JP2001204195A - 交流電動機の駆動システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】故障に対してより頑強となるような実装形態を
もつ制御装置を備えた電動機駆動装置を提供する。 【解決手段】複数台の電力変換器の各々を個別に制御す
る複数台の制御装置を備えるようにして、かつその制御
装置の各々は、それぞれの装置で個別に、自装置が制御
する電力変換器の出力電流検出値と自装置が制御する電
力変換器以外の電力変換器の出力電流検出値とを入力し
て、これらの電流検出値を用いて出力電流加算値と各電
力変換器の出力電流の不平衡成分とに対する制御ゲイン
を異ならせて自電力変換器の出力電流がその指令値に一
致または比例するように自電力変換器に対する制御指令
を出力するような制御の実装形態とした。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、複数台のインバー
タにより多相交流電動機を駆動するための交流電動機駆
動システムに関するもので、特にインバータを制御する
制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】一般に、電動機駆動装置は電力変換器と
これを制御する制御装置により構成される。ここで、大
容量の電動機駆動装置を実現するには、電力変換器を大
容量化する必要があり、その方法の一つとして、複数の
電力変換器セットを並列運転させて各変換器の出力電力
の和を交流電動機に供給する方法がある。

【０００３】変換器のセット並列運転には、各変換器を
リアクトルまたは相間リアクトルを介して電動機に接続
する形態と、多巻線電動機を用いて、その巻線一組に対
して１つの変換器を接続する形態とがある。前者の場
合、各変換器は電気的に結合しており、後者の場合は磁
気的に結合している。このような結合が存在するため、
各変換器を構成しているスイッチング素子のスイッチン
グ特性（例えばターンオフ特性）のばらつきにより電圧
差が生じると、この結合を介して変換器間に不要な循環
電流が流れる。この循環電流は‘インバータ間横流’も
しくは‘横流’とも呼ばれており、以下では、‘横流’
の呼び方に統一する。

【０００４】この横流を効果的に抑制する制御方法とし
て、特開平3−253293号公報に記載された方法が挙げら
れる。これは、電力変換器の出力電流を制御する電流調
整器において、出力電流加算値の制御ゲインと各変換器
の不平衡電流、即ち横流に対する制御ゲインとを異なら
せて制御する方法である。これにより、横流に対する制
御応答を各変換器の出力電流加算値に対する制御応答と
は独立に設定できる。その結果、適切な制御ゲインで横
流を抑制でき、かつリアクトルを小形化できる効果が得
られる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】先に説明した従来技術
は、変換器のセット並列運転に適した制御方法の原理を
示すものであり、実際にこの方法を制御装置上に実装す
るには、装置故障に対する頑強性を保つように実装を工
夫する必要がある。

【０００６】一般に、大容量の電動機駆動装置では、装
置故障が発生した場合に、運転を完全に停止させてしま
うことは望ましくない。例えば、その例として高速エレ
ベータの電動機駆動装置が挙げられる。高速エレベータ
の電動機駆動装置が故障により完全に停止してしまう
と、かごを階床まで移動できず、中にいる乗客を昇降路
内に長時間閉じ込めることになる。従って、故障が生じ
ても、残りの健全な部分を用いて運転を再開することが
望まれる。即ち、装置の故障に対してより頑強となるよ
うに制御方法の装置実装を工夫しなければならない。

【０００７】本発明の目的は、上記課題の解決を図るも
のであり、具体的には、従来の技術に示したセット並列
インバータの制御方法を実装した制御装置で、装置の故
障に対してより頑強となるような実装形態をもつ制御装
置を備えた電動機駆動装置を得ることを目的としてい
る。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、複数台の電力変換器の各々を個別に制御する複数台
の制御装置を備えるようにして、かつその制御装置の各
々は、それぞれの装置で個別に、自装置が制御する電力
変換器の出力電流検出値と自装置が制御する電力変換器
以外の電力変換器の出力電流検出値とを入力して、これ
らの電流検出値を用いて出力電流加算値と各電力変換器
の出力電流の不平衡成分とに対する制御ゲインを異なら
せて自電力変換器の出力電流がその指令値に一致または
比例するように自電力変換器に対する制御指令を出力す
るような制御の実装形態とした。

【０００９】この実装形態により、通常時は、それぞれ
の制御装置が個別に、出力電流加算値と各電力変換器の
出力電流の不平衡成分とを分離させて制御するように、
自電力変換器の出力電流を制御する。このため、複数台
の電力変換器全体の出力に対しても、出力電流加算値と
各電力変換器の出力電流の不平衡成分とを分離させて制
御できるようになる。そして、制御装置と電力変換器の
組の一部に故障が発生した場合には、この組を停止させ
て、残りの健全な制御装置と電力変換器の組を、自電力
変換器の出力電流のみを用いて制御する制御方法に切り
換えることで、単独で動作させることができ、電動機を
再駆動することが可能となる。

【００１０】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照して説明する。

【００１１】図１は、本発明を適用した交流電動機の駆
動装置の構成図である。電動機駆動装置は、インバータ
１Ａから電力線２Ａ，リアクトル３Ａを介して交流電動
機６に電力を供給する系と、インバータ１Ｂから電力線
２Ｂ，リアクトル３Ｂを介して交流電動機６に電力を供
給する系とによるインバータのセット並列接続で構成さ
れている。以下では、インバータ１Ａとこれを制御する
制御装置５Ａ，電力線２Ａ，リアクトル３Ａよりなる系
をＡ系，インバータ１Ｂとこれを制御する制御装置５
Ｂ，電力線２Ｂ，リアクトル３Ｂよりなる系をＢ系と呼
ぶことにする。尚、図１に示した電動機駆動装置は３相
交流系であるが、図の上では単相結線図で表している。

【００１２】Ａ系インバータ１Ａ，Ｂ系インバータ１Ｂ
は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）
またはＧＴＯ（Gate Turn Off thyristor）のような半
導体スイッチ素子を用いて構成されており、それぞれＡ
系制御装置５Ａ，Ｂ系制御装置５Ｂからの制御信号に基
づいて、３相の交流電圧を出力する。

【００１３】インバータの制御装置は、Ａ系とＢ系のそ
れぞれの系に分散させて個別に設けているのが特徴であ
る。ここで、インバータの制御装置とは、インバータの
出力電流検出値を入力して、インバータに制御指令を出
力する装置のことを指し、ハードウェア上の形態として
は、マイコン、またはゲートアレイ、またはマイコンや
ゲートアレイを含んだ制御基板、または制御基板を含ん
だ制御盤のような形態を取る。

【００１４】まずＡ系制御装置５Ａでは、Ａ系インバー
タ１Ａの出力電流ｉ_Aを電流センサ４Ａで検出し、また
Ｂ系インバータ１Ｂの出力電流ｉ_Bを電流センサ４Ｂで
検出して、それぞれの検出信号をアナログ−ディジタル
変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器）５１Ａ，５２Ａでディ
ジタル化（サンプリングと量子化）の処理をした後、こ
れらの信号をモータ電流指令ｉ_M ^*と共に、Ａ系電流制御
ブロック部５３Ａにて処理する。Ａ系電流制御ブロック
部５３Ａはこれらの入力を基に電動機電流とインバータ
間横流とをそれぞれ独立に制御するように処理するが、
その処理は後ほど詳しく説明する。ＰＷＭパルス発生器
５４ＡはＡ系電流制御ブロック部５３Ａより出力された
Ａ系電圧指令ｖ_{A A} ^*を基にＰＷＭ（Pulse Width Modulat
ion）によりＡ系インバータ１Ａのゲートパルス信号を
作成する。

【００１５】Ｂ系制御装置５Ｂも同様の流れで処理を行
う。即ち、Ｂ系インバータ１Ｂの出力電流ｉ_Bを電流セ
ンサ４Ｂで検出し、またＡ系インバータ１Ａの出力電流
ｉ_Aを電流センサ４Ｂで検出して、それぞれの検出信号
をＡ／Ｄ変換器５１Ｂ，５２Ｂでディジタル化の処理を
した後、これらの信号をモータ電流指令ｉ_M ^*と共に、Ｂ
系電流制御ブロック部５３Ｂにて処理する。Ｂ系電流制
御ブロック部５３Ｂはこれらの入力を基に電動機電流と
インバータ間横流とをそれぞれ独立に制御するようにＢ
系電圧指令ｖ_BB ^*を演算する。ＰＷＭパルス発生器５４
Ｂはｖ_BB ^*を基にＰＷＭによりＢ系インバータ１Ｂのゲ
ートパルス信号を作成する。

