JP2002199719A - 複合共振型スイッチング電源装置 - Google Patents
複合共振型スイッチング電源装置Info
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Abstract
る損失を低減し、効率の向上を図る。 【解決手段】 絶縁コンバータトランスTの一次側にあ
る電圧共振回路1により、主スイッチング素子Q1の両
端間電圧を正弦波状のパルス波形にし、主スイッチング
素子Q1のZVSを行なう。また、絶縁コンバータトラ
ンスTの二次側にある電圧共振回路2により、絶縁コン
バータトランスTの二次巻線Nsに得られる交番電圧を
正弦波状の共振電圧にする。絶縁コンバータトランスT
の二次側整流部を構成する整流素子として、整流スイッ
チング素子Q3を用いることで、出力電圧Voutが低く
ても二次側整流部の効率はさほど低下しない。
Description
ランスの一次側と二次側にそれぞれ電圧共振回路または
電流共振回路を有する複合共振型スイッチング電源装置
に関する。
子のスイッチングにより絶縁コンバータトランスの一次
巻線に直流入力電圧を断続的に印加し、この絶縁コンバ
ータトランスの二次巻線に誘起された交番電圧を整流平
滑して所望の直流出力電圧を得るスイッチング電源装置
においては、スイッチング素子がオフの期間にこのスイ
ッチング素子の両端間に加わる電圧を電圧共振回路によ
って正弦波状にし、スイッチング素子のターンオンおよ
びターンオフ時における損失やサージを低減する電圧共
振型スイッチング電源装置が知られている。また近年
は、絶縁コンバータトランスの一次側のみならず二次側
にも電圧共振回路を設けて、最大負荷電力の増加を図る
と共に、スイッチング素子の周波数と導通角を同時に制
御して、出力電圧の安定化を図る複合電圧共振型スイッ
チング電源装置も提案されている。
グ電源装置における回路図の一例を示したもので、ここ
では、1石のスイッチング素子Q1を備えた他励式の構
成を有している。同図において、Eは直流入力電圧Vin
を供給する直流電源、Tは一次側と二次側とを絶縁する
絶縁コンバータトランス、Q1は例えばMOS型FET
からなる第1のスイッチング素子で、絶縁コンバータト
ランスTの一次側は、直流電源Eの両端間にトランスT
の一次巻線Npとスイッチング素子Q1の直列回路を接
続したシングルエンデット型のコンバータで構成され
る。また、スイッチング素子Q1の両端すなわちドレイ
ン・ソース間には、一次側共振コンデンサC1とダイオ
ードD1が並列に接続される。この共振コンデンサC1
はスイッチング素子Q1に内蔵する寄生キャパシタンス
であり、またダイオードD1はスイッチング素子Q1に
内蔵するボディダイオードであるが、外付けのコンデン
サ素子やダイオード素子を用いてもよい。また、絶縁コ
ンバータトランスTの一次側には、前記共振コンデンサ
C1と共に一次側電圧共振回路1を構成する一次側共振
インダクタンスL1が、一次巻線Npの一端に接続され
る。この共振インダクタンスL1は、絶縁コンバータト
ランスTのリーケージインダクタンスを利用している
が、外付けのインダクタンス素子を利用してもよい。そ
して、絶縁コンバータトランスTの一次側では、スイッ
チング素子Q1のスイッチングにより一次巻線Npに入
力電圧Vinが断続的に印加されると共に、スイッチング
素子Q1のオフ時には、前記電圧共振回路1の作用によ
って、共振コンデンサC1ひいてはスイッチング素子Q
1の両端間電圧を正弦波状のパルス波形にし、電圧共振
としての動作を得るようにしている。
グ素子Q1のスイッチング出力を二次側に伝送するため
のもので、絶縁コンバータトランスTの二次巻線Nsに
は、一次巻線Npとの巻数比に応じた交番電圧が誘起さ
れる。また、この二次巻線Nsには、二次側共振インダ
クタンスL3と二次側共振コンデンサC3との直列回路
が、二次側電圧共振回路2として並列に接続され、この
電圧共振回路2によって、絶縁コンバータトランスTの
二次巻線Nsに得られる交番電圧を共振電圧にし、電圧
共振としての動作を得るようにしている。なお、この場
合の共振インダクタンスL3は、絶縁コンバータトラン
