JP2006157762A - 受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 ＯＦＤＭ方式により送信された信号を受信する受信装置で、ＦＦＴの前段で受信サンプリング系列を並べ替える態様を効果的に制御する。
【解決手段】 Ａ／Ｄ変換手段１が受信信号をＡ／Ｄ変換して受信サンプリング系列を取得し、窓タイミング設定手段２、３がＦＦＴのための窓のタイミングを設定し、並べ替え手段４〜６が窓のタイミングと所定の基準タイミングとの差に基づくサンプル量だけ窓内の受信サンプリング系列の先頭のサンプルを後尾へ並べ替え、ＦＦＴ実行手段７が並べ替え後の受信サンプリング系列に対してＦＦＴを実行し、等化処理手段８がＦＦＴの実行結果に対して等化処理を実行し、復調手段９が等化処理の実行結果に対して復調処理を実行する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、互いに直交する複数本の搬送波（キャリア）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎａｌ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式を伝送方式として用いた受信装置に関し、特に、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）の前段において、受信サンプリング系列を並べ替える態様を効果的に制御することで、受信品質を向上させた受信装置に関する。

近年、移動体向けのデジタル音声放送や、地上デジタルテレビジョン放送への応用に適した変調方式として、マルチパスフェージングやゴーストに強いという特徴のある直交周波数分割多重変調方式（ＯＦＤＭ方式）が検討等されている。ＯＦＤＭ方式は、マルチキャリア変調方式の一種であり、互いに直交する複数であるｎ本（ｎは、例えば、数十〜数千）の搬送波にデジタル変調を施す伝送方式である。
図７に示されるように、ＯＦＤＭ方式では、多数のデジタル変調波を加算することが行われ、Ｉ軸及びＱ軸について直交変調を行って得られた変調信号を送信する。搬送波のデジタル変調方式としては、例えば、１６値直交振幅変調（１６ＱＡＭ：１６ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）や、３２ＱＡＭや、６４ＱＡＭなどの多値変調方式を用いることも可能である。

ＯＦＤＭ方式は、その性質上、マルチパス環境や移動体伝送などのように、劣悪な環境下で使用されることが多い。マルチパス環境下では、送信機から直接的に伝搬してきた主波と、山や建物に反射して遅延時間を伴って到来する反射波との合成波が受信機により受信される。また、移動体伝送では、主波と反射波の信号レベルが独立に変動するレイリーフェージングなども発生し、主波のレベルよりも反射波のレベルの方が大きくなるような場合も発生する。
このような反射波による受信性能劣化を軽減するための措置として、様々な処理が検討されているが、その代表的なものとして、ガードインターバルの付加がある。

図８に示されるように、ガードインターバルとは、ＯＦＤＭ方式による信号（ＯＦＤＭ信号）のデータシンボルについて、有効シンボルの後側の部分を当該有効シンボルの前側の部分に付加した信号である。この場合、ＯＦＤＭ信号のシンボルは有効シンボルとガードインターバルから構成される。
ガードインターバルが付加されることにより、ガードインターバル内に収まる遅延時間の反射波に対しては、シンボル間干渉による劣化を避けることができ、このため、マルチパスフェージングに対して強い耐性を有することが可能である。

図９には、ＯＦＤＭ信号を受信する受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）の構成例を示してある。なお、同期処理部や誤り訂正処理部等については、図示や説明を割愛する。
ＦＦＴ窓位置制御部１２は、Ａ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ）変換器１１により受信信号をサンプリングした結果である受信サンプリング系列から、有効シンボル長のサンプルを取り出す。ＦＦＴ部１３は、取り出されたサンプルに対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を行い、時間軸信号から周波数軸信号（キャリア信号）へ変換する。等化処理部１４が等化処理を行った後に、復調部１５が復調を行う。この際、ＦＦＴ窓位置制御部１２では、上記したシンボル間干渉が発生しないようなタイミングで、受信サンプリング系列にＦＦＴ窓を設ける必要がある。

また、反射波が混入すると、振幅変動や位相回転などが発生するため、１６ＱＡＭや３２ＱＡＭや６４ＱＡＭなどの同期検波方式で復調する必要がある変調方式では、各キャリアに対して、振幅及び位相の補正を行う必要がある。
図１０には、ＦＦＴ窓の位置が有効シンボルの位置と正確に一致した時における、ＯＦＤＭ信号のシンボル波形とＦＦＴ窓との時間的なタイミングの一例を示してある。このように、ＦＦＴ窓の位置が有効シンボルの位置と一致している場合には、図１１に位相回転の一例を模式的に示すように、各キャリアの位相は全てのキャリアに対して位相角が０度（°）となる。これは、全てのキャリアが、ＦＦＴ窓内で位相角が０度から始まり０度で終結するためである。

しかし、図１２に示されるように、ＦＦＴ窓の位置がＫサンプルだけ有効シンボルの位置から時間的に前にずれた場合には、各キャリアに位相回転が発生する。この位相回転の量はキャリア番号に比例して増加するため、図１３に位相回転の一例を模式的に示すように、角周波数が（−２πＫ）で回転する信号となる。
従って、この位相回転のスペクトラムは、図１４に示されるように、（−Ｋ）サンプルに位置するインパルス性の波形となる。