【００１６】次に電流制御ブロック部の処理の流れを説
明する。電流制御ブロック部は、自分の系と相手の系の
電流検出値を用いて、電動機電流と横流とをそれぞれ独
立に制御するようにして、自分の系の電圧指令を求め
る。

【００１７】まずＡ系の電流制御ブロック部５３Ａより
説明する。Ａ系電流制御ブロック部５３Ａは、Ａ系側に
て電動機電流制御と横流制御とを独立して実施する。電
動機電流制御側では、ディジタル変換後のＡ系電流検出
値ｉ_AAとＢ系電流検出値ｉ_BAとを加算器５３１Ａにより
加算して、減算器５３２Ａにより電動機電流指令ｉ_M ^*と
の偏差を取り、電動機電流調整器にて、この偏差を零に
するような和の電圧指令ｖ_AA ^*＋ｖ_BA ^*が求められる。横
流制御側では、ディジタル変換後のＡ系電流検出値ｉ_AA
とＢ系電流検出値ｉ_BAとを減算器５３４Ａにより減算し
て、減算器５３５Ａにより横流指令値０との偏差を取
り、横流調整器５３６Ａにて、この偏差を零にするよう
な差の電圧指令ｖ_AA ^*−ｖ_BA ^*が求められる。電動機電流
調整器の出力と横流調整器の出力とを加算器５３７Ａで
加算し、係数器５３８Ａにて１／２倍することで、Ａ系
電圧指令ｖ_AA ^*が得られる。

【００１８】Ｂ系の電流制御ブロック部５３Ｂも、同様
にＢ系側にて電動機電流制御と横流制御とを独立して実
施する。電動機電流制御側は、ディジタル変換後のＡ系
電流検出値ｉ_ABとＢ系電流検出値ｉ_BBとを加算器５３１
Ｂにより加算して、減算器５３２Ｂにより電動機電流指
令ｉ_M ^*との偏差を取り、電動機電流調整器にて、この偏
差を零にするような和の電圧指令ｖ_AB ^*＋ｖ_BB ^*が求めら
れる。横流制御側では、ディジタル変換後のＡ系電流検
出値ｉ_ABとＢ系電流検出値ｉ_BBとを減算器５３４Ｂによ
り減算して、減算器５３５Ｂにより横流指令値０との偏
差を取り、横流調整器５３６Ｂにて、この偏差を零にす
るような差の電圧指令ｖ_AB ^*−ｖ_BB ^*が求められる。電動
機電流調整器の出力から横流調整器の出力を減算器５３
７Ｂで減算し、係数器５３８Ｂにて１／２倍すること
で、Ｂ系電圧指令ｖ_BB ^*が得られる。

【００１９】以上のように、系ごとに分散させたＡ系制
御装置５ＡとＢ系制御装置５Ｂの各々において、自分の
系と相手の系の電流検出値を用いて、電動機電流調整器
と横流調整器とにより制御することにより、１）電動機
電流と横流とを独立に制御することが可能であり、また
２）Ａ系インバータまたはＢ系インバータをそれぞれ単
独で動作させることも可能である。以下にその理由を説
明する。

【００２０】始めに、図１の制御構成により、電動機電
流と横流とをそれぞれ独立に制御できることを説明す
る。図１５は、図１に示したセット並列インバータシス
テムの等価回路を示したものである。セット並列インバ
ータシステム上の現象は、図１５の互いに独立した２つ
の回路によって記述できる。図１５（ａ）の電動機電流
回路は、電動機に流れる電流を発生させる回路、即ち、
電動機のトルクを発生させる回路を表している。この回
路の電圧源は２台のインバータ出力電圧の和であり、回
路電流は２台のインバータ出力電流の和になっている。
回路定数は、リアクトルと電動機回路（Ｒ−Ｌ直列回路
で表現）の直列回路で表される。図１５（ｂ）の横流回
路は、インバータ間横流を発生させる回路を表してい
る。この回路の電圧源は２台のインバータ出力電圧の差
であり、回路電流は２台のインバータ出力電流の差、即
ちインバータ間横流になっている。回路定数はリアクト
ルの抵抗分とインダクタンス分のみから成る。この等価
回路から、２台のインバータ出力電流の和を用いて２台
のインバータ出力電圧和を調整することにより電動機電
流を制御でき、また、２台のインバータ出力電流の差を
用いて２台のインバータ出力電圧差を調整することによ
り横流を制御できることが分かる。また、これらの２つ
の制御は互いに独立している。従って、図１に示した制
御構成がこの等価回路上での制御原理を満たすことを示
せば良い。

【００２１】図１に示した制御構成のうち、Ａ系制御装
置５Ａの制御動作を検討する。Ａ系制御装置５Ａに入力
するＡ系検出電流をＩ_AA(ｓ)，Ｂ系検出電流をＩ
_BA(ｓ)，電動機電流指令をＩ_m ^*(ｓ)，電動機電流調整器
５３３Ａの制御ゲインをＧ_m(ｓ)，横流調整器５３６Ａ
の制御ゲインをＧ_c(ｓ)， Ａ系制御装置で求めたＡ系電
圧指令をＶ_AA ^*(ｓ)，Ｂ系電圧指令をＶ_BA ^*(ｓ)とする。
尚、上記の各変数は時間変数をラプラス変換した変数で
表している。これらの変数を用いると電動機電流調整器
５３３Ａでの制御を表す式は次のようになる。

【００２２】

【数１】 Ｖ_AA ^*(ｓ)＋Ｖ_BA ^*(ｓ)＝Ｇ_m(ｓ)・［Ｉ_m ^*(ｓ)−(Ｉ_AA(ｓ)＋Ｉ_BA(ｓ))］ …(１) また、横流調整器５３６Ａでの制御を表す式は次のよう
になる。

【００２３】

【数２】 Ｖ_AA ^*(ｓ)−Ｖ_BA ^*(ｓ)＝Ｇ_c(ｓ)・［０−(Ｉ_AA(ｓ)−Ｉ_BA(ｓ))］ …(２) 従って、係数器５３８Ａが出力するＡ系電圧指令Ｖ
_AA ^*(ｓ)は次のようになる。

【００２４】

【数３】 Ｖ_AA ^*(ｓ)＝１／２・［Ｇ_m(ｓ)・｛Ｉ_m ^*(ｓ)−(Ｉ_AA(ｓ)＋Ｉ_BA(ｓ))｝ ＋Ｇ_c(ｓ)・｛０−(Ｉ_AA(ｓ)−Ｉ_BA(ｓ))｝］ …(３) ここで、ＰＷＭ制御が理想的に働くとすると、Ａ系イン
バータの出力電圧Ｖ_A(ｓ)は次のようになる。

【００２５】

【数４】 Ｖ_A(ｓ)＝１／２・［Ｇ_m(ｓ)・｛Ｉ_m ^*(ｓ)−(Ｉ_AA(ｓ)＋Ｉ_BA(ｓ))｝ ＋Ｇ_c(ｓ)・｛０−(Ｉ_AA(ｓ)−Ｉ_BA(ｓ))｝］ …(４) 同様に、Ｂ系制御装置５Ｂの制御動作を求める。Ｂ系制
御装置５Ｂに入力するＡ系検出電流をＩ_AB(ｓ)，Ｂ系検
出電流をＩ_BB(ｓ)，電動機電流指令をＩ_m ^*(ｓ)，電動機
電流調整器５３３Ｂの制御ゲインをＧ_m(ｓ)，横流調整
器５３６Ｂの制御ゲインをＧ_c(ｓ)，Ｂ系制御装置で求
めたＡ系電圧指令をＶ_AB ^*(ｓ)，Ｂ系電圧指令をＶ
_BB ^*(ｓ) とする。Ａ系の場合と同様の手順により、Ｂ系
電圧指令Ｖ_BB ^*(ｓ)とＢ系インバータの出力電圧Ｖ_B(ｓ)
は、それぞれ次のようになる。

【００２６】

【数５】 Ｖ_BB ^*(ｓ)＝１／２・［Ｇ_m(ｓ)・｛Ｉ_m ^*(ｓ)−(Ｉ_AB(ｓ)＋Ｉ_BB(ｓ))｝ −Ｇ_c(ｓ)・｛０−（Ｉ_AB(ｓ)−Ｉ_BB(ｓ))｝］ …(５)

【００２７】

【数６】 Ｖ_B(ｓ)＝１／２・［Ｇ_m(ｓ)・｛Ｉ_m ^*(ｓ)−(Ｉ_AB(ｓ)＋Ｉ_BB(ｓ))｝ −Ｇ_c(ｓ)・｛０−（Ｉ_AB(ｓ)−Ｉ_BB(ｓ))｝］ …(６) ここで、次の条件が成り立つと仮定する。

【００２８】

【数７】 Ｉ_AA(ｓ)＝Ｉ_AB(ｓ)＝Ｉ_A(ｓ) …(７)

