JP2002159169A - Dc−dcコンバータ - Google Patents
Dc−dcコンバータInfo
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/06—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider
- H02M3/07—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps
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- H02M3/073—Charge pumps of the Schenkel-type
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 高効率であり種々の電圧利得を達成する内部
抵抗の低い小形の充電ポンプ型カスケードDC−DCコ
ンバータを用意する。 【解決手段】 コンバータの第1又は第K(=2〜n)
要素段の充電ポンプ・コンデンサCFLYK等の両電極は、
入力電圧VIN又は先行段の制御可能スイッチSK1〜SK4
の1つからの出力に接続可能である。追加の制御可能ス
イッチQK1〜QK( K-1)は、充電ポンプ・サイクルの放電
相中にコンバータの出力VOUTに接続されない第n(≧
2)段の充電ポンプ・コンデンサの電極を先行段の出力
又は入力電圧に接続できる。制御回路は、第n段の充電
ポンプ・コンデンサの電極を充電相中に第n−1段の出
力に接続する制御可能スイッチSK1と追加の制御可能ス
イッチを制御してコンバータの効率が最大である第n段
の充電ポンプ・コンデンサの電極に先行段の出力又は入
力電圧VINを接続する。
抵抗の低い小形の充電ポンプ型カスケードDC−DCコ
ンバータを用意する。 【解決手段】 コンバータの第1又は第K(=2〜n)
要素段の充電ポンプ・コンデンサCFLYK等の両電極は、
入力電圧VIN又は先行段の制御可能スイッチSK1〜SK4
の1つからの出力に接続可能である。追加の制御可能ス
イッチQK1〜QK( K-1)は、充電ポンプ・サイクルの放電
相中にコンバータの出力VOUTに接続されない第n(≧
2)段の充電ポンプ・コンデンサの電極を先行段の出力
又は入力電圧に接続できる。制御回路は、第n段の充電
ポンプ・コンデンサの電極を充電相中に第n−1段の出
力に接続する制御可能スイッチSK1と追加の制御可能ス
イッチを制御してコンバータの効率が最大である第n段
の充電ポンプ・コンデンサの電極に先行段の出力又は入
力電圧VINを接続する。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、充電ポンプ型DC
−DCコンバータに関する。
−DCコンバータに関する。
【0002】
【従来の技術】多くの電子回路は、供給電圧に加えて供
給電圧のレベルよりも或るときには高いレベルにある更
に他の電圧を必要とする。これらの更に他の電圧を供給
する、低コスト、簡単な、特にコイル型コンバータと比
較してよりコンパクトな1つの解決は、充電ポンプ型電
圧コンバータである。このようなコンバータは、例え
ば、パウル・ホロービッツによるテキスト・ブック「ア
ート・オブ・エレクトロニクス」第2版、ケンブリッジ
大学プレス、ニューヨーク、1991の377から37
9ページ(text book “The Art o
f Electronics” by Paul Ho
rowitz,2nd Edition,Cambri
dge University Press,New
York 1991 on pages 377 to
379)に説明されている。
給電圧のレベルよりも或るときには高いレベルにある更
に他の電圧を必要とする。これらの更に他の電圧を供給
する、低コスト、簡単な、特にコイル型コンバータと比
較してよりコンパクトな1つの解決は、充電ポンプ型電
圧コンバータである。このようなコンバータは、例え
ば、パウル・ホロービッツによるテキスト・ブック「ア
ート・オブ・エレクトロニクス」第2版、ケンブリッジ
大学プレス、ニューヨーク、1991の377から37
9ページ(text book “The Art o
f Electronics” by Paul Ho
rowitz,2nd Edition,Cambri
dge University Press,New
York 1991 on pages 377 to
379)に説明されている。
【0003】ホロービッツはまた、入力電圧の2倍に最
大限ほぼ相当する出力電圧を達成可能である簡単な充電
ポンプ型DC−DCコンバータを説明している。そのコ
ンバータの基本的回路はコンデンサと4つの制御可能ス
イッチ(例えば、MOSFET)から実質的に構成さ
れ、コンデンサの1つの電極は第1スイッチを経由して
コンバータの入力電圧端子に接続可能でありかつ第2ス
イッチを経由して接地可能であり、及びコンデンサの他
の電極は第3スイッチを経由して入力電圧端子にかつ第
4スイッチを経由してコンバータの出力電圧端子に接続
可能である。コンバータは、更に、それらのスイッチに
信号するクロックを有する制御回路を含むので、クロッ
ク・サイクルの第1相、いわゆる充電相中、第2スイッ
チと第3スイッチがオンである一方で他のスイッチはオ
フであり、それであるからコンデンサは入力電圧まで充
電され、及びクロック・サイクルの第2相中、いわゆる
放電相中、第1スイッチと第4スイッチがオンである一
方で他のスイッチがオフであり、それであるから充電さ
れたコンデンサが入力電圧に直列に接続されて、回路の
出力に位置する平滑コンデンサに入力電圧の2倍にほぼ
相当する電圧値を生じる。実用では、コンバータは、関
連した応用の具体的要件に依存して、調整機構によって
既定した固定出力電圧に調整され、この出力電圧は入力
電圧と入力電圧の2倍との間の範囲にある。
大限ほぼ相当する出力電圧を達成可能である簡単な充電
ポンプ型DC−DCコンバータを説明している。そのコ
ンバータの基本的回路はコンデンサと4つの制御可能ス
イッチ(例えば、MOSFET)から実質的に構成さ
れ、コンデンサの1つの電極は第1スイッチを経由して
コンバータの入力電圧端子に接続可能でありかつ第2ス
イッチを経由して接地可能であり、及びコンデンサの他
の電極は第3スイッチを経由して入力電圧端子にかつ第
4スイッチを経由してコンバータの出力電圧端子に接続
可能である。コンバータは、更に、それらのスイッチに
信号するクロックを有する制御回路を含むので、クロッ
ク・サイクルの第1相、いわゆる充電相中、第2スイッ
チと第3スイッチがオンである一方で他のスイッチはオ
フであり、それであるからコンデンサは入力電圧まで充
電され、及びクロック・サイクルの第2相中、いわゆる
放電相中、第1スイッチと第4スイッチがオンである一
方で他のスイッチがオフであり、それであるから充電さ
れたコンデンサが入力電圧に直列に接続されて、回路の
出力に位置する平滑コンデンサに入力電圧の2倍にほぼ
