JPH11206126A - 自励発振型スイッチング電源装置 - Google Patents
自励発振型スイッチング電源装置Info
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- JPH11206126A JPH11206126A JP10000682A JP68298A JPH11206126A JP H11206126 A JPH11206126 A JP H11206126A JP 10000682 A JP10000682 A JP 10000682A JP 68298 A JP68298 A JP 68298A JP H11206126 A JPH11206126 A JP H11206126A
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
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- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
- H02M3/3385—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current
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- Dc-Dc Converters (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 負荷短絡時のスイッチング用トランジスタＱ
１のオン・オフ動作による短絡電流の問題を解消する。 【解決手段】 スイッチング用トランジスタＱ１の制御
用トランジスタＱ３を設け、Ｑ１のオフ時にトランスの
帰還巻線ＮB に生じるフライバック電圧を検出し、その
フライバック電圧が所定値を下回ったときＱ３の状態を
切り替えてスイッチング用トランジスタＱ１を強制オフ
状態に保つ。
１のオン・オフ動作による短絡電流の問題を解消する。 【解決手段】 スイッチング用トランジスタＱ１の制御
用トランジスタＱ３を設け、Ｑ１のオフ時にトランスの
帰還巻線ＮB に生じるフライバック電圧を検出し、その
フライバック電圧が所定値を下回ったときＱ３の状態を
切り替えてスイッチング用トランジスタＱ１を強制オフ
状態に保つ。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は自励発振型スイッ
チング電源装置に関するものである。
チング電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来より自励発振型スイッチング電源装
置としてリンギングチョークコンバータ（Ringing Chok
e Converter ）が多く用いられている。図６は従来のリ
ンギングチョークコンバータの回路図である。同図に示
すように、トランスＴの１次巻線Ｎ１にはスイッチング
用トランジスタＱ１が直列に接続されていて、トランス
Ｔの帰還巻線ＮB には、フォトカプラの受光素子である
フォトトランジスタＰＴを含む制御回路が接続されてい
る。また、スイッチング用トランジスタＱ１のゲート・
ソース間には制御用トランジスタＱ２が接続されてい
る。
置としてリンギングチョークコンバータ（Ringing Chok
e Converter ）が多く用いられている。図６は従来のリ
ンギングチョークコンバータの回路図である。同図に示
すように、トランスＴの１次巻線Ｎ１にはスイッチング
用トランジスタＱ１が直列に接続されていて、トランス
Ｔの帰還巻線ＮB には、フォトカプラの受光素子である
フォトトランジスタＰＴを含む制御回路が接続されてい
る。また、スイッチング用トランジスタＱ１のゲート・
ソース間には制御用トランジスタＱ２が接続されてい
る。
【０００３】トランスＴの２次巻線Ｎ２の両端には整流
用ダイオードＤ３、平滑用コンデンサＣ５からなる整流
平滑回路が設けられている。またこの整流平滑出力部に
は抵抗Ｒ９，Ｒ１０からなる抵抗分圧回路と、シャント
レギュレータＳＲ、前記フォトカプラの発光ダイオード
ＰＤおよび抵抗Ｒ８による電圧検出回路が設けられてい
る。
用ダイオードＤ３、平滑用コンデンサＣ５からなる整流
平滑回路が設けられている。またこの整流平滑出力部に
は抵抗Ｒ９，Ｒ１０からなる抵抗分圧回路と、シャント
レギュレータＳＲ、前記フォトカプラの発光ダイオード
ＰＤおよび抵抗Ｒ８による電圧検出回路が設けられてい
る。
【０００４】図６に示した回路の動作は次のとおりであ
る。まず、電源が投入された起動時においては、起動抵
抗Ｒ１を介してスイッチング用トランジスタＱ１のゲー
トに電圧が印加されて、スイッチング用トランジスタＱ
１がオンする。これによりトランスＴの１次巻線Ｎ１に
入力電源電圧が印加されて、帰還巻線ＮB に１次巻線Ｎ
１と同方向の電圧が発生する。この電圧信号が抵抗Ｒ２
およびコンデンサＣ２を介してスイッチング用トランジ
スタＱ１のゲートに対して正帰還信号として与えられ
