JP2001268903A - 過電流保護回路 - Google Patents
過電流保護回路Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 フライバックコンバータの過電流保護回路に
関し、過電流検出時の出力電圧垂下を大きくする。 【解決手段】 出力電圧Ｖｏを検出して基準電圧Ｖｒ２
との差分に対応してトランスＴ１の一次巻線Ｎ１に接続
したスイッチングトランジスタＱ１のオン幅を制御する
電圧安定化手段と、トランスＴ１の一次巻線Ｎ１を流れ
る電流を検出した電流検出電圧が基準電圧Ｖｒ１を超え
た時に過電流状態として、スイッチングトランジスタＱ
１のオン幅を狭くし、出力電圧Ｖｏを垂下させる垂下制
御手段とを有するフライバックコンバータの過電流保護
回路であって、過電流状態の時の出力電圧Ｖｏの垂下に
より、三次巻線の誘起電圧の低下、トランジスタを介し
た電源電圧の印加等により電流検出電圧を増大させる手
段を垂下制御手段に設けたものである。
関し、過電流検出時の出力電圧垂下を大きくする。 【解決手段】 出力電圧Ｖｏを検出して基準電圧Ｖｒ２
との差分に対応してトランスＴ１の一次巻線Ｎ１に接続
したスイッチングトランジスタＱ１のオン幅を制御する
電圧安定化手段と、トランスＴ１の一次巻線Ｎ１を流れ
る電流を検出した電流検出電圧が基準電圧Ｖｒ１を超え
た時に過電流状態として、スイッチングトランジスタＱ
１のオン幅を狭くし、出力電圧Ｖｏを垂下させる垂下制
御手段とを有するフライバックコンバータの過電流保護
回路であって、過電流状態の時の出力電圧Ｖｏの垂下に
より、三次巻線の誘起電圧の低下、トランジスタを介し
た電源電圧の印加等により電流検出電圧を増大させる手
段を垂下制御手段に設けたものである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、フライバックコン
バータのトランスの一次側の電流を検出して、トランス
の二次側の負荷電流を判定し、この負荷電流が過電流状
態となった時に、出力電圧を強制的に垂下させて、過電
流による焼損等を回避する過電流保護回路に関する。
バータのトランスの一次側の電流を検出して、トランス
の二次側の負荷電流を判定し、この負荷電流が過電流状
態となった時に、出力電圧を強制的に垂下させて、過電
流による焼損等を回避する過電流保護回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】スイッチング電源装置に於いては、負荷
の短絡状態や地絡等により過電流が流れることがあるか
ら、このような過電流を検出した時に、出力電圧を垂下
させる過電流保護回路が設けられている。通常は、トラ
ンスの二次側に流れる負荷電流を検出し、過電流状態と
なった時に、トランスの一次巻線に接続したスイッチン
グトランジスタのオン幅を狭くして、出力電流を垂下さ
せることにより、過電流保護を行う構成が一般的であ
る。このような負荷電流を直接検出する代わりに、トラ
ンスの一次側の電流を検出し、過電流状態となった時
に、スイッチングトランジスタのオン幅を狭くして、出
力電圧を垂下させる構成も知られている。
の短絡状態や地絡等により過電流が流れることがあるか
ら、このような過電流を検出した時に、出力電圧を垂下
させる過電流保護回路が設けられている。通常は、トラ
ンスの二次側に流れる負荷電流を検出し、過電流状態と
なった時に、トランスの一次巻線に接続したスイッチン
グトランジスタのオン幅を狭くして、出力電流を垂下さ
せることにより、過電流保護を行う構成が一般的であ
る。このような負荷電流を直接検出する代わりに、トラ
ンスの一次側の電流を検出し、過電流状態となった時
に、スイッチングトランジスタのオン幅を狭くして、出
力電圧を垂下させる構成も知られている。
【０００３】図５は従来例の過電流保護回路の説明図で
あり、フライバックコンバータに適用した場合を示し、
Ｔ１はトランス、Ｎ１は一次巻線、Ｎ２は二次巻線、Ｑ
１はスイッチングトランジスタ、Ｅは直流電源、ＬＤは
負荷、Ｄ１〜Ｄ３はダイオード、Ｃ１，Ｃ２はコンデン
サ、Ｒ１〜Ｒ４は抵抗、ＳＷＧは鋸歯状波発生器、Ａ
１，Ａ２は誤差増幅器、Ａ３は比較器、Ｖｒ１，Ｖｒ２
は基準電圧、ＰＣ１はホトカプラ、Ｖｃはホトカプラの
電源を示す。
あり、フライバックコンバータに適用した場合を示し、
Ｔ１はトランス、Ｎ１は一次巻線、Ｎ２は二次巻線、Ｑ
１はスイッチングトランジスタ、Ｅは直流電源、ＬＤは
負荷、Ｄ１〜Ｄ３はダイオード、Ｃ１，Ｃ２はコンデン
サ、Ｒ１〜Ｒ４は抵抗、ＳＷＧは鋸歯状波発生器、Ａ
１，Ａ２は誤差増幅器、Ａ３は比較器、Ｖｒ１，Ｖｒ２
