる構成が知られている。

図１３は、放電管をその発光管が冷えた状態から点灯を開始する場合（所謂「コールドスタート」）において、放電管への投入電力「Ｐｗ」、ランプ電圧「ＶＬ」、タイマー制御用コンデンサの端子電圧「Ｖｃ」について時間的変化を例示したグラフ図である。尚、図中に示す時刻ｔ１およびｔ２の意味は下記の通りである。
・ｔ１＝ΔＶＬがΔＶＬ１に達した時点
・ｔ２＝ΔＶＬがΔＶＬ２に達した時点
本例では、ランプ電圧の初期値が２５Ｖとされ、時間経過につれてΔＶＬが上昇してｔ１の時点に達するまでの間は放電管への投入電力が７５Ｗとされる。そして、ｔ１に達してからはΔＶＬ値に従って放電管への投入電力が低減されていき、ｔ２の時点に達するとタイマー制御が開始される。つまり、タイマー制御用コンデンサの充電が開始されてＶｃが次第に上昇していく。放電管への投入電力がＶｃの上昇カーブと逆相の関係をもって低減されていき、最終的に３５Ｗに収斂する（本例では、ランプ電圧の飽和値が４５Ｖとされる）。
特開２００３−３３８３９０号公報

ところで、図１３における時刻ｔ３、ｔ４及び期間Ｔｎの意味は下記の通りである。
・ｔ３＝ノイズ発生の開始時点
・ｔ４＝ノイズ発生の終了時点
・Ｔｎ＝ノイズ発生期間（ｔ３〜ｔ４）。
このように、ｔ３を起点とするノイズ発生期間Ｔｎ（例えば、点灯開始後１０秒乃至２０秒）では放電管の状態が不安定であり、該期間で電磁ノイズが輻射される可能性がある。

水銀入りの放電管において、水銀のもつ作用の一つには、発光管が冷めた状態でも発光できるように発光管の温度上昇を促進することが挙げられる。しかしながら、水銀を含まない放電管では、水銀の作用に頼れないため、放電管への過渡投入電力を増やすことで発光管温度を上昇させることが必要となる。このため、水銀を含まない放電管では、発光管の電極を太くすることで、過大な電力投入に耐えられるように設計される。したがって、水銀を含まない放電管の過渡電力制御では、水銀入りの放電管に比べて、点灯開始時から放電が安定するまでに時間が長くかかり、その間に発生する電磁ノイズがラジオノイズの場合に、ラジオやテレビ等の各種電子機器に悪影響を及ぼす虞がある。

上記ノイズ発生期間Ｔｎにおける電磁ノイズの発生を抑える方法としては、該ノイズ発生期間において、放電管に対して、より多くの投入電力を供給すれば良いことが実験的に判明しており、コールドスタート時には、光出力の立ち上がり特性におけるオーバーシュートを抑制しつつ、ノイズ抑制が可能な程度に放電管への投入電力を増加させることが考えられる。しかしながら、再点灯時（例えばホットリスタート時）のように放電管が暖かい状態から点灯を開始する場合、ノイズを抑制することと、光出力の立ち上がり特性を良好にすることとの両立化が困難であった。

そこで、本発明は、放電管を再点灯する場合であっても、放電管の光出力の立ち上がり特性を損なうことなく、放射ノイズを抑制することが可能な点灯回路を提供することを目的としている。

本発明の点灯回路は、車両用の放電管を点灯するための点灯回路である。この点灯回路は、（ａ）入力直流電圧を昇圧して昇圧直流電力を生成する直流−直流変換回路と、（ｂ）直流−直流変換回路に接続されており、直流−直流変換回路の出力電圧に応じた検出信号を生成する検出回路と、（ｃ）放電管に提供するための交流電力を昇圧直流電力から生成する直流−交流変換回路と、（ｄ）直流−交流変換回路に接続されており、放電管のための起動回路と、（ｅ）検出回路からの検出信号を受けると共に、直流−直流変換回路に接続された制御回路と、を備えている。制御回路は、（ｆ）検出信号の初期値と検出信号との差分を示す差信号を生成する差信号生成部と、（ｇ）差信号を受けており、差分が所定の閾値以上である場合に電荷を供給するための充電部と、（ｈ）充電部の出力に抵抗性回路を介して接続された容量素子と、（ｉ）充電部の出力に接続されると共に、抵抗性回路を介して容量素子に接続された第１の放電部と、（ｊ）容量素子に接続されており、入力直流電圧がターンオフしたことに応答して容量素子のための放電経路を提供する第２の放電部と、（ｋ）容量素子の端子間電圧に応じて、直流−直流変換回路の出力を調整するための制御信号を生成する信号生成部と、を含んでいる。

この点灯回路によれば、容量素子の端子間電圧に応じた制御信号によって、直流−直流変換回路の出力すなわち点灯回路の出力電力が制御される。この容量素子には第２の放電部が接続されており、第２の放電部は、入力直流電圧がターンオフしたことに応答して容量素子のための放電経路を提供する。したがって、この点灯回路によれば、入力直流電圧がターンオンしている場合には容量素子の充電を妨げることなく、入力直流電圧がターンオフした場合に第２の放電部によって容量素子における電荷を速やかに放電することができる。その結果、放電管の再点灯動作開始までに容量素子の端子間電圧を小さくすることができ、再点灯時には大きな電力を放電管に提供することができる。故に、この点灯回路によれば、放電管を再点灯する場合であっても、放電管の光出力の立ち上がり特性におけるオーバーシュートを調整しつつ、放射ノイズを抑制することが可能となる。