スTのリーケージインダクタンスを利用しているが、外
付けのインダクタンス素子を利用してもよい。共振コン
デンサC3の両端間には、整流ダイオードD5と平滑コ
ンデンサC4とからなる半波整流平滑回路3が接続さ
れ、前記共振電圧がこの半波整流平滑回路3により整流
平滑されることで、平滑コンデンサC4の両端間に接続
した出力端子+Vo,−Voひいては負荷RLに所望の
直流出力電圧Voutを得るようにしている。
ための帰還ループとして、出力電圧検出回路5と、信号
伝送手段として一次側と二次側とを絶縁するフォトカプ
ラ6と、スイッチング素子Q1の動作を制御する制御回
路7がそれぞれ設けられる。出力電圧検出回路5は、出
力電圧Voutを検出するもので、例えば出力電圧Voutを
分圧する抵抗と、この抵抗の接続点から出力する出力電
圧Voutの検出電圧と基準電圧とを比較する誤差増幅器
またはシャントレギュレータなどから構成され、検出電
圧と基準電圧との誤差結果を、フォトカプラ6を介して
後述する制御回路7のオン時間制御回路14に、出力電圧
Voutの誤差増幅信号として出力するようにしている。
また制御回路7は、発振回路12と、この発振回路12から
のパルス波形を駆動信号としてスイッチング素子Q1に
出力する駆動回路11とを備えており、発振回路12は、主
スイッチング素子Q1のオフ時間を一定にする手段とし
て、主スイッチング素子Q1の両端間がゼロボルトにな
ったか否かを検出するゼロボルト検出回路13を備えると
共に、主スイッチング素子Q1のオン時間を出力電圧V
outの誤差増幅信号に応じて可変するオン時間制御回路1
4を備えている。これにより、出力電圧Voutの変動に伴
なってスイッチング素子Q1のゲートに供給するパルス
駆動信号のオン時間が所定の範囲で変化すると共に、こ
のパルス駆動信号のオフ時間はゼロボルト検出回路13に
より固定され、結果的にスイッチング素子Q1のスイッ
チング周波数が可変制御される。これにより、広い制御
範囲において出力電圧Voutの定電圧化が図られる上
に、最大負荷電力の増大を図ることができる。
装置は、出力電圧Voutが比較的高い高出力電圧に適し
ている。すなわち、上記図3の回路構成において、絶縁
コンバータトランスTの二次側整流部の効率ηsは、半
波整流平滑回路3に整流ダイオードD5がある関係で、
次の数1のようにあらわせる。
出力電圧、Ioutは二次巻線Nsから負荷RLに流れる負
荷電流、VFは整流ダイオードD5の順方向電圧降下で
ある。
utで割って整理すると、次の数2のようになる。
程、絶縁コンバータトランスTの二次側整流部の効率η
sは理想的な1に近付くが、出力電圧Voutが低くなる
程、整流ダイオードD5の順方向電圧降下による影響が
無視できなくなって、効率ηsが大きく低下する。した
がって、この種の複合電圧共振型スイッチング電源装置
においては、出力電圧Voutを例えばDC2VやDC
3.3Vなどに低電圧化しようとする際に、整流ダイオ
ードD5の損失による効率ηsの低下が懸念されてい
た。
ものであって、絶縁コンバータトランスの二次側整流部
による損失を低減し、効率の向上を図った複合電圧共振
型スイッチング電源装置を提供することを目的とする。
複合共振型スイッチング電源装置は、主スイッチング素
子のスイッチングにより絶縁コンバータトランスの一次
巻線に直流入力電圧を断続的に印加し、この絶縁コンバ
ータトランスの二次巻線に誘起された交番電圧を整流平
滑して所望の直流出力電圧を得ると共に、前記絶縁コン
バータトランスの一次側と二次側にそれぞれ共振回路を
有する複合電圧共振型スイッチング電源装置において、
前記絶縁コンバータトランスの二次側にある整流素子と
して、前記主スイッチング素子に同期してオン・オフす
る整流スイッチング素子を備えたものである。
振回路により、主スイッチング素子を流れる電流または
両端間電圧を正弦波状のパルス波形にし、主スイッチン
グ素子のソフトスイッチングを行なう。また、絶縁コン
バータトランスの二次側にある別の共振回路によって、
絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧
