JP2002159169A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/06—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider
- H02M3/07—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps
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- H02M3/073—Charge pumps of the Schenkel-type
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- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 高効率であり種々の電圧利得を達成する内部
抵抗の低い小形の充電ポンプ型カスケードＤＣ−ＤＣコ
ンバータを用意する。 【解決手段】 コンバータの第１又は第Ｋ（＝２〜ｎ）
要素段の充電ポンプ・コンデンサＣFLYK等の両電極は、
入力電圧ＶIN又は先行段の制御可能スイッチＳK1〜ＳK4
の１つからの出力に接続可能である。追加の制御可能ス
イッチＱK1〜ＱK( K-1)は、充電ポンプ・サイクルの放電
相中にコンバータの出力ＶOUTに接続されない第ｎ（≧
２）段の充電ポンプ・コンデンサの電極を先行段の出力
又は入力電圧に接続できる。制御回路は、第ｎ段の充電
ポンプ・コンデンサの電極を充電相中に第ｎ−１段の出
力に接続する制御可能スイッチＳK1と追加の制御可能ス
イッチを制御してコンバータの効率が最大である第ｎ段
の充電ポンプ・コンデンサの電極に先行段の出力又は入
力電圧ＶINを接続する。
抵抗の低い小形の充電ポンプ型カスケードＤＣ−ＤＣコ
ンバータを用意する。 【解決手段】 コンバータの第１又は第Ｋ（＝２〜ｎ）
要素段の充電ポンプ・コンデンサＣFLYK等の両電極は、
入力電圧ＶIN又は先行段の制御可能スイッチＳK1〜ＳK4
の１つからの出力に接続可能である。追加の制御可能ス
イッチＱK1〜ＱK( K-1)は、充電ポンプ・サイクルの放電
相中にコンバータの出力ＶOUTに接続されない第ｎ（≧
２）段の充電ポンプ・コンデンサの電極を先行段の出力
又は入力電圧に接続できる。制御回路は、第ｎ段の充電
ポンプ・コンデンサの電極を充電相中に第ｎ−１段の出
力に接続する制御可能スイッチＳK1と追加の制御可能ス
イッチを制御してコンバータの効率が最大である第ｎ段
の充電ポンプ・コンデンサの電極に先行段の出力又は入
力電圧ＶINを接続する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、充電ポンプ型ＤＣ
−ＤＣコンバータに関する。
−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】多くの電子回路は、供給電圧に加えて供
給電圧のレベルよりも或るときには高いレベルにある更
に他の電圧を必要とする。これらの更に他の電圧を供給
する、低コスト、簡単な、特にコイル型コンバータと比
較してよりコンパクトな１つの解決は、充電ポンプ型電
圧コンバータである。このようなコンバータは、例え
ば、パウル・ホロービッツによるテキスト・ブック「ア
ート・オブ・エレクトロニクス」第２版、ケンブリッジ
大学プレス、ニューヨーク、１９９１の３７７から３７
９ページ（ｔｅｘｔ ｂｏｏｋ “Ｔｈｅ Ａｒｔ ｏ
ｆ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ” ｂｙ Ｐａｕｌ Ｈｏ
ｒｏｗｉｔｚ，２ｎｄ Ｅｄｉｔｉｏｎ，Ｃａｍｂｒｉ
ｄｇｅ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｐｒｅｓｓ，Ｎｅｗ
Ｙｏｒｋ １９９１ ｏｎ ｐａｇｅｓ ３７７ ｔｏ
３７９）に説明されている。
給電圧のレベルよりも或るときには高いレベルにある更
に他の電圧を必要とする。これらの更に他の電圧を供給
する、低コスト、簡単な、特にコイル型コンバータと比
較してよりコンパクトな１つの解決は、充電ポンプ型電
圧コンバータである。このようなコンバータは、例え
ば、パウル・ホロービッツによるテキスト・ブック「ア
ート・オブ・エレクトロニクス」第２版、ケンブリッジ
大学プレス、ニューヨーク、１９９１の３７７から３７
９ページ（ｔｅｘｔ ｂｏｏｋ “Ｔｈｅ Ａｒｔ ｏ
ｆ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ” ｂｙ Ｐａｕｌ Ｈｏ
ｒｏｗｉｔｚ，２ｎｄ Ｅｄｉｔｉｏｎ，Ｃａｍｂｒｉ
ｄｇｅ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｐｒｅｓｓ，Ｎｅｗ
Ｙｏｒｋ １９９１ ｏｎ ｐａｇｅｓ ３７７ ｔｏ
３７９）に説明されている。
【０００３】ホロービッツはまた、入力電圧の２倍に最
大限ほぼ相当する出力電圧を達成可能である簡単な充電
ポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータを説明している。そのコ
ンバータの基本的回路はコンデンサと４つの制御可能ス
イッチ（例えば、ＭＯＳＦＥＴ）から実質的に構成さ
れ、コンデンサの１つの電極は第１スイッチを経由して
コンバータの入力電圧端子に接続可能でありかつ第２ス
イッチを経由して接地可能であり、及びコンデンサの他
の電極は第３スイッチを経由して入力電圧端子にかつ第
４スイッチを経由してコンバータの出力電圧端子に接続
可能である。コンバータは、更に、それらのスイッチに
信号するクロックを有する制御回路を含むので、クロッ
ク・サイクルの第１相、いわゆる充電相中、第２スイッ
チと第３スイッチがオンである一方で他のスイッチはオ
フであり、それであるからコンデンサは入力電圧まで充
電され、及びクロック・サイクルの第２相中、いわゆる
放電相中、第１スイッチと第４スイッチがオンである一
方で他のスイッチがオフであり、それであるから充電さ
れたコンデンサが入力電圧に直列に接続されて、回路の
出力に位置する平滑コンデンサに入力電圧の２倍にほぼ
相当する電圧値を生じる。実用では、コンバータは、関
連した応用の具体的要件に依存して、調整機構によって
既定した固定出力電圧に調整され、この出力電圧は入力
電圧と入力電圧の２倍との間の範囲にある。
大限ほぼ相当する出力電圧を達成可能である簡単な充電
ポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータを説明している。そのコ
ンバータの基本的回路はコンデンサと４つの制御可能ス
イッチ（例えば、ＭＯＳＦＥＴ）から実質的に構成さ
れ、コンデンサの１つの電極は第１スイッチを経由して
コンバータの入力電圧端子に接続可能でありかつ第２ス
イッチを経由して接地可能であり、及びコンデンサの他
の電極は第３スイッチを経由して入力電圧端子にかつ第
４スイッチを経由してコンバータの出力電圧端子に接続
可能である。コンバータは、更に、それらのスイッチに
信号するクロックを有する制御回路を含むので、クロッ
ク・サイクルの第１相、いわゆる充電相中、第２スイッ
チと第３スイッチがオンである一方で他のスイッチはオ
フであり、それであるからコンデンサは入力電圧まで充
電され、及びクロック・サイクルの第２相中、いわゆる
放電相中、第１スイッチと第４スイッチがオンである一
方で他のスイッチがオフであり、それであるから充電さ
れたコンデンサが入力電圧に直列に接続されて、回路の