第２の放電部は、（ａ）容量素子に接続されたアノードを有するダイオードと、（ｂ）ダイオードのカソードと第１の電源線との間に接続された第１の抵抗素子と、（ｃ）ダイオードのカソードと第２の電源線との間に接続された第２の抵抗素子と、を備えていることが好ましい。

この構成では、入力直流電圧がターンオンしているときには、第１の抵抗素子と第２の抵抗素子との分圧によって定まるダイオードのカソードの電圧がダイオードのアノードすなわち容量素子の端子間電圧より大きくなるように第１の電源線と第２の電源線との間の電圧を設定し、入力直流電圧がターンオフしたときには、第１および第２の電源線を接地することができる。その結果、第２の放電部は、入力直流電圧がターンオフしたときにのみ容量素子のための二つの放電経路を提供することが可能となる。この二つの放電経路は、ダイオードおよび第１の抵抗素子で構成される経路と、ダイオードおよび第２の抵抗素子で構成される経路とである。

また、第２の放電部は、（ａ）容量素子に接続されたアノードを有するダイオードと、（ｂ）ダイオードのカソードと電源線との間に接続された抵抗素子と、を備えていてもよい。この構成では、入力直流電圧がターンオンしているときには、ダイオードのカソードの電圧がダイオードのアノードすなわち容量素子の端子間電圧より大きくなるように電源線の電圧を設定し、入力直流電圧がターンオフしたときには、電源線を接地することができる。その結果、第２の放電部は、入力直流電圧がターンオフしたときにのみ容量素子のための放電経路を提供することが可能となる。この放電経路はダイオードおよび抵抗素子で構成される経路である。

また、第２の放電部は、（ａ）容量素子に接続されたアノードと第１の電源線に接続されたカソードとを有するダイオードと、（ｂ）ダイオードのカソードと第２の電源線との間に接続された抵抗素子と、を備えていてもよい。この構成では、入力直流電圧がターンオンしているときには、ダイオードのカソードの電圧がダイオードのアノードすなわち容量素子の端子間電圧より大きくなるように第２の電源線を接地すると共に第１の電源線と第２の電源線との間の電圧を設定し、入力直流電圧がターンオフしたときには、第２の電源線を接地すると共にダイオードのカソードと第１の電源線との接続を切り離すことができる。その結果、第２の放電部は、入力直流電圧がターンオフしたときにのみ容量素子のための放電経路を提供することが可能となる。この放電経路はダイオードおよび抵抗素子で構成される経路である。

また、第２の放電部は、（ａ）容量素子に接続されたアノードを有するダイオードと、（ｂ）ダイオードのカソードと第１の電源線との間に接続された遮断回路と、（ｃ）ダイオードのカソードおよび遮断回路と第２の電源線との間に接続された抵抗素子と、を備えていてもよい。遮断回路は、入力直流電圧がターンオフしたときには第１の電源線とダイオードのカソードとの接続を遮断する。この遮断回路の一例は、ダイオードのカソードに接続されたエミッタと第１の電源線に接続されたコレクタとを有するトランジスタと、トランジスタのベースに接続された出力端子、基準電圧が入力された第１の入力端子、およびトランジスタのエミッタに接続された第２の入力端子を有する増幅器と、を備えるエミッタホロワである。この構成によれば、トランジスタと増幅器とによってエミッタホロワ（遮断回路）が構成されており、入力直流電圧がターンオンしているときには、ダイオードのカソードの電圧がダイオードのアノードすなわち容量素子の端子間電圧より大きくなるように第１の電源線の電圧および基準電圧を設定することができる。この構成によれば、入力直流電圧がターンオフしたときには、エミッタホロワを介して容量素子から第１の電源線および基準電圧に電流が流れ込むことがないので、第２の放電部は、第１の電源線および基準電圧を変更することなく、入力直流電圧がターンオフしたときにのみ容量素子のための放電経路を提供することが可能となる。この放電経路はダイオードおよび抵抗素子で構成される経路である。

本発明によれば、放電管を再点灯する場合であっても、放電管の光出力の立ち上がり特性を損なうことなく、放射ノイズを抑制することが可能な点灯回路が提供される。

以下、図面を参照して本発明の好適な実施形態について詳細に説明する。なお、各図面において同一又は相当の部分に対しては同一の符号を附すこととする。

図１は、本発明の実施形態に係る点灯回路の構成を示す回路ブロック図である。図１に示す点灯回路１は、車両用の放電管、特に水銀レスである（水銀を含まないか又は水銀量が低減された）放電管を点灯するために用いられる。点灯回路１は、直流電源２、直流−直流変換回路３、直流−交流変換回路４、起動回路（所謂スタータ）５、ソケット６、制御回路７、および検出回路８を備えている。

直流−直流変換回路３は、直流電源２からの入力直流電圧を昇圧して所望の昇圧直流電力を生成するものであり、例えば、フライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータが用いられる。

直流−交流変換回路４は、直流−直流変換回路３からの昇圧直流電力を交流電力に変換した上でソケット６に供給するために設けられている。例えば、Ｈブリッジ（あるいはフルブリッジ型）の回路構成では、４つの半導体スイッチング素子を用いて２つのアームを構成し、各アームのスイッチング素子を各別に駆動するための駆動回路を備えており、制御回路７を構成する駆動制御部７ｂからの信号に基づいて２組のスイッチング素子対を相反的にオン／オフ制御することによって、交流電圧を出力する。なお、ソケット６には放電管が接続される。