【００２９】

【数８】 Ｉ_BA(ｓ)＝Ｉ_BB(ｓ)＝Ｉ_B(ｓ) …(８) 即ち、Ａ系制御装置とＢ系制御装置に入力するＡ系電流
検出値が等しく、かつＡ系制御装置とＢ系制御装置に入
力するＢ系電流検出値が等しい場合を考える。この時、
式（４）と式（６）から、Ａ系とＢ系の２台のインバー
タの出力電圧和と電圧差に関して、それぞれ次式が成り
立つ。

【００３０】

【数９】 Ｖ_A(ｓ)＋Ｖ_B(ｓ)＝Ｇ_m(ｓ)・［Ｉ_m ^*(ｓ)−(Ｉ_A(ｓ)＋Ｉ_B(ｓ))］ …(９)

【００３１】

【数１０】 Ｖ_A(ｓ)−Ｖ_B(ｓ)＝Ｇ_c(ｓ)・［０−(Ｉ_A(ｓ)−Ｉ_B(ｓ))］ …(１０) 式（９）は、図１５（ａ）の電動機電流回路上で考える
と、電動機電流を検出して、これが電動機電流指令値に
追従するように、電圧源電圧を制御する処理を表してい
る。また、式（１０）は、図１５（ｂ）の横流回路上で
考えると、横流を検出して、これが０に抑制されるよう
に、電圧源電圧を制御する処理を表している。従って、
Ａ系制御装置の制御式とＢ系制御装置の制御式を合成し
た式(９)と式（１０）によって、電動機電流と横流とを
それぞれ独立に制御ゲインを異ならせて制御できるこ
と、言い換えると、図１の制御構成によって、電動機電
流と横流とをそれぞれ独立に制御ゲインを異ならせて制
御できることが示された。

【００３２】次に、図１の制御構成により、Ａ系，Ｂ系
のインバータをそれぞれ単独に運転制御できることを説
明する。まず、Ａ系インバータの単独運転制御から説明
する。図２にＡ系インバータの単独運転制御時の処理フ
ローチャートを示す。Ｂ系のインバータまたは制御装置
の異常を検出し、Ａ系とＢ系のインバータの運転を一旦
停止させた後、Ａ系インバータのみを単独運転させる。
この単独運転において、Ａ系制御装置５Ａでは次のよう
に制御処理を変更する。１）Ｂ系の電流検出値Ｉ_BAを０
とする。２）横流調整器５３６Ａの制御ゲインを０とす
る。３）電動機電流調整器５３３Ａの制御ゲインをＧ_m
からＧ_m1に変更する。この変更により、Ａ系制御装置５
Ａの制御式は次のようになり、Ａ系インバータを単独で
運転制御できるようになる。

【００３３】

【数１１】 Ｖ_AA ^*(ｓ)＝１／２・Ｇ_m1(ｓ)・｛Ｉ_m ^*(ｓ)−Ｉ_AA(ｓ)｝ …(１１) Ａ系インバータの単独運転制御の場合、セット並列運転
制御の場合と比べて、インバータ側から見たリアクトル
−モータ系の回路定数が変わる。従って、電動機電流調
整器５３３Ａの変更後の制御ゲインＧ_m1を適切に設定す
ることにより、安定でかつ指令応答特性，外乱抑制特性
の良い制御が可能となる。また、Ｂ系インバータの単独
運転制御も、対称性を考慮してＡ系の場合と同様の制御
処理の変更により実施できる。この時の制御式は次のよ
うになる。

【００３４】

【数１２】 Ｖ_BB ^*(ｓ)＝１／２・Ｇ_m1(ｓ)・｛Ｉ_m ^*(ｓ)−Ｉ_BB(ｓ)｝ …(１２) 以上のように、図１に示した構成によって、図１５に示
した電動機電流回路と横流回路とを独立に制御でき、言
い換えると、電動機電流と横流とをそれぞれ独立に制御
でき、かつ、Ａ系，Ｂ系のインバータまたは制御装置の
いずれかが故障した場合でも健全な制御装置とインバー
タの組に対して単独運転させることができる。

【００３５】従って、通常運転時は、電動機電流と横流
とを独立に制御できるため、リアクトルを小さくして２
台のインバータをセット並列運転できる。その結果、電
動機駆動装置の最大出力と力率を改善することができ
る。また、どちらか一方の系のインバータまたは制御装
置が異常を起こした場合には、異常を起こした系を停止
させて、もう一方の健全な系のインバータと制御装置を
単独で運転させることができる。従って、故障に対して
より頑強な電動機駆動装置を構築できる。例えば、本実
施例をエレベータの電動機駆動装置に適用した場合、一
方の系のインバータまたは制御装置が故障しても、もう
一方の正常な系で電動機を運転させることにより、かご
の昇降を制御できるため、長時間立ち往生することな
く、乗客を目的階まで運ぶことができる。

【００３６】図３は、本発明を適用した交流電動機の駆
動装置の第２の実施例を示したものである。図３におい
て、図１と同じ符号のものは同じものを表している。図
３において、図１の構成と異なる部分は、Ａ／Ｄ変換器
５１Ａ，５２Ａ，５１Ｂ，５２Ｂのサンプリング処理タ
イミングを同期させる同期タイミング信号発生器５５Ａ
を設けた点にある。

【００３７】同期タイミング信号発生器５５Ａは、Ａ／
Ｄ変換器５１Ａ，５２Ａ，５１Ｂ，５２Ｂのサンプリン
グ周期に一致する所定のサンプリング周期でパルス信号
を発生している。同期タイミング信号発生器５５Ａの出
力信号は、Ａ系制御装置内のＡ／Ｄ変換器５１Ａ，５２
ＡとＢ系制御装置内のＡ／Ｄ変換器５１Ｂ，５２Ｂへと
伝送される。Ａ／Ｄ変換器５１Ａ，５２Ａおよび５１
Ｂ，５２Ｂは、同期タイミング信号発生器５５Ａからの
パルス信号を受けて、一斉にサンプリング処理を実施す
る。

【００３８】以下、図３の構成の制御原理を説明する。
はじめに、検出値偏差が制御に及ぼす影響について説明
する。Ａ系制御装置５Ａで用いるＡ系電流検出値ｉ_AAと
Ｂ系制御装置５Ｂで用いるＡ系電流検出値ｉ_ABとの間に
式（１３）で表される偏差ε_A が重畳し、Ａ系制御装置
５Ａで用いるＢ系電流検出値ｉ_ABとＢ系制御装置５Ｂで
用いるＢ系電流検出値Ｉ_BBとの間に式（１４）で表され
る偏差ε_Bが重畳している場合を仮定する。

【００３９】

【数１３】 Ｉ_AB(ｓ)＝Ｉ_AA(ｓ)＋ε_A(ｓ) …(１３)

【００４０】

【数１４】 Ｉ_BA(ｓ)＝Ｉ_BB(ｓ)＋ε_B(ｓ) …(１４) 式（１３）を式（３）へ代入し、式（１４）を式（５）
へ代入して、それぞれの式の和および差を求めると次の
ようになる。

【００４１】

【数１５】 Ｖ_AA ^*(ｓ)＋Ｖ_BB ^*(ｓ)＝Ｇ_m(ｓ)・｛Ｉ_m ^*(ｓ)−(Ｉ_AA(ｓ)＋Ｉ_BB(ｓ))｝ ＋１／２・Ｇ_m(ｓ)・（ε_A(ｓ)＋ε_B(ｓ)) −１／２・Ｇ_c(ｓ)・（ε_A(ｓ)−ε_B(ｓ)) …(１５)

【００４２】

【数１６】 Ｖ_AA ^*(ｓ)−Ｖ_BB ^*(ｓ)＝Ｇ_c(ｓ)・｛０−(Ｉ_AA(ｓ)−Ｉ_BB(ｓ))｝ ＋１／２・Ｇ_c(ｓ)・（ε_B(ｓ)−ε_A(ｓ)) ＋１／２・Ｇ_m(ｓ)・（ε_A(ｓ)−ε_B(ｓ)) …(１６) 式（１５）および式（１６）において、右辺の第２項お
よび第３項は、理想的な制御に対する誤差成分であり、
検出値の偏差ε_Aとε_Bが原因で発生する。この誤差分は
電流波形歪みの原因となり、電動機のトルクリップルを
引き起こす。

【００４３】検出値偏差ε_Aとε_Bは、主に各Ａ／Ｄ変換
器のサンプリング処理のタイミングずれが原因で生じ
る。従って、例えばＡ系電流検出値について、サンプリ
ング処理のタイミングずれを△ｔ_Aとすると、検出値偏
差ε_Aは次式のように表される。

