JP2002232389A

JP2002232389A - Ｏｆｄｍ受信装置

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Publication number: JP2002232389A
Application number: JP2001028559A
Authority: JP
Inventors: Tatsuhiro Nakada; 樹広仲田
Original assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Current assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Priority date: 2001-02-05
Filing date: 2001-02-05
Publication date: 2002-08-16
Anticipated expiration: 2021-02-05
Also published as: JP3768108B2

Abstract

(57)【要約】【課題】同期シンボルを持たないＯＦＤＭ信号でも正
確にシンボル遷移点を検出し、検出結果に基づいてＦＦ
Ｔ時間窓を設定でき、遅延プロファイルを高精度に算出
することが可能なＯＦＤＭ受信装置を提供すること。【解決手段】有効シンボル期間の一部に該有効シンボ
ル期間の信号の一部が複写されたガードインターバル期
間を有するＯＦＤＭ信号を受信する受信装置において、
受信サンプル系列信号と該受信サンプル系列信号を有効
シンボル期間遅延した遅延信号との各サンプル毎の相互
相関演算を施す相関演算手段と、得られた相関演算値系
列信号をシンボル方向にフィルタリングする手段と、フ
ィルタリングされた相関演算値系列信号からガードイン
ターバル位置を検出するガードインターバル位置検出手
段を具備したＯＦＤＭ受信装置である。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はクロック周波数制御
方式、ＦＦＴ(Fast Fourie Transform)時間窓のタイミ
ング制御方式およびそれに用いる送信装置と受信装置に
係わり、特に直交周波数分割多重(ＯＦＤＭ：Orthogona
l Frequency Divisional Multiplexing）変調方式で変
調されたデータ伝送装置の受信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、移動体向けディジタル伝送や、地
上系ディジタルテレビジョン放送への応用に適した変調
方式として、マルチパスフェージングやゴーストに強い
という特徴のある直交周波数分割多重変調方式（以下、
ＯＦＤＭ方式と称す）が注目を浴びている。ＯＦＤＭ
方式は、マルチキャリア変調方式の一種であって、互い
に直交するｎ本(ｎは数十〜数百)の搬送波(キャリア)に
それぞれディジタル変調を施した伝送方式である。上記
したキャリアのディジタル変調方式としては、４相差動
位相偏移変調方式(ＤＱＰＳＫ：Differential Quadratu
re Phase Shift Keying)がよく用いられるが、１６値直
交振幅変調(１６ＱＡＭ：16 Quadrature Amplitude Mod
ulation)や６４ＱＡＭなどの多値変調方式を用いること
も可能である。ＯＦＤＭ信号は、図２に示す様に、上記
搬送波が互いに直交関係を保つように加算され、ＯＦＤ
Ｍ時間軸波形が生成される。この加算処理は、各キャ
リアに対しＩＦＦＴ(Inverse Fast Fourie Transform)
処理を行うことで実現できる。ＩＦＦＴ処理における処
理単位、即ち、ＦＦＴサンプル数は、一般に１０２４あ
るいは８１９２等の２のべき乗の単位として用いられ、
時間軸変換されたＯＦＤＭ信号のサンプル数はＦＦＴサ
ンプル数と等しくなる。ＯＦＤＭ信号の構成は、図３に
示すように、上記ＩＦＦＴ処理後の時間軸波形である有
効シンボルと、有効シンボルの一部を複写して有効シン
ボルの前に付加したガードインターバルからＯＦＤＭシ
ンボルが構成される。ＯＦＤＭ方式は、ガードインター
バルを付加することで、ガードインターバル期間内の遅
延時間の遅延波に対しては、そのシンボル間干渉による
劣化を避けることが出来るため、マルチパスフェージン
グに対して、強い耐性を有することができる。上記の処
理により、送信装置において生成されたＯＦＤＭ信号
は、中間周波数(ＩＦ)帯域、高周波(ＲＦ)に周波数変換
した後、送信される。