起動回路５は、ソケット６に対して高電圧パルス信号（起動用パルス）を発生させて、ソケット６に接続される放電管を起動させるために設けられている。つまり、起動用パルスは直流−交流変換回路４の出力する交流電圧に重畳されて放電管に印加される。

制御回路７は、放電管のランプ電圧や該放電管に流れる電流又はそれらに相当する電圧や電流についての検出信号を受けて放電管への投入電力を制御する。つまり、制御回路７に設けられた電力制御部７ａは、放電管の状態に応じて供給電力を制御するために設けられており、例えば、直流−直流変換回路３からの昇圧直流電圧や電流を検出する検出回路８からの検出信号（電圧検出信号「ＶＬ」や電流検出信号「ＩＬ」を参照）を受けて、直流−直流変換回路３に対して制御信号（これを「Ｓｏ」と記す。）を送出することによりその昇圧直流電圧を制御する。

尚、電力制御部７ａは、放電管が安定な点灯状態に達するまでの過渡期における電力制御や、放電管の定常状態における電力制御等を担当しており、スイッチング制御方式としては、例えば、ＰＷＭ（パルス幅変調）方式、ＰＦＭ（パルス周波数変調）方式が知られている。

次に、電力制御部７ａについて説明する。図２は、電力制御部の構成を示す回路ブロック図である。図２に示す電力制御部７ａは、点灯初期電圧検出及び保持部９、差信号生成部１０、第１制御部１１、第２制御部１２、第３制御部１３、誤差演算部１４、および制御信号生成部１５を備えている。

点灯初期電圧検出及び保持部９とその後段に設けられた差信号生成部１０は、放電管のランプ電圧に関してその初期値を基準とする変化量を検出する。点灯初期電圧検出及び保持部９は、放電管の点灯開始直後におけるランプ電圧を検出するとともに、検出されたランプ電圧をその初期値（以下、これを「ＶＬｓ」と記す。）として保持するために設けられている。そして、初期値ＶＬｓを差信号生成部１０に対して出力する。

差信号生成部１０は、ランプ電圧の検出信号ＶＬと上記ＶＬｓとの差分を示す差信号を生成する。具体的には、差信号生成部１０は、ランプ電圧の検出信号ＶＬから上記ＶＬｓを減算することにより、ＶＬｓを基準としたランプ電圧の変化量（以下、これを「ΔＶＬ」と記す。）を算出して、このΔＶＬを差信号として第１制御部１１、第２制御部１２に送出する。

第１制御部１１、第２制御部１２は、第３制御部１３とともに電力制御を行うものであり、各制御部の出力電流（図の「ｉ１」、「ｉ２」、「ｉ３」参照）は後段の誤差演算部１４に送られる。尚、第１制御部１１と第２制御部１２は放電管の過渡電力制御に関与し、第３制御部１３はそれ以外の電力制御に関与する。

第１制御部１１は、差信号生成部１０からのΔＶＬに応じた出力電流「ｉ１」の制御信号を生成する。例えば、下記に示す制御を行う。
・「ΔＶＬ≦Ｓｈ１」の場合には、ｉ１を一定値とする。
・「Ｓｈ１＜ΔＶＬ＜Ｓｈ２」の場合には、ΔＶＬ値の増加とともにｉ１を増加させる。
・「ΔＶＬ≧Ｓｈ２」の場合には、ｉ１を一定値とする。
尚、「Ｓｈ１」、「Ｓｈ２」はΔＶＬに関して予め設定された基準値（閾値）を示し、「Ｓｈ１＜Ｓｈ２」である。

第２制御部１２には、例えば、ΔＶＬやＶＬが入力され、放電管が定常点灯状態に達するまでの過渡期において、ΔＶＬが予め決められた閾値以上となった時点から、放電管への投入電力の時間変化率をΔＶＬの上昇又は時間経過に応じて切り替えて電力制御を行う。その出力電流「ｉ２」は当該時点を起点とした経過時間に従って増加していく。

第２制御部１２の作用により、投入電力の時間変化率を負値からゼロへと増加させる場合には、これを連続的に制御する形態と、段階的に制御する形態とが挙げられるが、制御の容易さや回路構成の簡素化等を考慮した場合において後者が好ましい。例えば、第２制御部１２が、コンデンサと抵抗を用いた時定数回路を有する構成において、ΔＶＬが予め決められた閾値以上となったことが検出された時点で該時定数回路が作動し、コンデンサの充電時定数を切り替えることによって過渡期における投入電力の時間変化率を段階的に変化させて定格電力へと収束させれば良い（具体的な回路構成については、後で詳述する）。

また、第２制御部１２は、放電管が点灯状態（電力過渡制御状態および定常点灯状態）における上記の動作を妨げることなく、再点灯時（例えばホットスタート）であっても上記した動作を繰り返し行うことができるように、放電管が消灯状態になった場合に速やかにコンデンサの電荷を放電する（具体的な回路構成については、後で詳述する）。

第３制御部１３には、例えば、定格電力での定常点灯時の制御、ランプ電圧や電流（ＶＬ、ＩＬ）に応じた電力制御等の回路部が含まれ、その出力電流ｉ３が規定される（本発明に関する限り、その構成形態の如何は問わないので、詳細な説明を省略する）。