は基準電圧、ＰＣ１はホトカプラ、Ｖｃはホトカプラの
電源を示す。
【０００４】直流電源ＥからトランスＴ１の一次巻線に
電流を供給するスイッチングトランジスタＱ１がオンか
らオフとなると、トランスＴ１の二次巻線Ｎ２の誘起電
圧がダイオードＤ１の順方向となり、コンデンサＣ１を
充電する。このコンデンサＣ１の端子電圧を負荷ＬＤに
印加する出力電圧Ｖｏとする。この出力電圧Ｖｏをホト
カプラＰＣ１の発光ダイオードに印加し、電源Ｖｃが印
加されたホトトランジスタの出力信号を誤差増幅器Ａ２
に入力し、基準電圧Ｖｒ２に対する誤差成分をダイオー
ドＤ３を介して比較器Ａ３に入力する。この比較器Ａ３
は、鋸歯状波発生器ＳＷＧからの鋸歯状波信号と比較
し、その比較出力信号は、パルス幅制御信号となってス
イッチングトランジスタＱ１のゲートに印加し、スイッ
チングトランジスタＱ１のオン幅を制御する。
電流を供給するスイッチングトランジスタＱ１がオンか
らオフとなると、トランスＴ１の二次巻線Ｎ２の誘起電
圧がダイオードＤ１の順方向となり、コンデンサＣ１を
充電する。このコンデンサＣ１の端子電圧を負荷ＬＤに
印加する出力電圧Ｖｏとする。この出力電圧Ｖｏをホト
カプラＰＣ１の発光ダイオードに印加し、電源Ｖｃが印
加されたホトトランジスタの出力信号を誤差増幅器Ａ２
に入力し、基準電圧Ｖｒ２に対する誤差成分をダイオー
ドＤ３を介して比較器Ａ３に入力する。この比較器Ａ３
は、鋸歯状波発生器ＳＷＧからの鋸歯状波信号と比較
し、その比較出力信号は、パルス幅制御信号となってス
イッチングトランジスタＱ１のゲートに印加し、スイッ
チングトランジスタＱ１のオン幅を制御する。
【０００５】それにより、出力電圧Ｖｏが設定値より上
昇すると、スイッチングトランジスタＱ１のオン幅を狭
くし、反対に出力電圧Ｖｏが設定値より低下すると、ス
イッチングトランジスタＱ１のオン幅を広くする制御を
行って、負荷ＬＤに印加する出力電圧Ｖｏを安定化す
る。前述のホトカプラＰＣ１，誤差増幅器Ａ２，基準電
圧Ｖｒ２を含む構成が電圧安定化手段を構成している。
昇すると、スイッチングトランジスタＱ１のオン幅を狭
くし、反対に出力電圧Ｖｏが設定値より低下すると、ス
イッチングトランジスタＱ１のオン幅を広くする制御を
行って、負荷ＬＤに印加する出力電圧Ｖｏを安定化す
る。前述のホトカプラＰＣ１，誤差増幅器Ａ２，基準電
圧Ｖｒ２を含む構成が電圧安定化手段を構成している。
【０００６】又抵抗Ｒ１によりトランスＴ１の一次巻線
Ｎ１に流れる電流を検出し、抵抗Ｒ２を介してコンデン
サＣ２を充電し、そのコンデンサＣ２の端子電圧を電流
検出電圧として基準電圧Ｖｒ１と誤差増幅器Ａ１により
比較する。負荷ＬＤに供給する電流が増大すると、トラ
ンスＴ１の一次巻線Ｎ１に流れる電流も増大するから、
負荷ＬＤに供給する電流が過電流状態となった時のコン
デンサＣ２の端子電圧が基準電圧Ｖｒ１を超えるように
設定しておくことにより、負荷電流が過電流状態となる
と、誤差増幅器Ａ１の出力信号は、ダイオードＤ２を介
して比較器Ａ３に入力され、比較器Ａ３の出力信号は、
出力電圧Ｖｏが上昇した場合に相当し、スイッチングト
ランジスタＱ１のオン幅を狭くして、出力電圧Ｖｏを垂
下させる。前述の抵抗Ｒ１，誤差増幅器Ａ１，基準電圧
Ｖｒ１を含む構成が垂下制御手段を構成している。
Ｎ１に流れる電流を検出し、抵抗Ｒ２を介してコンデン
サＣ２を充電し、そのコンデンサＣ２の端子電圧を電流
検出電圧として基準電圧Ｖｒ１と誤差増幅器Ａ１により
比較する。負荷ＬＤに供給する電流が増大すると、トラ
ンスＴ１の一次巻線Ｎ１に流れる電流も増大するから、
負荷ＬＤに供給する電流が過電流状態となった時のコン
デンサＣ２の端子電圧が基準電圧Ｖｒ１を超えるように
設定しておくことにより、負荷電流が過電流状態となる
と、誤差増幅器Ａ１の出力信号は、ダイオードＤ２を介
して比較器Ａ３に入力され、比較器Ａ３の出力信号は、
出力電圧Ｖｏが上昇した場合に相当し、スイッチングト
ランジスタＱ１のオン幅を狭くして、出力電圧Ｖｏを垂
下させる。前述の抵抗Ｒ１，誤差増幅器Ａ１，基準電圧
Ｖｒ１を含む構成が垂下制御手段を構成している。
【０００７】即ち、定格電流以下の場合は、誤差増幅器
Ａ２の出力信号に従ってスイッチングトランジスタＱ１
のオン幅を制御して、出力電圧Ｖｏが一定となるように
制御し、定格電流を超えた過電流状態となると、誤差増
幅器Ａ１の出力信号に従ってスイッチングトランジスタ
Ｑ１のオン幅を狭くして出力電圧Ｖｏが垂下するように
制御するものである。
Ａ２の出力信号に従ってスイッチングトランジスタＱ１
のオン幅を制御して、出力電圧Ｖｏが一定となるように
制御し、定格電流を超えた過電流状態となると、誤差増