【００４４】

【数１７】

【００４５】ここで、ｆはインバータの出力周波数を表
す。式（１７）より、検出値偏差ε_A を小さくするに
は、△ｔ_Aを小さくすればよい。Ａ／Ｄ変換器のサンプ
リング周波数が高い場合には、相対的に△ｔ_Aは小さく
なり、図１の構成でも検出値偏差による影響は問題のな
い範囲に抑えることができる。しかし、サンプリング周
波数を高くするには、制御を実行するマイクロプロセッ
サの演算量を削減するか、演算速度を上げねばならず、
実際には実施が難しいケースが多い。そこで、サンプリ
ング周波数が低い場合でもサンプリングタイミングを同
期させることにより、△ｔ_Aの低減を図るのが図３の制
御構成である。

【００４６】図３の構成では、各Ａ／Ｄ変換器は、同期
タイミング信号発生器５５Ａの信号を受けてから一斉に
サンプリング処理を始める。ここで、同期タイミング信
号発生器５５Ａから各Ａ／Ｄ変換器へ信号が伝わるまで
の伝送時間は無視できるほど小さい時間であり、各Ａ／
Ｄ変換器はほぼ同時刻にサンプリング処理を行うことが
できる。その結果、サンプリング周波数に関わらず、△
ｔ_Aを小さくでき、電流制御における誤差分、即ち、式
（１５）および式（１６）の右辺第２項以降の成分を問
題のない範囲に抑えこむことができる。つまり、電流波
形歪みの発生を抑え、電動機のトルクリップルの発生を
抑えることができる。

【００４７】図４は、本発明を適用した交流電動機の駆
動装置の第３の実施例を示したものである。図４におい
て、図１と同じ符号のものは同じものを表している。図
４において、図１の構成と異なる点は、Ａ系，Ｂ系の各
制御装置において、自系の電流検出値に対するＡ／Ｄ変
換器のみを設けている点と、他系の電流検出値はディジ
タル量に変換したディジタル信号として制御装置間を伝
送させている点にある。

【００４８】従って、例えばＡ系制御装置５Ａにおい
て、電流制御ブロック部５３Ａに入力するＢ系電流ｉ_AB
は、Ｂ系制御装置５Ｂ内のＡ／Ｄ変換器５１Ｂでディジ
タル変換して送信器５６Ｂ、受信器５７Ａを介してＡ系
制御装置５Ａ内に伝送したディジタル信号を用いてお
り、またＢ系制御装置５Ｂにおいては、電流制御ブロッ
ク部５３Ｂに入力するＡ系電流ｉ_BAは、Ａ系制御装置５
Ａ内のＡ／Ｄ変換器５１Ａでディジタル変換して送信器
５６Ａ，受信器５７Ｂを介してＢ系制御装置５Ｂ内に伝
送したディジタル信号を用いている。

【００４９】一般に、インバータ、例えばエレベータで
使用するＩＧＢＴ（Insulated GateBipolar Transisto
r）インバータは数ｋＨｚ以上の高周波でスイッチング
動作しているため、その周辺を通過する信号線はノイズ
が混入しやすい条件にある。図１の構成に示すように、
Ａ系電流検出値ｉ_AのＢ系制御装置５Ｂへの信号伝送，
Ｂ系電流検出値ｉ_BのＡ系制御装置５Ａへの信号伝送
は、他の系への伝送となるため、伝送距離が長くなり、
ノイズが混入しやすくなる。特に、アナログ信号で伝送
した場合、混入したノイズがそのまま信号の誤差分とし
て表れるため、誤動作を招く可能性がある。

【００５０】図４の構成では、例えば、Ａ系電流検出値
ｉ_A（アナログ信号）のＢ系制御装置５Ｂへの信号伝送
は、Ａ系制御装置５ＡのＡ／Ｄ変換器５１ＡによるＡ／
Ｄ変換後、ディジタル信号となって、Ｂ系の制御装置へ
伝送される。ディジタル信号の場合、信号レベルと同程
度の大きなノイズの混入を受けない限り、信号はノイズ
の影響を受けないため、図１の構成の場合と比べて、誤
動作の可能性は小さくなる。Ｂ系電流検出値ｉ_B のＡ系
制御装置５Ａへの信号伝送についても上記と同様であ
る。従って、電動機駆動装置としての動作信頼性，安全
性が向上するという効果が得られる。また、図４の構成
では、図１の構成に比べて、他の系の電流検出値に対す
るＡ／Ｄ変換器が必要ないため、装置構成が簡単にな
り、制御装置がコンパクトになるという効果も得られ
る。

【００５１】図５は、本発明を適用した交流電動機の駆
動装置の第４の実施例を示したものである。図５におい
て、図４と同じ符号のものは同じものを表している。図
５において、図４の構成と異なる点は、各Ａ／Ｄ変換器
５１Ａ，５１Ｂの処理タイミングを同期させる同期タイ
ミング信号発生器５５Ａを設けた点にある。同期タイミ
ング信号発生器５５Ａは、既に、図３に示した第２の実
施例で説明したものと同じもので、Ａ／Ｄ変換器５１Ａ
および５１Ｂは、同期タイミング信号発生器５５Ａから
のパルス信号を受けて、一斉にＡ／Ｄ変換処理を実施す
る。

【００５２】図４に示した構成のように、他系の電流検
出値をディジタル信号で伝送する場合、電流補償器の処
理中に他系の電流検出信号を読み込むための割り込み処
理が必要となる。また、ディジタル信号伝送の場合、１
桁のビット誤りによって、信号値が大きく変わる危険性
があるため、伝送されたディジタル信号データに誤りが
ないかをチェックするチェック処理が必要となる。従っ
て、アナログ信号伝送時と比べて、制御装置にかかる処
理負荷が大きくなり、処理時間が増大するため、処理周
期を短くできず、高速なサンプリング周波数による処理
実行が難しくなる。この結果、既に第２の実施例の記述
で説明したようなサンプリング処理のタイミングずれに
よる検出値偏差が生じて、電流制御に誤差が発生する。

【００５３】これに対して、図５の構成では、同期タイ
ミング信号発生器５５Ａからの同期信号により、Ａ系の
Ａ／Ｄ変換器５１ＡとＢ系のＡ／Ｄ変換器５１Ｂとが同
時にサンプリング処理を行うため、サンプリング処理の
タイミングずれを抑制することができる。つまり、ディ
ジタル信号伝送の実施により制御装置の処理時間が増え
て、サンプリング周波数が遅くなっても、そのために電
流制御に発生する誤差を抑制することができる。

【００５４】図６は、本発明を適用した交流電動機の駆
動装置の第５の実施例を示したものである。図６におい
て、図５と同じ符号のものは同じものを表している。図
６において、図５の構成と異なる点は、入力処理装置７
を設けた点にある。入力処理装置７では、Ａ系インバー
タ１Ａの電流検出値ｉ_Aは、Ａ／Ｄ変換器７１でディジ
タル信号に変換した後、送信器７４から受信器５８Ａを
介してＡ系制御装置５Ａへ、また送信器７４から受信器
５９Ｂを介してＢ系制御装置５Ｂへそれぞれ伝送する。
また、Ｂ系インバータ１Ｂの電流検出値ｉ_Bは、Ａ／Ｄ
変換器７２でディジタル信号に変換した後、送信器７５
から受信器５９Ａを介してＡ系制御装置５Ａへ、また送
信器７５から受信器５８Ｂを介してＢ系制御装置５Ｂへ
それぞれ伝送する。Ａ／Ｄ変換器７１と７２は、同期タ
イミング信号発生器７３が出力する信号を受けてサンプ
リング処理を実行する。

【００５５】図６の構成は、図５の構成に対して、Ａ／
Ｄ変換の処理機能を入力処理装置７に集約させている。
これにより、自系と他系インバータの検出電流をＡ／Ｄ
変換し、かつその時のサンプリング処理を同期させると
いう機能を入力処理装置７の追加によって実施できる。
従って、Ａ系とＢ系の制御装置５Ａと５Ｂは、インバー
タ１台を制御する時に用いていた制御装置をそのまま適
用することができ、制御装置全体の製作が容易になり、
また製作コストを下げることが可能となる。さらに、Ａ
系とＢ系の電流検出値に対するＡ／Ｄ変換器が同じ制御
装置上に設けられているため、Ａ／Ｄ変換の同期処理が
容易に実施でき、動作信頼性が向上するという効果も得
られる。

【００５６】図７は、本発明を適用した交流電動機の駆
動装置の第６の実施例を示したものである。図７におい
て、図１と同じ符号のものは同じものを表している。図
７の構成は、図１の構成と比べて、Ａ系制御装置５Ａ内
の電流制御ブロック部５３ＡとＢ系制御装置５Ｂ内の電
流制御ブロック部５３Ｂの内部構成が異なる。