相当する電圧値を生じる。実用では、コンバータは、関
連した応用の具体的要件に依存して、調整機構によって
既定した固定出力電圧に調整され、この出力電圧は入力
電圧と入力電圧の2倍との間の範囲にある。
【0004】充電ポンプ型DC−DCコンバータは小形
携帯装置、例えば、(再充電可能)電池電源を有する携
帯電話内にICとして適応する必要がしばしばあるか
ら、第1に可能な限り小さく、すなわち、最少限の回路
面積を占めるように、第2に(再充電可能)電池を節約
するためにコンバータのエネルギー消費を最少限にする
ようにこれらの応用向きにコンバータを製作するのが実
用上良策である。
携帯装置、例えば、(再充電可能)電池電源を有する携
帯電話内にICとして適応する必要がしばしばあるか
ら、第1に可能な限り小さく、すなわち、最少限の回路
面積を占めるように、第2に(再充電可能)電池を節約
するためにコンバータのエネルギー消費を最少限にする
ようにこれらの応用向きにコンバータを製作するのが実
用上良策である。
【0005】(再充電可能)電池によって給電されるコ
ンバータの入力電圧は(再充電可能)電池の寿命中にし
ばしば甚だしく降下するから、これらのコンバータは
(再充電可能)電池によって供給される電圧が最低使用
可能レベルにあるときでさえも必要な電圧を携帯装置に
供給するのに充分である必要がある電圧利得を備えるこ
とができなければならない。電源によってカバーされる
電圧範囲が大きいとき、カスケードDC−DCコンバー
タが好適には使用され、これらのコンバータでは、例え
ば、構成上、上掲の充電ポンプに相当するかつホロービ
ッツによって説明されたいくつかの要素段の各々が充電
ポンプ・コンデンサ及び直列に接続されたいくつかの制
御可能スイッチを含み、それによって第k段の入力が第
k−1段の制御可能スイッチの1つを経由して第k−1
段の出力に接続される。それゆえ、2段は、4の電圧利
得の達成を既に可能とし、及び3段は8の電圧利得の達
成を可能とする。一般に、N段を有する制御回路の電圧
利得は、2Nと等しいと置くことができる。
ンバータの入力電圧は(再充電可能)電池の寿命中にし
ばしば甚だしく降下するから、これらのコンバータは
(再充電可能)電池によって供給される電圧が最低使用
可能レベルにあるときでさえも必要な電圧を携帯装置に
供給するのに充分である必要がある電圧利得を備えるこ
とができなければならない。電源によってカバーされる
電圧範囲が大きいとき、カスケードDC−DCコンバー
タが好適には使用され、これらのコンバータでは、例え
ば、構成上、上掲の充電ポンプに相当するかつホロービ
ッツによって説明されたいくつかの要素段の各々が充電
ポンプ・コンデンサ及び直列に接続されたいくつかの制
御可能スイッチを含み、それによって第k段の入力が第
k−1段の制御可能スイッチの1つを経由して第k−1
段の出力に接続される。それゆえ、2段は、4の電圧利
得の達成を既に可能とし、及び3段は8の電圧利得の達
成を可能とする。一般に、N段を有する制御回路の電圧
利得は、2Nと等しいと置くことができる。
【0006】カスケード・コンバータは、先行技術から
知られておりかつ、例えば、米国特許第5,635,7
76号に説明されている。
知られておりかつ、例えば、米国特許第5,635,7
76号に説明されている。
【0007】前述の種類の既知のカスケードDC−DC
コンバータの1つの欠点は、コンバータの効率が比較的
貧弱であり、その内部抵抗が比較的高く、かつそのコン
バータが単一電圧利得値しか達成可能でないことであ
る。
コンバータの1つの欠点は、コンバータの効率が比較的
貧弱であり、その内部抵抗が比較的高く、かつそのコン
バータが単一電圧利得値しか達成可能でないことであ
る。
【0008】
【発明が解決しようとする課題】それゆえ、本発明の目
的は、現存するカスケードDC−DCコンバータと比較
して実質的に高効率及び種々の電圧利得値を達成するこ
とを可能にするカスケードDC−DCコンバータを用意
することである。
的は、現存するカスケードDC−DCコンバータと比較
して実質的に高効率及び種々の電圧利得値を達成するこ
とを可能にするカスケードDC−DCコンバータを用意
することである。
【0009】本発明の更に態様は、その内部抵抗が現存
するカスケードDC−DCコンバータのそれと比較して
低減しているカスケード・コンバータを用意することで
ある。
するカスケードDC−DCコンバータのそれと比較して
低減しているカスケード・コンバータを用意することで
ある。
【0010】
【問題を解決するための手段】本発明の目的は、本発明
に従って、次の充電ポンプ型DC−DCコンバータによ
って達成される。すなわち、既定出力電圧に調整されか
つn(n≧2)要素段を含み、各要素段は充電ポンプ・
コンデンサとこのコンデンサに接続されたいくつかの制
御可能スイッチとで構成され、これらのスイッチを経由
して充電ポンプ・コンデンサは相当する要素段の入力電
圧に並列に接続可能であるので充電ポンプ・コンデンサ
を充電ポンプ・サイクルの充電相中に相当する段の最大
限ほぼ入力電圧にまで充電することができるか又は相当
する段の入力電圧に直列に接続されるので充電ポンプ・
サイクルの放電相中に相当する段の出力においてその段
の入力電圧の最大限ほぼ2倍に相当する電圧を発生する
ことができるかのどちらかであり、DC−DCコンバー
タの入力電圧は第1段の入力に印加され、第K段の充電
ポンプ・コンデンサの両電極は制御可能スイッチの1つ
を経由して第K−1段(K=2,...,n)の出力に
接続可能でありかつ第n段の出力はDC−DCコンバー
タの出力を形成するDC−DCコンバータであって、1
つ以上の追加の制御可能スイッチと制御回路とを更に含
み、放電相中に前記コンバータの出力に接続されない第
n段の充電ポンプ・コンデンサの電極がこれら1つ以上
の追加の制御可能スイッチを経由して第l段(l=(n
−2),...,1)の1つ以上の出力及び/又は入力
電圧に接続可能であり、制御回路はDC−DCコンバー
タの前記入力電圧の関数として充電ポンプ・サイクルの
放電相中にオンをスイッチのアレイの該当スイッチに信
号しかつそのスイッチに印加にされた電圧をDC−DC
コンバータの効率が最大である第n段の充電ポンプの前
掲の電極に接続し、アレイは第n段の充電ポンプ・コン
デンサの電極を第n−1段の出力に接続することができ
る1つの制御可能スイッチと追加の制御可能スイッチと
で構成されることを特徴とする充電ポンプ型DC−DC
コンバータ。
に従って、次の充電ポンプ型DC−DCコンバータによ
って達成される。すなわち、既定出力電圧に調整されか
つn(n≧2)要素段を含み、各要素段は充電ポンプ・
コンデンサとこのコンデンサに接続されたいくつかの制
御可能スイッチとで構成され、これらのスイッチを経由
して充電ポンプ・コンデンサは相当する要素段の入力電
圧に並列に接続可能であるので充電ポンプ・コンデンサ
を充電ポンプ・サイクルの充電相中に相当する段の最大
限ほぼ入力電圧にまで充電することができるか又は相当