【０００３】受信装置においては、受信信号は、ＲＦ帯
域、ＩＦ帯域を経て、ベースバンド帯域に周波数変換さ
れた後、Ａ／Ｄ変換器にてサンプリングされる。ＯＦＤ
Ｍ信号に対する復調処理は、得られた受信サンプル値系
列に対し、送信装置と逆にＦＦＴ演算処理を施し、時間
軸信号から周波数軸信号へと変換する。ＦＦＴ演算処理
は、得られた受信サンプル系列上に有効シンボル期間長
の時間窓を設け、時間窓内に含まれるサンプル信号に対
してＦＦＴ演算処理を施す。この様にして得られた各キ
ャリア毎の振幅、位相情報に基づいて、ＤＱＰＳＫや１
６ＱＡＭ等の復調を行い、ＯＦＤＭ伝送を完了する。こ
のような、ＯＦＤＭ受信機の復調処理に関しては、映像
情報メディア学会誌ｖｏｌ．５３，Ｎｏ．１１，ｐｐ１
５３８〜１５４９（１９９９）に記載されている。次
に、受信装置においてＯＦＤＭ信号を復調する際に必要
となり、本発明に係わる二点の処理について説明する。
第一点目として、ＯＦＤＭ方式は各キャリア間の周波数
間隔が狭いため、送受信装置間のキャリア周波数誤差
や、復調系のサンプリングクロック周波数誤差によるキ
ャリア間の干渉が生じ易く、それらの周波数の再生に
は、高い精度が要求される。ＯＦＤＭ信号を正しく受
信し続けるためには、サンプリングクロック周波数を送
信信号のサンプリングクロック周波数に常に高精度に一
致させ続けるというサンプリングクロック再生処理の必
要がある。第二点目として、ＦＦＴ演算処理を行う際に
受信サンプル系列上に設ける時間窓は、図４に示すよう
にガードインターバル期間内のマルチパスの影響を軽減
するため、シンボル期間の終了時点に配置されるのが望
ましい。しかしながら、サンプリングクロック周波数
誤差やマルチパス等によって、隣り合うシンボルの信号
を含んだ位置にＦＦＴ窓を設けてしまった場合には、シ
ンボル間干渉が発生してしまう。ＯＦＤＭ信号によるシ
ンボル間干渉は、ガウス雑音の混入としてみなされるた
め、結果的にＣ／Ｎ(キャリア対雑音比：Carrier/Nois
e)の劣化として現れ、符号誤り率の劣化が生じてしま
う。従って、受信サンプリング系列上からシンボルの
遷移時点を高精度に検出し、ＦＦＴ時間窓をシンボル間
干渉が発生しないように設けるというＦＦＴ時間窓位置
制御処理の必要がある。