幅器Ａ１の出力信号に従ってスイッチングトランジスタ
Ｑ１のオン幅を狭くして出力電圧Ｖｏが垂下するように
制御するものである。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】スイッチング電源装置
に於いては、過電流検出により出力電圧を垂下させて過
電流保護を行うもので、例えば、フォーワードコンバー
タの場合、図６の（Ａ）に示すように、横軸を電流Ｉ、
縦軸を電圧Ｖとして、定格電流をＩｏとすると、この定
格電流Ｉｏ以下の場合に、出力電圧Ｖｏを一定となるよ
うに制御し、この定格電流Ｉｏを超えると、トランスの
一次巻線に接続したスイッチングトランジスタのオン幅
を狭くして、出力電圧Ｖｏを垂下させ、負荷電流を抑制
することができる。
に於いては、過電流検出により出力電圧を垂下させて過
電流保護を行うもので、例えば、フォーワードコンバー
タの場合、図６の（Ａ）に示すように、横軸を電流Ｉ、
縦軸を電圧Ｖとして、定格電流をＩｏとすると、この定
格電流Ｉｏ以下の場合に、出力電圧Ｖｏを一定となるよ
うに制御し、この定格電流Ｉｏを超えると、トランスの
一次巻線に接続したスイッチングトランジスタのオン幅
を狭くして、出力電圧Ｖｏを垂下させ、負荷電流を抑制
することができる。
【０００９】これに対して、フライバックコンバータの
場合は、トランスの一次側から二次側への変換は電力と
して行われる。従って、図５に示す従来例に於いて、ト
ランスＴ１の一次側の電流を検出し、その一次側の電流
が設定値以上流れないようにスイッチングトランジスタ
Ｑ１のオン幅を制御している場合、オン幅を狭くするこ
とにより、トランスＴ１の二次側の出力電圧は垂下する
ことになるが、一次側の電力は、一次側電流の最大値Ｉ
ｍａｘと直流電源Ｅの電圧Ｖｅとの積となり、トランス
Ｔ１の二次側の出力電圧を垂下させるに伴って出力電流
が増加する。即ち、図６の（Ｂ）に示すように、定格電
流Ｉｏ以下では出力電圧Ｖｏを一定に維持し、定格電流
Ｉｏを超える電流が流れた時に、出力電圧を垂下させる
と、電力一定の為に、出力電流が増加し、二次側の過電
流状態を充分に保護することができない問題がある。従
って、従来は、このような過電流状態に耐え得る二次側
の回路部品を用いる必要があり、コストアップとなる問
題もあった。本発明は、フライバックコンバータに於け
る過電流状態の検出により、二次側の電流を確実に抑制
することを目的とする。
場合は、トランスの一次側から二次側への変換は電力と
して行われる。従って、図５に示す従来例に於いて、ト
ランスＴ１の一次側の電流を検出し、その一次側の電流
が設定値以上流れないようにスイッチングトランジスタ
Ｑ１のオン幅を制御している場合、オン幅を狭くするこ
とにより、トランスＴ１の二次側の出力電圧は垂下する
ことになるが、一次側の電力は、一次側電流の最大値Ｉ
ｍａｘと直流電源Ｅの電圧Ｖｅとの積となり、トランス
Ｔ１の二次側の出力電圧を垂下させるに伴って出力電流
が増加する。即ち、図６の（Ｂ）に示すように、定格電
流Ｉｏ以下では出力電圧Ｖｏを一定に維持し、定格電流
Ｉｏを超える電流が流れた時に、出力電圧を垂下させる
と、電力一定の為に、出力電流が増加し、二次側の過電
流状態を充分に保護することができない問題がある。従
って、従来は、このような過電流状態に耐え得る二次側
の回路部品を用いる必要があり、コストアップとなる問
題もあった。本発明は、フライバックコンバータに於け
る過電流状態の検出により、二次側の電流を確実に抑制
することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明の過電流保護回路
は、（１）出力電圧Ｖｏを検出して基準電圧Ｖｒ２との
差分に対応してトランスＴ１の一次巻線Ｎ１に接続した
スイッチングトランジスタＱ１のオン幅を制御する電圧
安定化手段と、前記トランスＴ１の一次巻線Ｎ１を流れ
る電流を検出した電流検出電圧が基準電圧Ｖｒ１を超え
た時に過電流状態として前記スイッチングトランジスタ
Ｑ１のオン幅を狭くして前記出力電圧Ｖｏを垂下させる
垂下制御手段とを有するフライバックコンバータの過電
流保護回路であって、過電流状態の時の出力電圧Ｖｏの
垂下により、電流検出電圧を増大させる手段を垂下制御
手段に設けたものである。
は、（１）出力電圧Ｖｏを検出して基準電圧Ｖｒ２との
差分に対応してトランスＴ１の一次巻線Ｎ１に接続した
スイッチングトランジスタＱ１のオン幅を制御する電圧
安定化手段と、前記トランスＴ１の一次巻線Ｎ１を流れ
る電流を検出した電流検出電圧が基準電圧Ｖｒ１を超え
た時に過電流状態として前記スイッチングトランジスタ