る。一方、帰還巻線ＮB の起電圧によりダイオードＤ
１、抵抗Ｒ３，Ｒ５およびフォトカプラのフォトトラン
ジスタＰＴを介してコンデンサＣ３に充電電流が流れ
る。このコンデンサＣ３の充電電圧が、制御用トランジ
スタＱ２のベース・エミッタ間の順方向電圧を超える
と、この制御用トランジスタＱ２がターンオンする。こ
れによりスイッチング用トランジスタＱ１のゲート・ソ
ース間電圧がほぼ０となってスイッチング用トランジス
タＱ１が強制的にオフされる。このときトランスＴの２
次巻線に、整流ダイオードＤ３に対して順方向の電圧が
発生し、これによりＱ１のオン期間にトランスＴに蓄積
されていたエネルギが２次巻線Ｎ２を介して放出され
る。また、このときコンデンサＣ３は抵抗Ｒ６，Ｒ７、
ダイオードＤ２を介して帰還巻線ＮB のフライバック電
圧により逆充電される。
る。まず、電源が投入された起動時においては、起動抵
抗Ｒ１を介してスイッチング用トランジスタＱ１のゲー
トに電圧が印加されて、スイッチング用トランジスタＱ
１がオンする。これによりトランスＴの１次巻線Ｎ１に
入力電源電圧が印加されて、帰還巻線ＮB に１次巻線Ｎ
１と同方向の電圧が発生する。この電圧信号が抵抗Ｒ２
およびコンデンサＣ２を介してスイッチング用トランジ
スタＱ１のゲートに対して正帰還信号として与えられ
る。一方、帰還巻線ＮB の起電圧によりダイオードＤ
１、抵抗Ｒ３，Ｒ５およびフォトカプラのフォトトラン
ジスタＰＴを介してコンデンサＣ３に充電電流が流れ
る。このコンデンサＣ３の充電電圧が、制御用トランジ
スタＱ２のベース・エミッタ間の順方向電圧を超える
と、この制御用トランジスタＱ２がターンオンする。こ
れによりスイッチング用トランジスタＱ１のゲート・ソ
ース間電圧がほぼ０となってスイッチング用トランジス
タＱ１が強制的にオフされる。このときトランスＴの２
次巻線に、整流ダイオードＤ３に対して順方向の電圧が
発生し、これによりＱ１のオン期間にトランスＴに蓄積
されていたエネルギが２次巻線Ｎ２を介して放出され
る。また、このときコンデンサＣ３は抵抗Ｒ６，Ｒ７、
ダイオードＤ２を介して帰還巻線ＮB のフライバック電
圧により逆充電される。
【０００５】コンデンサＣ３の電圧が制御用トランジス
タＱ２のベース・エミッタ間順方向電圧以下になると、
制御用トランジスタＱ２がオフする。トランスＴに蓄積
されていたエネルギが２次側から放出されて、整流ダイ
オードＤ３の電流が０になると、トランスＴのそれぞれ
の巻線電圧は０になって、始めの状態に戻り、スイッチ
ング用トランジスタＱ１がオンする。以降、上記の動作
を繰り返す。
タＱ２のベース・エミッタ間順方向電圧以下になると、
制御用トランジスタＱ２がオフする。トランスＴに蓄積
されていたエネルギが２次側から放出されて、整流ダイ
オードＤ３の電流が０になると、トランスＴのそれぞれ
の巻線電圧は０になって、始めの状態に戻り、スイッチ
ング用トランジスタＱ１がオンする。以降、上記の動作
を繰り返す。
【０００６】ここで、負荷側の出力電圧は抵抗Ｒ９，Ｒ
１０の分圧により検出され、その検出電圧とシャントレ
ギュレータＳＲに対する制御電圧として印加され、検出
電圧に応じてフォトカプラの発光ダイオードＰＤに対す
る通電量を変化させる。これによってフォトカプラの受
光素子であるフォトトランジスタＰＴの受光量が変化
し、そのインピーダンスが変化することにより、コンデ
ンサＣ３の充電時定数が変化する。出力電圧が低下する
ほど上記充電時定数が大きくなるので、出力電圧が低下
するほどスイッチング用トランジスタＱ１がオンしてか
ら制御用トランジスタＱ２により強制オフされるまでの
時間、すなわちスイッチング用トランジスタＱ１のオン
時間が長くなって、出力電圧を上昇させる方向に作用す
る。これによって出力電圧が一定となるように定電圧制
御がなされる。
１０の分圧により検出され、その検出電圧とシャントレ
ギュレータＳＲに対する制御電圧として印加され、検出
電圧に応じてフォトカプラの発光ダイオードＰＤに対す
る通電量を変化させる。これによってフォトカプラの受
光素子であるフォトトランジスタＰＴの受光量が変化
し、そのインピーダンスが変化することにより、コンデ
ンサＣ３の充電時定数が変化する。出力電圧が低下する
ほど上記充電時定数が大きくなるので、出力電圧が低下
するほどスイッチング用トランジスタＱ１がオンしてか
ら制御用トランジスタＱ２により強制オフされるまでの
時間、すなわちスイッチング用トランジスタＱ１のオン
時間が長くなって、出力電圧を上昇させる方向に作用す
る。これによって出力電圧が一定となるように定電圧制
御がなされる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】図６に示したような従
来の自励発振型スイッチング電源装置においては、出力
電流Ｉｏが増大して出力電圧Ｖｏが低下しようとする
と、フォトカプラを介したフィードバック制御によって
フォトトランジスタＰＴのインピーダンスが増大する
が、出力電力Ｉｏが過電流となって、フォトトランジス
