JP4695138B2 - 低高調波多相コンバータ回路 - Google Patents

Description

本発明は、パワー・エレクトロニクスの分野に係る。この発明は、独立クレームの前提部分による多相コンバータ回路に基づいている。

多相コンバータ回路は今日、パワー・エレクトロニクスの適用分野において、多数使用されている。このケースにおいて、そのようなコンバータ回路に対する要求は、先ず第一には、一般的に入力側でコンバータ回路に接続され、且つ、より伝統的にはコンバータ回路に接続された電気的負荷の相にも接続される交流電圧システムの中に、高調波を可能な限り発生させないことであり、そして、第二には、可能な限り高い電力を、可能な限り少ない電子的コンポーネントを使用して、伝送することである。

適切な多相コンバータ回路が、ＥＰ０９１３９１８Ａ２に規定され、図１に示されている。その中で、コンバータ回路は、１８パルスの三相のコンバータ回路の形態であり、各相毎に一つのコンバータ回路要素を有し、各コンバータ回路要素は、１８パルスの整流器ユニット、この整流器ユニットに接続された直流電圧回路、及びこの直流電圧回路に接続されたインバータ・ユニットを有している。

ＥＰ０９１３９１８Ａ２によれば、または図１によれば、各インバータ・ユニットの第一の交流電圧出力は、フェーズ接続を形成している。コンバータ回路のインバータ・ユニットの第二の交流電圧出力も、スター型に接続されている。更に、コンバータ回路は、単一のトランスを有し、このトランスは、一般的に交流電圧システムに接続された一次巻線を有している。コンバータ回路に対する１８個のパルス数のために、このトランスは、９本の三相二次巻線を有し、９本の三相二次巻線の内の３本が、二次巻線のセットをそれぞれ形成し、それによって、合計３セットの二次巻線が形成されている。

ＧＢ２３３０２５４Ａには、同様に、多相コンバータ回路が開示されている。その中で、同様に、１つのコンバータ回路要素が各層毎に設けられ、各コンバータ回路要素は、３つの整流器ユニットを有している。直流電圧回路とインバータ・ユニットは、直流電圧回路に接続され、次いで、各整流器ユニットに接続されている。それに加えて、ＧＢ２３３０２５４Ａのコンバータ回路は、３つのトランスを有し、各トランスはそれぞれ、一次巻線及び３本の三相二次巻線を有している。更に、各二次巻線は、３つのコンバータ回路要素の内の一つに、関連付けられている。このケースでは、関連付けられたコンバータ回路要素の各整流器ユニットは、このコンバータ回路要素に関連付けられた一つの二次巻線に正確に接続されている。

ＥＰ０９１３９１８Ａ２による多相コンバータ回路の問題の一つは、次の事実にある：整流器ユニットに対する、従ってコンバータ回路全体に対する１８個のパルス数にも関わらず、一次巻線に関係する、従って交流電圧システムの内の高調波、且つ、交流電圧システムの電圧及び電流の基本周波数に対して第１７次高調波よりも大きい高調波が、発生することがあることであり、その場合に、これらの高調波が、それに対応する過酷な負荷を交流電圧システムに、特に、高い定格インピーダンスを有する弱い交流電圧システムのケースにおいて、与えることである。従って、コンバータ回路に対する高調波のそのような影響は、非常に好ましくない。
欧州特許出願公開第ＥＰ０９１３９１８Ａ２号明細書 独国特許出願公開第ＧＢ２３３０２５４Ａ号明細書

従って、本発明の目的は、インプット側でコンバータ回路に接続された交流電圧システムの電圧及び電流の基本周波数に対して可能な限り低い高調波を発生させる多相コンバータ回路であって、シンプルで頑丈なデザインの多相コンバータ回路を規定することである。