【０００４】上記二点を解決するために、ＯＦＤＭ信号
を複数の同期シンボル群と、それに続くデータシンボル
群としてフレームを構成する。この同期シンボルとし
て、例えば、無信号期間のヌルシンボルや、周波数をシ
ンボル期間に渡って周波数帯域の下限から上限までスイ
ープさせるスイープシンボル等がある。上記サンプリン
グクロック再生処理、およびＦＦＴ時間窓位置制御処理
を上記同期シンボルに基づいて行う方法は、特開平７−
３２１７６２号公報に記載されており、この手段により
ＯＦＤＭ信号を精度良く復調することが出来る。また、
ＯＦＤＭ伝送はその方式上、マラソン中継等の移動体伝
送に用いられることが多い。屋外での伝送は、その地
形に応じて送信機から直接到来する主波の他に、建物等
から反射して遅延時間を伴って到来する反射波が存在す
るマルチパス通信路が形成される。更に、移動体伝送
においては、主波と反射波のレベルも時々刻々と変化す
るフェージング環境も発生することがある。このよう
なマルチパスは伝送誤りを引き起こし易く、マラソン中
継においては、伝送誤りにより画像のフリーズを引き起
こしてしまうことがある。中継の信頼性を上げるために
は、伝搬路特性を観測し、伝搬路特性に基づいた伝送を
行うことは非常に有効な手段となる。伝搬路特性を観測
する手段として最も良く用いられている方法に、主波や
反射波のレベルと遅延時間を算出する遅延プロファイル
がある。これは、上記に示したスイープシンボルと受
信サンプル系列との相互相関演算を施すことにより、精
度良く遅延プロファイルを算出することが可能である。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】上記従来技術における
ＯＦＤＭ方式では、受信信号を精度良く復調するため、
ＯＦＤＭ信号に同期シンボルを付加する必要があった。
しかし、同期シンボルを付加すると、その分の伝送効
率を低下させてしまうという欠点が挙げられる。例え
ば、４００シンボルに４シンボルの割合で同期シンボル
を付加した場合は、伝送効率が１％低下してしまう。ま
た、同期シンボルを用いない場合に、遅延プロファイル
を精度良く算出することは困難であり、遅延プロファイ
ルが得られたとしても、近接した遅延時間のマルチパス
を判別することは困難であった。本発明は、これらの欠
点を除去し、同期シンボルを持たないＯＦＤＭ信号から
受信サンプリングクロックを再生し、正確にシンボル遷
移点を検出し、検出結果に基づいてＦＦＴ時間窓を設定
できるＯＦＤＭ受信装置を提供することを目的とする。
更に、同期シンボルを用いない場合においても、遅延
プロファイルを高精度に算出することが可能なＯＦＤＭ
受信装置を提供することを目的とする。

【０００６】

【課題を解決するための手段】本発明は、上記の目的を
達成するため、有効シンボル期間の一部に、当該有効シ
ンボル期間の信号の一部が複写されたガードインターバ
ル期間を有するＯＦＤＭ信号を受信する受信装置におい
て、当該受信信号をサンプリングした受信サンプル系列
信号と当該受信サンプル系列信号を有効シンボル期間遅
延した遅延信号との各サンプル毎の相互相関演算を施す
相関演算手段と、得られた相関演算値系列信号をシンボ
ル方向にフィルタリングする手段と、当該フィルタリン
グされた相関演算値系列信号から上記ガードインターバ
ル位置を検出するガードインターバル位置検出手段を具
備したＯＦＤＭ受信装置である。また、検出したガード
インターバル位置に基づき高速フーリエ変換の時間窓の
位置を制御する手段と、フィルタリングされた相関演算
値系列信号に基づき受信サンプリングクロック周波数を
送信装置のクロック周波数に同期するよう可変制御する
手段を具備したＯＦＤＭ受信装置である。また、フィル
タリングされた相関演算値系列信号に対し微分処理を行
い、遅延プロファイルを生成する手段を具備したＯＦＤ
Ｍ受信装置である。