Ｑ１のオン幅を狭くして前記出力電圧Ｖｏを垂下させる
垂下制御手段とを有するフライバックコンバータの過電
流保護回路であって、過電流状態の時の出力電圧Ｖｏの
垂下により、電流検出電圧を増大させる手段を垂下制御
手段に設けたものである。
【００１１】又（２）前記垂下制御手段は、前記トラン
スＴ１の三次巻線Ｎ３の誘起電圧を、前記電流検出電圧
と逆極性として、基準電圧と比較する誤差増幅器Ａ１に
入力する構成を有するものである。
スＴ１の三次巻線Ｎ３の誘起電圧を、前記電流検出電圧
と逆極性として、基準電圧と比較する誤差増幅器Ａ１に
入力する構成を有するものである。
【００１２】又（３）前記垂下制御手段は、前記トラン
スＴ１の三次巻線Ｎ３の誘起電圧の垂下によってオンと
なり、前記電流検出電圧より高い電圧を、電流検出電圧
と基準電圧とを比較する誤差増幅器に入力するトランジ
スタを設けた構成を有するものである。
スＴ１の三次巻線Ｎ３の誘起電圧の垂下によってオンと
なり、前記電流検出電圧より高い電圧を、電流検出電圧
と基準電圧とを比較する誤差増幅器に入力するトランジ
スタを設けた構成を有するものである。
【００１３】又（４）前記垂下制御手段は、ホトトラン
ジスタを介して前記電流検出電圧と逆極性の電圧を誤差
増幅器に入力し、且つ発光ダイオードに前記出力電圧を
印加するホトカプラを設けた構成を有するものである。
ジスタを介して前記電流検出電圧と逆極性の電圧を誤差
増幅器に入力し、且つ発光ダイオードに前記出力電圧を
印加するホトカプラを設けた構成を有するものである。
【００１４】
【発明の実施の形態】図１は本発明の第１の実施の形態
の説明図であり、Ｔ１はトランス、Ｎ１は一次巻線、Ｎ
２は二次巻線、Ｎ３は三次巻線、Ｑ１はスイッチングト
ランジスタ、Ｅは直流電源、ＬＤは負荷、Ｄ１〜Ｄ４は
ダイオード、Ｃ１〜Ｃ３はコンデンサ、Ｒ１〜Ｒ５は抵
抗、ＳＷＧは鋸歯状波発生器、Ａ１，Ａ２は誤差増幅
器、Ａ３は比較器、Ｖｒ１，Ｖｒ２は基準電圧、ＰＣ１
はホトカプラ、Ｖｃはホトカプラの電源を示す。
の説明図であり、Ｔ１はトランス、Ｎ１は一次巻線、Ｎ
２は二次巻線、Ｎ３は三次巻線、Ｑ１はスイッチングト
ランジスタ、Ｅは直流電源、ＬＤは負荷、Ｄ１〜Ｄ４は
ダイオード、Ｃ１〜Ｃ３はコンデンサ、Ｒ１〜Ｒ５は抵
抗、ＳＷＧは鋸歯状波発生器、Ａ１，Ａ２は誤差増幅
器、Ａ３は比較器、Ｖｒ１，Ｖｒ２は基準電圧、ＰＣ１
はホトカプラ、Ｖｃはホトカプラの電源を示す。
【００１５】この実施の形態は、フライバックコンバー
タのトランスＴ１に三次巻線Ｎ３を設け、この三次巻線
Ｎ３に接続したダイオードＤ３とコンデンサＣ３と抵抗
Ｒ５とを設けたもので、コンデンサＣ３の端子電圧Ｖｆ
は、三次巻線Ｎ３の誘起電圧に相当し、コンデンサＣ２
の端子電圧Ｖａとは逆極性で誤差増幅器Ａ１に入力され
る。即ち、電流検出電圧と逆極性の三次捲線Ｎ３の誘起
電圧を、誤差増幅器Ａ１に入力する。又フライバックコ
ンバータとしての動作は、前述の従来例と同様であるか
ら、重複した説明は省略する。
タのトランスＴ１に三次巻線Ｎ３を設け、この三次巻線
Ｎ３に接続したダイオードＤ３とコンデンサＣ３と抵抗
Ｒ５とを設けたもので、コンデンサＣ３の端子電圧Ｖｆ
は、三次巻線Ｎ３の誘起電圧に相当し、コンデンサＣ２
の端子電圧Ｖａとは逆極性で誤差増幅器Ａ１に入力され
る。即ち、電流検出電圧と逆極性の三次捲線Ｎ３の誘起
電圧を、誤差増幅器Ａ１に入力する。又フライバックコ
ンバータとしての動作は、前述の従来例と同様であるか
ら、重複した説明は省略する。
【００１６】定常時は、コンデンサＣ２の端子電圧Ｖａ
とコンデンサＣ３の端子電圧Ｖｆと基準電圧Ｖｒ１と
を、Ｖｒ１＞（Ｖａ−Ｖｆ）の関係となるように設定す
る。従って、誤差増幅器Ａ２の出力信号による出力電圧
Ｖｏの安定化制御が行われる。即ち、電圧安定化手段に
よる制御が行われ、垂下制御手段はスイッチング制御に
は作用していない。この状態に於ける出力電圧Ｖｏは一
定であるから、コンデンサＣ３の端子電圧Ｖｆはほぼ一
定となる。しかし、電流検出電圧に相当するコンデンサ
Ｃ２の端子電圧Ｖａは、抵抗Ｒ１に流れる電流に対応し
て変化するが、前述の条件が維持されるから、誤差増幅
器Ａ１の出力信号はダイオードＤ２によって阻止される
ことになる。
とコンデンサＣ３の端子電圧Ｖｆと基準電圧Ｖｒ１と
を、Ｖｒ１＞（Ｖａ−Ｖｆ）の関係となるように設定す
る。従って、誤差増幅器Ａ２の出力信号による出力電圧
Ｖｏの安定化制御が行われる。即ち、電圧安定化手段に
よる制御が行われ、垂下制御手段はスイッチング制御に
は作用していない。この状態に於ける出力電圧Ｖｏは一
定であるから、コンデンサＣ３の端子電圧Ｖｆはほぼ一