する段の入力電圧に直列に接続されるので充電ポンプ・
サイクルの放電相中に相当する段の出力においてその段
の入力電圧の最大限ほぼ2倍に相当する電圧を発生する
ことができるかのどちらかであり、DC−DCコンバー
タの入力電圧は第1段の入力に印加され、第K段の充電
ポンプ・コンデンサの両電極は制御可能スイッチの1つ
を経由して第K−1段(K=2,...,n)の出力に
接続可能でありかつ第n段の出力はDC−DCコンバー
タの出力を形成するDC−DCコンバータであって、1
つ以上の追加の制御可能スイッチと制御回路とを更に含
み、放電相中に前記コンバータの出力に接続されない第
n段の充電ポンプ・コンデンサの電極がこれら1つ以上
の追加の制御可能スイッチを経由して第l段(l=(n
−2),...,1)の1つ以上の出力及び/又は入力
電圧に接続可能であり、制御回路はDC−DCコンバー
タの前記入力電圧の関数として充電ポンプ・サイクルの
放電相中にオンをスイッチのアレイの該当スイッチに信
号しかつそのスイッチに印加にされた電圧をDC−DC
コンバータの効率が最大である第n段の充電ポンプの前
掲の電極に接続し、アレイは第n段の充電ポンプ・コン
デンサの電極を第n−1段の出力に接続することができ
る1つの制御可能スイッチと追加の制御可能スイッチと
で構成されることを特徴とする充電ポンプ型DC−DC
コンバータ。
【0011】本発明の目的は、次の充電ポンプ型DC−
DCコンバータによって更に達成される。すなわち、既
定出力電圧に調整されかつn(n≧2)要素段を含み、
各要素段は充電ポンプ・コンデンサとこのコンデンサに
接続されたいくつかの制御可能スイッチとで構成され、
これらのスイッチを経由して充電ポンプ・コンデンサは
相当する要素段の入力電圧に並列に接続可能であるので
充電ポンプ・コンデンサを充電ポンプ・サイクルの充電
相中に相当する段の最大限ほぼ入力電圧にまで充電する
ことができるか又は相当する段の入力電圧に直列に接続
されるので充電ポンプ・サイクルの放電相中に相当する
段の出力においてその段の入力電圧の最大限ほぼ2倍に
相当する電圧を発生することができるかのどちらかであ
り、DC−DCコンバータの入力電圧は第1段の入力に
印加され、第K段の充電ポンプ・コンデンサの両電極は
各々制御可能スイッチの1つを経由して第K−1段(K
=2,...,n)の出力に接続されておりかつ第n段
の出力はDC−DCコンバータの出力を形成するDC−
DCコンバータであって、1つ以上の追加の制御可能ス
イッチと制御回路とを更に含み、放電相中に前記コンバ
ータの出力に接続されない第n段の充電ポンプ・コンデ
ンサの1つの電極がこれら1つ以上の追加の制御可能ス
イッチを経由して第l段(l=(n−2),...,
1)の1つ以上の出力及び/又は入力電圧に充電ポンプ
・サイクルの充電相中に接続可能であり、制御回路はD
C−DCコンバータの前記入力電圧の関数として充電ポ
ンプ・サイクルの放電相中にオンをスイッチのアレイの
該当スイッチに信号しかつそのスイッチに印加にされた
電圧をDC−DCコンバータの効率が最大である第n段
の充電ポンプの電極に接続し、アレイは第n段の充電ポ
ンプ・コンデンサの電極を充電相中に第n−1段の出力
に接続することができる1つの制御可能スイッチと追加
の制御可能スイッチとで構成されることを特徴とする充
電ポンプ型DC−DCコンバータ。
DCコンバータによって更に達成される。すなわち、既
定出力電圧に調整されかつn(n≧2)要素段を含み、
各要素段は充電ポンプ・コンデンサとこのコンデンサに
接続されたいくつかの制御可能スイッチとで構成され、
これらのスイッチを経由して充電ポンプ・コンデンサは
相当する要素段の入力電圧に並列に接続可能であるので
充電ポンプ・コンデンサを充電ポンプ・サイクルの充電
相中に相当する段の最大限ほぼ入力電圧にまで充電する
ことができるか又は相当する段の入力電圧に直列に接続
されるので充電ポンプ・サイクルの放電相中に相当する
段の出力においてその段の入力電圧の最大限ほぼ2倍に
相当する電圧を発生することができるかのどちらかであ
り、DC−DCコンバータの入力電圧は第1段の入力に
印加され、第K段の充電ポンプ・コンデンサの両電極は
各々制御可能スイッチの1つを経由して第K−1段(K
=2,...,n)の出力に接続されておりかつ第n段
の出力はDC−DCコンバータの出力を形成するDC−
DCコンバータであって、1つ以上の追加の制御可能ス
イッチと制御回路とを更に含み、放電相中に前記コンバ
ータの出力に接続されない第n段の充電ポンプ・コンデ
ンサの1つの電極がこれら1つ以上の追加の制御可能ス
イッチを経由して第l段(l=(n−2),...,
1)の1つ以上の出力及び/又は入力電圧に充電ポンプ
・サイクルの充電相中に接続可能であり、制御回路はD
C−DCコンバータの前記入力電圧の関数として充電ポ
ンプ・サイクルの放電相中にオンをスイッチのアレイの
該当スイッチに信号しかつそのスイッチに印加にされた
電圧をDC−DCコンバータの効率が最大である第n段
の充電ポンプの電極に接続し、アレイは第n段の充電ポ
ンプ・コンデンサの電極を充電相中に第n−1段の出力
に接続することができる1つの制御可能スイッチと追加
の制御可能スイッチとで構成されることを特徴とする充
電ポンプ型DC−DCコンバータ。
【0012】本発明の有利な更に他の実施の形態は、特
許請求の範囲の従属項によって特徴を記述されている。
許請求の範囲の従属項によって特徴を記述されている。
【0013】
【発明の実施の形態】本発明を図面を参照して例として
詳細に説明する。
詳細に説明する。
【0014】図1は、k段を含む既知のカスケードDC
−DCコンバータの充電ポンプ回路の回路図を例示す
る。この構成で、K段の3つのみが示してあるが、これ
らK段の各々は充電ポンプ・コンデンサCFLY1、
CFLY2、...、CFLYKから構成され、これらのコンデ
ンサは充電ポンプ・コンデンサに接続された2つの制御
可能スイッチS12とS13;S22とS23、...、SK2と
SK3を経由して充電ポンプ・サイクルの充電相中に充電
可能であり、これらのスイッチは発振器を含む制御回路
によってオンを信号されるので充電ポンプ・コンデンサ
CFLY1、CFLY2、...、CFLYKはその段の入力E1、
E2、...、EKに印加された電圧によって充電さ
れ、接地され、及びその段の入力E1、E2、...、
EKの電圧に最大限ほぼ相当する電圧にまで充電され
る。充電ポンプ・サイクルの放電相中、前掲の制御可能
スイッチS12とS13、S22とS23、...、SK2とSK3
は発振器を含む制御回路によってオフを信号され、個々
の段の充電ポンプ・コンデンサに接続された追加の制御
可能スイッチS11とS14、S21とS24、...;SK1と
SK4はコンバータによってオンを信号され、それである
から個々の充電ポンプ・コンデンサの電圧の各々がそれ
らの段の入力電圧に直列に接続され、その結果、個々の
段の入力電圧の2倍に最大限ほぼ相当する電圧を各段の