図１５には、Ｋサンプルに相当する遅延時間を有する反射波が混入した時におけるＦＦＴ窓の一例を示してある。図示の例のように、ＦＦＴ窓を主波に同期して設けると、主波の位相回転は図１１に示されるものと等価とみなすことができ、反射波に対する位相回転は図１３に示されるものと等価とみなすことができる。線形演算が可能であるため、位相回転は図１１に示されるものと図１３に示されるものの位相回転量を加算した結果と一致し、その時のスペクトラムも、図１６に示されるように、主波と反射波のスペクトラムを線形加算した波形となる。
このように、伝送系で発生する反射波等の影響を受け、これらの位相回転は時間毎或いはキャリア毎に変化する。例えば、６４ＱＡＭ等で変調された信号を復調するには、伝送路で生じた振幅変動や位相回転を補正する必要があり、このため、図１７に示されるように、数キャリア間隔毎に振幅と位相の基準キャリアであるパイロットキャリアを設けることが一般的に行われている。

等化処理部１４では、生じた伝送路歪みを補正するために、受信した複数のパイロットキャリアから伝送路特性を推定する。パイロットキャリアから伝送路特性を推定する方法としては、例えば、受信パイロットキャリアに対して内挿補間処理を行うことで、パイロットキャリアの配置されていないデータキャリア部分の振幅特性や位相特性を推定することが可能である。
等化処理部１４では、更に、データキャリアと、パイロットキャリアの内挿補間処理により算出された伝送路特性とを複素除算することにより、振幅と位相の補正を行う。

次に、この内挿補間処理について詳細に説明する。
図１６に示されるように、反射波の遅延時間が長くなると、位相角のスペクトラムも遅延時間に比例して広がっていく。ＯＦＤＭ方式では、ガードインターバルの期間Ｔｇまでの遅延時間の反射波に対しては、シンボル間干渉が発生しないため、ガードインターバル期間Ｔｇ以内の反射波に対しては精度の良い内挿補間を行う必要がある。
反射波の遅延時間がガードインターバル期間Ｔｇまで及ぶ時における位相角のスペクトラム分布は、図１８に示される斜線部分のように、周波数が（−Ｔｇ〜０）にまで広がり、Ｔｇの帯域幅を有している。
ここで、位相角スペクトラムがＴｇの帯域幅を有するような反射波を正しく内挿補間処理するためには、サンプリング定理により、パイロットキャリアの間隔を少なくとも式１に示される間隔で配置する必要がある。

（数１）
（有効シンボル長／Ｔｇ） ・・（式１）

パイロットキャリアとしては、例えば、図１９（ａ）に示されるようなＣＰ（Ｃｏｎｔｉｎｕａｌ Ｐｉｌｏｔ）や、図１９（ｂ）に示されるようなＳＰ（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔ）が知られている。
ＣＰの場合には、式１を満足するパイロット間隔にしなければならない。
ＳＰの場合には、シンボル毎にパイロットキャリアの位置が異なるため、図２０（ａ）、（ｂ）に示されるように、受信パイロットキャリア（図中で、黒塗りで示される丸）をシンボル方向に内挿補間処理することで、キャリアの伝送路特性（図中で、斜線で示される丸）を推定することが行われ、これにより、式１を近似的に満足することができる。
例えば、有効シンボル長が１０２４［サンプル］であり、ガードインターバル長が１２８［サンプル］であるＯＦＤＭ信号では、ＣＰの場合には、シンボル内に８［キャリア］（＝１０２４［サンプル］／１２８［サンプル］）の間隔毎にパイロットキャリアを設ける必要があるが、ＳＰの場合には、時間内挿補間処理後に８［キャリア］の間隔を満足すればよい。

等化処理部１４における内挿補間処理では、図１８に示されるようなスペクトラム分布を有する反射波に対して周波数内挿補間処理を行う必要がある。
一般に、図１８に示される斜線の範囲の周波数分布を有する信号の周波数内挿補間演算を実施するには、この斜線枠の周波数範囲を通過領域内に有するフィルタを用いる必要がある。従って、通常のデジタルの低域通過フィルタ（ＬＰＦ：Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）で構成する場合には、図２１に点線で示されるような特性を有するデジタルＬＰＦを用いる必要がある。しかし、この特性のフィルタでは、正の周波数特性と負の周波数特性とが対称ではないため複素デジタルフィルタが必要となるが、複素フィルタとしては、図２２に示されるように４個のＬＰＦ２１〜２４と２個の加算器２５、２６から構成され、通常のデジタルＬＰＦを４個用いる必要があり、論理規模が大きくなってしまうという問題がある。

このような問題を解決するために、図２３（ａ）、（ｂ）に示されるように、位相角のスペクトラムに対して変調を施し、図２３（ｂ）に点線で示されるように、正と負の周波数特性が対称となるようにすることで、図２４に示されるように、複素フィルタの構成を簡略化することができ、２個のＬＰＦ３１、３２から構成することができる。
図２４に示されるフィルタでは、図２２に示される複素フィルタと比較すると、論理規模がほぼ半分に削減されている。

位相角スペクトラムの変調すなわち周波数シフトの方式としては、種々な方式が考えられるが、例えば、受信サンプリング系列に対して直接に変調演算を行う方式や、或いは、ＦＦＴ部１３に入力する受信サンプリング系列の一部を巡回的に並び替える方式が有る。
以下では、ＦＦＴ部１３に入力する受信サンプリング系列の一部を巡回的に並び替える方式について説明する。