【００５７】まずＡ系制御装置５Ａの電流制御ブロック
部５３Ａの処理の流れを説明する。Ａ／Ｄ変換器５１Ａ
より出力されたＡ系の検出電流ｉ_AAはＡ系電流ゲイン位
相補償器５４０Ａによって（Ｇ_m(ｓ)＋Ｇ_c(ｓ)）を満た
す制御ゲインをかけ合わせる処理を受ける。また、Ａ／
Ｄ変換器５２Ａより出力されたＢ系の検出電流ｉ_BAはＢ
系電流ゲイン位相補償器５４１Ａによって（Ｇ_m(ｓ)−
Ｇ_c(ｓ)）を満たす制御ゲインをかけ合わせる処理を受
ける。電動機電流指令値は、電動機電流指令に対するゲ
イン位相補償器５３９ＡによってＧ_m(ｓ) を満たす制御
ゲインをかけ合わせる処理を受ける。そして、電動機電
流指令に対するゲイン位相補償器５３９Ａ，Ａ系電流ゲ
イン位相補償器５４０Ａ，Ｂ系電流ゲイン位相補償器５
４１Ａの出力は、加算器５４２Ａにおいて、それぞれ
正，負，負の値を乗算した上で加算される。加算器５４
２Ａの出力は係数器５４３Ａにより１／２を乗算され、
その結果、Ａ系電圧指令Ｖ_AA ^*が出力される。

【００５８】Ｂ系制御装置５Ｂの電流制御ブロック部５
３Ｂについても、電流制御ブロック部５３Ａに対してＡ
系電流検出値とＢ系電流検出値を対称に入れ替えた処理
を行っている。

【００５９】上記の処理の結果、Ａ系制御装置５Ａの電
流制御ブロック部５３Ａの制御式は次のようになる。

【００６０】

【数１８】 Ｖ_AA ^*(ｓ)＝１／２・［Ｇ_m(ｓ)・Ｉ_m ^*(ｓ)−{Ｇ_m(ｓ)＋Ｇ_c(ｓ)}・Ｉ_AA(ｓ) −{Ｇ_m(ｓ)−Ｇ_c(ｓ)}・Ｉ_BA(ｓ)］ …(１８) また、Ｂ系制御装置５Ｂの電流制御ブロック部５３Ｂの
制御式は次のようになる。

【００６１】

【数１９】 Ｖ_BB ^*(ｓ)＝１／２・［Ｇ_m(ｓ)・Ｉ_m ^*(ｓ)−{Ｇ_m(ｓ)＋Ｇ_c(ｓ)}・Ｉ_BB(ｓ) −{Ｇ_m(ｓ)−Ｇ_c(ｓ)}・Ｉ_AB(ｓ)］ …(１９) ここで、式（１８）は式（３）をＩ_m ^*(ｓ)，Ｉ_AA(ｓ)，
Ｉ_BA(ｓ)の各変数でまとめて整理した式に等しく、式
（１９）も式（５）をＩ_m ^*(ｓ)，Ｉ_AA(ｓ)，Ｉ_BA(ｓ)の
各変数でまとめて整理した式に等しい。従って、図７の
電流制御ブロック部５３Ａは図１の電流制御ブロック部
５３Ａと制御上は等価であり、また図７の電流制御ブロ
ック部５３Ｂは図１の電流制御ブロック部５３Ｂと制御
上は等価である。

【００６２】図８は、図７の構成に対してＡ系インバー
タを単独運転制御する場合の処理フローチャート示した
ものであり、Ａ系の電流制御ブロック部５３Ａにおい
て、１）Ｂ系電流検出値ｉ_BAを常に０に設定し、２）Ａ
系電流ゲイン位相補償器540Aの制御ゲインを（Ｇ_m(ｓ)
＋Ｇ_c(ｓ)）からＧ_m2(ｓ)に変更し、３）電動機電流指
令に対するゲイン位相補償器５３９Ａの制御ゲインをＧ
_m(ｓ)からＧ_m2(ｓ) に変更すれば、制御式は次のように
なり、Ｇ_m2(ｓ)を適切に設計することにより、Ａ系イン
バータを単独で運転制御できるようになる。

【００６３】

【数２０】 Ｖ_AA ^*(ｓ)＝Ｇ_m2(ｓ)・｛Ｉ_m ^*(ｓ)−Ｉ_AA(ｓ)} …(２０) またＢ系インバータについてもＡ系とＢ系の対称性を考
慮した同様の処理により、単独運転制御が可能である。

【００６４】以上のことから、図７の構成でも、図１の
場合と同じく、電動機電流と横流とを独立に制御でき、
かつ、Ａ系，Ｂ系のインバータまたは制御装置のいずれ
かが故障した場合でも健全な制御装置とインバータの組
に対して単独運転させることができる。さらに加えて、
図７の構成では、図１の構成に比べて、電流制御器内の
処理が簡素化されている。このため、電流制御器の処理
負荷が減少しており、処理周期をより短くでき、制御の
むだ時間遅れを低減することができる。その結果、各電
流補償要素の制御ゲインを増加させることができ、制御
の指令応答性能，外乱抑制性能を向上させることが可能
となる。

【００６５】図９は、本発明を適用した交流電動機の駆
動装置の第７の実施例を示したものである。図９におい
て、図１と同じ符号のものは同じものを表している。図
９の構成は、図１の構成に対して、Ａ系制御装置５Ａ内
の電流制御ブロック部５３ＡとＢ系制御装置５Ｂ内の電
流制御器５３Ｂの構成部分が異なる。まずＡ系制御装置
５Ａの電流制御器５３Ａの処理の流れを説明する。電流
制御器５３Ａでは、Ａ系の電流検出値のみを用いて電動
機電流を制御する流れとＡ系の電流検出値とＢ系の電流
検出値との差を制御する流れの２つの流れがある。前者
の方は、Ａ／Ｄ変換器５１Ａより出力されたＡ系の検出
電流ｉ_AAを係数器５４４Ａにより２倍し、減算器５４５
Ａにより電動機電流指令ｉ_m ^*との偏差をとり、この偏差
が０に近づくようにＡ系電流調整器５４６Ａで補償す
る。後者の方は、Ａ／Ｄ変換器51Ａより出力されたＡ系
の検出電流ｉ_AAとＡ／Ｄ変換器５２Ａより出力されたＢ
系の検出電流ｉ_BAとの差を減算器５４７Ａで求め、この
結果と０との偏差を減算器５４８Ａで求めて、この偏差
が０に近づくように横流調整器５４９Ａで補償する。Ａ
系電流調整器５４６Ａの出力と横流調整器５４９Ａの出
力の差が減算器550Aで求められ、その結果がＡ系電圧指
令Ｖ_AA ^*として出力される。

【００６６】Ｂ系制御装置５Ｂの電流制御ブロック部５
３Ｂにおいても、電流制御ブロック部５３Ａに対してＡ
系電流検出値とＢ系電流検出値を対称に入れ替えた処理
を行っている。即ち、Ｂ系の電流検出値のみを用いて電
動機電流を制御する流れとＡ系の電流検出値とＢ系の電
流検出値との差を制御する流れの２つの流れがある。前
者の方は、Ａ／Ｄ変換器５１Ｂより出力されたＢ系の検
出電流ｉ_BBを係数器５４４Ｂにより２倍し、減算器５４
５Ｂにより電動機電流指令ｉ_m ^*との偏差をとり、この偏
差が０に近づくようにＢ系電流調整器５４６Ｂで補償す
る。後者の方は、Ａ／Ｄ変換器５１Ｂより出力されたＢ
系の検出電流ｉ_BBとＡ／Ｄ変換器52Ｂより出力されたＡ
系の検出電流ｉ_ABとの差を減算器５４７Ｂで求め、この
結果と０との偏差を減算器５４８Ｂで求めて、この偏差
が０に近づくように横流調整器５４９ｊＢで補償する。
Ｂ系電流調整器５４６Ｂの出力と横流調整器５４９Ｂの
出力の差が減算器５５０Ｂで求められ、その結果がＢ系
電圧指令Ｖ_BB ^*として出力される。

【００６７】図９の電流制御ブロック部５３Ａと電流制
御ブロック部５３Ｂは、図１の電流制御ブロック部５３
Ａと電流制御ブロック部５３Ｂとそれぞれ制御上は等価
になる。図１の電流制御ブロック部５３Ａを表す制御式
である式（３）は次のように変形できる。