出力に位置する平滑コンデンサに入力電圧の２倍にほぼ
相当する電圧値を生じる。実用では、コンバータは、関
連した応用の具体的要件に依存して、調整機構によって
既定した固定出力電圧に調整され、この出力電圧は入力
電圧と入力電圧の２倍との間の範囲にある。
【０００４】充電ポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータは小形
携帯装置、例えば、（再充電可能）電池電源を有する携
帯電話内にＩＣとして適応する必要がしばしばあるか
ら、第１に可能な限り小さく、すなわち、最少限の回路
面積を占めるように、第２に（再充電可能）電池を節約
するためにコンバータのエネルギー消費を最少限にする
ようにこれらの応用向きにコンバータを製作するのが実
用上良策である。
携帯装置、例えば、（再充電可能）電池電源を有する携
帯電話内にＩＣとして適応する必要がしばしばあるか
ら、第１に可能な限り小さく、すなわち、最少限の回路
面積を占めるように、第２に（再充電可能）電池を節約
するためにコンバータのエネルギー消費を最少限にする
ようにこれらの応用向きにコンバータを製作するのが実
用上良策である。
【０００５】（再充電可能）電池によって給電されるコ
ンバータの入力電圧は（再充電可能）電池の寿命中にし
ばしば甚だしく降下するから、これらのコンバータは
（再充電可能）電池によって供給される電圧が最低使用
可能レベルにあるときでさえも必要な電圧を携帯装置に
供給するのに充分である必要がある電圧利得を備えるこ
とができなければならない。電源によってカバーされる
電圧範囲が大きいとき、カスケードＤＣ−ＤＣコンバー
タが好適には使用され、これらのコンバータでは、例え
ば、構成上、上掲の充電ポンプに相当するかつホロービ
ッツによって説明されたいくつかの要素段の各々が充電
ポンプ・コンデンサ及び直列に接続されたいくつかの制
御可能スイッチを含み、それによって第ｋ段の入力が第
ｋ−１段の制御可能スイッチの１つを経由して第ｋ−１
段の出力に接続される。それゆえ、２段は、４の電圧利
得の達成を既に可能とし、及び３段は８の電圧利得の達
成を可能とする。一般に、Ｎ段を有する制御回路の電圧
利得は、２Ｎと等しいと置くことができる。
ンバータの入力電圧は（再充電可能）電池の寿命中にし
ばしば甚だしく降下するから、これらのコンバータは
（再充電可能）電池によって供給される電圧が最低使用
可能レベルにあるときでさえも必要な電圧を携帯装置に
供給するのに充分である必要がある電圧利得を備えるこ
とができなければならない。電源によってカバーされる
電圧範囲が大きいとき、カスケードＤＣ−ＤＣコンバー
タが好適には使用され、これらのコンバータでは、例え
ば、構成上、上掲の充電ポンプに相当するかつホロービ
ッツによって説明されたいくつかの要素段の各々が充電
ポンプ・コンデンサ及び直列に接続されたいくつかの制
御可能スイッチを含み、それによって第ｋ段の入力が第
ｋ−１段の制御可能スイッチの１つを経由して第ｋ−１
段の出力に接続される。それゆえ、２段は、４の電圧利
得の達成を既に可能とし、及び３段は８の電圧利得の達
成を可能とする。一般に、Ｎ段を有する制御回路の電圧
利得は、２Ｎと等しいと置くことができる。
【０００６】カスケード・コンバータは、先行技術から
知られておりかつ、例えば、米国特許第５，６３５，７
７６号に説明されている。
知られておりかつ、例えば、米国特許第５，６３５，７
７６号に説明されている。
【０００７】前述の種類の既知のカスケードＤＣ−ＤＣ
コンバータの１つの欠点は、コンバータの効率が比較的
貧弱であり、その内部抵抗が比較的高く、かつそのコン
バータが単一電圧利得値しか達成可能でないことであ
る。
コンバータの１つの欠点は、コンバータの効率が比較的
貧弱であり、その内部抵抗が比較的高く、かつそのコン
バータが単一電圧利得値しか達成可能でないことであ
る。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】それゆえ、本発明の目
的は、現存するカスケードＤＣ−ＤＣコンバータと比較
して実質的に高効率及び種々の電圧利得値を達成するこ
とを可能にするカスケードＤＣ−ＤＣコンバータを用意
することである。
的は、現存するカスケードＤＣ−ＤＣコンバータと比較
して実質的に高効率及び種々の電圧利得値を達成するこ
とを可能にするカスケードＤＣ−ＤＣコンバータを用意
することである。
【０００９】本発明の更に態様は、その内部抵抗が現存
するカスケードＤＣ−ＤＣコンバータのそれと比較して
低減しているカスケード・コンバータを用意することで
ある。
するカスケードＤＣ−ＤＣコンバータのそれと比較して
低減しているカスケード・コンバータを用意することで
ある。
【００１０】
【問題を解決するための手段】本発明の目的は、本発明
に従って、次の充電ポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータによ
って達成される。すなわち、既定出力電圧に調整されか
つｎ（ｎ≧２）要素段を含み、各要素段は充電ポンプ・
コンデンサとこのコンデンサに接続されたいくつかの制
御可能スイッチとで構成され、これらのスイッチを経由
して充電ポンプ・コンデンサは相当する要素段の入力電
圧に並列に接続可能であるので充電ポンプ・コンデンサ
を充電ポンプ・サイクルの充電相中に相当する段の最大
限ほぼ入力電圧にまで充電することができるか又は相当
する段の入力電圧に直列に接続されるので充電ポンプ・
サイクルの放電相中に相当する段の出力においてその段
の入力電圧の最大限ほぼ２倍に相当する電圧を発生する
ことができるかのどちらかであり、ＤＣ−ＤＣコンバー
タの入力電圧は第１段の入力に印加され、第Ｋ段の充電
ポンプ・コンデンサの両電極は制御可能スイッチの１つ
を経由して第Ｋ−１段（Ｋ＝２，．．．，ｎ）の出力に
接続可能でありかつ第ｎ段の出力はＤＣ−ＤＣコンバー
タの出力を形成するＤＣ−ＤＣコンバータであって、１
つ以上の追加の制御可能スイッチと制御回路とを更に含
み、放電相中に前記コンバータの出力に接続されない第
ｎ段の充電ポンプ・コンデンサの電極がこれら１つ以上
の追加の制御可能スイッチを経由して第ｌ段（ｌ＝（ｎ
−２），．．．，１）の１つ以上の出力及び／又は入力
電圧に接続可能であり、制御回路はＤＣ−ＤＣコンバー
タの前記入力電圧の関数として充電ポンプ・サイクルの
放電相中にオンをスイッチのアレイの該当スイッチに信
号しかつそのスイッチに印加にされた電圧をＤＣ−ＤＣ
コンバータの効率が最大である第ｎ段の充電ポンプの前
掲の電極に接続し、アレイは第ｎ段の充電ポンプ・コン
デンサの電極を第ｎ−１段の出力に接続することができ
る１つの制御可能スイッチと追加の制御可能スイッチと
で構成されることを特徴とする充電ポンプ型ＤＣ−ＤＣ
コンバータ。
に従って、次の充電ポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータによ
って達成される。すなわち、既定出力電圧に調整されか
つｎ（ｎ≧２）要素段を含み、各要素段は充電ポンプ・
コンデンサとこのコンデンサに接続されたいくつかの制
御可能スイッチとで構成され、これらのスイッチを経由
して充電ポンプ・コンデンサは相当する要素段の入力電
圧に並列に接続可能であるので充電ポンプ・コンデンサ
を充電ポンプ・サイクルの充電相中に相当する段の最大
限ほぼ入力電圧にまで充電することができるか又は相当
する段の入力電圧に直列に接続されるので充電ポンプ・
サイクルの放電相中に相当する段の出力においてその段
の入力電圧の最大限ほぼ２倍に相当する電圧を発生する
ことができるかのどちらかであり、ＤＣ−ＤＣコンバー