【０００７】

【発明の実施の形態】以下、本発明によるディジタル伝
送装置の受信装置について、図１に図示する実施形態に
より詳細に説明する。図示しない送信装置から伝送路を
経由して受信装置に到達したＯＦＤＭ受信信号は、従来
の技術と同様に、ＩＦ／ＢＢ変換部１１にて中間周波数
(ＩＦ)帯域の信号からベースバンド周波数帯域の信号に
変換される。ＩＦ／ＢＢ変換部１１からの出力はＡ／
Ｄ変換部１２にてＶＣＯ１Ｂから供給される受信サンプ
リングクロックを用いてアナログ／ディジタル変換され
る。ＯＦＤＭ受信信号から復調を行うためには、上記に
述べたように、受信サンプリングクロック周波数の制
御、及びＦＦＴ時間窓位置の制御を高精度に行う必要が
ある。本発明はこれらの制御方式に係わるものであり、
以下にこれらについて説明する。Ａ／Ｄ変換器１２によ
り得られた受信サンプル系列Ｓは、相関演算器１４及び
遅延回路１３に入力され、遅延回路１３の出力Ｄは相関
演算器１４のもう一方の入力端子に接続される。遅延
回路１３では受信サンプル系列に対して有効シンボル期
間の遅延、例えば、１０２４サンプリングクロックの遅
延を行う。相関演算器１４では、図５に示すように受信
サンプル系列Ｓと遅延した信号Ｄの各サンプル毎の相関
演算を行う。ここで、前述のように、ＯＦＤＭ信号
は、有効シンボルの後端部(図５のａ，ｂ)を複写し、有
効シンボルの前端部(図５のａ',ｂ')にガードインター
バルとして付加した信号構成である。そのため、図５に
示す様に、有効シンボル期間遅延した遅延信号Ｄが、ガ
ードインターバル期間の信号(ａ',ｂ')である時、対応
する受信サンプル値系列Ｓは遅延信号Ｄと同じ成分(ａ,
ｂ)となる。従って、各サンプル毎の相関結果Ｃは、遅
延信号Ｄがガードインターバルの信号(ａ',ｂ')期間で
相関係数は大きくなる。そして、遅延信号Ｄがガード
インターバル期間以外の信号期間では、受信サンプル値
系列Ｓとは無相関な信号となるため、相関係数も小さく
なる。しかし、例えガードインターバル期間の信号であ
っても、ＯＦＤＭ信号の振幅分布はガウス分布に近い分
布形態であるため、受信サンプル値系列Ｓの信号レベル
が小さい時には相関値も小さくなり、１シンボルの相関
演算で得られた相関値Ｃには、ＯＦＤＭ信号のレベルに
より、ばらつきが存在してしまう。

【０００８】そこで、この相関値系列のレベルのばらつ
きを抑えるため、相関演算器１４からの相関値系列信号
Ｃをノイズ除去フィルタ１５に入力し、ノイズ成分の除
去を行う。ノイズ除去フィルタ１５は、例えば、(１／
α)倍された相関値系列信号Ｃに、(１−１／α)倍され
た１シンボル遅延した相関値系列信号Ｃを巡回的にフィ
ードバック加算する、周知のＩＩＲフィルタである。
このノイズ除去フィルタ１５により、相関演算器１４か
らの相関系列出力Ｃをシンボル方向にフィルタリングを
行い、即ち、１シンボル遅延した相関値系列信号Ｃを巡
回的にフィードバック加算することにより、ノイズ成分
を除去した相関値系列Ｆを出力する。この様にして得ら
れた相関値系列Ｆは、図５に示すようにガードインター
バル期間のみ相関値レベルが大きくなる矩形波状の波形
を形成する。ノイズ除去フィルタ１５からの出力Ｆは、
シンボルタイミング検出器１６に入力され、該シンボル
タイミング検出器１６で、相関値系列Ｆからガードイン
ターバル位置を検出する。この検出手段については、ま
ず、入力された相関値系列Ｆに対して所定のしきい値を
設け、相関値系列Ｆとこのしきい値との大小関係を比較
する。相関値系列がしきい値よりも大きなレベルである
時は、その信号がガードインターバル信号であると判断
し、その立ち上がり位置をガードインターバルの開始位
置として検出する。