各制御部の制御信号（各出力電流の総和）は誤差演算部１４に送出され、該誤差演算部１４の出力信号が後段の制御信号生成部１５に送られて上記制御信号Ｓｏが生成される。本例では、誤差演算部１４を構成するエラーアンプの一方の入力端子（正入力端子）に所定の基準電圧「Ｅref」が供給されており、他方の入力端子（負入力端子）にかかる電圧との比較結果として得られるエラー信号が制御信号生成部１５に送られる。

制御信号生成部１５には、例えば、ＰＷＭ方式の場合、ＰＷＭコンパレータ等が含まれ、誤差演算部１４からのエラー信号に応じて変化するデューティー比の出力信号が生成されて、直流−直流変換回路３（内のスイッチング素子）に供給される。また、ＰＦＭ方式では、誤差演算部１４からのエラー信号に応じて周波数の変化する出力信号が生成されて、直流−直流変換回路３（内のスイッチング素子）に供給される。

尚、本構成において、出力電流ｉ１及びｉ２の増加に伴って放電管への投入電力が低減するように電力制御が行われる。

次に、点灯初期電圧検出及び保持部９および差信号生成部１０について説明する。図３は、点灯初期電圧検出及び保持部および差信号生成部の一例を示す回路ブロック図である。図３に示すように、点灯初期電圧検出及び保持部９および差信号生成部１０はそれぞれサンプル・ホールド（Ｓ／Ｈ）回路および差動増幅回路によって構成することができ、ＶＬに関してその初期値ＶＬｓからの変化量を検出する。

サンプル・ホールド回路９は、所定のタイミング信号（サンプリングパルスであり、「ＳＰ」と記す。）を受けて、ＶＬを保持することにより、ＶＬｓを出力する。例えば、信号ＳＰを受けてオン／オフされるスイッチング素子と、ホールドコンデンサ、電圧バッファを用いた回路構成が用いられ、放電管の点灯開始から所定の時間が経過するまでの間、信号ＳＰによりスイッチング素子がオン状態とされてホールドコンデンサにランプ電圧が加わり、当該時間が経過した時点で信号ＳＰが変化してスイッチング素子がオフ状態となったときにランプ電圧（ＶＬｓ）が保持される。

差動増幅回路１０は、ＶＬからＶＬｓを減算した結果（ＶＬ−ＶＬｓ）に比例した出力、つまり、ΔＶＬを得るための回路であり、例えば、演算増幅器を用いた既知の回路を用いることができる。

尚、本例では、ＶＬｓの保持用にサンプル・ホールド回路９を用いたが、これに限らず、ＶＬに対するボトムホールド回路を用いて構わない（つまり、ＶＬ値は放電管の点灯開始直後に最低値を示すので、この最低値を検出して保持することでＶＬｓが得られる）。

次に、第２制御部１２について説明する。例えば、上記したように、第２制御部１２がコンデンサと抵抗を含む時定数回路を備える場合、第２制御部１２としては下記に示す形態が考えられる。
（Ｉ）コンデンサの端子電圧の上昇につれて該電圧を予め決められた基準値と比較しながら、放電管への投入電力の時間変化率を切り替える形態。
（ＩＩ）ランプ電圧の変化量ΔＶＬの上昇につれて該変化量を予め決められた基準値と比較しながら、放電管への投入電力の時間変化率を切り替える形態。

上記形態（Ｉ）では、タイマー制御用コンデンサの充電開始時点から時定数の切替時点までの時間を一定にすることができ、ノイズの発生し易い期間での投入電力を適正に抑制することが可能となる（ノイズを最低限に抑えることができる）。また、上記形態（ＩＩ）では、ランプ状態の如何を時定数の切替制御に反映することができ、光束の立ち上がり時にオーバーシュート量を極力低減することが可能となる。

以下では、第２制御部１２として、上記形態（Ｉ）であって、２つの時定数を切り替える形態を例示する。図４は、第２制御部の構成を示す回路ブロック図である。図４に示す第２制御部１２は、充電部２０、抵抗性回路４０、容量素子（以下、「コンデンサ」という）２３、第１の放電部４１、第２の放電部４２、比較回路２６、およびＶ−Ｉ変換部２７を備えている。

充電部２０は、差信号ΔＶＬに基づいて、定電圧源の記号で示す電源１９から受ける電圧から充電用電荷を生成する。充電部２０は、ΔＶＬが予め決められた所定の閾値（これを「ΔＶＬ２」と記す。）に到達するまでの間は電荷を出力せず、ΔＶＬ≧ΔＶＬ２となった場合に電荷を出力する。充電部２０の詳細は後述する。充電部２０の出力端子は、抵抗性回路４０を介してコンデンサ２３の一端および第１の放電部４１に接続されている。

第１の放電部４１は抵抗２１を含んでおり、抵抗２１の一端は抵抗性回路４０を介してコンデンサ２３の一端に接続されている。抵抗２１の他端は接地されている。

抵抗性回路４０は、抵抗２２、抵抗２４、およびスイッチング素子２５（図にはスイッチの記号で簡略的に示す。）から構成されている。抵抗２２に対して並列に接続された抵抗２４には、スイッチング素子２５が接続されている。つまり、抵抗２４の一端がコンデンサ２３に接続され、該抵抗２４の他端がスイッチング素子２５を介して抵抗２１と２２との接続点に接続されている。

コンデンサ２３は、その一端が比較回路２６、Ｖ−Ｉ変換部２７の入力端子、および第２の放電部４２にそれぞれ接続され、該コンデンサ２３の他端が接地されている。

コンデンサ２３の端子電圧（これを「Ｖｃ」と記す）は比較回路２６において、所定の基準電圧（これを「ＶTH」と記す。）と比較される。そして、比較結果に応じて出力される２値信号がスイッチング素子２５への制御信号として該素子に送出される。つまり、「Ｖｃ≦ＶTH」の場合にスイッチング素子２５がオフ状態となり、「Ｖｃ＞ＶTH」の場合にスイッチング素子２５がオン状態となるように該素子のオン／オフ制御が行われる。