まず、ＦＦＴ部１３により実施する演算の意味について簡単に説明する。
図２５（ａ）には、受信された直接波（例えば、主波）と、ＦＦＴ部１３に入力するために切り出す範囲を模式的に示してある。受信装置のＦＦＴ部１３では、送信装置で逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ ＦＦＴ）の演算が為された（Ｂ＋ｂ）の１０２４サンプルクロック分の信号列を切り出してＦＦＴ処理する。ここで、ＦＦＴ部１３では、入力される信号列が図２５（ｂ）に示されるように無限に繰り返されると仮定して離散フーリエ変換を行う。
従って、図２５（ｃ）に示されるように、図２５（ｂ）に示されるＢの信号列の先頭のｂ’’の部分（例えば、先頭の３２サンプルクロック分の信号列）をｂの信号列の部分の後ろに移動してからＦＦＴ処理すると、図２５（ａ）に示される直接波（例えば、主波）の（Ｂ＋ｂ）の部分の信号列をｂ’’の期間（例えば、３２サンプルクロック期間）だけ先行させた信号列をＦＦＴ処理した結果と同じ結果が得られる。

図１２に示されるようにＦＦＴ窓の位置が時間的にＫサンプル前にずれた場合には、位相角の回転量は有効シンボル長当たりＫ回転の割合で負の方向に回転する。
逆に、図２５（ａ）〜（ｃ）に示されるように、ＦＦＴ入力順序を巡回的に並び替えることは、ＦＦＴ窓の位置が時間的に後ろにずれたことと等価になる。従って、図２５（ｂ）、（ｃ）に示されるｂ’’のサンプルをシンボルの後ろに移動したことは、位相角の回転量が有効シンボル長当り＋ｂ’’回転の割合で正の方向に回転することに相当し、位相角が＋ｂ’’サンプル分、周波数シフトすることになる。
従って、図２３（ａ）、（ｂ）に示されるように（Ｔｇ／２）サンプルの周波数シフトを行う場合には、ＦＦＴ窓を主波に同期させて取り込み、前側の（Ｔｇ／２）サンプルをシンボルの後側に並べ替えることで実現できる。

図２６には、このようなサンプルの並べ替えを行う機能を追加したＯＦＤＭ受信装置の構成例を示してある。
上記と同様に、Ａ／Ｄ変換器１１によるＡ／Ｄ変換の後に、ＦＦＴ窓位置制御部１２により受信サンプリング系列上にＦＦＴ窓を設け、窓内のサンプル値を取り込む。並べ替え処理部４１では、ＦＩＦＯ（Ｆｉｒｓｔ Ｉｎ Ｆｉｒｓｔ Ｏｕｔ）メモリなどの記憶機能を有する記憶素子を用いて、上記した並べ替え処理を行う。また、上記と同様に、ＦＦＴ部１３によりＦＦＴを行い、等化処理部１４により伝送路特性を推定して受信データキャリア信号に対して伝送路特性の補正を行う。等化処理後の信号は、復調部１５により復調処理されて、情報符号として出力される。

特開２００３−２２９８３１号公報

上述のように、図２６に示されるようなＯＦＤＭ受信装置では、ＦＦＴ窓の位置をシンボル間干渉が発生しない位置に適応的に制御し、（Ｔｇ／２）サンプルの並べ替えを行い、位相角スペクトラムの周波数をシフトする方式が用いられる。
しかしながら、ＦＦＴ窓の位置を適応的に制御した場合には、受信信号に対する窓位置がシンボル毎にずれてしまうことがあり、図２７に示されるように、シンボル間で位相角の回転量が変化してしまう。
このため、シンボル毎に周波数内挿補間処理が完結するＣＰの場合には問題は無いが、時間内挿が必要なＳＰの場合には、シンボル間の位相角回転量の変化により時間内挿補間処理を正常に行うことができないといった問題があった。

具体例として、反射波が混入する伝送路では、反射波の影響により各キャリアの位相角に回転が発生する。また、ガードインターバル期間内の反射波を精度よく等化するためには、位相角のスペクトラムを内挿補間フィルタの通過帯域内に位置させる必要があるため、位相角のスペクトラムを内挿補間フィルタの通過帯域内に納めるように制御することが行われる。しかしながら、位相角の回転量が変化してしまい、パイロットキャリアがＳＰである場合には、時間方向の内挿処理が必要になることから、正常な時間内挿補間処理が困難となってしまう。

本発明は、このような従来の事情に鑑み為されたもので、直交周波数分割多重変調方式（ＯＦＤＭ方式）を用いた受信信号について、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の前段において、受信サンプリング系列を並べ替える態様を効果的に制御することで、受信品質を向上させることができる受信装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明に係る受信装置では、ＯＦＤＭ方式により送信された信号を受信し、次のような処理を行う。
すなわち、Ａ／Ｄ変換手段が、受信信号をＡ／Ｄ変換して、受信サンプリング系列を取得する。窓タイミング設定手段が、前記受信サンプリング系列に対して、ＦＦＴのための窓（ＦＦＴ窓）のタイミングを設定する。並べ替え手段が、前記設定された窓のタイミングと所定の基準タイミングとの差に基づくサンプル量だけ、前記設定された窓内の前記受信サンプリング系列の先頭のサンプルを、当該窓内の受信サンプリング系列の後尾へ並べ替える。ＦＦＴ実行手段が、前記並べ替え後の受信サンプリング系列に対して、ＦＦＴを実行する。等化処理手段が、前記ＦＦＴの実行結果に対して、等化処理を実行する。復調手段が、前記等化処理の実行結果に対して、復調処理を実行する。