または二次巻線からの電流を正弦波状の共振電圧または
共振電流にする。その際、絶縁コンバータトランスの二
次側整流部を構成する整流素子として、ダイオード素子
ではなく整流スイッチング素子を用いているので、出力
電圧の低い複合共振型スイッチング電源装置であって
も、二次側整流部の効率はさほど低下しない。よって、
従来に比べて絶縁コンバータトランスの二次側整流部に
よる損失を低減し、効率の向上を図ることが可能にな
る。
チング電源装置は、前記請求項1において、前記主スイ
ッチング素子のオフ期間中に、この主スイッチング素子
の両端間電圧を一定に保つアクティブクランプ回路を備
えたことを特徴とする。
には、アクティブクランプ回路により主スイッチング素
子の両端間電圧が一定に保たれる。したがって、主スイ
ッチング素子のオフ期間において、この主スイッチング
素子の電圧ストレスを低減することが可能になる。
ング電源装置について添付図面を参照して説明する。な
お、前記従来例における図3と同一部分には同一符号を
付し、その共通する箇所の説明は重複するため省略す
る。装置の回路構成を示す図1において、絶縁コンバー
タトランスTの一次側は、共振インダクタンスL1,一
次巻線Np1およびMOS型FETからなる主スイッチン
グ素子Q1との直列回路が、直流電源Eの両端間に接続
されると共に、共振インダクタンスL1と一次巻線Np1
との直列回路の両端間には、MOS型FETからなる補
助スイッチング素子Q2とコンデンサC5との直列回路
で構成されるアクティブクランプ回路21が接続される。
また絶縁コンバータトランスTは、入力電圧Vinが断続
的に印加される一次巻線Np1とは別に、補助スイッチン
グ素子Q2のゲートに駆動電圧を供給する駆動巻線とし
ての一次巻線Np2が別に設けられる。これにより、主ス
イッチング素子Q1と補助スイッチング素子Q2は、双
方がオフになるデッドタイムを有しながら、交互にオン
・オフを繰り返すようになる。本実施例では、こうした
動作を一次巻線Np2により行なわせているが、例えば駆
動回路11から出力されるパルス駆動信号を適当なデッド
タイムを持たせて反転させ、この反転した駆動信号を補
助スイッチング素子Q2に供給するように構成してもよ
い。
わちドレイン・ソース間には、コンデンサC2とダイオ
ードD2が並列に接続される。このコンデンサC2はス
イッチング素子Q2に内蔵する寄生キャパシタンスであ
り、またダイオードD2はスイッチング素子Q2に内蔵
するボディダイオードであるが、外付けのコンデンサ素
子やダイオード素子を用いてもよい。また、電圧クラン
プ用のコンデンサC5は、主スイッチング素子Q1の両
端間に並列接続される共振コンデンサC1よりも静電容
量の大きなものが選定される。なお、アクティブクラン
プ回路21をスイッチング素子Q1の両端間に接続しても
よい。
は、前述の整流ダイオードD5に代わって、MOS型F
ETからなる整流スイッチング素子Q3が半波整流平滑
回路3を構成する整流素子として設けられる。この整流
スイッチング素子Q3は、内蔵するボディダイオードと
してのダイオードD3が、ドレイン・ソース間に接続さ
れる。また、整流スイッチング素子Q3を適切なタイミ
ングでオンさせるために、前記主スイッチング素子Q1
のゲートへの駆動信号が立ち上がってから第1の所定時
間後に整流スイッチング素子Q3のゲートへの駆動電圧
を立ち上がらせ、主スイッチング素子Q1のゲートへの
駆動信号が立ち下がってから第2の所定時間後に整流ス
イッチング素子Q3のゲートへの駆動電圧を立ち下がら
せる遅延回路22が、前記駆動回路11に設けられる。なお
23は、トランスTの一次側にある制御回路7と、トラン
スTの二次側にある整流スイッチング素子Q3との間の
信号伝送路を絶縁する絶縁素子である。その他の構成
は、図3に示す従来例と同じである。
の波形図を参照して説明する。なお、この図2におい
て、最上段は主スイッチング素子Q1のドレイン電流I
Q1の波形であり、以下、主スイッチング素子Q1のドレ
イン・ソース間電圧Vds1、共振コンデンサC3の両端
間電圧VC3、整流スイッチング素子Q3を流れる電流