タＰＴのインピーダンスが最大となれば、スイッチング
用トランジスタＱ１のオン期間は一定量より広がらなく
なる。その結果、出力電圧Ｖｏは垂下しはじめる。図７
はこの出力電流と出力電圧との関係を示す図である。出
力電圧Ｖｏが垂下するに伴い、帰還巻線ＮB のフライバ
ック電圧が低下すると、コンデンサＣ３の逆充電電圧が
低下してＱ２のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅは負に振
れにくくなる。すなわち、僅かな時間でＱ２はオンする
ことになり、Ｑ１のオン時間が最も縮小される。
来の自励発振型スイッチング電源装置においては、出力
電流Ｉｏが増大して出力電圧Ｖｏが低下しようとする
と、フォトカプラを介したフィードバック制御によって
フォトトランジスタＰＴのインピーダンスが増大する
が、出力電力Ｉｏが過電流となって、フォトトランジス
タＰＴのインピーダンスが最大となれば、スイッチング
用トランジスタＱ１のオン期間は一定量より広がらなく
なる。その結果、出力電圧Ｖｏは垂下しはじめる。図７
はこの出力電流と出力電圧との関係を示す図である。出
力電圧Ｖｏが垂下するに伴い、帰還巻線ＮB のフライバ
ック電圧が低下すると、コンデンサＣ３の逆充電電圧が
低下してＱ２のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅは負に振
れにくくなる。すなわち、僅かな時間でＱ２はオンする
ことになり、Ｑ１のオン時間が最も縮小される。
【０００８】しかし負荷が短絡されて、出力電圧Ｖｏが
略０となった場合でも、制御用トランジスタＱ２はオン
・オフを繰り返し、スイッチング用トランジスタＱ１は
僅かなオン時間でオンオフを繰り返すため、一定の短絡
電流が流れることになる。この短絡電流により無駄な電
力損失が生じるだけでなく、スイッチング用トランジス
タＱ１、整流ダイオードＤ３、および負荷の異常発熱な
どを招き故障の原因となる恐れがあった。
略０となった場合でも、制御用トランジスタＱ２はオン
・オフを繰り返し、スイッチング用トランジスタＱ１は
僅かなオン時間でオンオフを繰り返すため、一定の短絡
電流が流れることになる。この短絡電流により無駄な電
力損失が生じるだけでなく、スイッチング用トランジス
タＱ１、整流ダイオードＤ３、および負荷の異常発熱な
どを招き故障の原因となる恐れがあった。
【０００９】この発明の目的は過負荷状態となったとき
の上述の問題を解消した自励発振型スイッチング電源装
置を提供することにある。
の上述の問題を解消した自励発振型スイッチング電源装
置を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】この発明の請求項１に係
る発明は、１次巻線Ｎ１、２次巻線Ｎ２、および帰還巻
線ＮB を有するトランスＴと、入力電源電圧が供給され
る前記１次巻線の電流を、前記帰還巻線ＮB からの帰還
信号を受けて断続するスイッチング用トランジスタＱ１
と、前記２次巻線に接続された整流平滑回路とを備えた
自励発振型スイッチング電源装置において、前記スイッ
チング用トランジスタＱ１に対する前記帰還巻線ＮB か
らの正帰還信号を制御する制御用トランジスタＱ３を設
け、前記スイッチング用トランジスタＱ１のオフ時に前
記帰還巻線ＮB に生じるフライバック電圧を検出し、当
該フライバック電圧が所定値を下回ったとき前記制御用
トランジスタＱ３の状態を切り替えて前記スイッチング
用トランジスタＱ１をオフ状態に保つ手段を設ける。
る発明は、１次巻線Ｎ１、２次巻線Ｎ２、および帰還巻
線ＮB を有するトランスＴと、入力電源電圧が供給され
る前記１次巻線の電流を、前記帰還巻線ＮB からの帰還
信号を受けて断続するスイッチング用トランジスタＱ１
と、前記２次巻線に接続された整流平滑回路とを備えた
自励発振型スイッチング電源装置において、前記スイッ
チング用トランジスタＱ１に対する前記帰還巻線ＮB か
らの正帰還信号を制御する制御用トランジスタＱ３を設
け、前記スイッチング用トランジスタＱ１のオフ時に前
記帰還巻線ＮB に生じるフライバック電圧を検出し、当
該フライバック電圧が所定値を下回ったとき前記制御用
トランジスタＱ３の状態を切り替えて前記スイッチング
用トランジスタＱ１をオフ状態に保つ手段を設ける。
【００１１】前記スイッチング用トランジスタＱ１のオ
フ期間に帰還巻線ＮB に発生するフライバック電圧はト
ランスＴの２次巻線Ｎ２と帰還巻線ＮB との巻数比と２
次巻線Ｎ２から出力される電圧に比例したものとなるた
め、負荷が短絡状態となったとき、前記帰還巻線に発生
するフライバック電圧が所定値より下回る。そのため、
前記制御用トランジスタＱ３の状態が切り替えられて、
スイッチング用トランジスタＱ１が強制オフ状態とな
る。従ってこの状態でスイッチング用トランジスタＱ１
およびトランスの２次側には電流が流れず、上述した異
常発熱などの問題が解消される。
フ期間に帰還巻線ＮB に発生するフライバック電圧はト
ランスＴの２次巻線Ｎ２と帰還巻線ＮB との巻数比と２