定となる。しかし、電流検出電圧に相当するコンデンサ
Ｃ２の端子電圧Ｖａは、抵抗Ｒ１に流れる電流に対応し
て変化するが、前述の条件が維持されるから、誤差増幅
器Ａ１の出力信号はダイオードＤ２によって阻止される
ことになる。
【００１７】又負荷ＬＤに供給する電流が増大して過電
流状態となると、トランスＴ１の一次側に流れる電流も
増大して、この電流を検出する抵抗Ｒ１の両端の電圧が
上昇し、それにより、コンデンサＣ２の端子電圧Ｖａが
上昇し、Ｖｒ１＜（Ｖａ−Ｖｆ）の関係となる。従っ
て、誤差増幅器Ａ１の出力信号がダイオードＤ２を介し
て比較器Ａ３に入力され、スイッチングトランジスタＱ
１のオン幅を狭くする制御が行われる。
流状態となると、トランスＴ１の一次側に流れる電流も
増大して、この電流を検出する抵抗Ｒ１の両端の電圧が
上昇し、それにより、コンデンサＣ２の端子電圧Ｖａが
上昇し、Ｖｒ１＜（Ｖａ−Ｖｆ）の関係となる。従っ
て、誤差増幅器Ａ１の出力信号がダイオードＤ２を介し
て比較器Ａ３に入力され、スイッチングトランジスタＱ
１のオン幅を狭くする制御が行われる。
【００１８】このような過電流検出による制御が開始さ
れると、トランスＴ１の二次巻線Ｎ２と三次巻線Ｎ３と
の誘起電圧が低下する。従って、コンデンサＣ３の端子
電圧Ｖｆも低下する。それにより、Ｖｒ１≪（Ｖａ−Ｖ
ｆ）の関係となる。即ち、電流検出電圧を増大させた場
合と同様となり、スイッチングトランジスタＱ１のオン
幅を一層狭くするように制御し、出力電圧Ｖｏを一層垂
下させて、二次側の電流の上昇を抑制し、過電流保護を
確実に行うことができる。
れると、トランスＴ１の二次巻線Ｎ２と三次巻線Ｎ３と
の誘起電圧が低下する。従って、コンデンサＣ３の端子
電圧Ｖｆも低下する。それにより、Ｖｒ１≪（Ｖａ−Ｖ
ｆ）の関係となる。即ち、電流検出電圧を増大させた場
合と同様となり、スイッチングトランジスタＱ１のオン
幅を一層狭くするように制御し、出力電圧Ｖｏを一層垂
下させて、二次側の電流の上昇を抑制し、過電流保護を
確実に行うことができる。
【００１９】図２は本発明の第２の実施の形態の説明図
であり、図１と同一符号は同一部分を示し、Ｄ５はダイ
オード、Ｑ２はトランジスタ、Ｒ６〜Ｒ８は抵抗、Ｖｂ
はトランジスタＱ２の電源電圧を示す。この電源電圧Ｖ
ｂは、基準電圧Ｖｒ１より高い電圧とするものである。
であり、図１と同一符号は同一部分を示し、Ｄ５はダイ
オード、Ｑ２はトランジスタ、Ｒ６〜Ｒ８は抵抗、Ｖｂ
はトランジスタＱ２の電源電圧を示す。この電源電圧Ｖ
ｂは、基準電圧Ｖｒ１より高い電圧とするものである。
【００２０】定常時は、コンデンサＣ３の端子電圧によ
りダイオードＤ５に逆方向電圧が印加される状態とし、
トランジスタＱ２はオフ状態となる。又コンデンサＣ２
の端子電圧は基準電圧Ｖｒ１以下であるから、誤差増幅
器Ａ２の出力信号がダイオードＤ３を介して比較器Ａ３
に入力されてスイッチングトランジスタＱ１のオン幅の
制御が行われる。
りダイオードＤ５に逆方向電圧が印加される状態とし、
トランジスタＱ２はオフ状態となる。又コンデンサＣ２
の端子電圧は基準電圧Ｖｒ１以下であるから、誤差増幅
器Ａ２の出力信号がダイオードＤ３を介して比較器Ａ３
に入力されてスイッチングトランジスタＱ１のオン幅の
制御が行われる。
【００２１】そして、負荷ＬＤに供給する電流に対応し
て、トランスＴ１の一次側の電流が上昇し、コンデンサ
Ｃ２の端子電圧が基準電圧Ｖｒ１を超えると、負荷ＬＤ
に供給する電流が過電流状態となった時であり、この過
電流検出による誤差増幅器Ａ１の出力信号によって、ス
イッチングトランジスタＱ１のオン幅を狭くするように
制御が開始される。それにより、トランスＴ１の二次巻
線Ｎ２と三次巻線Ｎ３との誘起電圧が低下し、コンデン
サＣ３の端子電圧も低下し、ダイオードＤ５に順方向電
流が流れる状態となる。従って、トランジスタＱ２のベ
ース電流が流れて、トランジスタＱ２はオンとなり、電
圧Ｖｂが誤差増幅器Ａ１に入力される。従って、誤差増
幅器Ａ１の出力信号が大きくなるから、スイッチングト
ランジスタＱ１のオン幅を一層狭くして、出力電圧Ｖｏ
を一層垂下させ、負荷ＬＤに供給する電流の増大を抑制
して、過電流保護を確実に行うことができる。
て、トランスＴ１の一次側の電流が上昇し、コンデンサ
Ｃ２の端子電圧が基準電圧Ｖｒ１を超えると、負荷ＬＤ
に供給する電流が過電流状態となった時であり、この過
電流検出による誤差増幅器Ａ１の出力信号によって、ス
イッチングトランジスタＱ１のオン幅を狭くするように
制御が開始される。それにより、トランスＴ１の二次巻
線Ｎ２と三次巻線Ｎ３との誘起電圧が低下し、コンデン
サＣ３の端子電圧も低下し、ダイオードＤ５に順方向電