Ｖ−Ｉ変換部２７は、その入力電圧（Ｖｃ）値を、これに比例した電流値に変換して出力するものであり、Ｖｃに応じた出力電流（上記ｉ２）が得られる。

このように、本例では、一つのコンデンサ２３と複数の抵抗を有する時定数回路において、ΔＶＬがΔＶＬ２となったことが検出された時点で充電部２０によって、コンデンサ２３の充電動作が開始され、コンデンサ２３の静電容量及び抵抗２２の抵抗値による第一の時定数（これを「τ１」と記す。）に従ってＶｃが上昇して、Ｖｃの変化とは逆相の関係をもって、過渡期における放電管への投入電力が制御（低減）される。その後、Ｖｃがさらに高くなり、「Ｖｃ＞ＶTH」となった時点でスイッチング素子２５がオン状態となるため、コンデンサ２３への充電経路が２系統に増えて、時定数が、第一の時定数よりも小さい第二の時定数（これを「τ２」と記す。）に切り替わる。よって、Ｖｃの上昇率が大きくなり、過渡期における投入電力の低減速度（時間変化率の絶対値）が大きくなる。

また、第２の放電部４２は、抵抗性回路４０および比較回路２６によるコンデンサ２３の上記した充電動作を妨げることなく、放電管が消灯状態になった場合に速やかにコンデンサ２３の電荷を放電する。

尚、ΔＶＬ＜ΔＶＬ２の場合に第１の放電部４１を介してコンデンサ２３の放電経路が形成され、放電管が消灯状態の場合には第１の放電部４１および第２の放電部４２によってコンデンサ２３の放電経路が形成される。第２の放電部４２の詳細は後述する。

次に、充電部２０について詳細に説明する。図５は、充電部の構成を第２制御部の主要部とともに示す回路ブロック図である。図５に示す充電部２０は、コンパレータ２８、抵抗２９、ＮＰＮトランジスタ３０、抵抗３１，３３、演算増幅器３４、およびダイオード３５を備えている。

コンパレータ２８は、その負入力端子にΔＶＬが入力され、その正入力端子にはΔＶＬ２に相当する基準電圧が供給されている。そして、コンパレータ２８の出力信号が抵抗２９を介してエミッタ接地のＮＰＮトランジスタ３０のベースに供給される。

抵抗３１は、その一端が所定電圧の電源端子３２に接続されており、抵抗３１の他端が抵抗３３を介して接地されている。このようにして、電源端子３２に供給される電圧を抵抗３１と抵抗３３とで分圧することによって、図４における電源１９で表される電圧を生成する。

演算増幅器３４は、その非反転入力端子が抵抗３１と３３との接続点に接続されており、その反転入力端子は演算増幅器３４の後段においてダイオード３５に接続されている。つまり、演算増幅器３４の出力端子がダイオード３５のアノードに接続され、該ダイオードのカソードが演算増幅器３４の反転入力端子、抵抗２２、ＮＰＮトランジスタ３６に接続されている。

そして、トランジスタ３０のコレクタが演算増幅器３４の出力端子に接続されており、ΔＶＬがΔＶＬ２未満である場合に、コンパレータ２８の出力信号を受けてトランジスタ３０がオン状態とされ、演算増幅器３４の出力端子がほぼ接地されて、コンデンサ２３の充電が行われない。ΔＶＬがΔＶＬ２以上となった場合には、コンパレータ２８の出力信号を受けてトランジスタ３０がオフ状態となり、演算増幅器３４がバッファ回路として機能し、抵抗３１、３３により分圧された電圧値が抵抗２２を介してコンデンサ２３に加わる（充電動作の開始により、Ｖｃ値が時定数τ１をもって上昇していく）。

本図において、抵抗２４に接続されたＮＰＮトランジスタ３６が上記スイッチング素子２５に相当し、該トランジスタ３６のベースには、ＶｃとＶTHとの比較結果に応じた制御信号が供給される。

図６は、放電管のコールドスタートにおいて、光出力「Ｌ」、投入電力「Ｐｗ」、ランプ電圧「ＶＬ」、コンデンサ２３の端子電圧「Ｖｃ」について時間的変化を例示したグラフ図である。尚、図中に示す時刻ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４等の意味については、既述の通りである。

ΔＶＬがΔＶＬ２に到達した時点ｔ２においてコンデンサ２３の充電が開始されるが、その際の充電時定数（τ１）については大きい値に設定し、これにより、放電管への投入電力に係る低減速度を抑制して、より多くの電力を放電管に供給することができる（ｔ３乃至ｔ４の期間）。即ち、この期間において、投入電力をより多く放電管に与えれば、ラジオノイズの発生し易い不安定状態を一気に通り過ぎることとなり、当該状態からの脱出を速やかに実現することができる（ノイズ抑制効果が充分に発揮される。）。

その後、ｔ４では「Ｖｃ＞ＶTH」となり、充電時定数がτ２に切り替えられる。つまり、コンデンサ２３の充電を速めることにより、投入電力をそれまでよりも大幅に低減させて、定常制御での投入電力値へと収束させる。