タの入力電圧は第１段の入力に印加され、第Ｋ段の充電
ポンプ・コンデンサの両電極は制御可能スイッチの１つ
を経由して第Ｋ−１段（Ｋ＝２，．．．，ｎ）の出力に
接続可能でありかつ第ｎ段の出力はＤＣ−ＤＣコンバー
タの出力を形成するＤＣ−ＤＣコンバータであって、１
つ以上の追加の制御可能スイッチと制御回路とを更に含
み、放電相中に前記コンバータの出力に接続されない第
ｎ段の充電ポンプ・コンデンサの電極がこれら１つ以上
の追加の制御可能スイッチを経由して第ｌ段（ｌ＝（ｎ
−２），．．．，１）の１つ以上の出力及び／又は入力
電圧に接続可能であり、制御回路はＤＣ−ＤＣコンバー
タの前記入力電圧の関数として充電ポンプ・サイクルの
放電相中にオンをスイッチのアレイの該当スイッチに信
号しかつそのスイッチに印加にされた電圧をＤＣ−ＤＣ
コンバータの効率が最大である第ｎ段の充電ポンプの前
掲の電極に接続し、アレイは第ｎ段の充電ポンプ・コン
デンサの電極を第ｎ−１段の出力に接続することができ
る１つの制御可能スイッチと追加の制御可能スイッチと
で構成されることを特徴とする充電ポンプ型ＤＣ−ＤＣ
コンバータ。
【００１１】本発明の目的は、次の充電ポンプ型ＤＣ−
ＤＣコンバータによって更に達成される。すなわち、既
定出力電圧に調整されかつｎ（ｎ≧２）要素段を含み、
各要素段は充電ポンプ・コンデンサとこのコンデンサに
接続されたいくつかの制御可能スイッチとで構成され、
これらのスイッチを経由して充電ポンプ・コンデンサは
相当する要素段の入力電圧に並列に接続可能であるので
充電ポンプ・コンデンサを充電ポンプ・サイクルの充電
相中に相当する段の最大限ほぼ入力電圧にまで充電する
ことができるか又は相当する段の入力電圧に直列に接続
されるので充電ポンプ・サイクルの放電相中に相当する
段の出力においてその段の入力電圧の最大限ほぼ２倍に
相当する電圧を発生することができるかのどちらかであ
り、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧は第１段の入力に
印加され、第Ｋ段の充電ポンプ・コンデンサの両電極は
各々制御可能スイッチの１つを経由して第Ｋ−１段（Ｋ
＝２，．．．，ｎ）の出力に接続されておりかつ第ｎ段
の出力はＤＣ−ＤＣコンバータの出力を形成するＤＣ−
ＤＣコンバータであって、１つ以上の追加の制御可能ス
イッチと制御回路とを更に含み、放電相中に前記コンバ
ータの出力に接続されない第ｎ段の充電ポンプ・コンデ
ンサの１つの電極がこれら１つ以上の追加の制御可能ス
イッチを経由して第ｌ段（ｌ＝（ｎ−２），．．．，
１）の１つ以上の出力及び／又は入力電圧に充電ポンプ
・サイクルの充電相中に接続可能であり、制御回路はＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの前記入力電圧の関数として充電ポ
ンプ・サイクルの放電相中にオンをスイッチのアレイの
該当スイッチに信号しかつそのスイッチに印加にされた
電圧をＤＣ−ＤＣコンバータの効率が最大である第ｎ段
の充電ポンプの電極に接続し、アレイは第ｎ段の充電ポ
ンプ・コンデンサの電極を充電相中に第ｎ−１段の出力
に接続することができる１つの制御可能スイッチと追加
の制御可能スイッチとで構成されることを特徴とする充
電ポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
ＤＣコンバータによって更に達成される。すなわち、既
定出力電圧に調整されかつｎ（ｎ≧２）要素段を含み、
各要素段は充電ポンプ・コンデンサとこのコンデンサに
接続されたいくつかの制御可能スイッチとで構成され、
これらのスイッチを経由して充電ポンプ・コンデンサは
相当する要素段の入力電圧に並列に接続可能であるので
充電ポンプ・コンデンサを充電ポンプ・サイクルの充電
相中に相当する段の最大限ほぼ入力電圧にまで充電する
ことができるか又は相当する段の入力電圧に直列に接続
されるので充電ポンプ・サイクルの放電相中に相当する
段の出力においてその段の入力電圧の最大限ほぼ２倍に
相当する電圧を発生することができるかのどちらかであ
り、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧は第１段の入力に
印加され、第Ｋ段の充電ポンプ・コンデンサの両電極は
各々制御可能スイッチの１つを経由して第Ｋ−１段（Ｋ
＝２，．．．，ｎ）の出力に接続されておりかつ第ｎ段
の出力はＤＣ−ＤＣコンバータの出力を形成するＤＣ−
ＤＣコンバータであって、１つ以上の追加の制御可能ス
イッチと制御回路とを更に含み、放電相中に前記コンバ
ータの出力に接続されない第ｎ段の充電ポンプ・コンデ
ンサの１つの電極がこれら１つ以上の追加の制御可能ス
イッチを経由して第ｌ段（ｌ＝（ｎ−２），．．．，
１）の１つ以上の出力及び／又は入力電圧に充電ポンプ
・サイクルの充電相中に接続可能であり、制御回路はＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの前記入力電圧の関数として充電ポ
ンプ・サイクルの放電相中にオンをスイッチのアレイの
該当スイッチに信号しかつそのスイッチに印加にされた
電圧をＤＣ−ＤＣコンバータの効率が最大である第ｎ段
の充電ポンプの電極に接続し、アレイは第ｎ段の充電ポ
ンプ・コンデンサの電極を充電相中に第ｎ−１段の出力
に接続することができる１つの制御可能スイッチと追加
の制御可能スイッチとで構成されることを特徴とする充
電ポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【００１２】本発明の有利な更に他の実施の形態は、特
許請求の範囲の従属項によって特徴を記述されている。
許請求の範囲の従属項によって特徴を記述されている。
【００１３】
【発明の実施の形態】本発明を図面を参照して例として
詳細に説明する。
詳細に説明する。
【００１４】図１は、ｋ段を含む既知のカスケードＤＣ
−ＤＣコンバータの充電ポンプ回路の回路図を例示す
る。この構成で、Ｋ段の３つのみが示してあるが、これ
らＫ段の各々は充電ポンプ・コンデンサＣFLY1、
ＣFLY2、．．．、ＣFLYKから構成され、これらのコンデ
ンサは充電ポンプ・コンデンサに接続された２つの制御
可能スイッチＳ12とＳ13；Ｓ22とＳ23、．．．、ＳK2と
ＳK3を経由して充電ポンプ・サイクルの充電相中に充電
可能であり、これらのスイッチは発振器を含む制御回路
によってオンを信号されるので充電ポンプ・コンデンサ
ＣFLY1、ＣFLY2、．．．、ＣFLYKはその段の入力Ｅ１、
Ｅ２、．．．、ＥＫに印加された電圧によって充電さ
れ、接地され、及びその段の入力Ｅ１、Ｅ２、．．．、
ＥＫの電圧に最大限ほぼ相当する電圧にまで充電され
る。充電ポンプ・サイクルの放電相中、前掲の制御可能
スイッチＳ12とＳ13、Ｓ22とＳ23、．．．、ＳK2とＳK3
は発振器を含む制御回路によってオフを信号され、個々
の段の充電ポンプ・コンデンサに接続された追加の制御
可能スイッチＳ11とＳ14、Ｓ21とＳ24、．．．；ＳK1と
ＳK4はコンバータによってオンを信号され、それである
から個々の充電ポンプ・コンデンサの電圧の各々がそれ
らの段の入力電圧に直列に接続され、その結果、個々の
段の入力電圧の２倍に最大限ほぼ相当する電圧を各段の
出力に具備された出力コンデンサに生じる。
−ＤＣコンバータの充電ポンプ回路の回路図を例示す
る。この構成で、Ｋ段の３つのみが示してあるが、これ
らＫ段の各々は充電ポンプ・コンデンサＣFLY1、
ＣFLY2、．．．、ＣFLYKから構成され、これらのコンデ
ンサは充電ポンプ・コンデンサに接続された２つの制御