次巻線Ｎ２から出力される電圧に比例したものとなるた
め、負荷が短絡状態となったとき、前記帰還巻線に発生
するフライバック電圧が所定値より下回る。そのため、
前記制御用トランジスタＱ３の状態が切り替えられて、
スイッチング用トランジスタＱ１が強制オフ状態とな
る。従ってこの状態でスイッチング用トランジスタＱ１
およびトランスの２次側には電流が流れず、上述した異
常発熱などの問題が解消される。
【００１２】
【発明の実施の形態】この発明の実施形態である自励発
振型スイッチング電源装置の構成を図１〜図５を参照し
て説明する。
振型スイッチング電源装置の構成を図１〜図５を参照し
て説明する。
【００１３】図１は同装置の回路図であり、トランスＴ
の１次巻線Ｎ１にスイッチング用トランジスタＱ１を直
列に接続していて、トランスＴの帰還巻線ＮB には、ス
イッチング用トランジスタＱ１に対する帰還回路を構成
している。トランスＴの２次巻線Ｎ２には整流用ダイオ
ードＤ３、平滑用コンデンサＣ５からなる整流平滑回路
を設けている。またこの整流平滑回路の出力部には、抵
抗Ｒ９，Ｒ１０からなる抵抗分圧回路と、シャントレギ
ュレータＳＲ、フォトカプラの発光ダイオードＰＤおよ
び抵抗Ｒ８による電圧検出回路を設けている。
の１次巻線Ｎ１にスイッチング用トランジスタＱ１を直
列に接続していて、トランスＴの帰還巻線ＮB には、ス
イッチング用トランジスタＱ１に対する帰還回路を構成
している。トランスＴの２次巻線Ｎ２には整流用ダイオ
ードＤ３、平滑用コンデンサＣ５からなる整流平滑回路
を設けている。またこの整流平滑回路の出力部には、抵
抗Ｒ９，Ｒ１０からなる抵抗分圧回路と、シャントレギ
ュレータＳＲ、フォトカプラの発光ダイオードＰＤおよ
び抵抗Ｒ８による電圧検出回路を設けている。
【００１４】上記帰還回路においてＱ３はスイッチング
用トランジスタＱ１の制御用トランジスタであり、抵抗
Ｒ５１、ダイオードＤ５２、抵抗Ｒ５２、コンデンサＣ
５１は制御用トランジスタＱ３に対してバイアス電圧を
印加する回路を構成している。一方、帰還巻線ＮB に接
続したダイオードＤ５３とコンデンサＣ５２は整流平滑
回路を構成し、ツェナダイオードＤ５１は上記整流平滑
回路の出力電圧が所定値を超えたときに上記制御トラン
ジスタＱ３に対するバイアス電圧を抑制する定電圧回路
を構成する。
用トランジスタＱ１の制御用トランジスタであり、抵抗
Ｒ５１、ダイオードＤ５２、抵抗Ｒ５２、コンデンサＣ
５１は制御用トランジスタＱ３に対してバイアス電圧を
印加する回路を構成している。一方、帰還巻線ＮB に接
続したダイオードＤ５３とコンデンサＣ５２は整流平滑
回路を構成し、ツェナダイオードＤ５１は上記整流平滑
回路の出力電圧が所定値を超えたときに上記制御トラン
ジスタＱ３に対するバイアス電圧を抑制する定電圧回路
を構成する。
【００１５】図１に示した回路の動作は次のとおりであ
る。まず、電源が投入された起動時においては、起動抵
抗Ｒ１を介してスイッチング用トランジスタＱ１のゲー
トに電圧が印加されて、スイッチング用トランジスタＱ
１がオンする。これによりトランスＴの１次巻線Ｎ１に
入力電源電圧が印加されて、帰還巻線ＮB に１次巻線Ｎ
１と同方向の電圧が発生する。この電圧信号が抵抗Ｒ２
およびコンデンサＣ２を介してスイッチング用トランジ
スタＱ１のゲートに対して正帰還信号として与えられ
る。一方、帰還巻線ＮB の起電圧によりダイオードＤ
１、抵抗Ｒ３，Ｒ５およびフォトカプラのフォトトラン
ジスタＰＴを介してコンデンサＣ３に充電電流が流れ
る。このコンデンサＣ３の充電電圧が、制御用トランジ
スタＱ２のベース・エミッタ間の順方向電圧を超える
と、この制御用トランジスタＱ２がターンオンする。こ
れによりスイッチング用トランジスタＱ１のゲート・ソ
ース間電圧がほぼ０となってスイッチング用トランジス
タＱ１が強制的にオフされる。このときトランスＴの２
次巻線に、整流ダイオードＤ３に対して順方向の電圧が
発生し、これによりＱ１のオン期間にトランスＴに蓄積
されていたエネルギが２次巻線Ｎ２を介して放出され
る。また、このときコンデンサＣ３は抵抗Ｒ６，Ｒ７、
ダイオードＤ２を介して帰還巻線ＮB のフライバック電
圧により逆充電される。
る。まず、電源が投入された起動時においては、起動抵
抗Ｒ１を介してスイッチング用トランジスタＱ１のゲー
トに電圧が印加されて、スイッチング用トランジスタＱ
１がオンする。これによりトランスＴの１次巻線Ｎ１に
入力電源電圧が印加されて、帰還巻線ＮB に１次巻線Ｎ
１と同方向の電圧が発生する。この電圧信号が抵抗Ｒ２
およびコンデンサＣ２を介してスイッチング用トランジ
スタＱ１のゲートに対して正帰還信号として与えられ
る。一方、帰還巻線ＮB の起電圧によりダイオードＤ
１、抵抗Ｒ３，Ｒ５およびフォトカプラのフォトトラン
ジスタＰＴを介してコンデンサＣ３に充電電流が流れ
る。このコンデンサＣ３の充電電圧が、制御用トランジ
スタＱ２のベース・エミッタ間の順方向電圧を超える
と、この制御用トランジスタＱ２がターンオンする。こ