この結果、光出力の立ち上がり特性に関して、オーバーシュート量「Ｏｖ」を充分に抑制することができるとともに、ｔ３乃至ｔ４の期間において発光管からの輻射ノイズを充分に低減させることができる。

［第１の実施形態］
次に、本発明の第１の実施形態に係る第２の放電部４２について説明する。図７は、本発明の第１の実施形態に係る第２の放電部の構成を示す回路図である。図７に示す第２の放電部４２は、ダイオード４５、抵抗素子４６，４７を備えている。

ダイオード４５のアノードは容量素子２３に接続されており、ダイオード４５のカソードは抵抗素子４６の一端および抵抗素子４７の一端に接続されている。抵抗素子４６の他端は第１の電源線４８に接続されており、抵抗素子の他端は第２の電源線（例えば接地ライン）４９に接続されている。

第１の電源線４８には、放電管に供給されるランプ電圧に連動した電圧が発生する。具体的には、入力直流電圧がターンオンしているときには第１の電源線４８には下記（１）式を満たすような電圧が発生し、入力直流電圧がターンオフしたときには第１の電源線４８は接地される。
Ｖｃ＜Ｖｂ−Ｖｆ・・・（１）
ここで、Ｖｃはダイオード４５のアノードの電圧すなわち容量素子２３の端子間電圧であり、Ｖｂはダイオード４５のカソードの電圧である。また、Ｖｆはダイオード４５の順方向電圧である。

すなわち、入力直流電圧がターンオンしているときにはダイオード４５をオフ状態とし、入力直流電圧がターンオフしたときにダイオード４５をオン状態とすることによって、第２の放電部４２は、入力直流電圧がターンオフしたことに応答して容量素子２３のための二つの放電経路（ダイオード４５および抵抗素子４６で構成される経路と、ダイオード４５および抵抗素子４７で構成される経路）を提供する。なお、抵抗素子４６，４７の抵抗値は、容量素子２３を速やかに放電するために第１の放電部４１における抵抗２１の抵抗値に比べて小さいことが好ましい。

次に、図８および図９を用いて放電管を再点灯（例えばホットリスタート）するときの動作を説明する。図８は、本実施形態の点灯回路によって放電管を再点灯するときの各部波形を示す図であり、図９は、本実施形態における第２の放電部を備えていない点灯回路によって放電管を再点灯するときの各部波形を示す図である。図８および図９には、光出力「Ｌ」、投入電力「Ｐｗ」、コンデンサ２３の端子間電圧「Ｖｃ」についての時間的変化が示されている。

まず、図９を参照して、本実施形態における第２の放電部を備えていない点灯回路によって放電管を再点灯するときの動作を説明する。時間ｔｏｆｆにおいて入力直流電圧をターンオフすると、投入電力Ｐｗがゼロとなり、放電管が消灯する。すなわち、光出力Ｌがゼロとなる。しかしながら、コンデンサ２３の電荷は抵抗性回路４０における充電時定数τ１を定めるための抵抗２２を介して第１の放電部４１における抵抗２１によって放電されるので、コンデンサ２３の端子間電圧Ｖｃは緩やかに低下することとなる。

その後、例えば時間ｔｏｆｆから２０秒である時間ｔｏｎにおいて入力直流電圧をターンオンすると（ホットリスタート）、コンデンサ２３の端子間電圧Ｖｃが大きいので、Ｖ−Ｉ変換部２７、誤差演算部１４および制御信号生成部１５によって直流―直流変換回路３から出力される昇圧直流電力、すなわち放電管のための投入電力Ｐｗが制限される。したがって、電力過渡制御時の期間ｔｏｎ４−ｔｏｎ５において大きな投入電力Ｐｗを生成することができず、放射ノイズが放出されてしまう（実験結果の一例ではＰｗ＝最大４５Ｗ程度であり、ｔｏｎ４およびｔｏｎ５はそれぞれｔｏｎから約５秒後および約１５秒後であり、約１０秒間放射ノイズが発生した）。また、ｔｏｎ２は充電部２０が容量素子２３へ充電動作を開始するタイミングであり、例えばΔＶＬ２＝３Ｖ程度またはＶＬ≧３５Ｖ程度と設定している。

次に、図８を参照して、本実施形態の点灯回路によって放電管を再点灯するときの動作を説明する。時間ｔｏｆｆにおいて入力直流電圧をターンオフすると、投入電力Ｐｗがゼロとなり、放電管が消灯する。すなわち、光出力Ｌがゼロとなる。そのとき、第２の放電部４２における第１の電源線４８が接地され、ダイオード４５がオン状態となるので、コンデンサ２３の電荷は抵抗性回路４０を介した第１の放電部４１によって放電されると共に、第２の放電部４２におけるダイオード４５および抵抗素子４６，４７で構成される放電経路によって速やかに放電される。コンデンサ２３の端子間電圧Ｖｃがダイオード４５のＶｆになるとダイオード４５がオフ状態となるが、コンデンサ２３の電荷は抵抗性回路４０を介した第１の放電部４１によって放電され続ける。このように、コンデンサ２３の端子間電圧Ｖｃはダイオード４５のＶｆ以下に速やかに低下する。