【００６８】

【数２１】 Ｖ_AA ^*(ｓ)＝１／２・［Ｇ_m(ｓ)・{Ｉ_m ^*(ｓ)−２・Ｉ_AA(ｓ)} −{Ｇ_m(ｓ)−Ｇ_c(ｓ)}・{０−Ｉ_AA(ｓ)−Ｉ_BA(ｓ)}］…(２１) 従って、係数器５４４Ａのゲインを２、Ａ系電流調整器
５４６Ａの制御ゲインをＧ_m(ｓ)、横流調整器５４９Ａ
の制御ゲインを（Ｇ_m(ｓ)−Ｇ_c(ｓ)）と設定することに
より、図９の電流制御ブロック部５３Ａは図１の電流制
御器５３Ａと制御上は等価になる。また、図１の電流制
御ブロック部５３Ｂを表す制御式である式（５）も次の
ように変形できる。

【００６９】

【数２２】 Ｖ_BB ^*(ｓ)＝１／２・［Ｇ_m(ｓ)・{Ｉ_m ^*(ｓ)−２・Ｉ_BB(ｓ)} −{Ｇ_m(ｓ)−Ｇ_c(ｓ)}・{０−Ｉ_BB(ｓ)−Ｉ_AB(ｓ)}］…(２２) 従って、係数器５４４Ｂのゲインを２、Ｂ系電流調整器
５４６Ｂの制御ゲインをＧ_m(ｓ)、横流調整器５４９Ｂ
の制御ゲインを（Ｇ_m(ｓ)−Ｇ_c(ｓ)）と設定することに
より、図９の電流制御ブロック部５３Ｂは図１の電流制
御ブロック部５３Ｂと制御上は等価になる。つまり、図
１の構成と同様に図９の構成でも電動機電流と横流とを
独立に制御できる。

【００７０】図１０は、図９の構成に対してＡ系インバ
ータを単独運転制御する場合の処理フローチャート示し
たものであり、Ａ系の電流制御ブロック部５３Ａにおい
て、１）係数器５４４Ａのゲインを２から１に変更し、
２）Ａ系電流調整器５４６Ａの制御ゲインをＧ_m(ｓ)か
らＧ_m3(ｓ)に変更し、３）横流調整器５４９Ａの制御ゲ
インを０に変更すれば、制御式は次のようになり、Ｇ_m3
(ｓ)を適切に設計することにより、Ａ系インバータを単
独で運転制御できるようになる。

【００７１】

【数２３】 Ｖ_AA ^*(ｓ)＝１／２・Ｇ_m3(ｓ)・｛Ｉ_m ^*(ｓ)−Ｉ_AA(ｓ)} …(２３) またＢ系インバータについてもＡ系とＢ系の対称性を考
慮した同様の処理により、単独運転制御が可能である。

【００７２】以上のことから、図９の構成でも、図１と
同じく、電動機電流と横流とを独立に制御でき、かつ、
Ａ系インバータとＢ系インバータとをそれぞれ単独で運
転制御できる。さらに加えて、図９の構成では、図１の
構成に比べて、電流制御器内の処理が簡素化されてい
る。このため、電流制御器の処理負荷が減少しており、
処理周期をより短くでき、制御のむだ時間遅れを低減す
ることができる。その結果、各電流補償要素の制御ゲイ
ンを増加させることができ、制御の指令応答性能，外乱
抑制性能を向上させることが可能となる。

【００７３】また、図９の構成では、各系の電流制御器
における電流補償器は、自系の電流検出値のみで制御す
るものと、自系と他系の電流検出値の差を用いるものと
の２つのタイプから成る。このうち、自系の電流検出値
のみを用いる電流補償器の方は、既に述べたように電動
機電流の制御に関わる。従って、例えば、一時的に非常
に大きなノイズが混入した等の原因で、他系の電流検出
値が一時的に異常な値を示した時には、他系の電流検出
値を用いる方の電流補償器を一時的に止めて、自系の電
流検出値のみを用いる電流補償器のみで制御するように
処理を切り替えることが容易にできる。この結果、電動
機駆動装置を常に安定した状態で継続運転させることが
できる。

【００７４】図１１は、図１に示した第１の実施例の構
成に対する起動時の運転方法を示したものである。この
運転方法は、起動時の過渡状態におけるＡ系とＢ系に分
散させた各系制御装置の制御間の干渉防止を図るもので
ある。

【００７５】一般に電流調整器の制御ゲインは、高速な
指令応答特性と外乱抑制効果を狙って、できるだけ高く
設定する。しかし、図１の実施例において、制御ゲイン
を高く設定した場合、システム起動時の過渡において、
Ａ系制御装置５ＡとＢ系制御装置５Ｂとがお互いに相手
の急な立ち上がり動作に過剰に反応して、互いの制御動
作が干渉する可能性がある。特に、相手の電流との差分
によって制御する横流制御においてその可能性が高い。

【００７６】そこで、図１１では、起動時と定常時で制
御ゲインを変更するような運転方法を図る。以下、図１
１に示した電動機駆動装置の動作方法を説明する。ま
ず、起動前においては、Ａ系制御装置５Ａ、Ｂ系制御装
置５Ｂとも横流調整器の制御ゲインを定常時よりも低い
値とした起動時設定値に設定する。ここで、起動の過渡
においては、横流を制御する必要性も小さいため、制御
ゲインの設定値は０にしても構わない。次に、電動機電
流調整器の制御ゲインも定常時よりも低い値とした起動
時設定値に設定する。ここで、電動機電流は指令値へ追
従するように制御する必要があり、設定値はある程度の
大きさが必要である。そして、電動機駆動装置を起動さ
せて、Ａ系インバータ１Ａ、Ｂ系インバータ１Ｂを共に
起動させた後、それぞれの電流検出値から定常状態に達
したかどうかを判断し、定常状態に達した場合は、それ
ぞれの系の制御装置において、電動機電流調整器の制御
ゲインおよび横流調整器の制御ゲインを定常時設定値に
変更して、定常状態の制御動作へ移行する。ここで、定
常時設定値は起動時設定値に比べて大きく、定常状態に
対して設計した値である。このような運転方法により、
起動時の過渡においては、横流調整器，電動機電流調整
器とも制御ゲインが小さく、各制御装置の制御が干渉す
ることを防止できる。また、定常時では、所望の制御効
果を狙った大きな制御ゲインで制御動作させるため、外
乱抑制，指令応答性に関して、所望の制御効果を得るこ
とができる。

【００７７】図１２は図１に示した第１の実施例の構成
を制御盤上で実装した場合の盤配置の外観を示したもの
である。Ａ系インバータ１ＡがＡ系インバータ盤８Ａに
収まり、Ｂ系インバータ１ＢがＢ系インバータ盤８Ｂに
収まっている。また、Ａ系制御装置５ＡがＡ系制御盤９
Ａに収まり、Ｂ系制御装置５ＢがＢ系制御盤９Ｂに収ま
っている。また、Ａ系インバータ１Ａの電流検出値ｉ_A
は信号線１０Ａを通って、Ａ系制御盤９ＡとＢ系制御盤
９Ｂへ伝送される。Ｂ系インバータ１Ｂの電流検出値ｉ
_Bは信号線１０Ｂを通って、Ｂ系制御盤９ＢとＡ系制御
盤９Ａへと伝送される。ここで、各盤の位置関係は、Ａ
系制御盤９ＡとＢ系制御盤９Ｂは隣り合わせに配置され
ており、Ａ系制御盤９Ａの外側にＡ系インバータ盤８Ａ
が配置され、Ｂ系制御盤９Ｂの外側にＢ系インバータ盤
８Ｂが配置されている。即ち、インバータ盤と制御盤の
配置の特徴として、１）制御盤同士は互いに接する位置
に配置されており、インバータ盤とこれを制御する制御
盤も互いに接する位置に配置している。２）各制御盤同
士の距離は各インバータ盤同士の距離よりも短くなるよ
うに配置している。３）各制御盤間によって挟まれた空
間にはインバータ盤が配置されないようになっている。

【００７８】Ａ系およびＢ系インバータ盤からは、イン
バータのスイッチングによる電磁ノイズが放射円状に発
生している。従って、これらのインバータ盤の直近に線
路長の長い信号線を通過させると、スイッチングによる
電磁ノイズが信号線に誘導して、信号線内を通る信号に
ノイズが重畳する恐れが生じる。