れによりスイッチング用トランジスタＱ１のゲート・ソ
ース間電圧がほぼ０となってスイッチング用トランジス
タＱ１が強制的にオフされる。このときトランスＴの２
次巻線に、整流ダイオードＤ３に対して順方向の電圧が
発生し、これによりＱ１のオン期間にトランスＴに蓄積
されていたエネルギが２次巻線Ｎ２を介して放出され
る。また、このときコンデンサＣ３は抵抗Ｒ６，Ｒ７、
ダイオードＤ２を介して帰還巻線ＮB のフライバック電
圧により逆充電される。
【００１６】コンデンサＣ３の電圧が制御用トランジス
タＱ２のベース・エミッタ間順方向電圧以下になると、
制御用トランジスタＱ２がオフする。トランスＴに蓄積
されていたエネルギが２次側から放出されて、整流ダイ
オードＤ３の電流が０になると、トランスＴのそれぞれ
の巻線電圧は０になって、始めの状態に戻り、スイッチ
ング用トランジスタＱ１がオンする。以降、上記の動作
を繰り返す。
タＱ２のベース・エミッタ間順方向電圧以下になると、
制御用トランジスタＱ２がオフする。トランスＴに蓄積
されていたエネルギが２次側から放出されて、整流ダイ
オードＤ３の電流が０になると、トランスＴのそれぞれ
の巻線電圧は０になって、始めの状態に戻り、スイッチ
ング用トランジスタＱ１がオンする。以降、上記の動作
を繰り返す。
【００１７】負荷側の出力電圧は抵抗Ｒ９，Ｒ１０の分
圧により検出され、その検出電圧とシャントレギュレー
タＳＲに対する制御電圧として印加され、検出電圧に応
じてフォトカプラの発光ダイオードＰＤに対する通電量
が変化する。これによってフォトカプラの受光素子であ
るフォトトランジスタＰＴの受光量が変化し、そのイン
ピーダンスが変化することにより、コンデンサＣ３の充
電時定数が変化する。出力電圧が低下するほど上記充電
時定数が大きくなるので、出力電圧が低下するほどスイ
ッチング用トランジスタＱ１がオンしてから制御用トラ
ンジスタＱ２により強制オフされるまでの時間、すなわ
ちスイッチング用トランジスタＱ１のオン時間が長くな
って、出力電圧を上昇させる方向に作用する。これによ
って出力電圧が一定となるように定電圧制御がなされ
る。
圧により検出され、その検出電圧とシャントレギュレー
タＳＲに対する制御電圧として印加され、検出電圧に応
じてフォトカプラの発光ダイオードＰＤに対する通電量
が変化する。これによってフォトカプラの受光素子であ
るフォトトランジスタＰＴの受光量が変化し、そのイン
ピーダンスが変化することにより、コンデンサＣ３の充
電時定数が変化する。出力電圧が低下するほど上記充電
時定数が大きくなるので、出力電圧が低下するほどスイ
ッチング用トランジスタＱ１がオンしてから制御用トラ
ンジスタＱ２により強制オフされるまでの時間、すなわ
ちスイッチング用トランジスタＱ１のオン時間が長くな
って、出力電圧を上昇させる方向に作用する。これによ
って出力電圧が一定となるように定電圧制御がなされ
る。
【００１８】図２は図１に示したスイッチング用トラン
ジスタＱ１のゲート電位と制御用トランジスタＱ２のベ
ース・エミッタ間電圧Ｖｂｅの波形図である。定常状態
においては上記時定数回路によって制御用トランジスタ
Ｑ２のベース・エミッタ間電圧が上記時定数回路の充電
時定数に従って上昇し、その電圧がＱ２のベース−エミ
ッタ間順方向電圧（約０．７Ｖ）まで上昇したときＱ２
がオンして、スイッチング用トランジスタＱ１を強制オ
フする。上記フォトカプラを介しての負帰還制御によっ
て、例えば負荷が重くなって出力電圧Ｖｏが低下しよう
とすると、上記時定数回路の時定数は大きくなって、図
３に示したＶｂｅの上昇傾きが小さくなってスイッチン
グ用トランジスタＱ１を強制オフするまでの時間すなわ
ちＱ１のオン時間が長くなる。
ジスタＱ１のゲート電位と制御用トランジスタＱ２のベ
ース・エミッタ間電圧Ｖｂｅの波形図である。定常状態
においては上記時定数回路によって制御用トランジスタ
Ｑ２のベース・エミッタ間電圧が上記時定数回路の充電
時定数に従って上昇し、その電圧がＱ２のベース−エミ
ッタ間順方向電圧（約０．７Ｖ）まで上昇したときＱ２
がオンして、スイッチング用トランジスタＱ１を強制オ
フする。上記フォトカプラを介しての負帰還制御によっ
て、例えば負荷が重くなって出力電圧Ｖｏが低下しよう
とすると、上記時定数回路の時定数は大きくなって、図
３に示したＶｂｅの上昇傾きが小さくなってスイッチン
グ用トランジスタＱ１を強制オフするまでの時間すなわ
ちＱ１のオン時間が長くなる。
【００１９】図３は図１に示した帰還巻線ＮB に発生す
る電圧波形図である。ここで、入力電源電圧をＶｉｎ、
１次巻線Ｎ１の巻数をｎ１、帰還巻線ＮB の巻数をｎｂ
とすれば、スイッチング用トランジスタＱ１のオン期間
に発生する電圧ＶB は、ＶB＝Ｖｉｎ（ｎｂ／ｎ１）と
して表される。また、出力電圧をＶｏ、２次巻線の巻数
をｎ２とすれば、スイッチング用トランジスタＱ１のオ
フ期間に帰還巻線ＮBに発生するフライバック電圧Ｖｆ
ｂは、Ｖｆｂ＝Ｖｏ（ｎｂ／ｎ２）で表される。従って
出力電圧Ｖｏが過負荷状態となって低下するに伴い、帰