その後、例えば時間ｔｏｆｆから２０秒である時間ｔｏｎにおいて入力直流電圧をターンオンすると（ホットリスタート）、コンデンサ２３の端子間電圧Ｖｃが小さいので、Ｖ−Ｉ変換部２７、誤差演算部１４および制御信号生成部１５によって直流―直流変換回路３から出力される昇圧直流電力、すなわち放電管のための投入電力Ｐｗが大きい。したがって、電力過渡制御時の期間ｔｏｎ４−ｔｏｎ５において十分に大きな投入電力Ｐｗを生成することができ、放射ノイズが低減される（実験結果の一例ではＰｗ＝最大６５Ｗ程度であり、ｔｏｎから約５秒後のｔｏｎ４−ｔｏｎから約１５秒後のｔｏｎ５間の約１０秒間の放射ノイズを図９に示す従来より低減することができた）。

また、第２の放電部４２による急速な放電はダイオード４５によって容量素子の端子間電圧ＶｃがＶｆになるまでに制限され、その後、容量素子の電荷は抵抗性回路４０を介した第１の放電部によって緩やかに放電される。したがって、放電管が冷えた状態となる前に、容量素子の端子間電圧Ｖｃがゼロまで低下することがない。故に、光出力Ｌの立ち上がり特性におけるオーバーシュートも抑制される。

このように、本実施形態の点灯回路によれば、放電管を再点灯する場合であっても、放電管の光出力の立ち上がり特性を損なうことなく、放射ノイズを抑制することが可能となる。

［第２の実施形態］
次に、本発明の第２の実施形態に係る第２の放電部４２Ａについて説明する。図１０は、本発明の第２の実施形態に係る第２の放電部の構成を示す回路図である。図１０に示す第２の放電部４２Ａは、第１の実施形態の第２の放電部４２に代えて用いることができる。第２の放電部４２Ａは、第２の放電部４２において抵抗素子４７を有していない構成において第２の放電部４２と異なっている。

すなわち、第２の放電部４２Ａは、入力直流電圧がターンオフしたことに応答して容量素子２３のための放電経路（ダイオード４５および抵抗素子４６で構成される経路）を一つ提供する。本実施形態の点灯回路においても、第１の実施形態の点灯回路と同様な利点を得ることができる。この場合、抵抗素子４６の抵抗値よりも小さい抵抗値を有する抵抗素子５３を第１の電源線４８と第２の電源線４９との間に更に接続することによって、入力直流電圧がターンオフしたときに第１の電源線４８の電位を第２の電源線４９の電位と同電位にすることができ、第２の放電部４２の放電動作を高精度とすることができる。

［第３の実施形態］
次に、本発明の第３の実施形態に係る第２の放電部４２Ｂについて説明する。図１１は、本発明の第３の実施形態に係る第２の放電部の構成を示す回路図である。図１１に示す第２の放電部４２Ｂは、第１の実施形態の第２の放電部４２に代えて用いることができる。第２の放電部４２Ｂは、第２の放電部４２において抵抗素子４６を有していない構成において第２の放電部４２と異なっており、ダイオード４５のカソードおよび抵抗素子４７の一端が第１の電源線に接続されている構成において第２の放電部４２と異なっている。

第１の実施形態では、入力直流電圧がターンオフしたときには第１の電源線４８は接地されるが、本実施形態では、入力直流電圧がターンオフしたときには第１の電源線４８はオープン状態となる。このようにして、入力直流電圧がターンオンしているときにはダイオード４５をオフ状態とし、入力直流電圧がターンオフしたときにダイオード４５をオン状態とすることができ、第２の放電部４２Ｂは、入力直流電圧がターンオフしたことに応答して容量素子２３のための放電経路（ダイオード４５および抵抗素子４７で構成される経路）を一つ提供する。本実施形態の点灯回路においても、第１の実施形態の点灯回路と同様な利点を得ることができる。

［第４の実施形態］
次に、本発明の第４の実施形態に係る第２の放電部４２Ｃについて説明する。図１２は、本発明の第４の実施形態に係る第２の放電部の構成を示す回路図である。図１２に示す第２の放電部４２Ｃは、第１の実施形態の第２の放電部４２に代えて用いることができる。第２の放電部４２Ｃは、第２の放電部４２において抵抗素子４６に代えて遮断回路６０を備えている構成において第２の放電部４２と異なっている。

遮断回路６０は、例えばエミッタホロワであり、ＮＰＮトランジスタ５０と増幅器５１とによって構成されている。トランジスタのコレクタは第１の電源線４８に接続されており、トランジスタのエミッタはダイオード４５のカソードおよび抵抗素子４７の一端に接続されている。トランジスタのベースには増幅器５１の出力端子が接続されている。増幅器５１の第１の入力端子には基準電源５２からの基準電圧が供給されており、増幅器５１の第２の入力端子はトランジスタ５０のエミッタに接続されている。

本実施形態でも、入力直流電圧がターンオンしているときにはＶｂが上記（１）式を満たすように第１の電源線４８の電圧および基準電圧が設定されるが、入力直流電圧がターンオフしたときには入力直流電圧を電源として用いているエミッタホロワの動作が停止するので、トランジスタ５０によって容量素子２３から第１の電源線４８に電流が流れ込むことがないので、第１の電源線４８および基準電圧を変更する必要がない。

すなわち、入力直流電圧がターンオンしているときにはダイオード４５をオフ状態とし、入力直流電圧がターンオフしたときにダイオード４５をオン状態とすることによって、第２の放電部４２Ｃは、入力直流電圧がターンオフしたことに応答して容量素子２３のための放電経路（ダイオード４５および抵抗素子４７で構成される経路）を一つ提供する。本実施形態の点灯回路においても、第１の実施形態の点灯回路と同様な利点を得ることができる。