従って、設定された窓のタイミングと所定の基準タイミングとの差に基づくサンプル量だけ、受信サンプリング系列のサンプルが並べ替えられて、ＦＦＴが実行されることにより、例えば、設定される窓のタイミングが変動するような場合においても、シンボル方向での位相角の回転量の変動を抑えることができ、シンボル方向での時間内挿補間処理を精度よく行うことができる。これにより、周波数方向での周波数内挿補間処理或いは周波数外挿補間処理を精度よく行うことができる。
このように、ＯＦＤＭ方式を用いた受信信号について、ＦＦＴの前段において、受信サンプリング系列を並べ替える態様を効果的に制御することで、受信品質を向上させることができる。

ここで、受信サンプリング系列としては、例えば、アナログの受信信号からＡ／Ｄ変換によりサンプリングされたデジタルの信号値（サンプル）が時系列的に並んだものが用いられる。
また、ＦＦＴのための窓としては、例えば、或る開始タイミングから或る終了タイミングまでの間の受信サンプリング系列をＦＦＴの対象として切り出すための窓が用いられる。
また、タイミングとしては、例えば、時系列的に並んだ信号値についての位置として把握することも可能である。
また、所定の基準タイミングとしては、種々なタイミングが用いられてもよい。

また、設定された窓のタイミングと所定の基準タイミングとの差に基づくサンプル量としては、種々な量が用いられてもよく、例えば、窓の先頭と基準タイミングとの差がｄであり、主波の有効シンボルの先頭と基準タイミングとの差がαである場合に、サンプル量Ｃ（＝ｄ−α）を用いることができる。
なお、主波としては、例えば、直接波或いはレベルが最大の波が用いられる。主波以外に、例えば、反射波が受信される。
また、等化処理としては、例えば、時間（シンボル）や周波数に関して、パイロットシンボルの内挿補間や外挿補間の処理が行われ、当該処理結果に基づいて受信信号の振幅や位相が補正される。

本発明に係る受信装置では、一構成例として、次のような構成とした。
すなわち、前記窓タイミング設定手段では、伝送路特性検出手段が前記受信サンプリング系列に基づいて伝送路特性を検出し、窓タイミング決定手段が前記検出された伝送路特性に基づいて前記窓のタイミングを決定し、窓内抽出手段が前記決定された窓のタイミングで設定される窓内の前記受信サンプリング系列を抽出する。
前記並べ替え手段では、基準タイミング生成手段が前記基準タイミングを生成し、並べ替え量制御手段が前記設定された窓のタイミングと前記生成された基準タイミングとの差に基づいて並べ替えるサンプルの量を制御し、並べ替え処理実行手段が前記制御されたサンプル量だけ前記設定された窓内の前記受信サンプリング系列の先頭のサンプルを当該窓内の受信サンプリング系列の後尾へ並べ替える処理を実行する。

従って、受信信号の伝送路特性に基づいて窓のタイミングを制御するに際して、当該窓のタイミングと基準タイミングに基づいて受信サンプリング系列の並べ替え量を制御することにより、受信処理の精度を向上させることができる。
ここで、伝送路特性としては、種々なものが用いられてもよく、例えば、主波や反射波のタイミング（時間的な位置）や、主波や反射波のレベルを用いることができる。
また、基準タイミングとしては、例えば、受信装置の内部或いは外部に設けられた発振器から発振される信号、若しくは、当該信号から生成される信号や、又は、受信信号から得られる信号などにより規定されるタイミングを用いることができる。

本発明に係る受信装置では、一構成例として、次のような構成とした。
すなわち、前記ＯＦＤＭ方式により送信された信号のシンボルは、ガードインターバルと有効シンボルから構成されている。
また、基準タイミング制御手段が、前記受信信号に含まれる主波の有効シンボルのタイミングと前記基準タイミングとの差が一定となり、且つ、前記並べ替え後の受信サンプリング系列の先頭に前記主波の有効シンボルの先頭が配置されるように、前記基準タイミングを制御する。

従って、このような制御により、例えば、位相角の回転量が主波に対してゼロ（０）となり、受信処理の精度を向上させることができる。
ここで、ＯＦＤＭ方式の信号は、例えば、有効シンボルの後ろ側の一部分と同一のものをガードインターバルとして、当該ガードインターバルを有効シンボルの先頭に付加した信号が用いられる。

以上説明したように、本発明に係る受信装置によると、ＯＦＤＭ方式の受信信号をＡ／Ｄ変換して受信サンプリング系列を取得し、当該受信サンプリング系列に対してＦＦＴのための窓のタイミングを設定し、当該窓のタイミングと所定の基準タイミングとの差に基づくサンプル量だけ当該窓内の受信サンプリング系列の先頭のサンプルを後尾へ並べ替え、当該並べ替え後の受信サンプリング系列に対してＦＦＴを実行し、当該ＦＦＴの実行結果に対して等化処理を実行し、当該等化処理の実行結果に対して復調処理を実行するようにしたため、ＯＦＤＭ方式を用いた受信信号について、ＦＦＴの前段において、受信サンプリング系列を並べ替える態様を効果的に制御することで、受信品質を向上させることができる。