出力に具備された出力コンデンサに生じる。
−DCコンバータの充電ポンプ回路の回路図を例示す
る。この構成で、K段の3つのみが示してあるが、これ
らK段の各々は充電ポンプ・コンデンサCFLY1、
CFLY2、...、CFLYKから構成され、これらのコンデ
ンサは充電ポンプ・コンデンサに接続された2つの制御
可能スイッチS12とS13;S22とS23、...、SK2と
SK3を経由して充電ポンプ・サイクルの充電相中に充電
可能であり、これらのスイッチは発振器を含む制御回路
によってオンを信号されるので充電ポンプ・コンデンサ
CFLY1、CFLY2、...、CFLYKはその段の入力E1、
E2、...、EKに印加された電圧によって充電さ
れ、接地され、及びその段の入力E1、E2、...、
EKの電圧に最大限ほぼ相当する電圧にまで充電され
る。充電ポンプ・サイクルの放電相中、前掲の制御可能
スイッチS12とS13、S22とS23、...、SK2とSK3
は発振器を含む制御回路によってオフを信号され、個々
の段の充電ポンプ・コンデンサに接続された追加の制御
可能スイッチS11とS14、S21とS24、...;SK1と
SK4はコンバータによってオンを信号され、それである
から個々の充電ポンプ・コンデンサの電圧の各々がそれ
らの段の入力電圧に直列に接続され、その結果、個々の
段の入力電圧の2倍に最大限ほぼ相当する電圧を各段の
出力に具備された出力コンデンサに生じる。
【0015】第1段の入力E1に、充電ポンプ回路の入
力電圧VINがある。或る1つの段の各出力A1、A
2、...、AKは次の段の入力に接続されているか
ら、出力コンデンサCOUT1、COUT2、...、COUTKに
発生された電圧は段から段で2倍になるのでカスケード
DC−DCコンバータの利得は約2K、すなわち、コン
バータの出力の電圧は最大限で約VOUT=2K*VIN
になる。
力電圧VINがある。或る1つの段の各出力A1、A
2、...、AKは次の段の入力に接続されているか
ら、出力コンデンサCOUT1、COUT2、...、COUTKに
発生された電圧は段から段で2倍になるのでカスケード
DC−DCコンバータの利得は約2K、すなわち、コン
バータの出力の電圧は最大限で約VOUT=2K*VIN
になる。
【0016】図1に示したDC−DCコンバータは、実
用では、出力電圧VOUTを設計値に調整する調整回路
(図示してない)を含み、この回路はコンバータの出力
上の負荷の変動に反応する。
用では、出力電圧VOUTを設計値に調整する調整回路
(図示してない)を含み、この回路はコンバータの出力
上の負荷の変動に反応する。
【0017】既知のDC−DCコンバータの最大効率η
MAXは、次の式によって与えられる。
MAXは、次の式によって与えられる。
【0018】
【数1】 VIN=DC−DCコンバータの入力電圧 VOUT=DC−DCコンバータの出力電圧 ILOAD=コンバータの出力上の負荷電流 IIN=入力電流 N=コンバータの電圧利得率
【0019】所与の電圧利得率Nに対して、効率ηMA
Xは、比VOUT対VINによってのみ定義される。2段
(N=4)で以て3.3Vの設計出力電圧VOUTを達成
するように要求されたカスケード・コンバータにおいて
入力電圧VINが、例えば、VINmin=0.9VとVIN
max=1.8Vの間で変動しかつ入力電圧が平均でV
INav=1.2Vであるとき、コンバータの効率は6
8.75%以下である。
Xは、比VOUT対VINによってのみ定義される。2段
(N=4)で以て3.3Vの設計出力電圧VOUTを達成
するように要求されたカスケード・コンバータにおいて
入力電圧VINが、例えば、VINmin=0.9VとVIN
max=1.8Vの間で変動しかつ入力電圧が平均でV
INav=1.2Vであるとき、コンバータの効率は6
8.75%以下である。
【0020】本発明に従うDC−DCコンバータでは、
電圧利得率Nは追加の制御可能スイッチを追加すること
によって達成可能である。図2は、コンバータの第2段
の充電ポンプ・コンデンサCFLY2がその1つの電極をス
イッチS21(=Q22)を経由して第1段の出力に接続可
能であるだけでなくまた代替として追加の制御可能スイ
ッチQ21を経由して入力電圧VINに接続可能であること
を除き、先行技術の通りに構成された2要素段を含む本
発明に従うDC−DCコンバータの充電ポンプ回路を例
示する。充電ポンプ・サイクルの放電相中に、スイッチ
Q21はオンを信号されかつスイッチQ22はオフを信号さ
れ、スイッチS24は通常オンを信号されかつスイッチS
22とS23はオフを信号されるとき、電圧VIN+2VINが
出力コンデンサCOUT2に発生されるので、電圧利得率3
が達成可能である。それゆえ、通常動作で制御可能スイ
ッチQ21が放電相中にオフを信号されかつ制御可能スイ
ッチQ22がオンを信号され4の電圧利得率を達成するの
に加えて、更に電圧利得率3が達成可能であって、それ
ゆえ、例えば、電池を放電させることによって引き起こ
されるようなコンバータの入力電圧VINの変化に反応す
ることをより容易にし(より詳細には下を参照)、それ
ゆえ効率を改善する。
電圧利得率Nは追加の制御可能スイッチを追加すること
によって達成可能である。図2は、コンバータの第2段
の充電ポンプ・コンデンサCFLY2がその1つの電極をス
イッチS21(=Q22)を経由して第1段の出力に接続可
能であるだけでなくまた代替として追加の制御可能スイ
ッチQ21を経由して入力電圧VINに接続可能であること
を除き、先行技術の通りに構成された2要素段を含む本
発明に従うDC−DCコンバータの充電ポンプ回路を例
示する。充電ポンプ・サイクルの放電相中に、スイッチ
Q21はオンを信号されかつスイッチQ22はオフを信号さ
れ、スイッチS24は通常オンを信号されかつスイッチS
22とS23はオフを信号されるとき、電圧VIN+2VINが
出力コンデンサCOUT2に発生されるので、電圧利得率3
が達成可能である。それゆえ、通常動作で制御可能スイ
ッチQ21が放電相中にオフを信号されかつ制御可能スイ
ッチQ22がオンを信号され4の電圧利得率を達成するの
に加えて、更に電圧利得率3が達成可能であって、それ
ゆえ、例えば、電池を放電させることによって引き起こ
されるようなコンバータの入力電圧VINの変化に反応す
ることをより容易にし(より詳細には下を参照)、それ
ゆえ効率を改善する。
【0021】図3は、いかにこの回路構成をK段を有す
るカスケード・コンバータの場合へ一般化することがで
きるかを例示する。この構成では、K−1追加の制御可
能スイッチQK1、GK2、...、QK(K-1)が具備され、
これらを経由して充電ポンプ・サイクルの放電相中に入
力電圧VIN又は第K−1段の各々の出力を充電ポンプ・
コンデンサに接続することができるので、利得率2Kに
加えて更にK−1利得率、すなわち、利得率2K-1+2
K-2、2K-1+2K-3、2K-1+2K-4、...、2 K-1+2
K-Kが達成可能である。
るカスケード・コンバータの場合へ一般化することがで