還巻線ＮB に発生するフライバック電圧Ｖｆｂも低下す
ることになる。
る電圧波形図である。ここで、入力電源電圧をＶｉｎ、
１次巻線Ｎ１の巻数をｎ１、帰還巻線ＮB の巻数をｎｂ
とすれば、スイッチング用トランジスタＱ１のオン期間
に発生する電圧ＶB は、ＶB＝Ｖｉｎ（ｎｂ／ｎ１）と
して表される。また、出力電圧をＶｏ、２次巻線の巻数
をｎ２とすれば、スイッチング用トランジスタＱ１のオ
フ期間に帰還巻線ＮBに発生するフライバック電圧Ｖｆ
ｂは、Ｖｆｂ＝Ｖｏ（ｎｂ／ｎ２）で表される。従って
出力電圧Ｖｏが過負荷状態となって低下するに伴い、帰
還巻線ＮB に発生するフライバック電圧Ｖｆｂも低下す
ることになる。
【００２０】図４は上記フライバック電圧Ｖｆｂと図１
に示した制御用トランジスタＱ３のベース電位（ベース
・エミッタ間電圧）Ｖｂの負荷変動による変化の例を示
す図である。定格負荷状態では、図１に示したダイオー
ドＤ５３とコンデンサＣ５２による整流平滑回路の出力
電圧Ｖｆｂに対してツェナダイオードＤ５１のツェナ電
圧ＶＤ５１およびダイオードＤ５２の順方向電圧約０．
７Ｖを加算した電圧が制御用トランジスタＱ３のベース
電位となる。定常時においては図４に示すようにＶｂは
＋０．７Ｖ以下の値となるようにツェナダイオードＤ５
１のツェナ電圧およびトランスＴの２次巻線Ｎ２と帰還
巻線ＮB の巻数比を定めている。出力が短絡状態となっ
たときフライバック電圧Ｖｆｂの絶対値が低下し、制御
用トランジスタＱ３のベース電位Ｖｂが上昇する。Ｖｂ
がＱ３のベース・エミッタ間順方向電圧（約０．７Ｖ）
まで上昇したとき、トランジスタＱ３はオン状態とな
る。これによりスイッチング用トランジスタＱ１のゲー
ト電位がほぼ０ＶとなってＱ１はオフ状態となり、以降
その状態を保つ。このことにより出力電流が完全に遮断
されることになる。
に示した制御用トランジスタＱ３のベース電位（ベース
・エミッタ間電圧）Ｖｂの負荷変動による変化の例を示
す図である。定格負荷状態では、図１に示したダイオー
ドＤ５３とコンデンサＣ５２による整流平滑回路の出力
電圧Ｖｆｂに対してツェナダイオードＤ５１のツェナ電
圧ＶＤ５１およびダイオードＤ５２の順方向電圧約０．
７Ｖを加算した電圧が制御用トランジスタＱ３のベース
電位となる。定常時においては図４に示すようにＶｂは
＋０．７Ｖ以下の値となるようにツェナダイオードＤ５
１のツェナ電圧およびトランスＴの２次巻線Ｎ２と帰還
巻線ＮB の巻数比を定めている。出力が短絡状態となっ
たときフライバック電圧Ｖｆｂの絶対値が低下し、制御
用トランジスタＱ３のベース電位Ｖｂが上昇する。Ｖｂ
がＱ３のベース・エミッタ間順方向電圧（約０．７Ｖ）
まで上昇したとき、トランジスタＱ３はオン状態とな
る。これによりスイッチング用トランジスタＱ１のゲー
ト電位がほぼ０ＶとなってＱ１はオフ状態となり、以降
その状態を保つ。このことにより出力電流が完全に遮断
されることになる。
【００２１】図５は出力短絡時の出力電圧Ｖｏ対出力電
流Ｉｏの特性図である。図７に示した例と比較すれば明
らかなように、出力が一旦短絡状態となれば、出力電圧
Ｖｏが０まで垂下し、出力電流Ｉｏが０となる。
流Ｉｏの特性図である。図７に示した例と比較すれば明
らかなように、出力が一旦短絡状態となれば、出力電圧
Ｖｏが０まで垂下し、出力電流Ｉｏが０となる。
【００２２】なお、図１に示したコンデンサＣ５１は入
力電源電圧Ｖｉｎの投入時に、抵抗Ｒ５１とともに充電
時定数回路を構成し、制御用トランジスタＱ３のベース
電位の上昇を遅らせる。これにより電源投入時にＱ３が
直ちにオン状態となって、Ｑ１がオフ状態となるのを防
止する。すなわちこの時定数回路によって制御用トラン
ジスタＱ３のベース電位がＱ３をオンさせるに要する電
位に上昇するまでにスイッチング用トランジスタＱ１に
よる自励発振が開始されて、ダイオードＤ５３およびコ
ンデンサＣ５２による整流平滑回路の負電圧が生じるこ
とにより、定常時において制御用トランジスタＱ３のオ
ンが回避される。また、抵抗Ｒ５２は抵抗Ｒ５１と抵抗
分圧回路を構成するとともに、入力電源停止時にコンデ
ンサＣ５１の充電電荷を放電する。従って、出力の短絡
等によって過電流状態となって、スイッチングトランジ
スタＱ１がオフ状態を維持する状態となれば、その後、
過電流の原因を解消してから入力電源を一旦オフし、再
投入すれば、定常状態に復帰することになる。
力電源電圧Ｖｉｎの投入時に、抵抗Ｒ５１とともに充電
時定数回路を構成し、制御用トランジスタＱ３のベース
電位の上昇を遅らせる。これにより電源投入時にＱ３が
直ちにオン状態となって、Ｑ１がオフ状態となるのを防
止する。すなわちこの時定数回路によって制御用トラン
ジスタＱ３のベース電位がＱ３をオンさせるに要する電
位に上昇するまでにスイッチング用トランジスタＱ１に
よる自励発振が開始されて、ダイオードＤ５３およびコ
ンデンサＣ５２による整流平滑回路の負電圧が生じるこ
とにより、定常時において制御用トランジスタＱ３のオ
ンが回避される。また、抵抗Ｒ５２は抵抗Ｒ５１と抵抗