本発明に係る一実施例を図面を参照して説明する。
図１には、本発明の一実施例に係るＯＦＤＭ方式を用いたデジタル伝送装置の受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）の構成例を示してある。
本例のＯＦＤＭ受信装置は、Ａ／Ｄ変換器１と、マルチパス検出部２と、ＦＦＴ窓制御部３と、基準タイミング発生器４と、並べ替え量制御部５と、可変並べ替え制御部６と、ＦＦＴ部７と、等化処理部８と、復調部９を備えている。
本例のＯＦＤＭ受信装置では、伝送路特性に応じた窓位置を設け、基準タイミング信号に基づいて受信サンプリング系列の並び替え量を可変に制御する。

本例のＯＦＤＭ受信装置の構成や動作の例を説明する。
受信されたアナログの信号がＡ／Ｄ変換器１に入力され、Ａ／Ｄ変換器１によりデジタル信号へ変換された当該信号がマルチパス検出部２とＦＦＴ窓位置制御部３へ出力される。ここで、Ａ／Ｄ変換された受信信号は、アナログ受信信号がサンプリングされた結果である受信サンプリング系列に相当する。

マルチパス検出部２は、受信サンプリング系列からマルチパスなどの伝送路の環境を観測する回路である。
例えば、移動体伝送などでの伝送路環境は時々刻々と変化し、主波と反射波の時間的な位置や、これらのレベルが変化する。
このため、マルチパス検出部２では、主波と反射波の時間的な位置、又は、これらのレベルを、シンボル毎或いは数十から数百シンボル毎に逐次検出し、当該検出結果に関する情報をＦＦＴ窓位置制御部３と並べ替え量制御部５へ出力する。
ここで、マルチパス検出部２の構成としては、種々なものが用いられてもよい。一例として、送信機では、ＯＦＤＭ信号のシンボルの一部に同期用のシンボルを挿入し、そして、受信機では、予め記憶してある当該同期用シンボルと受信サンプリング系列との相互相関演算を行うことにより、主波や反射波の時間的な位置、或いは、これらのレベルを観測する。

本例では、マルチパス検出部２は、伝送路環境に関する検出結果に基づいて、ＦＦＴ窓を設けるタイミングを示す信号（ＦＦＴ窓開始タイミング信号）ＷＲを生成して、当該ＦＦＴ窓開始タイミング信号ＷＲをＦＦＴ窓位置制御部３と並べ替え量制御部５へ出力する。
ここで、遅延時間がガードインターバル内である反射波が存在する伝送路環境では、シンボル間干渉が発生しないようにＦＦＴ窓の位置を設ける必要がある。
このため、ＦＦＴ窓位置制御部３は、適応制御によりシンボル間干渉が発生しないように、図２に示されるようなタイミングを有するＦＦＴ窓を設け、当該ＦＦＴ窓の内部に位置する受信サンプリング系列を切り取って可変並べ替え処理部６へ出力する。

なお、図２の例では、先頭のガードインターバルとそれに続く有効シンボルから構成された主波及び反射波を示してあり、反射波は主波と比べてＫサンプル分だけ遅延している。また、図２には、ＦＦＴ窓開始タイミング信号ＷＲのパルス（ＦＦＴ窓開始パルス）を示してあり、ＦＦＴ窓タイミングパルスＷＥで示されるＦＦＴ窓のタイミングが主波の有効シンボルのタイミングと一致している。
ここで、マルチパス検出部２による検出の誤差やＦＦＴ窓の位置の適応制御により、ＦＦＴ窓の位置がシンボル毎にずれることが生じ、位相角の回転量が変化する。
そこで、本例では、並べ替え量制御部５において、このような位相角の回転量の変化を打ち消すように、受信サンプリング系列の並べ替え量を制御する。

基準タイミング発生器４は、基準となるタイミングを表す信号（基準タイミング信号）を生成して並べ替え量制御部５へ出力する。
基準タイミング信号としては、例えば、受信同期クロックを生成する電圧制御水晶発振器（ＶＣＸＯ）或いは外部よりルビジウム発振器などから入力される同期信号に基づいてシンボル周期で生成されるシンボルに同期したパルス信号や、シンボル周期のｎ倍（ｎは自然数）の周期を有するパルス信号などを用いることができる。
並べ替え量制御部５は、マルチパス検出部２から入力されるＦＦＴ窓開始タイミング信号ＷＲにより特定されるＦＦＴ窓の開始タイミングと基準タイミング発生器４から入力される基準タイミング信号により特定されるタイミングとの時間差を算出し、常に位相角の回転量が一定となるように可変並べ替え処理部６を制御するための信号（制御信号）を可変並べ替え処理部６へ出力する。

図３を参照して、並べ替え量制御部５により行われる制御の一例を示す。
なお、この例では、添え字として使用するｘはシンボルの番号を表し、また、主波の有効シンボルの先頭と基準タイミング信号との固定遅延量αについては、時間内挿の対象となる期間においては変動量が無視できるほど小さいとする。
並べ替え量制御部５では、ｘ番目のシンボルについて、ＦＦＴ窓開始タイミング信号ＷＲｘのパルス（ＦＦＴ窓開始パルス）と基準タイミング信号のパルスとの間の時間差ｄｘを求める。そして、主波と基準タイミング信号との間の時間差は固定した遅延量であることから、このときの並べ替え量Ｃｘを式２のように決定する。