【０００９】しかし、ガードインターバル期間以外の信
号であっても、稀にノイズ等の影響により相関値がしき
い値より大きくなる場合がある。このような時に、ガ
ードインターバル位置が誤検出されることを防ぐため、
正確にガードインターバル位置であるということを判断
する手段が必要となる。例えば、シンボルタイミング検
出器１６でガードインターバル期間を特定するための判
断基準として、しきい値よりも大きな相関値信号の発生
が、数シンボルに渡って安定して検出された場合、その
位置がガードインターバル期間であると判断する。ま
た、シンボルタイミング検出器１６に設けるしきい値の
算出方法としては、例えば、相関値系列の平均値を算出
し、その値の逓倍に設定する。あるいは、受信サンプ
ル値系列の平均値を算出し、その値の逓倍に設定するこ
となどが挙げられる。ガードインターバル信号の検出結
果は、ガードインターバルの位置情報として得られ、シ
ンボルタイミング検出器１６では、この位置情報に基づ
いて、図６に示すように、シンボルカウンタ１９にリセ
ット信号ＲＳを出力する。シンボルカウンタ１９は、リ
セットパルスＲＳに基づきカウンタ値をリセットし、Ｖ
ＣＯ１Ｂから供給されるクロック単位でシンボル周期を
カウントする。シンボルカウンタ１９からのシンボル同
期タイミングＳＳＴは、ＯＦＤＭ受信装置全体のタイミ
ングを司り、ＦＦＴ時間窓もシンボル同期タイミングに
基づいて設定される。シンボルタイミング検出器１６で
は、一旦、リセットパルスＲＳが出力された(同期が取
れた)後は、ガードインターバル位置を誤検出した時に
シンボルカウンタ１９がリセットされることを防ぐた
め、同期が外れるまでリセットパルスＲＳの出力は行わ
ないように動作する。更に、シンボルタイミング検出器
１６では、受信サンプリングクロック周波数を送信クロ
ック周波数に同期させるように、ＶＣＯ制御部１Ａに制
御信号を出力する機能も有している。

【００１０】以下に、シンボルタイミング検出器１６に
おいて相関値系列Ｆから受信サンプリングクロック周波
数の制御信号を算出する方法についての実施例を説明す
る。第一の実施例は、相関値系列Ｆから最大値を検出
し、最大値位置を制御信号として算出するものである。
相関値系列Ｆではガードインターバル期間のレベルが大
きくなるため、最大値を検出することで、ガードインタ
ーバル位置をガードインターバルのサンプル数以内の精
度で検出することが出来る。また、ＯＦＤＭ信号はラン
ダム信号であるため、最大値として検出される位置もガ
ードインターバル期間内でランダムな位置となる。こ
うしてシンボル毎に最大値位置の検出を行い、前シンボ
ルにて検出した最大値位置と、現在のシンボルにて算出
した最大値位置との誤差をＶＣＯ１Ｂへの制御情報とし
て出力する。ここで、送信装置と受信装置のクロック周
波数が同期していれば、この最大値の位置誤差の平均値
は０になるが、受信クロック周波数が送信のそれよりも
高い場合には、平均値は負の値になり、低い場合には、
逆に正の値となる。従って、この最大値位置誤差をＶＣ
Ｏ１Ｂの制御情報とし、最大値位置誤差が０になるよう
に制御を行えば、受信サンプリングクロック周波数を送
信クロック周波数に同期させることが出来る。

【００１１】第二の実施例は、上記に示したしきい値よ
り大きなレベルとなる相関値系列Ｆの両端のレベル差を
制御信号として算出するものである。上記に示したよう
に、送信装置と受信装置のクロック周波数が同期してい
ればガードインターバル期間内の相関値レベルの平均値
は等しくなる。しかしながら、受信クロック周波数が
送信のそれよりも高い場合は、相関値系列Ｆの前端のサ
ンプルに無相関となる信号成分が含まれるため、相関値
レベルは小さくなる。逆に周波数が低い場合には、後端
の相関値レベルが小さくなるため、これらのサンプルの
レベルが等しくなるように制御することで、受信サンプ
リングクロック周波数制御が可能となる。以上に示した
実施例において、シンボルタイミング検出器１６から出
力される制御情報はＶＣＯ制御部１Ａに入力される。Ｖ
ＣＯ制御部１Ａでは制御情報に基づいてＶＣＯ１Ｂの周
波数を制御する為、制御情報を周波数制御電圧に変換し
て出力する。以上の処理により、受信サンプリングクロ
ック周波数を送信クロック周波数に同期させることが可
能となる。