この目的は、請求項１の特徴により実現される。本発明の優位性のある展開は、従属請求項に規定されている。

本発明に基づく多相コンバータ回路は、一般的に、ｐ≧３ の出力相、及び各層毎に設けられたコンバータ回路要素を有し、各コンバータ回路要素は、整流器ユニット、この整流器ユニットに接続された直流電圧回路、及びこの直流電圧回路に接続されたインバータ・ユニットを有している。それに加えて、各インバータ・ユニットの第一の交流電圧出力は、フェーズ接続を形成している。更に、インバータ・ユニットの第二の交流電圧出力は、スター型に接続されている。

本発明によれば、ｎ個のトランスが、今や一般的に設けられ、各トランスはそれぞれ、一次巻線及びｍ本の三相二次巻線を有し、ここで、ｎ≧２ 且つ ｍ≧３ である。

更に、二次巻線のｐ組のセットが、一般的に設けられ、二次巻線の各セットはそれぞれ、各トランスの ｍ／ｐ 本の三相二次巻線により形成され、関連付けられた二次巻線を有する二次巻線の各セットは、各コンバータ回路要素の整流器ユニットに接続されている。このようにして、二次巻線の各セットはそれぞれ、一つのコンバータ回路要素のみに関連付けられ、あるいは、それぞれ一つのコンバータ回路要素のみの整流器ユニットに関連付けられる。このケースでは、二次巻線のこのセットの全ての二次巻線は、関連付けられたコンバータ回路要素の整流器ユニットに接続されている。

ｎ≧２ 個のトランスが設けられ、二次巻線の各セットがそれぞれ各トランスの ｍ／ｐ 本の三相二次巻線によって形成され、関連付けられた二次巻線を有する二次巻線の各セットが各コンバータ回路要素の整流器ユニットに接続されていると言う事実の結果として、トランスの一次側での、即ちコンバータ回路に接続される交流電圧システム側での、コンバータ回路の有効パルス数が、整流器ユニットのパルス数よりも大きい。

このより大きなパルス数は、好ましくも、インプット側でコンバータ回路に接続された交流電圧システム電圧及び電流の基本周波数に対して、より大きいパルス数の下側で、本質的に非常に低い高調波のみをもたらす。

１８個のパルス数、ｐ＝３ 相及び ｎ＝３ 個のトランスを有する整流器ユニットを有する本発明に基づくコンバータ回路のケースでは、交流電圧システムの電圧及び電流の基本周波数に対して、せいぜい、即ち運転状態に依存して、５４個のパルス数が、トランスの一次側に、例えばもたらされる。その結果、交流電圧システムの電圧及び電流の基本周波数に対して５３次高調波より低い、本質的に非常に低い非常に低い高調波のみが、好ましくも発生する。交流電圧システム、特に、高い定格インピーダンスを有する弱い交流電圧システムは、このようにして、負荷が掛からないか、あるいは僅かな程度の負荷しか掛からない。

更に、本発明に基づくコンバータ回路は、使用される上述のコンポーネント及びそれらの配線のために、シンプルで且つ頑丈なデザインである。

本発明のこれらの及び他の目的、優位性及び特徴は、図面とともに示される本発明の好ましい実施形態の以下の詳細な説明から、明らかになるであろう。

図面の中で使用されている参照符号及びそれらの意味は、参照符号のリストの中にまとめの状態で掲げられている。原則として、これらの図面の中で、同じパーツには同じ参照符号が付されている。ここに記載された実施形態は、本発明の主題の例を表わしており、本発明の範囲を限定する効果はない。