【００７９】しかし、図１２に示す盤配置ならば、信号
線へのノイズ混入を低減できる。例えば、Ａ系インバー
タ盤８Ａから伝送されるＡ系インバータ１Ａの電流検出
信号ｉ_AはＡ系制御盤９ＡとＢ系制御盤９Ｂへ入力す
る。このうち、Ａ系インバータ盤８ＡからＢ系制御装置
９Ｂへの信号伝送は距離が長くなりノイズ混入の恐れが
あるが、Ａ系インバータ盤８Ａから離れる方向に向かっ
て信号線１０Ａが通るため、その周辺のノイズ量は低減
している。その結果、信号線１０Ａに混入するノイズ量
を低減できる。Ｂ系インバータ盤８Ｂから伝送されるＢ
系インバータ１Ｂの電流検出信号ｉ_Bについても同様の
ことが言える。

【００８０】このように、図１２に示す盤配置によっ
て、電流検出信号に混入するノイズ量を低減することが
でき、システムの動作信頼性，動作安定性を向上できる
という効果が得られる。また、図１２の配置は、第３の
実施例である図４に示した他系の電流検出量をディジタ
ル信号で伝送する場合にも有効である。この場合、他の
配置比べて、ディジタル信号線を短くできるため、伝送
による信号の劣化を防ぐことができ、システムの動作信
頼性を向上できるという効果が得られる。

【００８１】図１３も図１に示した第１の実施例の構成
を制御盤上で実装した場合の盤配置の外観を示したもの
である。図１３において、図１２と同じ符号のものは同
じものを表している。図１３に示す盤配置でも、Ａ系制
御盤９ＡとＢ系制御盤９Ｂは隣り合わせに配置されてお
り、Ａ系制御盤９ＡとＢ系制御盤９Ｂと挟んだ外側に、
Ａ系インバータ盤８ＡとＢ系インバータ盤８Ｂが配置さ
れている。図１３の配置も図１２に示した配置と同様の
特徴をもつ。即ち、１）制御盤同士は互いに接する位置
に配置されており、インバータ盤とこれを制御する制御
盤も互いに接する位置に配置している。２）各制御盤同
士の距離は各インバータ盤同士の距離よりも短くなるよ
うに配置している。３）各制御盤間によって挟まれた空
間にはインバータ盤が配置されないようになっている。

【００８２】この結果、図１３に示すインバータ盤と制
御盤の配置では、図１２の場合と同様に、電流検出信号
に混入するノイズ量を低減することができ、システムの
動作信頼性，動作安定性を向上できるという効果が得ら
れる。また、他系の電流検出量をディジタル信号で伝送
する場合にも有効である。この場合、他の配置に比べ
て、ディジタル信号線を短くできるため、伝送による信
号の劣化を防ぐことができ、システムの動作信頼性を向
上できるという効果が得られる。

【００８３】図１４は図１に示した第１の実施例の制御
構成を３相２巻線電動機に適用した例を示している。図
１４において、図１と同じ符号のものは同じものを表し
ている。図１とは、電動機に３相２巻線電動機１１を用
いている点が異なっている。

【００８４】３相２巻線電動機１１は、電動機の固定子
巻線が２組の３相巻線構成となっている電動機であり、
図１４では、一方の３相巻線１組をＡ系インバータ１Ａ
より給電し、もう一方の３相巻線の組をＢ系インバータ
１Ｂより給電するようにしている。２組の３相巻線は電
気的には絶縁されているが、固定子の鉄心を介して磁気
的に結合している。この巻線間の磁気的結合は等価的に
リアクトルを介した結合として表すことができる。つま
り、図１４の構成と図１の構成とは回路的に等価と考え
て良い。従って、図１４のように３相２巻線電動機を駆
動する場合も、図１と同じ制御構成を適用することによ
り、図１において記述した効果と同じ効果を得ることが
できる。即ち、電動機電流と磁気的結合を介してインバ
ータ間を流れる横流とを、それぞれ独立に制御できる。
その結果、電動機電流，横流ともそれぞれに適切な制御
ゲインで制御できるため、電動機電流の電流歪みが原因
で生じる電動機のトルクリップルを抑制でき、かつ横流
を抑制できるという効果が得られる。そしてさらに、ど
ちらか一方のインバータまたは制御装置が異常を起こし
た場合には、異常を起こした系を停止させて、もう一方
の系を単独で運転でき、故障に対してより強いシステム
を構築できるという効果が得られる。

【００８５】図１の構成では、３相の電流検出量の各相
に対して電流制御する構成を示しているが、３相の電流
検出値を３相２相変換により、互いに直交した２相量に
変換し、直交した２相のそれぞれの相において電流補償
を実施しても良い。ここで、３相２相変換の変換式は次
式で表される。

【００８６】

【数２４】

【００８７】３相２相変換した２相の各相に対して電流
補償を実施する場合、３相の各相で電流補償を実施する
場合と比べると、横流を制御する上で、以下に述べる利
点がある。インバータ間を流れる横流の電流経路を詳し
く見ると、３相の相間を通過する経路で横流が流れてい
ることが分かる。例えば、Ａ系インバータのｕ相からｖ
相を通って、リアクトルを介して、Ｂ系インバータのｖ
相に入り込み、Ｂ系インバータのｖ相からｕ相を通っ
て、リアクトルを介して、Ａ系インバータのｕ相へ戻る
という経路が形成される。このように、３相の相間を経
路とする電流に対して、３相をそれぞれ独立に電流制御
しようとすると、相間で干渉が生じて、制御の応答が遅
れる可能性がある。これに対して、３相２相変換後の２
相量は、互いに直交しているため、それぞれの相が干渉
することはなく、この２相量をそれぞれの相において電
流制御すれば、より速い制御応答を得ることができる。
つまり、電流検出値に対して、３相２相変換を行い、互
いに直交した２相のそれぞれの相において電流制御を行
えば、３相の相間を経路とする横流をより高速に抑制で
きるという効果が得られる。

【００８８】また、上記では３相２相変換による２相へ
の変換の場合を説明したが、ｄｑ変換を用いても同様の
効果を得ることができる。ｄｑ変換の変換式は次のよう
になる。

【００８９】

【数２５】

【００９０】前述した実施例では、各相にリアクトルを
挿入する構成の場合を説明したが、相間リアクトルを用
いた場合でも同様に適用することが可能である。

【００９１】また、本発明は、電動機を駆動するインバ
ータに限らず、交流系統に接続して交流電力を直流電力
変換するセット並列のコンバータ，アクティブフィルタ
や無効電力補償装置のような電力系統に連系したセット
並列のインバータ等にも適用できる。要するに、電流指
令信号に従い、出力電流を制御する電力変換装置であれ
ば適用可能である。

【００９２】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
一方の系のインバータまたは制御装置が異常を起こした
場合には、異常を起こした系を停止させて、もう一方の
健全な系を単独に動作させることで電動機を運転制御さ
せることができる。従って、故障に対してより強く安定
した電動機駆動システムを実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による一実施形態の電動機駆動装置の構
成図。