(但し、ダイオードD3を流れる分も加味する)IQ3、
主スイッチング素子Q1のゲート・ソース間電圧Vgs
1、整流スイッチング素子Q3のゲート・ソース間電圧
Vgs3の各波形を示している。
に、出力電圧Voutの変動に伴なってスイッチング素子
Q1のゲートに供給するパルス駆動信号のオン時間が所
定の範囲で変化すると共に、このパルス駆動信号のオフ
時間はゼロボルト検出回路13により固定され、結果的に
スイッチング素子Q1のスイッチング周波数が可変制御
される。これにより、広い制御範囲において出力電圧V
outの定電圧化を図ることができると共に、最大負荷電
力の増大を図ることができる。
において、図2に示すように、主スイッチング素子Q1
のゲートに供給する駆動信号(ゲート・ソース間電圧V
gs1)がH(高)レベルからL(低)レベルに切り換わ
る区間になると、主スイッチング素子Q1および補助
スイッチング素子Q2がいずれもオフ状態になるデッド
タイムに移行する。この区間では、絶縁コンバータト
ランスTの一次巻線Np1と共振インダクタンスL1が、
それまで主スイッチング素子Q1を通して流れていた電
流の連続性を維持するために、共振コンデンサC1に共
振電流を流し、共振コンデンサC1は充電する一方で、
コンデンサC2,C5は放電する。これにより、共振イ
ンダクタンスL1と共振コンデンサC1との間で電圧共
振を生じ、主スイッチング素子Q1のドレイン・ソース
間電圧Vds1はゼロから正弦波状に緩やかに立ち上が
る。またこの共振時には、主スイッチング素子Q1のド
レイン電流IQ1はゼロであり、主スイッチング素子Q1
のターンオフ時のゼロ電圧スイッチング(ZVS)が達
成される。
ン・ソース間電圧Vds1が、入力電圧Vinとコンデンサ
C5の両端間電圧を合計した値を越えると、ダイオード
D2がオンして、共振インダクタンスL1および一次巻
線Np1からの慣性電流の殆どが、ダイオードD2を介し
てコンデンサC5に流れ込む。このとき、コンデンサC
5の静電容量をコンデンサC1の静電容量よりも十分大
きく設定すれば、主スイッチング素子Q1のドレイン・
ソース間電圧Vds1は略一定値にクランプされ、主スイ
ッチング素子Q1に対する電圧ストレスが軽減される。
p2の非ドット側巻線に発生する電圧が所定レベルを越え
ると、補助スイッチング素子Q2がターンオンするが、
そのタイミングはダイオードD2がオンした後、前記慣
性電流がゼロになるまでの間であればよい。
通してコンデンサC4や負荷RLへの電流IQ3は、主ス
イッチング素子Q1をオフした時点から徐々に低下する
が、この電流IQ3がゼロになる前に、制御回路7が整流
スイッチング素子Q3をターンオフするため、代わって
ダイオードD3を通じて電流IQ3が流れ始める。整流ス
イッチング素子Q3がターンオフするタイミングは、遅
延回路22により主スイッチング素子Q1をターンオフし
てから第2の所定時間T2を経過した後となるが、この
所定時間T2の設定は、前記共振コンデンサC1と共振
インダクタンスL1の各定数で決まる共振周波数に依存
する。
線Np1の全エネルギーがコンデンサC5に移り、これら
の共振インダクタンスL1や一次巻線Np1からの慣性電
流がゼロになると、絶縁コンバータトランスTの二次側
においても、ダイオードD3を流れる電流IQ3がゼロに
なり、ダイオードD3およびスイッチング素子Q3が共
にオフ状態となる区間に移行する。この区間におい
ては、コンデンサC4に蓄えられた電荷により、負荷R
Lに出力電流Ioutが供給される。また、絶縁コンバー
タトランスTの二次側では、電圧共振回路2を構成する
共振インダクタンスL3と共振コンデンサC3による電
圧共振が生じ、コンデンサC3の両端間電圧VC3は正弦
波状の電圧共振パルス波形となる。
る前に、補助スイッチング素子Q2を適当なタイミング
でオフさせると、区間に移行する。ここでは、共振イ
ンダクタンスL1や一次巻線Np1が、それまで流れてい
た電流の連続性を維持するために、直流電源Eを介して
共振コンデンサC1に共振電流を流す。これにより、共
振インダクタンスL1と共振コンデンサC1との間で再