可能スイッチＳ12とＳ13；Ｓ22とＳ23、．．．、ＳK2と
ＳK3を経由して充電ポンプ・サイクルの充電相中に充電
可能であり、これらのスイッチは発振器を含む制御回路
によってオンを信号されるので充電ポンプ・コンデンサ
ＣFLY1、ＣFLY2、．．．、ＣFLYKはその段の入力Ｅ１、
Ｅ２、．．．、ＥＫに印加された電圧によって充電さ
れ、接地され、及びその段の入力Ｅ１、Ｅ２、．．．、
ＥＫの電圧に最大限ほぼ相当する電圧にまで充電され
る。充電ポンプ・サイクルの放電相中、前掲の制御可能
スイッチＳ12とＳ13、Ｓ22とＳ23、．．．、ＳK2とＳK3
は発振器を含む制御回路によってオフを信号され、個々
の段の充電ポンプ・コンデンサに接続された追加の制御
可能スイッチＳ11とＳ14、Ｓ21とＳ24、．．．；ＳK1と
ＳK4はコンバータによってオンを信号され、それである
から個々の充電ポンプ・コンデンサの電圧の各々がそれ
らの段の入力電圧に直列に接続され、その結果、個々の
段の入力電圧の２倍に最大限ほぼ相当する電圧を各段の
出力に具備された出力コンデンサに生じる。
【００１５】第１段の入力Ｅ１に、充電ポンプ回路の入
力電圧ＶINがある。或る１つの段の各出力Ａ１、Ａ
２、．．．、ＡＫは次の段の入力に接続されているか
ら、出力コンデンサＣOUT1、ＣOUT2、．．．、ＣOUTKに
発生された電圧は段から段で２倍になるのでカスケード
ＤＣ−ＤＣコンバータの利得は約２K、すなわち、コン
バータの出力の電圧は最大限で約ＶＯＵＴ＝２K＊ＶIN
になる。
力電圧ＶINがある。或る１つの段の各出力Ａ１、Ａ
２、．．．、ＡＫは次の段の入力に接続されているか
ら、出力コンデンサＣOUT1、ＣOUT2、．．．、ＣOUTKに
発生された電圧は段から段で２倍になるのでカスケード
ＤＣ−ＤＣコンバータの利得は約２K、すなわち、コン
バータの出力の電圧は最大限で約ＶＯＵＴ＝２K＊ＶIN
になる。
【００１６】図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータは、実
用では、出力電圧ＶＯＵＴを設計値に調整する調整回路
（図示してない）を含み、この回路はコンバータの出力
上の負荷の変動に反応する。
用では、出力電圧ＶＯＵＴを設計値に調整する調整回路
（図示してない）を含み、この回路はコンバータの出力
上の負荷の変動に反応する。
【００１７】既知のＤＣ−ＤＣコンバータの最大効率η
ＭＡＸは、次の式によって与えられる。
ＭＡＸは、次の式によって与えられる。
【００１８】
【数１】 ＶIN＝ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧 ＶOUT＝ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧 ＩLOAD＝コンバータの出力上の負荷電流 ＩIN＝入力電流 Ｎ＝コンバータの電圧利得率
【００１９】所与の電圧利得率Ｎに対して、効率ηＭＡ
Ｘは、比ＶOUT対ＶINによってのみ定義される。２段
（Ｎ＝４）で以て３．３Ｖの設計出力電圧ＶOUTを達成
するように要求されたカスケード・コンバータにおいて
入力電圧ＶINが、例えば、ＶINｍｉｎ＝０．９ＶとＶIN
ｍａｘ＝１．８Ｖの間で変動しかつ入力電圧が平均でＶ
INａｖ＝１．２Ｖであるとき、コンバータの効率は６
８．７５％以下である。
Ｘは、比ＶOUT対ＶINによってのみ定義される。２段
（Ｎ＝４）で以て３．３Ｖの設計出力電圧ＶOUTを達成
するように要求されたカスケード・コンバータにおいて
入力電圧ＶINが、例えば、ＶINｍｉｎ＝０．９ＶとＶIN
ｍａｘ＝１．８Ｖの間で変動しかつ入力電圧が平均でＶ
INａｖ＝１．２Ｖであるとき、コンバータの効率は６
８．７５％以下である。
【００２０】本発明に従うＤＣ−ＤＣコンバータでは、
電圧利得率Ｎは追加の制御可能スイッチを追加すること
によって達成可能である。図２は、コンバータの第２段
の充電ポンプ・コンデンサＣFLY2がその１つの電極をス
イッチＳ21（＝Ｑ22）を経由して第１段の出力に接続可
能であるだけでなくまた代替として追加の制御可能スイ
ッチＱ21を経由して入力電圧ＶINに接続可能であること
を除き、先行技術の通りに構成された２要素段を含む本
発明に従うＤＣ−ＤＣコンバータの充電ポンプ回路を例
示する。充電ポンプ・サイクルの放電相中に、スイッチ
Ｑ21はオンを信号されかつスイッチＱ22はオフを信号さ
れ、スイッチＳ24は通常オンを信号されかつスイッチＳ
22とＳ23はオフを信号されるとき、電圧ＶIN＋２ＶINが
出力コンデンサＣOUT2に発生されるので、電圧利得率３
が達成可能である。それゆえ、通常動作で制御可能スイ
ッチＱ21が放電相中にオフを信号されかつ制御可能スイ
ッチＱ22がオンを信号され４の電圧利得率を達成するの
に加えて、更に電圧利得率３が達成可能であって、それ
ゆえ、例えば、電池を放電させることによって引き起こ
されるようなコンバータの入力電圧ＶINの変化に反応す
ることをより容易にし（より詳細には下を参照）、それ
ゆえ効率を改善する。
電圧利得率Ｎは追加の制御可能スイッチを追加すること
によって達成可能である。図２は、コンバータの第２段
の充電ポンプ・コンデンサＣFLY2がその１つの電極をス
イッチＳ21（＝Ｑ22）を経由して第１段の出力に接続可
能であるだけでなくまた代替として追加の制御可能スイ
ッチＱ21を経由して入力電圧ＶINに接続可能であること
を除き、先行技術の通りに構成された２要素段を含む本
発明に従うＤＣ−ＤＣコンバータの充電ポンプ回路を例
示する。充電ポンプ・サイクルの放電相中に、スイッチ
Ｑ21はオンを信号されかつスイッチＱ22はオフを信号さ
れ、スイッチＳ24は通常オンを信号されかつスイッチＳ
22とＳ23はオフを信号されるとき、電圧ＶIN＋２ＶINが
出力コンデンサＣOUT2に発生されるので、電圧利得率３
が達成可能である。それゆえ、通常動作で制御可能スイ
ッチＱ21が放電相中にオフを信号されかつ制御可能スイ
ッチＱ22がオンを信号され４の電圧利得率を達成するの
に加えて、更に電圧利得率３が達成可能であって、それ
ゆえ、例えば、電池を放電させることによって引き起こ
されるようなコンバータの入力電圧ＶINの変化に反応す
ることをより容易にし（より詳細には下を参照）、それ
ゆえ効率を改善する。
【００２１】図３は、いかにこの回路構成をＫ段を有す
るカスケード・コンバータの場合へ一般化することがで
きるかを例示する。この構成では、Ｋ−１追加の制御可
能スイッチＱK1、ＧK2、．．．、ＱK(K-1)が具備され、
これらを経由して充電ポンプ・サイクルの放電相中に入
力電圧ＶIN又は第Ｋ−１段の各々の出力を充電ポンプ・
コンデンサに接続することができるので、利得率２Kに
加えて更にＫ−１利得率、すなわち、利得率２K-1＋２
K-2、２K-1＋２K-3、２K-1＋２K-4、．．．、２ K-1＋２
K-Kが達成可能である。
るカスケード・コンバータの場合へ一般化することがで
きるかを例示する。この構成では、Ｋ−１追加の制御可
能スイッチＱK1、ＧK2、．．．、ＱK(K-1)が具備され、
これらを経由して充電ポンプ・サイクルの放電相中に入
力電圧ＶIN又は第Ｋ−１段の各々の出力を充電ポンプ・
コンデンサに接続することができるので、利得率２Kに
加えて更にＫ−１利得率、すなわち、利得率２K-1＋２
K-2、２K-1＋２K-3、２K-1＋２K-4、．．．、２ K-1＋２
K-Kが達成可能である。
【００２２】それゆえ、例えば、３要素段を有するＤＣ
−ＤＣコンバータに対して、電圧利得率８に加えて電圧
利得率５と６を達成可能である。