分圧回路を構成するとともに、入力電源停止時にコンデ
ンサＣ５１の充電電荷を放電する。従って、出力の短絡
等によって過電流状態となって、スイッチングトランジ
スタＱ１がオフ状態を維持する状態となれば、その後、
過電流の原因を解消してから入力電源を一旦オフし、再
投入すれば、定常状態に復帰することになる。
【００２３】
【発明の効果】この発明によれば、負荷が短絡状態とな
ったとき、前記帰還巻線に発生するフライバック電圧が
所定値より下回って、スイッチング用トランジスタＱ１
が強制オフ状態となるため、スイッチング用トランジス
タＱ１およびトランスの２次側には電流が流れず、短絡
電流による無駄な電力損失の問題、スイッチング用トラ
ンジスタＱ１、整流ダイオードＤ３、および負荷の異常
発熱などの問題が解消される。
ったとき、前記帰還巻線に発生するフライバック電圧が
所定値より下回って、スイッチング用トランジスタＱ１
が強制オフ状態となるため、スイッチング用トランジス
タＱ１およびトランスの２次側には電流が流れず、短絡
電流による無駄な電力損失の問題、スイッチング用トラ
ンジスタＱ１、整流ダイオードＤ３、および負荷の異常
発熱などの問題が解消される。
【００２４】また、帰還巻線に生じるフライバック電圧
を検出することによって、負荷の過電流状態を間接的に
検出するようにしたため、負荷に対する出力電流経路中
に電流検出用の抵抗を挿入して、その抵抗の降下電圧に
よって出力電流を検出する場合に比べて、抵抗による電
力損失が生じない。
を検出することによって、負荷の過電流状態を間接的に
検出するようにしたため、負荷に対する出力電流経路中
に電流検出用の抵抗を挿入して、その抵抗の降下電圧に
よって出力電流を検出する場合に比べて、抵抗による電
力損失が生じない。
【図１】実施形態に係る自励発振型スイッチング電源装
置の回路図
置の回路図
【図２】同装置の帰還巻線ＮB に発生する電圧の波形図
【図３】同装置の各部の波形図
【図４】同装置の帰還巻線に生じるフライバック電圧と
制御用トランジスタＱ３のベース電位の変化の例を示す
図
制御用トランジスタＱ３のベース電位の変化の例を示す
図
【図５】同装置の出力電圧対出力電流の特性を示す図
【図６】従来の自励発振型スイッチング電源装置の回路
図
図
【図７】従来の自励発振型スイッチング電源装置の出力
電圧対出力電流の特性を示す図
電圧対出力電流の特性を示す図
Ｔ−トランス Ｎ１−１次巻線 Ｎ２−２次巻線 ＮB −帰還巻線 Ｑ１−スイッチング用トランジスタ Ｑ２，Ｑ３−制御用トランジスタ ＰＤ−フォトカプラの発光素子 ＰＴ−フォトカプラの受光素子
Claims (1)
- 【請求項１】 １次巻線Ｎ１、２次巻線Ｎ２、および帰
還巻線ＮB を有するトランスＴと、入力電源電圧が供給
される前記１次巻線の電流を、前記帰還巻線ＮB からの
帰還信号を受けて断続するスイッチング用トランジスタ
Ｑ１と、前記２次巻線に接続された整流平滑回路とを備
えた自励発振型スイッチング電源装置において、 前記スイッチング用トランジスタＱ１に対する前記帰還
巻線ＮB からの正帰還信号を制御する制御用トランジス
タＱ３を設け、前記スイッチング用トランジスタＱ１の
オフ時に前記帰還巻線ＮB に生じるフライバック電圧を
検出し、当該フライバック電圧が所定値を下回ったとき
前記制御用トランジスタＱ３の状態を切り替えて前記ス
イッチング用トランジスタＱ１をオフ状態に保つ手段を
設けたことを特徴とする自励発振型スイッチング電源装
置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10000682A JPH11206126A (ja) | 1998-01-06 | 1998-01-06 | 自励発振型スイッチング電源装置 |
| US09/225,164 US6137695A (en) | 1998-01-06 | 1999-01-04 | Self-oscillation type switching power supply and method |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10000682A JPH11206126A (ja) | 1998-01-06 | 1998-01-06 | 自励発振型スイッチング電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11206126A true JPH11206126A (ja) | 1999-07-30 |
Family
ID=11480541
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10000682A Pending JPH11206126A (ja) | 1998-01-06 | 1998-01-06 | 自励発振型スイッチング電源装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6137695A (ja) |