きるかを例示する。この構成では、K−1追加の制御可
能スイッチQK1、GK2、...、QK(K-1)が具備され、
これらを経由して充電ポンプ・サイクルの放電相中に入
力電圧VIN又は第K−1段の各々の出力を充電ポンプ・
コンデンサに接続することができるので、利得率2Kに
加えて更にK−1利得率、すなわち、利得率2K-1+2
K-2、2K-1+2K-3、2K-1+2K-4、...、2 K-1+2
K-Kが達成可能である。
【0022】それゆえ、例えば、3要素段を有するDC
−DCコンバータに対して、電圧利得率8に加えて電圧
利得率5と6を達成可能である。
−DCコンバータに対して、電圧利得率8に加えて電圧
利得率5と6を達成可能である。
【0023】図4は、DC−DCコンバータの入力電圧
VINの関数として最適効率に対して正しい電圧利得率を
設定するために必要な制御回路を例示する。図4に、K
段を有するカスケードDC−DCコンバータに対する制
御回路を示す。図4に示したこの制御回路は、DC−D
Cコンバータの出力電圧VOUTの調整を同時に取り扱
う。
VINの関数として最適効率に対して正しい電圧利得率を
設定するために必要な制御回路を例示する。図4に、K
段を有するカスケードDC−DCコンバータに対する制
御回路を示す。図4に示したこの制御回路は、DC−D
Cコンバータの出力電圧VOUTの調整を同時に取り扱
う。
【0024】出力電圧VOUTは、DC−DCコンバータ
の出力電流IOUTに比例する可変電流ICONTによって調
整される。この目的のために、追加の制御可能スイッチ
QK1、...、QK(K-1)ばかりでなくスイッチQKKを、
スイッチQK1、...、QK(K- 1)、QKKと直列に表示さ
れた電流源ICONT1、...、ICONTK-1、ICONTKによ
って図4に記号表示したように制御可能電流源(又は制
御可能抵抗器)として動作させる。この種の調整では、
最終段(第K段)の充電ポンプ・コンデンサCFL YKは、
常に、最大可能値に充電される。
の出力電流IOUTに比例する可変電流ICONTによって調
整される。この目的のために、追加の制御可能スイッチ
QK1、...、QK(K-1)ばかりでなくスイッチQKKを、
スイッチQK1、...、QK(K- 1)、QKKと直列に表示さ
れた電流源ICONT1、...、ICONTK-1、ICONTKによ
って図4に記号表示したように制御可能電流源(又は制
御可能抵抗器)として動作させる。この種の調整では、
最終段(第K段)の充電ポンプ・コンデンサCFL YKは、
常に、最大可能値に充電される。
【0025】放電相中、この図に示したように接続点C
FNEGの絶対値電圧は、最小可能値に強制される。
FNEGの絶対値電圧は、最小可能値に強制される。
【0026】この構成において、コンバータの制御回路
は、まず、充電ポンプ・サイクルの放電相中に第K−1
段の出力電圧を第K段に対する「供給電圧」として使用
し、接続点KはスイッチQKK(又はそれによって形成さ
れた電流源ICONTK)を経由して電圧VOUT(K-1)に接続
される。比較器COMP(K−1)は、放電相中の接続
点CFNEGの電圧が第K−2段の出力電圧を表す先行第
K−1段の入力電圧VI N(K-1)より低いかどうか検査す
る。この比較器の相当する出力信号でスイッチ制御40
が「判る」ように、もし低いならば、スイッチ制御40
は、次の充電ポンプ・サイクルの放電相中に第K段に対
する供給電圧として第K−1段の出力電圧の代わりに第
K−2段の出力電圧を使用する。
は、まず、充電ポンプ・サイクルの放電相中に第K−1
段の出力電圧を第K段に対する「供給電圧」として使用
し、接続点KはスイッチQKK(又はそれによって形成さ
れた電流源ICONTK)を経由して電圧VOUT(K-1)に接続
される。比較器COMP(K−1)は、放電相中の接続
点CFNEGの電圧が第K−2段の出力電圧を表す先行第
K−1段の入力電圧VI N(K-1)より低いかどうか検査す
る。この比較器の相当する出力信号でスイッチ制御40
が「判る」ように、もし低いならば、スイッチ制御40
は、次の充電ポンプ・サイクルの放電相中に第K段に対
する供給電圧として第K−1段の出力電圧の代わりに第
K−2段の出力電圧を使用する。
【0027】この結果、コンバータの効率を高める。と
いうのは、その放電相中に第K−2段によって供給され
る電流は第K−1段によって供給される電流の半分に過
ぎないからである。コンバータの第K段を充電相中にこ
のように第K−1段からの出力電流で以て及び放電相中
に第K−2段からの出力電流で以て動作させるとき、コ
ンバータの効率は次の式によって与えられる。
いうのは、その放電相中に第K−2段によって供給され
る電流は第K−1段によって供給される電流の半分に過
ぎないからである。コンバータの第K段を充電相中にこ
のように第K−1段からの出力電流で以て及び放電相中
に第K−2段からの出力電流で以て動作させるとき、コ
ンバータの効率は次の式によって与えられる。
【0028】
【数2】
【0029】それゆえ、DC−DCコンバータの入力電
圧VINとDC−DCコンバータの出力上の相当する負荷
に依存して、その時刻にちょうど正しい電圧利得率を選
択することによってその効率を最適化することができ
る。
圧VINとDC−DCコンバータの出力上の相当する負荷
に依存して、その時刻にちょうど正しい電圧利得率を選
択することによってその効率を最適化することができ
る。
【0030】図4に追加の比較器COMP1、...、
COMP(K−1)を表示してあり、これらは図3に示
したように、更に電圧利得率を望むときにオプショナル
に使用されかつそれらを用いてコンデンサの負電極の接
続点CFNEGの電圧を先行段によって供給されたオプシ
ョナルな他の入力電圧VIN、...、VIN(K-1)と比較
することができる。それで、第K段は接続点CFNEGに
必要な電圧よりも依然高い電圧を放電相中に供給される
が、しかしこの供給される電圧は選択できる電圧の全て
のうちでは必要な電圧を最も善く近似する。逐次比較に
よって、充電ポンプ・コンデンサCFLYKの1つの電極に
印加されるのは、コンバータの効率が最適である場合の
電圧で常にある。
COMP(K−1)を表示してあり、これらは図3に示
したように、更に電圧利得率を望むときにオプショナル
に使用されかつそれらを用いてコンデンサの負電極の接
続点CFNEGの電圧を先行段によって供給されたオプシ
ョナルな他の入力電圧VIN、...、VIN(K-1)と比較
することができる。それで、第K段は接続点CFNEGに
必要な電圧よりも依然高い電圧を放電相中に供給される
が、しかしこの供給される電圧は選択できる電圧の全て
のうちでは必要な電圧を最も善く近似する。逐次比較に
よって、充電ポンプ・コンデンサCFLYKの1つの電極に
印加されるのは、コンバータの効率が最適である場合の
電圧で常にある。
【0031】効率を改善するのに加えて、本発明に従う
新規なDC−DCコンバータはまた、その回路の内部抵