（数２）
Ｃｘ＝ｄｘ−α ・・（式２）

並べ替え量制御部５は、決定した並べ替え量Ｃｘの情報を制御信号により可変並べ替え処理部６へ通知する。
可変並べ替え処理部６は、並べ替え制御部５から入力される並べ替え量Ｃｘの情報に従って、図４や図５に示されるように、ＦＦＴ窓位置制御部３から取り込まれたＦＦＴ窓内の受信サンプリング系列について、当該取り込まれたＦＦＴ窓の前側のサンプルをシンボルの後側に並び替える。このように、シンボル毎に変動するＦＦＴ窓の位置に対して、常に受信サンプリング系列の並べ替え量を可変に制御することにより、シンボル毎で同じ位相角となるように、位相角の回転量を一定とすることができる。

ここで、図４及び図５に示される並べ替え量制御の具体例を示す。
なお、図４には１番目のシンボル（シンボル１）についての例を示してあり、図５には２番目のシンボル（シンボル２）についての例を示してある。
図４に示されるシンボル１ではＦＦＴ窓の位置がＦＦＴ窓タイミングパルスＷＥ１で示される位置であるのに対して、図５に示されるシンボル２ではＦＦＴ窓の位置がＦＦＴ窓タイミングパルスＷＥ２で示される位置へ変動している。

このとき、シンボル１では、ＦＦＴ窓の開始タイミングと基準タイミング信号との時間差ｄ１を検出して、並べ替え量Ｃ１＝ｄ１−α＝Ａを求め、このＡに相当するサンプル部分を残りのサンプルＢ、Ｃの後ろへ並べ替える。すなわち、並べ替え後には、Ｂ、Ｃ、Ａの順にサンプルが並ぶ。
同様に、シンボル２では、ＦＦＴ窓の開始タイミングと基準タイミング信号との時間差ｄ２を検出して、並べ替え量Ｃ２＝ｄ２−α＝Ａ’を求め、このＡ’に相当するサンプル部分を残りのサンプルＢ、Ｃ’の後ろへ並べ替える。すなわち、並べ替え後には、Ｂ、Ｃ’、Ａ’の順にサンプルが並ぶ。

この場合、異なるシンボル１、２では、ＦＦＴ窓の位置ＷＥｘの変動に応じて、前側の並べ替え量Ａ、Ａ’及び後側のサンプルＣ、Ｃ’の長さは変化するが、中央のサンプルＢの長さは常に一定の固定長となる。よって、全てのシンボル１、２について、本例の並べ替え処理により、シンボルの先頭は常にサンプルＢの先頭部分となるから、ＦＦＴ窓の先頭の位置に常に同様な位相角スペクトラムが配置されることとなり、位相角の回転変動は生じない。
すると、時間内挿補間処理においては、例えば図２７に示されるような位相角の回転量の変化が発生すると内挿補間処理を正常に行うことができないが、本例では、位相角の回転量を一定にすることができるため、時間内挿補間処理を正常に行うことができる。

また、周波数外挿補間処理においては、帯域端近辺における復調精度の劣化を軽減するための措置として、例えば、０次ホールド型の外挿補間処理を行う方法が、回路規模が小さく、実現し易いと考えられる。しかしながら、０次ホールド型では位相角の回転量が大きくなると、外挿補間精度が劣化し、外挿を行わない場合とほぼ同程度にまで劣化してしまう。
そこで、本例では、受信サンプリング系列のサンプルの並べ替え量の制御により位相角の回転量を小さな値とすることにより、０次ホールド型の周波数外挿補間処理の外挿補間精度を向上させ、帯域端近辺における復調精度を向上させる。

複数の反射波が混入する伝送路環境において、周波数外挿補間を効率良く行うために、図６に示されるように、主波を周波数内挿補間フィルタ帯域の中心すなわち直流周波数に位置させる。この場合、主波が直流周波数に位置することから、この信号の位相角は０となり、すなわち直線となる。これは０次ホールド型の周波数外挿にとって都合が良く、高精度な周波数外挿を行うことができる。
このように、時間内挿補間処理により固定する位相角の回転量を主波に対して０とすることで、つまり主波の位相角が回転しないような処理をすることで、周波数内挿及び周波数外挿の処理において高い精度を得ることができる。

主波の位相角が回転しないようにすることは、図４や図５において、ＦＦＴ窓の先頭位置に配置される並び替え後の受信サンプリング系列の先頭（図４や図５におけるＢのサンプル部分の先頭）を、主波の有効シンボルの先頭に設定することで、実現することができる。
一例として、まず、ガードインターバルの相関演算や同期シンボルの相関演算を行うことにより、主波の開始位置を検出する。次に、検出した主波の開始位置と基準タイミング信号との時間差が固定遅延量αとなるように、基準タイミング発生器４において基準タイミング信号を制御する。なお、当該制御では、時間内挿の対象となる期間においては固定遅延量αの変動量は無視できるほど小さいという条件を満足するように、非常にゆっくりとした制御を行う。

また、可変並べ替え処理部６は上記のようにして並べ替えた受信サンプリング系列をＦＦＴ部７へ出力し、ＦＦＴ部７は可変並べ替え処理部６から入力される並べ替え後の受信サンプリング系列をＦＦＴ処理してその結果を等化処理部８へ出力し、等化処理部８はＦＦＴ部７から入力されるＦＦＴ処理の結果に対して等化処理を行って振幅や位相を補正してその結果を復調部９へ出力し、復調部９は等化処理部８から入力される等化処理結果である複数のキャリア信号（各キャリア毎に変調されたもの）に対して例えば送信側の変調方式に対応した復調処理を行ってその結果を出力する。本例では、等化処理部８において、シンボル方向の時間内挿補間処理や、キャリア方向の周波数内挿補間処理或いは周波数外挿補間処理が行われる。