なお、本発明は上記した本実施形態に限定されることなく種々の変形が可能である。

本実施形態では、入力直流電圧がターンオフしたときに、第２の放電部４２は容量素子２３のための二つの放電経路を提供し、第２放電部４２Ａ，４２Ｂ，４２Ｃは容量素子２３のための放電経路を一つ提供したが、第２の放電部４２，４２Ａ，４２Ｂ，４２Ｃは更に複数の放電経路を提供する構成であってもよい。複数の放電経路としては、例えば、ダイオードを２個直列に接続して上記（１）式のＶｆを実質２倍の約２Ｖｆとした放電回路を更に備えた構成が考えられる。また、Ｖ−Ｉ変換部２７への入力信号を安定させるために、容量素子２３とダイオード４５のアノードとの間には抵抗素子４６，４７の抵抗値よりも小さい抵抗値を有する抵抗素子を接続する構成としてもよい。

また、本実施形態では、第２の放電部４２，４２Ａ，４２Ｂ，４２Ｃは、入力直流電圧がターンオンしたときには容量素子２３のための放電経路を提供せず、入力直流電圧がターンオフしたときにのみ容量素子２３のための放電経路を提供するためにダイオード４５を備えていたが、ダイオード４５に代えてトランジスタを用いて実現してもよい。

本発明の実施形態に係る点灯回路の構成を示す回路ブロック図である。 電力制御部の構成を示す回路ブロック図である。 点灯初期電圧検出及び保持部および差信号生成部の一例を示す回路ブロック図である。 第２制御部の構成を示す回路ブロック図である。 充電部の構成を第２制御部の主要部とともに示す回路ブロック図である。 本実施形態の点灯回路によって放電管を点灯するときの各部波形を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る第２の放電部の構成を示す回路図である。 本実施形態の点灯回路によって放電管を再点灯するときの各部波形を示す図である。 本実施形態における第２の放電部を備えていない点灯回路によって放電管を再点灯するときの各部波形を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係る第２の放電部の構成を示す回路図である。 本発明の第３の実施形態に係る第２の放電部の構成を示す回路図である。 本発明の第４の実施形態に係る第２の放電部の構成を示す回路図である。 従来の点灯回路によって放電管を点灯するときの各部波形を示す図である。

符号の説明

１…点灯回路、２…直流電源、３…直流―直流変換回路、４…直流―交流変換回路、５…起動回路、６…ソケット、７…制御回路、７ａ…電力制御部、７ｂ…駆動制御部、８…検出回路、９…点灯初期電圧検出及び保持部、１０…差信号生成部、１１…第１制御部、１２…第２制御部、１３…第３制御部、１４…誤差演算部、１５…制御信号生成部、２０…充電部、２３…容量素子（コンデンサ）、２５…スイッチング素子、２６…比較回路、２７…Ｖ−Ｉ変換部、２８…コンパレータ、３０…トランジスタ、３４…演算増幅器、３５…ダイオード、４０…抵抗性回路、４１…第１の放電部、４２…第２の放電部、４５…ダイオード、４６，４７…抵抗素子、４８，４９…電源線、５０…トランジスタ、５１…増幅器、６０…遮断回路。

Claims (5)

1. 車両用の放電管を点灯するための点灯回路であって、
   入力直流電圧を昇圧して昇圧直流電力を生成する直流−直流変換回路と、
   前記直流−直流変換回路に接続されており、前記直流−直流変換回路の出力電圧に応じた検出信号を生成する検出回路と、
   前記放電管に提供するための交流電力を前記昇圧直流電力から生成する直流−交流変換回路と、
   前記直流−交流変換回路に接続されており、前記放電管のための起動回路と、
   前記検出回路からの前記検出信号を受けると共に、前記直流−直流変換回路に接続された制御回路と、
   を備え、
   前記制御回路は、
   前記検出信号の初期値と前記検出信号との差分を示す差信号を生成する差信号生成部と、
   前記差信号を受けており、前記差分が所定の閾値以上である場合に電荷を供給するための充電部と、
   前記充電部の出力に抵抗性回路を介して接続された容量素子と、
   前記充電部の前記出力に接続されると共に、前記抵抗性回路を介して前記容量素子に接続された第１の放電部と、
   前記容量素子に接続されており、前記入力直流電圧がターンオフしたことに応答して前記容量素子のための放電経路を提供する第２の放電部と、
   前記容量素子の端子間電圧に応じて、前記直流−直流変換回路の出力を調整するための制御信号を生成する信号生成部と、
   を含む、
   点灯回路。
2. 前記第２の放電部は、
   前記容量素子に接続されたアノードを有するダイオードと、
   前記ダイオードのカソードと第１の電源線との間に接続された第１の抵抗素子と、
   前記ダイオードのカソードと第２の電源線との間に接続された第２の抵抗素子と、
   を備える、請求項１に記載の点灯回路。
3. 前記第２の放電部は、
   前記容量素子に接続されたアノードを有するダイオードと、
   前記ダイオードのカソードと電源線との間に接続された抵抗素子と、
   を備える、請求項１に記載の点灯回路。
4. 前記第２の放電部は、
   前記容量素子に接続されたアノードと第１の電源線に接続されたカソードとを有するダイオードと、
   前記ダイオードのカソードと第２の電源線との間に接続された抵抗素子と、
   を備える、請求項１に記載の点灯回路。
5. 前記第１の電源線と前記ダイオードのカソードとの間に挿入され、前記入力直流電圧がターンオフしたときには前記第１の電源線と前記ダイオードのカソードとの接続を遮断する遮断回路を更に備える、請求項４に記載の点灯回路。
   
   

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