流が流れる状態となる。従って、トランジスタＱ２のベ
ース電流が流れて、トランジスタＱ２はオンとなり、電
圧Ｖｂが誤差増幅器Ａ１に入力される。従って、誤差増
幅器Ａ１の出力信号が大きくなるから、スイッチングト
ランジスタＱ１のオン幅を一層狭くして、出力電圧Ｖｏ
を一層垂下させ、負荷ＬＤに供給する電流の増大を抑制
して、過電流保護を確実に行うことができる。
【００２２】図３は本発明の第３の実施の形態の説明図
であり、図１と同一符号は同一部分を示し、Ｒ９，Ｒ１
０は抵抗である。この実施の形態は、誤差増幅器Ａ１の
−端子に印加する基準電圧Ｖｒ１の極性を前述の図１及
び図２に示す実施の形態の場合と逆極性とし、又コンデ
ンサＣ２の端子電圧ＶａとコンデンサＣ３の端子電圧Ｖ
ｆと基準電圧Ｖｒ１とを、定常時は、−Ｖｒ１＞（−Ｖ
ａ＋Ｖｆ）の関係となるように設定する。
であり、図１と同一符号は同一部分を示し、Ｒ９，Ｒ１
０は抵抗である。この実施の形態は、誤差増幅器Ａ１の
−端子に印加する基準電圧Ｖｒ１の極性を前述の図１及
び図２に示す実施の形態の場合と逆極性とし、又コンデ
ンサＣ２の端子電圧ＶａとコンデンサＣ３の端子電圧Ｖ
ｆと基準電圧Ｖｒ１とを、定常時は、−Ｖｒ１＞（−Ｖ
ａ＋Ｖｆ）の関係となるように設定する。
【００２３】トランスＴ１の二次側の電流の増加に対応
して、一次側の電流が増加し、抵抗Ｒ１の両端の電圧が
上昇し、それに従ってコンデンサＣ２の端子電圧Ｖａが
大きくなり、−Ｖｒ１＜（−Ｖａ＋Ｖｆ）の関係となる
と、過電流状態であるから、誤差増幅器Ａ１の出力信号
をダイオードＤ２を介して比較器Ａ３に入力し、スイッ
チングトランジスタＱ１のオン幅を狭くするように制御
が開始される。
して、一次側の電流が増加し、抵抗Ｒ１の両端の電圧が
上昇し、それに従ってコンデンサＣ２の端子電圧Ｖａが
大きくなり、−Ｖｒ１＜（−Ｖａ＋Ｖｆ）の関係となる
と、過電流状態であるから、誤差増幅器Ａ１の出力信号
をダイオードＤ２を介して比較器Ａ３に入力し、スイッ
チングトランジスタＱ１のオン幅を狭くするように制御
が開始される。
【００２４】それによって、トランスＴ１の二次巻線Ｎ
２と三次巻線Ｎ３との誘起電圧が低下し、コンデンサＣ
３の端子電圧Ｖｆも低下する。この端子電圧Ｖｆの低下
と、コンデンサＣ２の端子電圧Ｖａの上昇とによって、
−Ｖｒ１≪（−Ｖａ＋Ｖｆ）の関係となり、誤差増幅器
Ａ１の出力信号は一層大きくなり、スイッチングトラン
ジスタＱ１のオン幅は一層狭くなるように制御される。
従って、出力電圧Ｖｏの垂下が一層急激となって、過電
流保護を行うことができる。
２と三次巻線Ｎ３との誘起電圧が低下し、コンデンサＣ
３の端子電圧Ｖｆも低下する。この端子電圧Ｖｆの低下
と、コンデンサＣ２の端子電圧Ｖａの上昇とによって、
−Ｖｒ１≪（−Ｖａ＋Ｖｆ）の関係となり、誤差増幅器
Ａ１の出力信号は一層大きくなり、スイッチングトラン
ジスタＱ１のオン幅は一層狭くなるように制御される。
従って、出力電圧Ｖｏの垂下が一層急激となって、過電
流保護を行うことができる。
【００２５】図４は本発明の第４の実施の形態の説明図
であり、図１と同一符号は同一部分を示し、ＰＣ２はホ
トカプラ、Ｒ１１は抵抗、Ｖｄは電源電圧を示す。この
実施の形態は、出力電圧Ｖｏの垂下をホトカプラＰＣ２
によって検出して、過電流状態の時の出力電圧Ｖｏの垂
下を更に制御する構成であり、定格電流の時のコンデン
サＣ２の端子電圧ＶａとホトカプラＣＰ２を介した電圧
Ｖｄとの差が、基準電圧Ｖｒ１とほぼ等しくなるように
設定する。即ち、定格電流以下の時に、Ｖｒ１＞（Ｖａ
−Ｖｄ）の関係とし、定格電流を超えた過電流状態とな
ると、コンデンサＣ２の端子電圧Ｖａの上昇により、Ｖ
ｒ１＜（Ｖａ−Ｖｄ）となって、スイッチングトランジ
スタＱ１のオン幅を狭くする出力電圧Ｖｏの垂下制御に
入る。
であり、図１と同一符号は同一部分を示し、ＰＣ２はホ
トカプラ、Ｒ１１は抵抗、Ｖｄは電源電圧を示す。この
実施の形態は、出力電圧Ｖｏの垂下をホトカプラＰＣ２
によって検出して、過電流状態の時の出力電圧Ｖｏの垂
下を更に制御する構成であり、定格電流の時のコンデン
サＣ２の端子電圧ＶａとホトカプラＣＰ２を介した電圧
Ｖｄとの差が、基準電圧Ｖｒ１とほぼ等しくなるように
設定する。即ち、定格電流以下の時に、Ｖｒ１＞（Ｖａ
−Ｖｄ）の関係とし、定格電流を超えた過電流状態とな
ると、コンデンサＣ２の端子電圧Ｖａの上昇により、Ｖ
ｒ１＜（Ｖａ−Ｖｄ）となって、スイッチングトランジ
スタＱ１のオン幅を狭くする出力電圧Ｖｏの垂下制御に
入る。
【００２６】それによる出力電圧Ｖｏの垂下により、ホ
トカプラＰＣ２を介して誤差増幅器Ａ１に入力される電