上述のように、本例では、ＦＦＴ窓の位置の変動に対して基準タイミング信号に基づいて受信サンプリング系列の並べ替えの量を可変的に制御し、並べ替え後の受信サンプリング系列の先頭位置を適切に設定することにより、ＳＰの場合においても、時間内挿補間処理を行って、周波数内挿補間処理及び周波数外挿補間処理を高精度に実現することが可能となる。

以上のように、本例のＯＦＤＭ受信装置では、ＯＦＤＭ方式で変調されたＯＦＤＭ信号を伝送する伝送装置において、ＯＦＤＭ信号を受信し、伝送路特性に基づいて受信サンプリング系列に対して時間的な窓（ＦＦＴ窓）を設け、ＦＦＴ窓の開始位置からＮサンプルの信号をＦＦＴ窓の後ろの位置へ巡回的に並べ替えて信号系列を生成し、この場合に、当該並べ替えのサンプル数ＮをＦＦＴ窓の開始位置と基準タイミング信号との時間差に基づいて可変制御する。
また、本例のＯＦＤＭ受信装置では、主波の有効シンボルの開始位置と基準タイミング信号との時間差が一定時間差α（αは実数）となるように当該基準タイミング信号を可変制御し、周波数内挿補間フィルタの帯域内における主波の位置を制御する。
また、本例のＯＦＤＭ受信装置では、基準タイミング信号として、受信クロックの分周クロック、或いは、高精度な発振器からの入力又はその分周信号を用いる。

具体的には、本例のＯＦＤＭ受信装置では、マルチパス検出部２により受信サンプリング系列から伝送路特性を検出し、当該検出結果に基づいてＦＦＴ窓位置制御部３によりシンボル間干渉が発生しないようにＦＦＴ窓を設け、可変並び替え処理部６により取り込んだＦＦＴ窓の前側のＮサンプルをシンボルの後側へ並び替えた後にＦＦＴ部７によりＦＦＴを行うことで、位相角のスペクトラムに対して＋Ｎ分の周波数シフトを施すに際して、並べ替え量制御部５が、ＦＦＴ窓位置制御部３により設けられるＦＦＴ窓の位置と基準タイミング発生器４により生成される基準タイミング信号との間の時間差を検出し、当該検出結果に基づいて、ＦＦＴ窓の位置の変動により生じる位相角の回転量が変化しないように、サンプルの並べ替え量を制御する。

従って、本例のＯＦＤＭ受信装置では、伝送路特性に基づいて受信サンプリング系列に対して時間的なＦＦＴ窓を設ける場合に、ＦＦＴ窓の開始位置と基準タイミング信号との時間差に基づいて受信サンプリング系列の並べ替え量を可変に制御することにより、シンボル間において位相角の回転量を変化させずに、時間内挿処理を可能とすることができる。これにより、例えば、遅延波（反射波）が混入する伝送路環境においても、時間内挿補間処理を正常に行うことが可能となり、ＳＰが用いられる場合においても、時間内挿補間処理を行って、周波数内挿補間処理や周波数外挿補間処理を高精度に実現することが可能となる。一例として、移動体通信用などのダイバシティ受信の性能を向上させることができる。

なお、本例のＯＦＤＭ受信装置では、Ａ／Ｄ変換器１の機能によりＡ／Ｄ変換手段が構成されており、伝送路特性検出手段及び窓タイミング決定手段を構成するマルチパス検出部２の機能や窓内抽出手段を構成するＦＦＴ窓位置制御部３の機能により窓タイミング設定手段が構成されており、基準タイミング生成手段を構成する基準タイミング発生器４の機能や並べ替え量制御手段を構成する並べ替え量制御部５の機能や並べ替え処理実行手段を構成する可変並べ替え処理部６の機能により並べ替え手段が構成されており、ＦＦＴ部７の機能によりＦＦＴ実行手段が構成されており、等化処理部８の機能により等化処理手段が構成されており、復調部９の機能により復調手段が構成されており、基準タイミング発生器４により発生させられる基準タイミング信号のタイミングを制御部（図示せず）などにより制御する機能により基準タイミング制御手段が構成されている。

ここで、本発明に係る受信装置や伝送装置などの構成としては、必ずしも以上に示したものに限られず、種々な構成が用いられてもよい。また、本発明は、例えば、本発明に係る処理を実行する方法或いは方式や、このような方法や方式を実現するためのプログラムや当該プログラムを記録する記録媒体などとして提供することも可能であり、また、例えば無線通信装置や無線通信システムなどのように、種々な装置やシステムとして提供することも可能である。
また、本発明の適用分野としては、必ずしも以上に示したものに限られず、本発明は、種々な分野に適用することが可能なものである。

また、本発明に係る受信装置や伝送装置などにおいて行われる各種の処理としては、例えばプロセッサやメモリ等を備えたハードウエア資源においてプロセッサがＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）に格納された制御プログラムを実行することにより制御される構成が用いられてもよく、また、例えば当該処理を実行するための各機能手段が独立したハードウエア回路として構成されてもよい。
また、本発明は上記の制御プログラムを格納したフロッピー（登録商標）ディスクやＣＤ（Ｃｏｍｐａｃｔ Ｄｉｓｃ）−ＲＯＭ等のコンピュータにより読み取り可能な記録媒体や当該プログラム（自体）として把握することもでき、当該制御プログラムを当該記録媒体からコンピュータに入力してプロセッサに実行させることにより、本発明に係る処理を遂行させることができる。