抗を次の2つの式から明白であるように低減させるとい
う点で更に積極的な効果を有する。
新規なDC−DCコンバータはまた、その回路の内部抵
抗を次の2つの式から明白であるように低減させるとい
う点で更に積極的な効果を有する。
【0032】2段(利得率=4)を有する在来のカスケ
ードDC−DCコンバータ(図1参照)では、内部抵抗
Ri4は、次のようになる。
ードDC−DCコンバータ(図1参照)では、内部抵抗
Ri4は、次のようになる。
【0033】
【数3】 Cf=放電ポンプ・コンデンサのキャパシタンス、fclk
=クロック周波数RQi=制御可能スイッチのオン抵抗。
=クロック周波数RQi=制御可能スイッチのオン抵抗。
【0034】2段を有し「新」利得率3を備える本発明
に従うカスケードDC−DCコンバータを動作させると
き、内部抵抗は次の式に従って低減される。
に従うカスケードDC−DCコンバータを動作させると
き、内部抵抗は次の式に従って低減される。
【0035】
【数4】
【0036】結論すると、コンバータは、もちろん、望
むとき個々の段の出力コンデンサなしでかつDC−DC
コンバータ回路の出力上に単一出力コンデンサを有する
だけで動作させることができる。単一出力コンデンサの
みを具備するカスケードDC−DCコンバータを動作さ
せることは、先行技術で知られておりかつ、例えば、前
掲の米国特許第5,635,776号に説明されてい
る。
むとき個々の段の出力コンデンサなしでかつDC−DC
コンバータ回路の出力上に単一出力コンデンサを有する
だけで動作させることができる。単一出力コンデンサの
みを具備するカスケードDC−DCコンバータを動作さ
せることは、先行技術で知られておりかつ、例えば、前
掲の米国特許第5,635,776号に説明されてい
る。
【0037】本発明に従う要旨は、コンバータの最終第
n段の充電ポンプ・コンデンサの他の電極をn−
2、...、1の出力の1つ以上又は入力電圧に接続
し、それであるから放電相中にではなく充電相中に、上
に説明したように、電圧を効率が最適であるコンバータ
の最終段の充電ポンプ・コンデンサに印加することによ
っても、もちろん、実現できる。当業者は、いかに図4
に示した制御回路をこの場合に構成するかを上の説明か
ら承知するであろう。
n段の充電ポンプ・コンデンサの他の電極をn−
2、...、1の出力の1つ以上又は入力電圧に接続
し、それであるから放電相中にではなく充電相中に、上
に説明したように、電圧を効率が最適であるコンバータ
の最終段の充電ポンプ・コンデンサに印加することによ
っても、もちろん、実現できる。当業者は、いかに図4
に示した制御回路をこの場合に構成するかを上の説明か
ら承知するであろう。
【0038】以上の説明に関して更に以下の項を開示す
る。
る。
【0039】(1) 既定出力電圧に調整されかつn
(n≧2)要素段を含む充電ポンプ型DC−DCコンバ
ータの各要素段は充電ポンプ・コンデンサと該コンデン
サに接続されたいくつかの制御可能スイッチとで構成さ
れ、前記スイッチを経由して前記充電ポンプ・コンデン
サは相当する要素段の入力電圧に並列に接続可能である
ので前記充電ポンプ・コンデンサを充電ポンプ・サイク
ルの充電相中に前記相当する段の最大限ほぼ入力電圧に
まで充電することができるか又は前記相当する段の前記
入力電圧に直列に接続されるので充電ポンプ・サイクル
の放電相中に前記相当する段の出力において前記段の入
力電圧の最大限ほぼ2倍に相当する電圧を発生すること
ができるかのどちらかであり、前記DC−DCコンバー
タの前記入力電圧は第1段の入力に印加され、第K段の
充電ポンプ・コンデンサの両電極は前記制御可能スイッ
チの1つを経由して第K−1段(K=2,...,n)
の出力に接続可能でありかつ第n段の出力は前記DC−
DCコンバータの出力を形成する前記DC−DCコンバ
ータであって、1つ以上の追加の制御可能スイッチと制
御回路とを更に含み、放電相中に前記コンバータの出力
に接続されない前記第n段の充電ポンプ・コンデンサの
電極が前記1つ以上の追加の制御可能スイッチを経由し
て前記第l段(l=(n−2),...,1)の1つ以
上の出力及び/又は前記入力電圧に接続可能であり、前
記制御回路は前記DC−DCコンバータの前記入力電圧
の関数として前記充電ポンプ・サイクルの放電相中にオ
ンをスイッチのアレイの該当スイッチに信号しかつ前記
スイッチに印加された電圧を前記DC−DCコンバータ
の効率が最大である前記第n段の充電ポンプ・コンデン
サの前記電極に接続し、前記アレイは前記第n段の前記
充電ポンプ・コンデンサの電極を前記第n−1段の出力
に接続することができる1つの前記制御可能スイッチと
前記追加の制御可能スイッチとで構成されることを特徴
とする充電ポンプ型DC−DCコンバータ。
(n≧2)要素段を含む充電ポンプ型DC−DCコンバ
ータの各要素段は充電ポンプ・コンデンサと該コンデン
サに接続されたいくつかの制御可能スイッチとで構成さ
れ、前記スイッチを経由して前記充電ポンプ・コンデン
サは相当する要素段の入力電圧に並列に接続可能である
ので前記充電ポンプ・コンデンサを充電ポンプ・サイク
ルの充電相中に前記相当する段の最大限ほぼ入力電圧に
まで充電することができるか又は前記相当する段の前記
入力電圧に直列に接続されるので充電ポンプ・サイクル
の放電相中に前記相当する段の出力において前記段の入
力電圧の最大限ほぼ2倍に相当する電圧を発生すること
ができるかのどちらかであり、前記DC−DCコンバー
タの前記入力電圧は第1段の入力に印加され、第K段の
充電ポンプ・コンデンサの両電極は前記制御可能スイッ
チの1つを経由して第K−1段(K=2,...,n)
の出力に接続可能でありかつ第n段の出力は前記DC−
DCコンバータの出力を形成する前記DC−DCコンバ
ータであって、1つ以上の追加の制御可能スイッチと制
御回路とを更に含み、放電相中に前記コンバータの出力
に接続されない前記第n段の充電ポンプ・コンデンサの
電極が前記1つ以上の追加の制御可能スイッチを経由し
て前記第l段(l=(n−2),...,1)の1つ以
上の出力及び/又は前記入力電圧に接続可能であり、前
記制御回路は前記DC−DCコンバータの前記入力電圧
の関数として前記充電ポンプ・サイクルの放電相中にオ
ンをスイッチのアレイの該当スイッチに信号しかつ前記
スイッチに印加された電圧を前記DC−DCコンバータ
の効率が最大である前記第n段の充電ポンプ・コンデン
サの前記電極に接続し、前記アレイは前記第n段の前記
充電ポンプ・コンデンサの電極を前記第n−1段の出力
に接続することができる1つの前記制御可能スイッチと
前記追加の制御可能スイッチとで構成されることを特徴
とする充電ポンプ型DC−DCコンバータ。
【0040】(2) 第1項記載のDC−DCコンバー
タにおいて、出力コンデンサがことごとくの段の各出力
に具備されているDC−DCコンバータ。
タにおいて、出力コンデンサがことごとくの段の各出力
に具備されているDC−DCコンバータ。
【0041】(3) 第1項又は第2項記載のDC−D