圧Ｖｄが低下するから、Ｖｒ１≪（Ｖａ−Ｖｄ）の関係
となって、誤差増幅器Ａ１の出力信号は更に大きくな
り、スイッチングトランジスタＱ１のオン幅を一層狭く
するように制御して、出力電圧Ｖｏの垂下を更に大きく
し、過電流保護を行うことができる。
トカプラＰＣ２を介して誤差増幅器Ａ１に入力される電
圧Ｖｄが低下するから、Ｖｒ１≪（Ｖａ−Ｖｄ）の関係
となって、誤差増幅器Ａ１の出力信号は更に大きくな
り、スイッチングトランジスタＱ１のオン幅を一層狭く
するように制御して、出力電圧Ｖｏの垂下を更に大きく
し、過電流保護を行うことができる。
【００２７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、負荷Ｌ
Ｄに供給する出力電圧Ｖｏを検出し、基準電圧Ｖｒ２と
の差分に対応してトランスＴ１の一次巻線Ｎ１に接続し
たスイッチングトランジスタＱ１のオン幅を制御する電
圧安定化手段と、トランスＴ１の一次巻線Ｎ１を流れる
電流を抵抗Ｒ１により検出した電流検出電圧が基準電圧
Ｖｒ１を超えた時に過電流状態として、スイッチングト
ランジスタＱ１のオン幅を狭くし、出力電圧Ｖｏを垂下
させる垂下制御手段とを有するフライバックコンバータ
の過電流保護回路であって、過電流状態の時の出力電圧
Ｖｏの垂下により、誤差増幅器Ａ１に入力するコンデン
サＣ２の端子電圧Ｖａに相当する電流検出電圧を増大さ
せる手段を垂下制御手段に設けたもので、トランスＴ１
の三次巻線Ｎ３の誘起電圧を利用することができる。こ
のような構成により、フライバックコンバータに於い
て、過電流検出時の出力電圧Ｖｏの垂下制御による二次
側の電流増大の問題を解決することができる利点があ
る。
Ｄに供給する出力電圧Ｖｏを検出し、基準電圧Ｖｒ２と
の差分に対応してトランスＴ１の一次巻線Ｎ１に接続し
たスイッチングトランジスタＱ１のオン幅を制御する電
圧安定化手段と、トランスＴ１の一次巻線Ｎ１を流れる
電流を抵抗Ｒ１により検出した電流検出電圧が基準電圧
Ｖｒ１を超えた時に過電流状態として、スイッチングト
ランジスタＱ１のオン幅を狭くし、出力電圧Ｖｏを垂下
させる垂下制御手段とを有するフライバックコンバータ
の過電流保護回路であって、過電流状態の時の出力電圧
Ｖｏの垂下により、誤差増幅器Ａ１に入力するコンデン
サＣ２の端子電圧Ｖａに相当する電流検出電圧を増大さ
せる手段を垂下制御手段に設けたもので、トランスＴ１
の三次巻線Ｎ３の誘起電圧を利用することができる。こ
のような構成により、フライバックコンバータに於い
て、過電流検出時の出力電圧Ｖｏの垂下制御による二次
側の電流増大の問題を解決することができる利点があ
る。
【図１】本発明の第１の実施の形態の説明図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態の説明図である。
【図３】本発明の第３の実施の形態の説明図である。
【図４】本発明の第４の実施の形態の説明図である。
【図５】従来例の過電流保護回路の説明図である。
【図６】出力電圧垂下特性説明図である。
Ｔ１ トランス Ｎ１ 一次巻線 Ｎ２ 二次巻線 Ｎ３ 三次巻線 Ｑ１ スイッチングトランジスタ Ａ１，Ａ２ 誤差増幅器 Ａ３ 比較器 ＳＷＧ 鋸歯状波発生器 Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード Ｃ１〜Ｃ３ コンデンサ Ｖｒ１，Ｖｒ２ 基準電圧 ＰＣ１ ホトカプラ ＬＤ 負荷 Ｅ 直流電源
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 西村 勝彦 神奈川県川崎市高津区坂戸１丁目17番３号 富士通電装株式会社内 Ｆターム(参考） 5H730 AA20 BB43 DD04 DD23 EE07 EE59 FD01 FD26 FF19 XX04 XX15 XX25
Claims (4)
- 【請求項１】 出力電圧を検出して基準電圧との差分に
対応してトランスの一次巻線に接続したスイッチングト
ランジスタのオン幅を制御する電圧安定化手段と、前記
トランスの一次巻線を流れる電流を検出した電流検出電
圧が基準電圧を超えた時に過電流状態として前記スイッ
チングトランジスタのオン幅を狭くして前記出力電圧を
垂下させる垂下制御手段とを有するフライバックコンバ
ータの過電流保護回路に於いて、 前記過電流状態の時の前記出力電圧の垂下により、前記
電流検出電圧を増大させる手段を前記垂下制御手段に設
けたことを特徴とする過電流保護回路。 - 【請求項２】 前記垂下制御手段は、前記トランスの三
次巻線の誘起電圧を、前記電流検出電圧と逆極性とし
て、基準電圧と比較する誤差増幅器に入力する構成を有