本発明の一実施例に係るＯＦＤＭ受信装置の構成例を示す図である。 主波に同期したＦＦＴ窓のタイミングの一例を示す図である。 ＦＦＴ窓の位置と基準タイミング信号との関係の一例を示す図である。 受信サンプリング系列の並べ替えの一例を示す図である。 受信サンプリング系列の並べ替えの他の一例を示す図である。 最大レベルの主波の信号を帯域の中央に位置させた場合における位相角スペクトラムの一例を示す図である。 ＯＦＤＭ方式による変調信号の一例を示す図である。 ＯＦＤＭ方式によるシンボルの波形の一例を示す図である。 ＯＦＤＭ受信装置の構成例を示す図である。 有効シンボルとＦＦＴ窓のタイミングが一致した場合におけるＯＦＤＭ方式によるシンボルの波形とＦＦＴ窓の時間的なタイミングの一例を示す図である。 有効シンボルとＦＦＴ窓のタイミングが一致した場合における位相角の一例を示す図である。 有効シンボルに対してＦＦＴ窓のタイミングがＫサンプルずれた場合におけるＯＦＤＭ方式によるシンボルの波形とＦＦＴ窓の時間的なタイミングの一例を示す図である。 有効シンボルに対してＦＦＴ窓のタイミングがＫサンプルずれた場合における位相角の一例を示す図である。 有効シンボルに対してＦＦＴ窓のタイミングが−Ｋサンプルずれた場合における位相角スペクトラムの一例を示す図である。 主波に反射波が混入した場合におけるＦＦＴ窓のタイミングの一例を示す図である。 主波に反射波が混入した場合における位相角スペクトラムの一例を示す図である。 データキャリアに対するパイロットキャリアの配置の一例を示す図である。 ガードインターバル期間内における反射波のスペクトラムの分布の一例を示す図である。 （ａ）はＣＰの配置の一例を示す図であり、（ｂ）はＳＰの配置の一例を示す図である。 （ａ）及び（ｂ）はＳＰにおける時間内挿の一例を示す図である。 ＬＰＦの周波数特性の一例を示す図である。 複素フィルタの構成例を示す図である。 （ａ）及び（ｂ）は位相角スペクトラムの変調の一例を示す図である。 簡略化した複素フィルタの構成例を示す図である。 （ａ）〜（ｃ）は信号列の並べ替え処理の一例を示す図である。 ＯＦＤＭ受信装置の構成例を示す図である。 位相角の回転量の変化の一例を示す図である。

符号の説明

１、１１・・Ａ／Ｄ変換器、 ２・・マルチパス検出部、 ３、１２・・ＦＦＴ窓位置制御部、 ４・・基準タイミング発生器、 ５・・並べ替え量制御部、 ６・・可変並べ替え処理部、 ７、１３・・ＦＦＴ部、 ８、１４・・等化処理部、 ９、１５・・復調部、 ２１〜２４、３１、３２・・ＬＰＦ、 ２５、２６・・加算器、 ４１・・並べ替え処理部、+

Claims (3)

1. ＯＦＤＭ方式により送信された信号を受信する受信装置において、
   受信信号をＡ／Ｄ変換して受信サンプリング系列を取得するＡ／Ｄ変換手段と、
   前記受信サンプリング系列に対してＦＦＴのための窓のタイミングを設定する窓タイミング設定手段と、
   前記設定された窓のタイミングと所定の基準タイミングとの差に基づくサンプル量だけ前記設定された窓内の前記受信サンプリング系列の先頭のサンプルを当該窓内の受信サンプリング系列の後尾へ並べ替える並べ替え手段と、
   前記並べ替え後の受信サンプリング系列に対してＦＦＴを実行するＦＦＴ実行手段と、
   前記ＦＦＴの実行結果に対して等化処理を実行する等化処理手段と、
   前記等化処理の実行結果に対して復調処理を実行する復調手段と、
   を備えたことを特徴とする受信装置。
2. 請求項１に記載の受信装置において、
   前記窓タイミング設定手段は、前記受信サンプリング系列に基づいて伝送路特性を検出する伝送路特性検出手段と、前記検出された伝送路特性に基づいて前記窓のタイミングを決定する窓タイミング決定手段と、前記決定された窓のタイミングで設定される窓内の前記受信サンプリング系列を抽出する窓内抽出手段を有し、
   前記並べ替え手段は、前記基準タイミングを生成する基準タイミング生成手段と、前記設定された窓のタイミングと前記生成された基準タイミングとの差に基づいて並べ替えるサンプルの量を制御する並べ替え量制御手段と、前記制御されたサンプル量だけ前記設定された窓内の前記受信サンプリング系列の先頭のサンプルを当該窓内の受信サンプリング系列の後尾へ並べ替える処理を実行する並べ替え処理実行手段を有する、
   ことを特徴とする受信装置。
3. 請求項１又は請求項２に記載の受信装置において、
   前記ＯＦＤＭ方式により送信された信号のシンボルは、ガードインターバルと有効シンボルから構成されており、
   当該受信装置は、前記受信信号に含まれる主波の有効シンボルのタイミングと前記基準タイミングとの差が一定となり且つ前記並べ替え後の受信サンプリング系列の先頭に前記主波の有効シンボルの先頭が配置されるように前記基準タイミングを制御する基準タイミング制御手段を備えた、
   ことを特徴とする受信装置。

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