−ＤＣコンバータに対して、電圧利得率８に加えて電圧
利得率５と６を達成可能である。
【００２３】図４は、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧
ＶINの関数として最適効率に対して正しい電圧利得率を
設定するために必要な制御回路を例示する。図４に、Ｋ
段を有するカスケードＤＣ−ＤＣコンバータに対する制
御回路を示す。図４に示したこの制御回路は、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの出力電圧ＶOUTの調整を同時に取り扱
う。
ＶINの関数として最適効率に対して正しい電圧利得率を
設定するために必要な制御回路を例示する。図４に、Ｋ
段を有するカスケードＤＣ−ＤＣコンバータに対する制
御回路を示す。図４に示したこの制御回路は、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの出力電圧ＶOUTの調整を同時に取り扱
う。
【００２４】出力電圧ＶOUTは、ＤＣ−ＤＣコンバータ
の出力電流ＩOUTに比例する可変電流ＩCONTによって調
整される。この目的のために、追加の制御可能スイッチ
ＱK1、．．．、ＱK(K-1)ばかりでなくスイッチＱKKを、
スイッチＱK1、．．．、ＱK(K- 1)、ＱKKと直列に表示さ
れた電流源ＩCONT1、．．．、ＩCONTK-1、ＩCONTKによ
って図４に記号表示したように制御可能電流源（又は制
御可能抵抗器）として動作させる。この種の調整では、
最終段（第Ｋ段）の充電ポンプ・コンデンサＣFL YKは、
常に、最大可能値に充電される。
の出力電流ＩOUTに比例する可変電流ＩCONTによって調
整される。この目的のために、追加の制御可能スイッチ
ＱK1、．．．、ＱK(K-1)ばかりでなくスイッチＱKKを、
スイッチＱK1、．．．、ＱK(K- 1)、ＱKKと直列に表示さ
れた電流源ＩCONT1、．．．、ＩCONTK-1、ＩCONTKによ
って図４に記号表示したように制御可能電流源（又は制
御可能抵抗器）として動作させる。この種の調整では、
最終段（第Ｋ段）の充電ポンプ・コンデンサＣFL YKは、
常に、最大可能値に充電される。
【００２５】放電相中、この図に示したように接続点Ｃ
ＦNEGの絶対値電圧は、最小可能値に強制される。
ＦNEGの絶対値電圧は、最小可能値に強制される。
【００２６】この構成において、コンバータの制御回路
は、まず、充電ポンプ・サイクルの放電相中に第Ｋ−１
段の出力電圧を第Ｋ段に対する「供給電圧」として使用
し、接続点ＫはスイッチＱKK（又はそれによって形成さ
れた電流源ＩCONTK）を経由して電圧ＶOUT(K-1)に接続
される。比較器ＣＯＭＰ（Ｋ−１）は、放電相中の接続
点ＣＦNEGの電圧が第Ｋ−２段の出力電圧を表す先行第
Ｋ−１段の入力電圧ＶI N(K-1)より低いかどうか検査す
る。この比較器の相当する出力信号でスイッチ制御４０
が「判る」ように、もし低いならば、スイッチ制御４０
は、次の充電ポンプ・サイクルの放電相中に第Ｋ段に対
する供給電圧として第Ｋ−１段の出力電圧の代わりに第
Ｋ−２段の出力電圧を使用する。
は、まず、充電ポンプ・サイクルの放電相中に第Ｋ−１
段の出力電圧を第Ｋ段に対する「供給電圧」として使用
し、接続点ＫはスイッチＱKK（又はそれによって形成さ
れた電流源ＩCONTK）を経由して電圧ＶOUT(K-1)に接続
される。比較器ＣＯＭＰ（Ｋ−１）は、放電相中の接続
点ＣＦNEGの電圧が第Ｋ−２段の出力電圧を表す先行第
Ｋ−１段の入力電圧ＶI N(K-1)より低いかどうか検査す
る。この比較器の相当する出力信号でスイッチ制御４０
が「判る」ように、もし低いならば、スイッチ制御４０
は、次の充電ポンプ・サイクルの放電相中に第Ｋ段に対
する供給電圧として第Ｋ−１段の出力電圧の代わりに第
Ｋ−２段の出力電圧を使用する。
【００２７】この結果、コンバータの効率を高める。と
いうのは、その放電相中に第Ｋ−２段によって供給され
る電流は第Ｋ−１段によって供給される電流の半分に過
ぎないからである。コンバータの第Ｋ段を充電相中にこ
のように第Ｋ−１段からの出力電流で以て及び放電相中
に第Ｋ−２段からの出力電流で以て動作させるとき、コ
ンバータの効率は次の式によって与えられる。
いうのは、その放電相中に第Ｋ−２段によって供給され
る電流は第Ｋ−１段によって供給される電流の半分に過
ぎないからである。コンバータの第Ｋ段を充電相中にこ
のように第Ｋ−１段からの出力電流で以て及び放電相中
に第Ｋ−２段からの出力電流で以て動作させるとき、コ
ンバータの効率は次の式によって与えられる。
【００２８】
【数２】
【００２９】それゆえ、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電
圧ＶINとＤＣ−ＤＣコンバータの出力上の相当する負荷
に依存して、その時刻にちょうど正しい電圧利得率を選
択することによってその効率を最適化することができ
る。
圧ＶINとＤＣ−ＤＣコンバータの出力上の相当する負荷
に依存して、その時刻にちょうど正しい電圧利得率を選
択することによってその効率を最適化することができ
る。
【００３０】図４に追加の比較器ＣＯＭＰ１、．．．、
ＣＯＭＰ（Ｋ−１）を表示してあり、これらは図３に示
したように、更に電圧利得率を望むときにオプショナル
に使用されかつそれらを用いてコンデンサの負電極の接
続点ＣＦNEGの電圧を先行段によって供給されたオプシ
ョナルな他の入力電圧ＶIN、．．．、ＶIN(K-1)と比較
することができる。それで、第Ｋ段は接続点ＣＦNEGに
必要な電圧よりも依然高い電圧を放電相中に供給される
が、しかしこの供給される電圧は選択できる電圧の全て
のうちでは必要な電圧を最も善く近似する。逐次比較に
よって、充電ポンプ・コンデンサＣFLYKの１つの電極に
印加されるのは、コンバータの効率が最適である場合の
電圧で常にある。
ＣＯＭＰ（Ｋ−１）を表示してあり、これらは図３に示
したように、更に電圧利得率を望むときにオプショナル
に使用されかつそれらを用いてコンデンサの負電極の接
続点ＣＦNEGの電圧を先行段によって供給されたオプシ
ョナルな他の入力電圧ＶIN、．．．、ＶIN(K-1)と比較
することができる。それで、第Ｋ段は接続点ＣＦNEGに
必要な電圧よりも依然高い電圧を放電相中に供給される
が、しかしこの供給される電圧は選択できる電圧の全て
のうちでは必要な電圧を最も善く近似する。逐次比較に
よって、充電ポンプ・コンデンサＣFLYKの１つの電極に
印加されるのは、コンバータの効率が最適である場合の
電圧で常にある。
【００３１】効率を改善するのに加えて、本発明に従う
新規なＤＣ−ＤＣコンバータはまた、その回路の内部抵
抗を次の２つの式から明白であるように低減させるとい
う点で更に積極的な効果を有する。
新規なＤＣ−ＤＣコンバータはまた、その回路の内部抵
抗を次の２つの式から明白であるように低減させるとい
う点で更に積極的な効果を有する。
【００３２】２段（利得率＝４）を有する在来のカスケ
ードＤＣ−ＤＣコンバータ（図１参照）では、内部抵抗
Ｒi4は、次のようになる。
ードＤＣ−ＤＣコンバータ（図１参照）では、内部抵抗
Ｒi4は、次のようになる。
【００３３】
【数３】 Ｃf＝放電ポンプ・コンデンサのキャパシタンス、ｆclk
＝クロック周波数ＲQi＝制御可能スイッチのオン抵抗。
＝クロック周波数ＲQi＝制御可能スイッチのオン抵抗。
【００３４】２段を有し「新」利得率３を備える本発明
に従うカスケードＤＣ−ＤＣコンバータを動作させると
き、内部抵抗は次の式に従って低減される。
に従うカスケードＤＣ−ＤＣコンバータを動作させると