することを特徴とする請求項１記載の過電流保護回路。 - 【請求項３】 前記垂下制御手段は、前記トランスの三
次巻線の誘起電圧の垂下によってオンとなり、前記電流
検出電圧より高い電圧を、電流検出電圧と基準電圧とを
比較する誤差増幅器に入力するトランジスタを設けたこ
とを特徴とする請求項１記載の過電流保護回路。 - 【請求項４】 前記垂下制御手段は、ホトトランジスタ
を介して前記電流検出電圧と逆極性の電圧を誤差増幅器
に入力し、且つ発光ダイオードに前記出力電圧を印加す
るホトカプラを設けたことを特徴とする請求項１記載の
過電流保護回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000078094A JP3561878B2 (ja) | 2000-03-21 | 2000-03-21 | 過電流保護回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000078094A JP3561878B2 (ja) | 2000-03-21 | 2000-03-21 | 過電流保護回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001268903A true JP2001268903A (ja) | 2001-09-28 |
| JP3561878B2 JP3561878B2 (ja) | 2004-09-02 |
Family
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000078094A Expired - Fee Related JP3561878B2 (ja) | 2000-03-21 | 2000-03-21 | 過電流保護回路 |
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|---|---|
| JP (1) | JP3561878B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2007041893A1 (en) * | 2005-10-09 | 2007-04-19 | System General Corp. | Close-loop pwm controller for primary-side controlled power converters |
| JP2007295761A (ja) * | 2006-04-27 | 2007-11-08 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | スイッチング電源装置 |
| JP2010124614A (ja) * | 2008-11-20 | 2010-06-03 | Cosel Co Ltd | スイッチング電源装置 |
| JP2019022398A (ja) * | 2017-07-21 | 2019-02-07 | 新日本無線株式会社 | スイッチング電源装置 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5010646B2 (ja) * | 2009-07-07 | 2012-08-29 | Ｔｄｋラムダ株式会社 | スイッチング電源装置 |
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2000
- 2000-03-21 JP JP2000078094A patent/JP3561878B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| WO2007041893A1 (en) * | 2005-10-09 | 2007-04-19 | System General Corp. | Close-loop pwm controller for primary-side controlled power converters |
| JP2007295761A (ja) * | 2006-04-27 | 2007-11-08 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | スイッチング電源装置 |
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| JP3561878B2 (ja) | 2004-09-02 |
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