度電圧共振が生じ、主スイッチング素子Q1のドレイン
・ソース間電圧Vds1は正弦波状に低下する。これに伴
ない、主スイッチング素子Q1のドレイン・ソース間電
圧Vds1が入力電圧Vinよりも低くなると、絶縁インバ
ータトランスTの一次巻線Np1はドット側端子に正極性
の電圧が印加され、他の一次巻線Np2や二次巻線Ns,
Ns2のドット側端子も、それまでとは逆に正極性の電圧
が誘起されるようになる。そして、共振コンデンサC1
の電荷の放出が終了すると、今度はダイオードD1がオ
ンするため、主スイッチング素子Q1のドレイン・ソー
ス間電圧Vds1はゼロボルトに保たれる。なお、この区
間の時点では、絶縁コンバータトランスTの二次側に
おいて、電圧共振回路2による電圧共振が継続してい
る。
動回路11からの駆動信号により主スイッチング素子Q1
をオンすると、区間に移行するが、この時点では主ス
イッチング素子Q1のドレイン・ソース間電圧Vds1が
ゼロボルトに保たれているので、ターンオフ時と同様に
ターンオン時においても主スイッチング素子Q1のゼロ
電圧スイッチング(ZVS)が達成される。共振インダ
クタンスL1や一次巻線Np1にエネルギーが蓄えられて
いる間は、主スイッチング素子Q1を通して逆向きの電
流IQ1が流れるが、やがて全てのエネルギーが直流電源
E側に戻ると、今度は直流電源Eから共振インダクタン
スL1,一次巻線Np1,および主スイッチング素子Q1
を通して電流が流れる。また、区間においても、絶縁
コンバータトランスTの二次側において、電圧共振回路
2による電圧共振が継続している。
は、駆動回路11が主スイッチング素子Q1をターンオン
させた後に、第1の所定時間T1を経過した時点で整流
スイッチング素子Q3をターンオンさせる(区間)。
この所定時間T1の設定は、前記共振コンデンサC3と
共振インダクタンスL3の各定数で決まる共振周波数に
依存する。整流スイッチング素子Q3がターンオンする
前に、前記電圧共振回路2による電圧共振で、コンデン
サC3の両端間電圧VC3が出力電圧Voutを越えた時点
で、ダイオードD3がオンし、このダイオードD3を介
して平滑コンデンサC4や負荷RLに電力供給のための
電流IQ3が流れ始める。そして、整流スイッチング素子
Q3がターンオンすると、今度は整流スイッチング素子
Q3を通して電流IQ3が流れ、コンデンサC3の両端間
電圧VC3は出力電圧Voutと同じ値になる。その際、整
流スイッチング素子Q3の飽和電圧を、従来の整流ダイ
オードD5の順方向電圧降下VFよりも低くなるように
選択すれば、特に出力電圧Voutが低く負荷電流Ioutの大
きい低出力大電流の複合電圧共振型スイッチング電源装
置において、従来の整流ダイオードD5を通じての電力
供給に比べて、絶縁コンバータトランスTの二次側整流
部における損失を低減でき、効率の向上を図ることがで
きる。その後、主スイッチング素子Q1がターンオフす
ると、区間に戻って上述の動作を繰り返す。
チング素子Q1のスイッチングにより絶縁コンバータト
ランスTの一次巻線Np1に直流入力電圧を断続的に印加
し、この絶縁コンバータトランスTの二次巻線Nsに誘
起された交番電圧を整流平滑して所望の直流出力電圧V
outを得ると共に、絶縁コンバータトランスTの一次側
と二次側にそれぞれ電圧共振回路1,2を有する複合共
振型スイッチング電源装置において、絶縁コンバータト
ランスTの二次側にある整流素子として、前記主スイッ
チング素子Q1に同期してオン・オフする整流スイッチ
ング素子Q3を備えている。
次側にある電圧共振回路1により、主スイッチング素子
Q1の両端間電圧を正弦波状のパルス波形にし、主スイ
ッチング素子Q1のソフトスイッチングを行なう。ま
た、絶縁コンバータトランスTの二次側にある別の電圧
共振回路2によって、絶縁コンバータトランスTの二次
巻線Nsに得られる交番電圧を正弦波状の共振電圧にす
る。その際、絶縁コンバータトランスTの二次側整流部
を構成する整流素子として、ダイオード素子ではなく整
流スイッチング素子Q3を用いているので、出力電圧V
outの低い複合電圧共振型スイッチング電源装置であっ
ても、二次側整流部の効率ηsはさほど低下しない。よ