き、内部抵抗は次の式に従って低減される。
【００３５】
【数４】
【００３６】結論すると、コンバータは、もちろん、望
むとき個々の段の出力コンデンサなしでかつＤＣ−ＤＣ
コンバータ回路の出力上に単一出力コンデンサを有する
だけで動作させることができる。単一出力コンデンサの
みを具備するカスケードＤＣ−ＤＣコンバータを動作さ
せることは、先行技術で知られておりかつ、例えば、前
掲の米国特許第５，６３５，７７６号に説明されてい
る。
むとき個々の段の出力コンデンサなしでかつＤＣ−ＤＣ
コンバータ回路の出力上に単一出力コンデンサを有する
だけで動作させることができる。単一出力コンデンサの
みを具備するカスケードＤＣ−ＤＣコンバータを動作さ
せることは、先行技術で知られておりかつ、例えば、前
掲の米国特許第５，６３５，７７６号に説明されてい
る。
【００３７】本発明に従う要旨は、コンバータの最終第
ｎ段の充電ポンプ・コンデンサの他の電極をｎ−
２、．．．、１の出力の１つ以上又は入力電圧に接続
し、それであるから放電相中にではなく充電相中に、上
に説明したように、電圧を効率が最適であるコンバータ
の最終段の充電ポンプ・コンデンサに印加することによ
っても、もちろん、実現できる。当業者は、いかに図４
に示した制御回路をこの場合に構成するかを上の説明か
ら承知するであろう。
ｎ段の充電ポンプ・コンデンサの他の電極をｎ−
２、．．．、１の出力の１つ以上又は入力電圧に接続
し、それであるから放電相中にではなく充電相中に、上
に説明したように、電圧を効率が最適であるコンバータ
の最終段の充電ポンプ・コンデンサに印加することによ
っても、もちろん、実現できる。当業者は、いかに図４
に示した制御回路をこの場合に構成するかを上の説明か
ら承知するであろう。
【００３８】以上の説明に関して更に以下の項を開示す
る。
る。
【００３９】（１） 既定出力電圧に調整されかつｎ
（ｎ≧２）要素段を含む充電ポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの各要素段は充電ポンプ・コンデンサと該コンデン
サに接続されたいくつかの制御可能スイッチとで構成さ
れ、前記スイッチを経由して前記充電ポンプ・コンデン
サは相当する要素段の入力電圧に並列に接続可能である
ので前記充電ポンプ・コンデンサを充電ポンプ・サイク
ルの充電相中に前記相当する段の最大限ほぼ入力電圧に
まで充電することができるか又は前記相当する段の前記
入力電圧に直列に接続されるので充電ポンプ・サイクル
の放電相中に前記相当する段の出力において前記段の入
力電圧の最大限ほぼ２倍に相当する電圧を発生すること
ができるかのどちらかであり、前記ＤＣ−ＤＣコンバー
タの前記入力電圧は第１段の入力に印加され、第Ｋ段の
充電ポンプ・コンデンサの両電極は前記制御可能スイッ
チの１つを経由して第Ｋ−１段（Ｋ＝２，．．．，ｎ）
の出力に接続可能でありかつ第ｎ段の出力は前記ＤＣ−
ＤＣコンバータの出力を形成する前記ＤＣ−ＤＣコンバ
ータであって、１つ以上の追加の制御可能スイッチと制
御回路とを更に含み、放電相中に前記コンバータの出力
に接続されない前記第ｎ段の充電ポンプ・コンデンサの
電極が前記１つ以上の追加の制御可能スイッチを経由し
て前記第ｌ段（ｌ＝（ｎ−２），．．．，１）の１つ以
上の出力及び／又は前記入力電圧に接続可能であり、前
記制御回路は前記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記入力電圧
の関数として前記充電ポンプ・サイクルの放電相中にオ
ンをスイッチのアレイの該当スイッチに信号しかつ前記
スイッチに印加された電圧を前記ＤＣ−ＤＣコンバータ
の効率が最大である前記第ｎ段の充電ポンプ・コンデン
サの前記電極に接続し、前記アレイは前記第ｎ段の前記
充電ポンプ・コンデンサの電極を前記第ｎ−１段の出力
に接続することができる１つの前記制御可能スイッチと
前記追加の制御可能スイッチとで構成されることを特徴
とする充電ポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
（ｎ≧２）要素段を含む充電ポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの各要素段は充電ポンプ・コンデンサと該コンデン
サに接続されたいくつかの制御可能スイッチとで構成さ
れ、前記スイッチを経由して前記充電ポンプ・コンデン
サは相当する要素段の入力電圧に並列に接続可能である
ので前記充電ポンプ・コンデンサを充電ポンプ・サイク
ルの充電相中に前記相当する段の最大限ほぼ入力電圧に
まで充電することができるか又は前記相当する段の前記
入力電圧に直列に接続されるので充電ポンプ・サイクル
の放電相中に前記相当する段の出力において前記段の入
力電圧の最大限ほぼ２倍に相当する電圧を発生すること
ができるかのどちらかであり、前記ＤＣ−ＤＣコンバー
タの前記入力電圧は第１段の入力に印加され、第Ｋ段の
充電ポンプ・コンデンサの両電極は前記制御可能スイッ
チの１つを経由して第Ｋ−１段（Ｋ＝２，．．．，ｎ）
の出力に接続可能でありかつ第ｎ段の出力は前記ＤＣ−
ＤＣコンバータの出力を形成する前記ＤＣ−ＤＣコンバ
ータであって、１つ以上の追加の制御可能スイッチと制
御回路とを更に含み、放電相中に前記コンバータの出力
に接続されない前記第ｎ段の充電ポンプ・コンデンサの
電極が前記１つ以上の追加の制御可能スイッチを経由し
て前記第ｌ段（ｌ＝（ｎ−２），．．．，１）の１つ以
上の出力及び／又は前記入力電圧に接続可能であり、前
記制御回路は前記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記入力電圧
の関数として前記充電ポンプ・サイクルの放電相中にオ
ンをスイッチのアレイの該当スイッチに信号しかつ前記
スイッチに印加された電圧を前記ＤＣ−ＤＣコンバータ
の効率が最大である前記第ｎ段の充電ポンプ・コンデン
サの前記電極に接続し、前記アレイは前記第ｎ段の前記
充電ポンプ・コンデンサの電極を前記第ｎ−１段の出力
に接続することができる１つの前記制御可能スイッチと
前記追加の制御可能スイッチとで構成されることを特徴
とする充電ポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【００４０】（２） 第１項記載のＤＣ−ＤＣコンバー
タにおいて、出力コンデンサがことごとくの段の各出力
に具備されているＤＣ−ＤＣコンバータ。
タにおいて、出力コンデンサがことごとくの段の各出力
に具備されているＤＣ−ＤＣコンバータ。
【００４１】（３） 第１項又は第２項記載のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータにおいて、いくつかの前記追加の制御可能
スイッチの数はｎ−１とすることで前記第ｎ段の前記充
電ポンプ・コンデンサの前記電極を各先行段の出力に又
は前記入力電圧と接続することができるＤＣ−ＤＣコン
バータ。
Ｃコンバータにおいて、いくつかの前記追加の制御可能
スイッチの数はｎ−１とすることで前記第ｎ段の前記充
電ポンプ・コンデンサの前記電極を各先行段の出力に又
は前記入力電圧と接続することができるＤＣ−ＤＣコン
バータ。
【００４２】（４） 第１項から第３項のいずれか１つ
に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、スイッチの前
記アレイのスイッチの各々は制御可能電流源又は制御可
能抵抗器で構成され、前記制御可能電流源又は制御可能