【００１２】次に、遅延プロファイルの算出手段の実施
例について説明する。ノイズ除去フィルタ１５の出力Ｆ
は、微分器１７に入力される。微分器１７では、図７
の(ａ)に示すような相関値系列Ｆに対し、１サンプル前
の信号と現在のサンプル信号との差分を演算し、微分係
数Ｋ(図７の(ｂ))を算出する。ここで、相関値系列信号
がガードインターバル期間になると、急激に相関値レベ
ルが大きくなるため、その時の微分係数Ｋは大きな値と
なる。また、マルチパスが混入した時の相関値系列Ｆ
は、図８の(ａ)に示すように、主波によるガードインタ
ーバル信号の相関係数と反射波によるガードインターバ
ル信号の相関係数とが合成された波形となり、その微分
係数Ｋも主波と反射波の切り替わり時点で大きな値(図
８の(ｂ))を有する。微分器１７からの出力Ｋは比較器
１８に入力され、この微分係数Ｋから正の値を有する信
号のみを抽出し、負の値を有する信号は、所定の値(例
えば０)に変換して出力する。(図７、図８の(ｃ)) この信号は主波と反射波の位置に、それぞれのレベルに
応じた急峻なピークが存在するため、近接した遅延時間
の反射波も区別することが可能となる。以上の処理によ
り遅延プロファイル波形を算出することで、伝搬路特性
を正確に観測することが可能となる。

【００１３】

【発明の効果】以上説明したように、本発明による受信
装置では、同期シンボルが存在しないＯＦＤＭ信号であ
っても、受信信号に対して相互相関演算を行うことで、
ガードインターバル信号を高精度に検出することが出
来、符号間干渉のないＦＦＴ時間窓を設けることが可能
となる。また、検出したガードインターバル信号から送
信装置と受信装置とのクロック周波数誤差を検出し、受
信クロック周波数を送信クロック周波数に同期させるよ
うに制御を行うことが可能となる。更に、相関波形を微
分処理することで、高精度な遅延プロファイルを提供す
ることも可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による受信装置の構成を示すブロック図

【図２】ＯＦＤＭ変調信号の信号形態を示す模式図

【図３】ＯＦＤＭシンボル波形を示す模式図

【図４】ＦＦＴ時間窓を示す模式図

【図５】本発明の相関演算処理状況を説明するための模
式図

【図６】本発明のシンボル同期状況を説明するためのタ
イミングチャート

【図７】本発明のマルチパスが混入していない場合の遅
延プロファイルを示す模式図

【図８】本発明のマルチパスが混入した場合の遅延プロ
ファイルを示す模式図

【符号の説明】

１１：ＩＦ／ＢＢ変換器、１２：Ａ／Ｄ変換器、１３：
遅延回路、１４：相関演算器、１５ノイズ除去フィル
タ、１６：シンボルタイミング検出器、１７：微分器、
１８比較器、１９：シンボルカウンタ、１Ａ：ＶＣＯ制
御部、１Ｂ：ＶＣＯ、１Ｃ：ＦＦＴ演算部、１Ｄ：復調
部

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】有効シンボル期間の一部に、当該有効シ
ンボル期間の信号の一部が複写されたガードインターバ
ル期間を有する直交周波数分割多重変調信号(以下、Ｏ
ＦＤＭ信号と称す)を受信する受信装置において、当該
受信信号をサンプリングした受信サンプル系列信号と当
該受信サンプル系列信号を有効シンボル期間遅延した遅
延信号との各サンプル毎の相互相関演算を施す相関演算
手段と、得られた相関演算値系列信号をシンボル方向に
フィルタリングする手段と、当該フィルタリングされた
相関演算値系列信号から上記ガードインターバル位置を
検出するガードインターバル位置検出手段を具備したこ
とを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【請求項２】請求項１において、上記検出したガード
インターバル位置に基づき高速フーリエ変換の時間窓の
位置を制御する手段と、上記フィルタリングされた相関
演算値系列信号に基づき受信サンプリングクロック周波
数を送信装置のクロック周波数に同期するよう可変制御
する手段を具備したことを特徴とするＯＦＤＭ受信装
置。
【請求項３】請求項１または２において、上記フィル
タリングされた相関演算値系列信号に対して微分処理を
行い遅延プロファイルを生成する手段を具備したことを
特徴とするＯＦＤＭ受信装置。