Cコンバータにおいて、いくつかの前記追加の制御可能
スイッチの数はn−1とすることで前記第n段の前記充
電ポンプ・コンデンサの前記電極を各先行段の出力に又
は前記入力電圧と接続することができるDC−DCコン
バータ。
Cコンバータにおいて、いくつかの前記追加の制御可能
スイッチの数はn−1とすることで前記第n段の前記充
電ポンプ・コンデンサの前記電極を各先行段の出力に又
は前記入力電圧と接続することができるDC−DCコン
バータ。
【0042】(4) 第1項から第3項のいずれか1つ
に記載のDC−DCコンバータにおいて、スイッチの前
記アレイのスイッチの各々は制御可能電流源又は制御可
能抵抗器で構成され、前記制御可能電流源又は制御可能
抵抗器を経由して前記DC−DCコンバータの出力電圧
を直線的に調整することができるDC−DCコンバー
タ。
に記載のDC−DCコンバータにおいて、スイッチの前
記アレイのスイッチの各々は制御可能電流源又は制御可
能抵抗器で構成され、前記制御可能電流源又は制御可能
抵抗器を経由して前記DC−DCコンバータの出力電圧
を直線的に調整することができるDC−DCコンバー
タ。
【0043】(5) 第4項記載のDC−DCコンバー
タにおいて、前記制御回路は1つ以上の比較器を含み、
前記1つ以上の比較器の1つが前記充電ポンプ・サイク
ルの放電相中に前記コンバータの出力に接続されていな
い第n段の充電ポンプ・コンデンサの電極における前記
充電ポンプ・サイクルの放電相中の或る1つの段の出力
電圧を前記放電相中に前記充電ポンプ・コンデンサの前
記電極にちようど接続されている出力電圧を有する前記
段に先行する段の出力電圧と比較し、かつ、次いで、前
記放電相中の前記或る1つの段の前記出力電圧が前記先
行する段の前記出力電圧より低いとき、前記比較器は制
御信号を前記制御回路に出力し、前記制御回路は、次い
で、後続充電ポンプ・サイクルの放電相中に、前記充電
ポンプ・コンデンサの前記電極を前記先行する段の出力
電圧に接続し、いくつかの比較器の場合における前記比
較を更に他の前記比較器を援用して同様に逐次実施する
結果、遂に或る1つの段において前記コンバータの効率
が最適になることを達成するDC−DCコンバータ。
タにおいて、前記制御回路は1つ以上の比較器を含み、
前記1つ以上の比較器の1つが前記充電ポンプ・サイク
ルの放電相中に前記コンバータの出力に接続されていな
い第n段の充電ポンプ・コンデンサの電極における前記
充電ポンプ・サイクルの放電相中の或る1つの段の出力
電圧を前記放電相中に前記充電ポンプ・コンデンサの前
記電極にちようど接続されている出力電圧を有する前記
段に先行する段の出力電圧と比較し、かつ、次いで、前
記放電相中の前記或る1つの段の前記出力電圧が前記先
行する段の前記出力電圧より低いとき、前記比較器は制
御信号を前記制御回路に出力し、前記制御回路は、次い
で、後続充電ポンプ・サイクルの放電相中に、前記充電
ポンプ・コンデンサの前記電極を前記先行する段の出力
電圧に接続し、いくつかの比較器の場合における前記比
較を更に他の前記比較器を援用して同様に逐次実施する
結果、遂に或る1つの段において前記コンバータの効率
が最適になることを達成するDC−DCコンバータ。
【0044】(6) 既定出力電圧に調整されかつn
(n≧2)要素段を含む充電ポンプ型DC−DCコンバ
ータの各要素段は充電ポンプ・コンデンサと該コンデン
サに接続されたいくつかの制御可能スイッチとで構成さ
れ、前記スイッチを経由して前記充電ポンプ・コンデン
サは相当する要素段の入力電圧に並列に接続可能である
ので前記充電ポンプ・コンデンサを充電ポンプ・サイク
ルの充電相中に前記相当する段の最大限ほぼ入力電圧に
まで充電することができるか又は前記相当する段の前記
入力電圧に直列に接続されるので充電ポンプ・サイクル
の放電相中に前記相当する段の出力において前記段の入
力電圧の最大限ほぼ2倍に相当する電圧を発生すること
ができるかのどちらかであり、前記DC−DCコンバー
タの前記入力電圧は第1段の入力に印加され、第K段の
充電ポンプ・コンデンサの両電極は前記制御可能スイッ
チの1つを経由して第K−1段(K=2,...,n)
の出力に接続可能でありかつ第n段の出力は前記DC−
DCコンバータの出力を形成する前記DC−DCコンバ
ータであって、1つ以上の追加の制御可能スイッチと制
御回路とを含み、放電相中に前記コンバータの出力に接
続されない前記第n段の充電ポンプ・コンデンサの電極
が前記1つ以上の追加の制御可能スイッチを経由して前
記第l段(l=(n−2),...,1)の1つ以上の
出力及び/又は前記入力電圧に前記充電ポンプ・サイク
ルの前記充電相中に接続可能であり、前記制御回路は前
記DC−DCコンバータの前記入力電圧の関数として前
記充電ポンプ・サイクルの放電相中にオンをスイッチの
アレイの該当スイッチに信号しかつ前記スイッチに印加
された電圧を前記DC−DCコンバータの効率が最大で
ある前記第n段の充電ポンプ・コンデンサの前記電極に
接続し、前記アレイは前記第n段の前記充電ポンプ・コ
ンデンサの電極を前記充電相中に前記第n−1要素の出
力に接続することができる1つの前記制御可能スイッチ
と前記追加の制御可能スイッチとで構成されることを特
徴とする充電ポンプ型DC−DCコンバータ。
(n≧2)要素段を含む充電ポンプ型DC−DCコンバ
ータの各要素段は充電ポンプ・コンデンサと該コンデン
サに接続されたいくつかの制御可能スイッチとで構成さ
れ、前記スイッチを経由して前記充電ポンプ・コンデン
サは相当する要素段の入力電圧に並列に接続可能である
ので前記充電ポンプ・コンデンサを充電ポンプ・サイク
ルの充電相中に前記相当する段の最大限ほぼ入力電圧に
まで充電することができるか又は前記相当する段の前記
入力電圧に直列に接続されるので充電ポンプ・サイクル
の放電相中に前記相当する段の出力において前記段の入
力電圧の最大限ほぼ2倍に相当する電圧を発生すること
ができるかのどちらかであり、前記DC−DCコンバー
タの前記入力電圧は第1段の入力に印加され、第K段の
充電ポンプ・コンデンサの両電極は前記制御可能スイッ
チの1つを経由して第K−1段(K=2,...,n)
の出力に接続可能でありかつ第n段の出力は前記DC−
DCコンバータの出力を形成する前記DC−DCコンバ
ータであって、1つ以上の追加の制御可能スイッチと制
御回路とを含み、放電相中に前記コンバータの出力に接
続されない前記第n段の充電ポンプ・コンデンサの電極
が前記1つ以上の追加の制御可能スイッチを経由して前
記第l段(l=(n−2),...,1)の1つ以上の
出力及び/又は前記入力電圧に前記充電ポンプ・サイク
ルの前記充電相中に接続可能であり、前記制御回路は前
記DC−DCコンバータの前記入力電圧の関数として前
記充電ポンプ・サイクルの放電相中にオンをスイッチの
アレイの該当スイッチに信号しかつ前記スイッチに印加
された電圧を前記DC−DCコンバータの効率が最大で
ある前記第n段の充電ポンプ・コンデンサの前記電極に
接続し、前記アレイは前記第n段の前記充電ポンプ・コ