抵抗器を経由して前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧
を直線的に調整することができるＤＣ−ＤＣコンバー
タ。
に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、スイッチの前
記アレイのスイッチの各々は制御可能電流源又は制御可
能抵抗器で構成され、前記制御可能電流源又は制御可能
抵抗器を経由して前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧
を直線的に調整することができるＤＣ−ＤＣコンバー
タ。
【００４３】（５） 第４項記載のＤＣ−ＤＣコンバー
タにおいて、前記制御回路は１つ以上の比較器を含み、
前記１つ以上の比較器の１つが前記充電ポンプ・サイク
ルの放電相中に前記コンバータの出力に接続されていな
い第ｎ段の充電ポンプ・コンデンサの電極における前記
充電ポンプ・サイクルの放電相中の或る１つの段の出力
電圧を前記放電相中に前記充電ポンプ・コンデンサの前
記電極にちようど接続されている出力電圧を有する前記
段に先行する段の出力電圧と比較し、かつ、次いで、前
記放電相中の前記或る１つの段の前記出力電圧が前記先
行する段の前記出力電圧より低いとき、前記比較器は制
御信号を前記制御回路に出力し、前記制御回路は、次い
で、後続充電ポンプ・サイクルの放電相中に、前記充電
ポンプ・コンデンサの前記電極を前記先行する段の出力
電圧に接続し、いくつかの比較器の場合における前記比
較を更に他の前記比較器を援用して同様に逐次実施する
結果、遂に或る１つの段において前記コンバータの効率
が最適になることを達成するＤＣ−ＤＣコンバータ。
タにおいて、前記制御回路は１つ以上の比較器を含み、
前記１つ以上の比較器の１つが前記充電ポンプ・サイク
ルの放電相中に前記コンバータの出力に接続されていな
い第ｎ段の充電ポンプ・コンデンサの電極における前記
充電ポンプ・サイクルの放電相中の或る１つの段の出力
電圧を前記放電相中に前記充電ポンプ・コンデンサの前
記電極にちようど接続されている出力電圧を有する前記
段に先行する段の出力電圧と比較し、かつ、次いで、前
記放電相中の前記或る１つの段の前記出力電圧が前記先
行する段の前記出力電圧より低いとき、前記比較器は制
御信号を前記制御回路に出力し、前記制御回路は、次い
で、後続充電ポンプ・サイクルの放電相中に、前記充電
ポンプ・コンデンサの前記電極を前記先行する段の出力
電圧に接続し、いくつかの比較器の場合における前記比
較を更に他の前記比較器を援用して同様に逐次実施する
結果、遂に或る１つの段において前記コンバータの効率
が最適になることを達成するＤＣ−ＤＣコンバータ。
【００４４】（６） 既定出力電圧に調整されかつｎ
（ｎ≧２）要素段を含む充電ポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの各要素段は充電ポンプ・コンデンサと該コンデン
サに接続されたいくつかの制御可能スイッチとで構成さ
れ、前記スイッチを経由して前記充電ポンプ・コンデン
サは相当する要素段の入力電圧に並列に接続可能である
ので前記充電ポンプ・コンデンサを充電ポンプ・サイク
ルの充電相中に前記相当する段の最大限ほぼ入力電圧に
まで充電することができるか又は前記相当する段の前記
入力電圧に直列に接続されるので充電ポンプ・サイクル
の放電相中に前記相当する段の出力において前記段の入
力電圧の最大限ほぼ２倍に相当する電圧を発生すること
ができるかのどちらかであり、前記ＤＣ−ＤＣコンバー
タの前記入力電圧は第１段の入力に印加され、第Ｋ段の
充電ポンプ・コンデンサの両電極は前記制御可能スイッ
チの１つを経由して第Ｋ−１段（Ｋ＝２，．．．，ｎ）
の出力に接続可能でありかつ第ｎ段の出力は前記ＤＣ−
ＤＣコンバータの出力を形成する前記ＤＣ−ＤＣコンバ
ータであって、１つ以上の追加の制御可能スイッチと制
御回路とを含み、放電相中に前記コンバータの出力に接
続されない前記第ｎ段の充電ポンプ・コンデンサの電極
が前記１つ以上の追加の制御可能スイッチを経由して前
記第ｌ段（ｌ＝（ｎ−２），．．．，１）の１つ以上の
出力及び／又は前記入力電圧に前記充電ポンプ・サイク
ルの前記充電相中に接続可能であり、前記制御回路は前
記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記入力電圧の関数として前
記充電ポンプ・サイクルの放電相中にオンをスイッチの
アレイの該当スイッチに信号しかつ前記スイッチに印加
された電圧を前記ＤＣ−ＤＣコンバータの効率が最大で
ある前記第ｎ段の充電ポンプ・コンデンサの前記電極に
接続し、前記アレイは前記第ｎ段の前記充電ポンプ・コ
ンデンサの電極を前記充電相中に前記第ｎ−１要素の出
力に接続することができる１つの前記制御可能スイッチ
と前記追加の制御可能スイッチとで構成されることを特
徴とする充電ポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
（ｎ≧２）要素段を含む充電ポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの各要素段は充電ポンプ・コンデンサと該コンデン
サに接続されたいくつかの制御可能スイッチとで構成さ
れ、前記スイッチを経由して前記充電ポンプ・コンデン
サは相当する要素段の入力電圧に並列に接続可能である
ので前記充電ポンプ・コンデンサを充電ポンプ・サイク
ルの充電相中に前記相当する段の最大限ほぼ入力電圧に
まで充電することができるか又は前記相当する段の前記
入力電圧に直列に接続されるので充電ポンプ・サイクル
の放電相中に前記相当する段の出力において前記段の入
力電圧の最大限ほぼ２倍に相当する電圧を発生すること
ができるかのどちらかであり、前記ＤＣ−ＤＣコンバー
タの前記入力電圧は第１段の入力に印加され、第Ｋ段の
充電ポンプ・コンデンサの両電極は前記制御可能スイッ
チの１つを経由して第Ｋ−１段（Ｋ＝２，．．．，ｎ）
の出力に接続可能でありかつ第ｎ段の出力は前記ＤＣ−
ＤＣコンバータの出力を形成する前記ＤＣ−ＤＣコンバ
ータであって、１つ以上の追加の制御可能スイッチと制
御回路とを含み、放電相中に前記コンバータの出力に接
続されない前記第ｎ段の充電ポンプ・コンデンサの電極
が前記１つ以上の追加の制御可能スイッチを経由して前
記第ｌ段（ｌ＝（ｎ−２），．．．，１）の１つ以上の
出力及び／又は前記入力電圧に前記充電ポンプ・サイク
ルの前記充電相中に接続可能であり、前記制御回路は前
記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記入力電圧の関数として前
記充電ポンプ・サイクルの放電相中にオンをスイッチの
アレイの該当スイッチに信号しかつ前記スイッチに印加
された電圧を前記ＤＣ−ＤＣコンバータの効率が最大で
ある前記第ｎ段の充電ポンプ・コンデンサの前記電極に
接続し、前記アレイは前記第ｎ段の前記充電ポンプ・コ
ンデンサの電極を前記充電相中に前記第ｎ−１要素の出
力に接続することができる１つの前記制御可能スイッチ
と前記追加の制御可能スイッチとで構成されることを特
徴とする充電ポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【００４５】（７） 充電ポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバー
タは、ｎ（ｎ≧２）要素段を含み、各要素段は充電ポン
プ・コンデンサと該コンデンサに接続されたいくつかの