【図２】本発明の第１の実施形態（図１）に対する単独
運転処理を示すフローチャート。

【図３】本発明による第２の実施形態における電動機駆
動装置の構成図。

【図４】本発明による第３の実施形態における電動機駆
動装置の構成図。

【図５】本発明による第４の実施形態における電動機駆
動装置の構成図。

【図６】本発明による第５の実施形態における電動機駆
動装置の構成図。

【図７】本発明による第６の実施形態における電動機駆
動装置の構成図。

【図８】本発明の第６の実施形態（図７）に対する単独
運転処理を示すフローチャート。

【図９】本発明による第７の実施形態における電動機駆
動装置の構成図。

【図１０】本発明の第７の実施形態（図９）に対する単
独運転処理を示すフローチャート。

【図１１】本発明の第１の実施形態（図１）に対する起
動時から定常時までの運転処理を示すフローチャート。

【図１２】本発明の第１の実施形態（図１）に対する盤
実装の外観図。

【図１３】本発明の第１の実施形態（図１）に対する盤
実装の外観図。

【図１４】本発明による第１の実施形態を３相２巻線電
動機駆動装置に適用した場合の構成図。

【図１５】セット並列インバータシステムの等価回路。

【符号の説明】

１Ａ…Ａ系インバータ、１Ｂ…Ｂ系インバータ、２Ａ…
Ａ系電力線、２Ｂ…Ｂ系電力線、３Ａ…Ａ系リアクト
ル、３Ｂ…Ｂ系リアクトル、４Ａ…Ａ系電流センサ、４
Ｂ…Ｂ系電流センサ、５Ａ…Ａ系制御装置、５Ｂ…Ｂ系
制御装置、５１Ａ…Ａ系制御装置のＡ系電流検出値用サ
ンプリング処理器、５１Ｂ…Ｂ系制御装置のＢ系電流検
出値用サンプリング処理器、５２Ａ…Ａ系制御装置のＢ
系電流検出値用サンプリング処理器、５２Ｂ…Ｂ系制御
装置のＡ系電流検出値用サンプリング処理器、５３Ａ…
Ａ系制御装置の電流制御ブロック部、５３Ｂ…Ｂ系制御
装置の電流制御ブロック部、５３３Ａ…Ａ系制御装置の
電動機電流調整器、５３６Ａ…Ａ系制御装置の横流調整
器、５３３Ｂ…Ｂ系制御装置の電動機電流調整器、５３
６Ｂ…Ｂ系制御装置の横流調整器、５３８Ａ…係数器、
５３８Ｂ…係数器、５３９Ａ…Ａ系制御装置の電流指令
値に対するゲイン位相補償器、５４０Ａ…Ａ系制御装置
のＡ系電流検出値に対するゲイン位相補償器、５４１Ａ
…Ａ系制御装置のＢ系電流検出値に対するゲイン位相補
償器、５３９Ｂ…Ｂ系制御装置の電流指令値に対するゲ
イン位相補償器、５４０Ｂ…Ｂ系制御装置のＡ系電流検
出値に対するゲイン位相補償器、５４１Ｂ…Ｂ系制御装
置のＢ系電流検出値に対するゲイン位相補償器、５４３
Ａ…係数器、５４３Ｂ…係数器、５４４Ａ…係数器、５
４４Ｂ…係数器、５４６Ａ…Ａ系制御装置のＡ系電流調
整器、５４９Ａ…Ａ系制御装置の横流調整器、５４６Ｂ
…Ｂ系制御装置のＢ系電流調整器、５４９Ｂ…Ｂ系制御
装置の横流調整器、５４Ａ…Ａ系制御装置のＰＷＭパル
ス発生器、54Ｂ…Ｂ系制御装置のＰＷＭパルス発生器、
５５Ａ…同期タイミング信号発生器、５６Ａ…Ａ系制御
装置のサンプリング信号送信器、５７Ａ…Ａ系制御装置
のサンプリング信号受信器、５６Ｂ…Ｂ系制御装置のサ
ンプリング信号送信器、５７Ｂ…Ｂ系制御装置のサンプ
リング信号受信器、５８Ａ…Ａ系制御装置のサンプリン
グ信号受信器、５９Ａ…Ａ系制御装置のサンプリング信
号受信器、５８Ｂ…Ｂ系制御装置のサンプリング信号受
信器、５９Ｂ…Ｂ系制御装置のサンプリング信号受信
器、６…３相交流電動機、７…入力処理装置、７１…入
力処理装置のＡ系電流検出値用サンプリング処理器、７
２…入力処理装置のＢ系電流検出値用サンプリング処理
器、７３…同期タイミング信号発生器、７４…Ａ系電流
検出値用サンプリング信号送信器、７５…Ｂ系電流検出
値用サンプリング信号送信器、８Ａ…Ａ系インバータ
盤、８Ｂ…Ｂ系インバータ盤、９Ａ…Ａ系制御盤、９Ｂ
…Ｂ系制御盤、１０Ａ…Ａ系検出電流伝送用信号線、１
０Ｂ…Ｂ系検出電流伝送用信号線、１１…３相２巻線電
動機。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 三根 俊介 茨城県ひたちなか市市毛1070番地 株式会 社日立製作所昇降機グループ内 (72)発明者 岸川 孝生 茨城県ひたちなか市市毛1070番地 株式会 社日立製作所昇降機グループ内 (72)発明者 伊君 高志 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者 奥山 俊昭 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 Ｆターム(参考） 5H576 AA07 BB06 DD02 DD04 DD05 EE01 EE11 GG04 HA04 HA07 HB01 HB05 JJ03 JJ08 JJ16 JJ25 LL22 LL55 MM11 PP02

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】複数台の電力変換器を備えて各電力変換器
   からの交流出力電力の和を交流電動機に供給する交流電
   動機の駆動システムにおいて、前記複数台の電力変換器
   の各々を個別に制御する複数台の制御装置を備え、各制
   御装置は、自装置が制御する電力変換器の出力電流検出
   値と他の電力変換器の出力電流検出値とを入力して、こ
   れらの電流検出値を用いて出力電流加算値と各電力変換
   器の出力電流の不平衡成分とに対する制御ゲインを異な
   らせて自電力変換器の出力電流がその指令値に一致また
   は比例するように自電力変換器に対する制御指令を出力
   することを特徴とする交流電動機の駆動システム。
2. 【請求項２】複数台の電力変換器を備えて各電力変換器
   からの交流出力電力の和を交流電動機に供給する交流電
   動機の駆動システムにおいて、前記複数台の電力変換器
   の各々を個別に制御する複数台の制御装置を備え、各制
   御装置は、自装置が制御する電力変換器の出力電流検出
   値と他の電力変換器の出力電流検出値とを入力して、自
   電力変換器に対する制御指令を出力することを特徴とす
   る交流電動機の駆動システム。
3. 【請求項３】複数台の電力変換器を備えて各電力変換器
   からの交流出力電力の和を交流電動機に供給する交流電
   動機の駆動システムにおいて、前記複数台の電力変換器
   の各々を個別に制御する複数台の制御装置を備え、各制
   御装置は、自装置が制御する電力変換器の出力電流検出
   値をアナログ−ディジタル変換する手段と他の電力変換
   器の出力電流検出値をアナログ−ディジタル変換する手
   段ｗｐ有し、これらディジタル量に変換された電流検出
   値を用いて出力電流加算値と各電力変換器の出力電流の
   不平衡成分とに対する制御ゲインを異ならせて自電力変
   換器の出力電流がその指令値に一致または比例するよう
   に自電力変換器に対する制御指令を出力することを特徴
   とする交流電動機の駆動システム。
4. 【請求項４】複数台の電力変換器を備えて各電力変換器
   からの交流出力電力の和を交流電動機に供給する交流電
   動機の駆動システムにおいて、前記複数台の電力変換器
   の各々を個別に制御する複数台の制御装置を備え、各制
   御装置は、自装置が制御する電力変換器の出力電流検出
   値をアナログ−ディジタル変換する手段と前記ディジタ
   ル変換した出力電流検出値を他の制御装置へ送信する手
   段と他の制御装置より送信された出力電流検出値のディ
   ジタル信号を受信する手段とを有し、これらディジタル
   量に変換された電流検出値を用いて出力電流加算値と各
   電力変換器の出力電流の不平衡成分とに対する制御ゲイ
   ンを異ならせて自電力変換器の出力電流がその指令値に
   一致または比例するように自電力変換器に対する制御指
   令を出力することを特徴とする交流電動機の駆動システ
   ム。
5. 【請求項５】複数台の電力変換器を備えて各電力変換器
   からの交流出力電力の和を交流電動機に供給する交流電
   動機の駆動システムにおいて、前記複数台の電力変換器
   の各々を個別に制御する複数台の制御装置と一つの入力
   処理装置とを備え、前記入力処理装置は、前記複数台の
   電力変換器の出力電流検出値それぞれをアナログ−ディ
   ジタル変換する手段とディジタル量に変換した出力電流
   検出値それぞれを前記個別の制御装置それぞれに送信す
   る手段を有し、各制御装置は、前記ディジタル量に変換
   した出力電流検出値を受信する手段を有し、これらディ
   ジタル量に変換された電流検出値を用いて出力電流加算
   値と各電力変換器の出力電流の不平衡成分とに対する制
   御ゲインを異ならせて自電力変換器の出力電流がその指
   令値に一致または比例するように自電力変換器に対する
   制御指令を出力することを特徴とする交流電動機の駆動
   システム。
6. 【請求項６】複数台の電力変換器を備えて各電力変換器
   からの交流出力電力の和を交流電動機に供給する交流電
   動機の駆動システムにおいて、前記複数台の電力変換器
   の各々を個別に制御する複数台の制御装置を備え、各制
   御装置は、互いに独立な前記複数の電力変換器間の横流
   を制御する制御系と電動機電流を制御する制御系を備え
   たことを特徴とする交流電動機の駆動システム。
7. 【請求項７】複数台の電力変換器を備えて各電力変換器
   からの交流出力電力の和を交流電動機に供給する交流電
   動機の駆動システムにおいて、前記複数台の電力変換器
   の各々を個別に制御する複数台の制御装置を備え、各制
   御装置は、自装置が制御する電力変換器の出力電流検出
   値と他の電力変換器の出力電流検出値の和に基づいてこ
   の和と電動機電流指令との偏差がなくなるような電圧指
   令を生成する手段と、自装置が制御する電力変換器の出
   力電流検出値と他の電力変換器の出力電流検出値との差
   に基づいてこの差がなくなるような電圧指令を生成する
   手段と、これら電圧指令に基づいて電力変換器の電圧指
   令を生成する手段とを備えたことを特徴とする交流電動
   機の駆動システム。