ンデンサの電極を前記充電相中に前記第n−1要素の出
力に接続することができる1つの前記制御可能スイッチ
と前記追加の制御可能スイッチとで構成されることを特
徴とする充電ポンプ型DC−DCコンバータ。
【0045】(7) 充電ポンプ型DC−DCコンバー
タは、n(n≧2)要素段を含み、各要素段は充電ポン
プ・コンデンサと該コンデンサに接続されたいくつかの
制御可能スイッチとで構成され、前記DC−DCコンバ
ータの入力電圧は第1段の入力に印加され、第K段の充
電ポンプ・コンデンサの両電極は各々第K−1段(K=
2,...,n)の出力を有する前記制御可能スイッチ
の1つに接続可能でありかつ第n段の出力は前記DC−
DCコンバータの出力を形成する。本発明に従う前記D
C−DCコンバータは、更に、1つ以上の追加の制御可
能スイッチを接続可能として、前記追加の制御可能スイ
ッチを経由して放電相中に前記コンバータの出力に接続
されない前記第n段の充電ポンプ・コンデンサの電極が
前記第l段(l=(n−2),...,1)の1つ以上
の出力及び/又は前記入力電圧に前記充電ポンプの前記
充電相中に接続され、かつ制御回路を含み、前記制御回
路は前記DC−DCコンバータの前記入力電圧の関数と
して前記充電ポンプの放電相中にオンをスイッチのアレ
イの該当スイッチに信号しかつ前記スイッチに印加され
た電圧を前記DC−DCコンバータの効率が最大である
前記第n段の充電ポンプ・コンデンサの前記電極に接続
し、前記アレイは前記第n段の前記充電ポンプ・コンデ
ンサの電極を前記充電相中に前記第n−1要素の出力に
接続することができる1つの前記制御可能スイッチと前
記追加の制御可能スイッチとで構成されることを特徴と
する。
タは、n(n≧2)要素段を含み、各要素段は充電ポン
プ・コンデンサと該コンデンサに接続されたいくつかの
制御可能スイッチとで構成され、前記DC−DCコンバ
ータの入力電圧は第1段の入力に印加され、第K段の充
電ポンプ・コンデンサの両電極は各々第K−1段(K=
2,...,n)の出力を有する前記制御可能スイッチ
の1つに接続可能でありかつ第n段の出力は前記DC−
DCコンバータの出力を形成する。本発明に従う前記D
C−DCコンバータは、更に、1つ以上の追加の制御可
能スイッチを接続可能として、前記追加の制御可能スイ
ッチを経由して放電相中に前記コンバータの出力に接続
されない前記第n段の充電ポンプ・コンデンサの電極が
前記第l段(l=(n−2),...,1)の1つ以上
の出力及び/又は前記入力電圧に前記充電ポンプの前記
充電相中に接続され、かつ制御回路を含み、前記制御回
路は前記DC−DCコンバータの前記入力電圧の関数と
して前記充電ポンプの放電相中にオンをスイッチのアレ
イの該当スイッチに信号しかつ前記スイッチに印加され
た電圧を前記DC−DCコンバータの効率が最大である
前記第n段の充電ポンプ・コンデンサの前記電極に接続
し、前記アレイは前記第n段の前記充電ポンプ・コンデ
ンサの電極を前記充電相中に前記第n−1要素の出力に
接続することができる1つの前記制御可能スイッチと前
記追加の制御可能スイッチとで構成されることを特徴と
する。
【図1】K段を含む既知のカスケードDC−DCコンバ
ータの充電ポンプ回路の回路図である。
ータの充電ポンプ回路の回路図である。
【図2】2要素段を含む本発明に従うDC−DCコンバ
ータの第1実施の形態に使用された充電ポンプ回路の回
路図である。
ータの第1実施の形態に使用された充電ポンプ回路の回
路図である。
【図3】K要素段を含む本発明に従うDC−DCコンバ
ータの更に他の実施の形態に使用された充電ポンプ回路
の回路図である。
ータの更に他の実施の形態に使用された充電ポンプ回路
の回路図である。
【図4】図3に示した本発明に従うカスケードDC−D
Cコンバータの実施の形態に使用された制御回路の回路
図である。
Cコンバータの実施の形態に使用された制御回路の回路
図である。
40 スイッチ制御 CFLY1 充電ポンプ・コンデンザ CFLY2 充電ポンプ・コンデンザ CFLYK 充電ポンプ・コンデンザ COMP1 比較器 COMP2 比較器 COUT1 出力コンデンサ COUT2 出力コンデンサ COUNK 出力コンデンサ ICONT1 電流源 ICONTK-1 電流源 ICONTK 電流源 Q21 追加の制御可能スイッチ Q22 追加の制御可能スイッチ QK1 追加の制御可能スイッチ GK2 追加の制御可能スイッチ QK(K-1) 追加の制御可能スイッチ QKK 追加の制御可能スイッチ S11 制御可能スイッチ S12 制御可能スイッチ S13 制御可能スイッチ S14 制御可能スイッチ S21 制御可能スイッチ S22 制御可能スイッチ S23 制御可能スイッチ S24 制御可能スイッチ SK1 制御可能スイッチ SK2 制御可能スイッチ SK3 制御可能スイッチ SK4 制御可能スイッチ
Claims (1)
- 【請求項1】 既定出力電圧に調整されかつn(n≧
2)要素段を含む充電ポンプ型DC−DCコンバータの
各要素段は充電ポンプ・コンデンサと該コンデンサに接
続されたいくつかの制御可能スイッチとで構成され、前
記スイッチを経由して前記充電ポンプ・コンデンサは相
当する要素段の入力電圧に並列に接続可能であるので前
記充電ポンプ・コンデンサを充電ポンプ・サイクルの充
電相中に前記相当する段の最大限ほぼ入力電圧にまで充
電することができるか又は前記相当する段の前記入力電
圧に直列に接続されるので充電ポンプ・サイクルの放電
相中に前記相当する段の出力において前記段の入力電圧
の最大限ほぼ2倍に相当する電圧を発生することができ
るかのどちらかであり、前記DC−DCコンバータの前
記入力電圧は第1段の入力に印加され、第K段の充電ポ
ンプ・コンデンサの両電極は前記制御可能スイッチの1
つを経由して第K−1段(K=2,...,n)の出力
に接続可能でありかつ第n段の出力は前記DC−DCコ
ンバータの出力を形成する前記DC−DCコンバータで
あって、1つ以上の追加の制御可能スイッチと制御回路
とを更に含み、放電相中に前記コンバータの出力に接続
されない前記第n段の充電ポンプ・コンデンサの電極が
前記1つ以上の追加の制御可能スイッチを経由して前記
第l段(l=(n−2),...,1)の1つ以上の出
力及び/又は前記入力電圧に接続可能であり、前記制御
回路は前記DC−DCコンバータの前記入力電圧の関数
として前記充電ポンプ・サイクルの放電相中にオンをス
イッチのアレイの該当スイッチに信号しかつ前記スイッ
チに印加された電圧を前記DC−DCコンバータの効率
が最大である前記第n段の充電ポンプ・コンデンサの前
記電極に接続し、前記アレイは前記第n段の前記充電ポ
ンプ・コンデンサの電極を前記第n−1段の出力に接続
することができる1つの前記制御可能スイッチと前記追
加の制御可能スイッチとで構成されることを特徴とする
充電ポンプ型DC−DCコンバータ。
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