制御可能スイッチとで構成され、前記ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの入力電圧は第１段の入力に印加され、第Ｋ段の充
電ポンプ・コンデンサの両電極は各々第Ｋ−１段（Ｋ＝
２，．．．，ｎ）の出力を有する前記制御可能スイッチ
の１つに接続可能でありかつ第ｎ段の出力は前記ＤＣ−
ＤＣコンバータの出力を形成する。本発明に従う前記Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータは、更に、１つ以上の追加の制御可
能スイッチを接続可能として、前記追加の制御可能スイ
ッチを経由して放電相中に前記コンバータの出力に接続
されない前記第ｎ段の充電ポンプ・コンデンサの電極が
前記第ｌ段（ｌ＝（ｎ−２），．．．，１）の１つ以上
の出力及び／又は前記入力電圧に前記充電ポンプの前記
充電相中に接続され、かつ制御回路を含み、前記制御回
路は前記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記入力電圧の関数と
して前記充電ポンプの放電相中にオンをスイッチのアレ
イの該当スイッチに信号しかつ前記スイッチに印加され
た電圧を前記ＤＣ−ＤＣコンバータの効率が最大である
前記第ｎ段の充電ポンプ・コンデンサの前記電極に接続
し、前記アレイは前記第ｎ段の前記充電ポンプ・コンデ
ンサの電極を前記充電相中に前記第ｎ−１要素の出力に
接続することができる１つの前記制御可能スイッチと前
記追加の制御可能スイッチとで構成されることを特徴と
する。
タは、ｎ（ｎ≧２）要素段を含み、各要素段は充電ポン
プ・コンデンサと該コンデンサに接続されたいくつかの
制御可能スイッチとで構成され、前記ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの入力電圧は第１段の入力に印加され、第Ｋ段の充
電ポンプ・コンデンサの両電極は各々第Ｋ−１段（Ｋ＝
２，．．．，ｎ）の出力を有する前記制御可能スイッチ
の１つに接続可能でありかつ第ｎ段の出力は前記ＤＣ−
ＤＣコンバータの出力を形成する。本発明に従う前記Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータは、更に、１つ以上の追加の制御可
能スイッチを接続可能として、前記追加の制御可能スイ
ッチを経由して放電相中に前記コンバータの出力に接続
されない前記第ｎ段の充電ポンプ・コンデンサの電極が
前記第ｌ段（ｌ＝（ｎ−２），．．．，１）の１つ以上
の出力及び／又は前記入力電圧に前記充電ポンプの前記
充電相中に接続され、かつ制御回路を含み、前記制御回
路は前記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記入力電圧の関数と
して前記充電ポンプの放電相中にオンをスイッチのアレ
イの該当スイッチに信号しかつ前記スイッチに印加され
た電圧を前記ＤＣ−ＤＣコンバータの効率が最大である
前記第ｎ段の充電ポンプ・コンデンサの前記電極に接続
し、前記アレイは前記第ｎ段の前記充電ポンプ・コンデ
ンサの電極を前記充電相中に前記第ｎ−１要素の出力に
接続することができる１つの前記制御可能スイッチと前
記追加の制御可能スイッチとで構成されることを特徴と
する。
【図１】Ｋ段を含む既知のカスケードＤＣ−ＤＣコンバ
ータの充電ポンプ回路の回路図である。
ータの充電ポンプ回路の回路図である。
【図２】２要素段を含む本発明に従うＤＣ−ＤＣコンバ
ータの第１実施の形態に使用された充電ポンプ回路の回
路図である。
ータの第１実施の形態に使用された充電ポンプ回路の回
路図である。
【図３】Ｋ要素段を含む本発明に従うＤＣ−ＤＣコンバ
ータの更に他の実施の形態に使用された充電ポンプ回路
の回路図である。
ータの更に他の実施の形態に使用された充電ポンプ回路
の回路図である。
【図４】図３に示した本発明に従うカスケードＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの実施の形態に使用された制御回路の回路
図である。
Ｃコンバータの実施の形態に使用された制御回路の回路
図である。
４０ スイッチ制御 ＣFLY1 充電ポンプ・コンデンザ ＣFLY2 充電ポンプ・コンデンザ ＣFLYK 充電ポンプ・コンデンザ ＣＯＭＰ１ 比較器 ＣＯＭＰ２ 比較器 ＣOUT1 出力コンデンサ ＣOUT2 出力コンデンサ ＣOUNK 出力コンデンサ ＩCONT1 電流源 ＩCONTK-1 電流源 ＩCONTK 電流源 Ｑ21 追加の制御可能スイッチ Ｑ22 追加の制御可能スイッチ ＱK1 追加の制御可能スイッチ ＧK2 追加の制御可能スイッチ ＱK(K-1) 追加の制御可能スイッチ ＱKK 追加の制御可能スイッチ Ｓ11 制御可能スイッチ Ｓ12 制御可能スイッチ Ｓ13 制御可能スイッチ Ｓ14 制御可能スイッチ Ｓ21 制御可能スイッチ Ｓ22 制御可能スイッチ Ｓ23 制御可能スイッチ Ｓ24 制御可能スイッチ ＳK1 制御可能スイッチ ＳK2 制御可能スイッチ ＳK3 制御可能スイッチ ＳK4 制御可能スイッチ
Claims (1)
- 【請求項１】 既定出力電圧に調整されかつｎ（ｎ≧
２）要素段を含む充電ポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータの
各要素段は充電ポンプ・コンデンサと該コンデンサに接
続されたいくつかの制御可能スイッチとで構成され、前
記スイッチを経由して前記充電ポンプ・コンデンサは相
当する要素段の入力電圧に並列に接続可能であるので前
記充電ポンプ・コンデンサを充電ポンプ・サイクルの充
電相中に前記相当する段の最大限ほぼ入力電圧にまで充
電することができるか又は前記相当する段の前記入力電
圧に直列に接続されるので充電ポンプ・サイクルの放電
相中に前記相当する段の出力において前記段の入力電圧
の最大限ほぼ２倍に相当する電圧を発生することができ
るかのどちらかであり、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの前
記入力電圧は第１段の入力に印加され、第Ｋ段の充電ポ
ンプ・コンデンサの両電極は前記制御可能スイッチの１
つを経由して第Ｋ−１段（Ｋ＝２，．．．，ｎ）の出力
に接続可能でありかつ第ｎ段の出力は前記ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの出力を形成する前記ＤＣ−ＤＣコンバータで
あって、１つ以上の追加の制御可能スイッチと制御回路
とを更に含み、放電相中に前記コンバータの出力に接続
されない前記第ｎ段の充電ポンプ・コンデンサの電極が
前記１つ以上の追加の制御可能スイッチを経由して前記
第ｌ段（ｌ＝（ｎ−２），．．．，１）の１つ以上の出
力及び／又は前記入力電圧に接続可能であり、前記制御
回路は前記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記入力電圧の関数
として前記充電ポンプ・サイクルの放電相中にオンをス
イッチのアレイの該当スイッチに信号しかつ前記スイッ
チに印加された電圧を前記ＤＣ−ＤＣコンバータの効率
が最大である前記第ｎ段の充電ポンプ・コンデンサの前
記電極に接続し、前記アレイは前記第ｎ段の前記充電ポ
ンプ・コンデンサの電極を前記第ｎ−１段の出力に接続
することができる１つの前記制御可能スイッチと前記追
加の制御可能スイッチとで構成されることを特徴とする
充電ポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
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