| JP (1) | JPH11206126A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100442646C (zh) * | 2003-07-29 | 2008-12-10 | 雅达电子国际有限公司 | Dc-dc变换器中用于减少备用功率和改善负载调节的开关脉冲串方法和装置 |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3578113B2 (ja) * | 2001-05-29 | 2004-10-20 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
| US6903943B2 (en) * | 2002-05-10 | 2005-06-07 | Shindengen Electric Manufacturing Co. Ltd. | Switching circuit |
| JP2004015886A (ja) * | 2002-06-05 | 2004-01-15 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | 同期整流の駆動回路 |
| JP2004072826A (ja) * | 2002-08-01 | 2004-03-04 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | 同期整流回路 |
| JP3691498B2 (ja) * | 2003-06-16 | 2005-09-07 | Ｓｍｋ株式会社 | 自励式スイッチング電源回路 |
| US20060133115A1 (en) * | 2004-12-22 | 2006-06-22 | Phadke Vijay G | Adaptive blanking of transformer primary-side feedback winding signals |
| US20060244429A1 (en) * | 2005-04-28 | 2006-11-02 | Astec International Limited | Free wheeling MOSFET control circuit for pre-biased loads |
| JP2012182954A (ja) * | 2011-03-02 | 2012-09-20 | Funai Electric Co Ltd | 電気機器 |
| TWI458233B (zh) * | 2013-01-07 | 2014-10-21 | Richtek Technology Corp | Switch power conversion device |
| TWI563785B (en) * | 2014-06-19 | 2016-12-21 | Richtek Technology Corp | Flyback power supply circuit with programmable function and control method thereof |
| CN107612354B (zh) * | 2017-08-28 | 2020-01-07 | 广东明丰电源电器实业有限公司 | 一种自激振荡电路 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3087618B2 (ja) * | 1995-07-27 | 2000-09-11 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源 |
| US5864472A (en) * | 1997-03-24 | 1999-01-26 | Ault Incorporated | Apparatus for controlling a multiresonant self-oscillating converter circuit |
| JP3381769B2 (ja) * | 1997-10-17 | 2003-03-04 | 株式会社村田製作所 | 自励発振型スイッチング電源装置 |
-
1998
- 1998-01-06 JP JP10000682A patent/JPH11206126A/ja active Pending
-
1999
- 1999-01-04 US US09/225,164 patent/US6137695A/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100442646C (zh) * | 2003-07-29 | 2008-12-10 | 雅达电子国际有限公司 | Dc-dc变换器中用于减少备用功率和改善负载调节的开关脉冲串方法和装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6137695A (en) | 2000-10-24 |
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