って、従来に比べて絶縁コンバータトランスTの二次側
整流部による損失を低減し、効率の向上を図ることが可
能になる。
Q2とコンデンサC5との直列回路により構成され、主
スイッチング素子Q1のオフ期間に補助スイッチング素
子Q2をオンにして、この主スイッチング素子Q1の両
端間電圧すなわちドレイン・ソース間電圧Vds1をコン
デンサC5の充放電により一定に保つアクティブクラン
プ回路21を備えている。
期間には、アクティブクランプ回路21により主スイッチ
ング素子Q1のドレイン・ソース間電圧Vds1が一定に
保たれる。したがって、主スイッチング素子Q1のオフ
期間において、この主スイッチング素子Q1の電圧スト
レスを低減できる。
ンスTの二次側整流平滑回路として、整流スイッチング
素子Q3と平滑ダイオードC4とからなる半波整流平滑
回路3を設けたが、一対の整流スイッチング素子と平滑
ダイオードとからなる全波整流平滑回路を設けてもよ
い。また、絶縁コンバータトランスTの一次側回路とし
ては、実施例におけるシングルエンデッド型コンバータ
に電圧共振回路1を備えたものの他に、ハーフブリッジ
型やフルブリッジ型コンバータに電流共振回路を備えた
ものでもよい。この場合、共振電流が主スイッチング素
子Q1のオン時間中に発生するため、このオン時間を一
定にする手段を制御回路7に設ける必要があるが、電流
共振回路により主スイッチング素子を流れる電流が正弦
波状のパルス波形になって、同様に主スイッチング素子
のソフトスイッチングが達成される。また、絶縁コンバ
ータトランスTの二次側も、例えば二次巻線Nsと共振
コンデンサC3を直列に接続した電流共振回路によっ
て、絶縁コンバータトランスTの二次巻線Nsからの電
流を正弦波状の共振電流にするように構成してもよい。
グ電源装置について前記実施例に基づき説明してきた
が、本発明は前記実施例に限定されるものではなく、種
々の変形実施が可能である。例えば、前記実施例におい
ては、主スイッチング素子Q1としてMOS型FETを
利用したが、他に絶縁ゲートバイポーラトランジスタ
(IGBT)や、バイポーラ接合トランジスタ(BJ
T)などの各種半導体スインチング素子を利用してもよ
い。
ッチング電源装置によれば、絶縁コンバータトランスの
二次側整流部による損失を低減し、効率の向上を図るこ
とができる。
スイッチング電源装置によれば、主スイッチング素子の
オフ期間において、この主スイッチング素子の電圧スト
レスを低減できる。
グ電源装置の回路図である。
回路図である。
Claims (2)
- 【請求項1】 主スイッチング素子のスイッチングによ
り絶縁コンバータトランスの一次巻線に直流入力電圧を
断続的に印加し、この絶縁コンバータトランスの二次巻
線に誘起された交番電圧を整流平滑して所望の直流出力
電圧を得ると共に、前記絶縁コンバータトランスの一次
側と二次側にそれぞれ共振回路を有する複合共振型スイ
ッチング電源装置において、前記絶縁コンバータトラン
スの二次側にある整流素子として、前記主スイッチング
素子に同期してオン・オフする整流スイッチング素子を
備えたことを特徴とする複合共振型スイッチング電源装
置。 - 【請求項2】 前記主スイッチング素子のオフ期間に、
この主スイッチング素子の両端間電圧を一定に保つアク
ティブクランプ回路を備えたことを特徴とする請求項1
記載の複合共振型スイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000395836A JP4683364B2 (ja) | 2000-12-26 | 2000-12-26 | 複合共振型スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000395836A JP4683364B2 (ja) | 2000-12-26 | 2000-12-26 | 複合共振型スイッチング電源装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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