図２に、本発明に基づく多相コンバータ回路の第一の実施形態を示す。図２に示されたコンバータ回路は、ｐ＝３ 相（Ｒ，Ｙ，Ｂ）を有していて、一般的に、ｐ相（ｐ≧３）（Ｒ，Ｙ，Ｂ）であることが想定される。図２に示されているように、このコンバータ回路は、各層（Ｒ，Ｙ，Ｂ）毎に設けられたコンバータ回路要素１を有し、各コンバータ回路要素１は、整流器ユニット２、この整流器ユニット２に接続された直流電圧回路３、及びこの直流電圧回路４に接続されたインバータ・ユニット４を有している。図２に示された整流器ユニット２は、ｘ＝１２ 個のパルス数を有している。パルス数“ｘ”は、インプット側でコンバータ回路に接続された交流電圧システム１１の電圧の、１周期の間のスイッチング・パルスの数を表わしている。更に、各インバータ・ユニット４の第一の交流電圧出力５は、フェーズ接続６を形成している。それに加えて、図２に示されたインバータ・ユニット５の第二の交流電圧出力１２は、スター型に接続されている。

本発明によれば、ｎ個のトランス７が、今や一般的に設けられ、各トランスはそれぞれ、一次巻線８及びｍ本の三相二次巻線９を有し、ここで、ｎ≧２ 且つ ｍ≧３ である。図２に示されているように、ｎ＝２ 個のトランスがあり、各トランスはそれぞれ、ｍ＝３ 本の三相二次巻線９を有している。

更に、二次巻線１０のｐ組のセットが一般的に設けられ、二次巻線の各セット１０はそれぞれ、各トランス７の ｍ／ｐ 本の 三相二次巻線９によって形成され、関連付けられた二次巻線９を有する二次巻線の各セット１０は、各コンバータ回路要素１の整流器ユニット２に接続されている。二次巻線の各セットは、従って、ｍ・ｎ／ｐ 本の二次巻線９を有している。

図２にも示されているように、このように、二次巻線の各セット１０は、それぞれ一つのコンバータ回路要素１のみに関連付けられ、あるいは、それぞれ一つのコンバータ回路要素１のみの整流器ユニット２に関連付けられている。このケースでは、二次巻線１０のこのセットの全ての二次巻線９は、関連付けられたコンバータ回路要素１の整流器ユニット２に接続されている。

図２に示されているように、 ｐ＝３ 相（Ｒ，Ｙ，Ｂ）のケースでは、ｐ＝３ 組の二次巻線１０もまた設けられ、二次巻線の各セット１０は、それぞれ各トランス７の三相二次巻線９により形成され、二次巻線の各セット１０は、２本の二次巻線９を有している。

一般的に、ｎ≧２ 個のトランス７のために、及び、二次巻線の各セット１０がそれぞれ、各トランス７の ｍ／ｐ 本の三相二次巻線９によって形成され、それに関連付けられた二次巻線９の全てを有する二次巻線の各セット１０が、各コンバータ回路要素１の整流器ユニット２に接続されていると言う事実のために、トランス７の一次側８での、即ちコンバータ回路の入力側での、コンバータ回路の有効パルス数は、整流器ユニット１のパルス数よりも大きい。

このより大きなパルス数は、好ましくも、インプット側でコンバータ回路に接続された交流電圧システム１１の電圧及び電流の基本周波数に対して、より大きいパルス数の下側で、本質的に非常に低い高調波のみをもたらす。

それに加えて、整流器ユニット２に対してｘ＝１２ 個のパルス数を有する従来の多相コンバータ回路のインプット電圧の周波数スペクトラムが、図６に示されている。そのような１２パルスのコンバータ回路デザインが、最初に説明された、図１に示されているような、ｘ＝１８ 個のパルス数を有する既知のコンバータ回路に対応している。図１とは異なり、従来の１２パルスコンバータ回路は、１２パルス整流器ユニットを有し、単一のトランス７は、このケースでは、６本の三相二次巻線９を有し、それぞれのケースにおいて、６本の三相二次巻線９の内の２つが二次巻線１０のセットを形成し、それによって、合計３つの二次巻線１０のセットが形成されている。

それに加えて、整流器ユニット２に対して ｘ＝１２ 個のパルス数を有する従来の多相コンバータ回路のインプット電流の周波数スペクトラムが、図７に示されている。

図２に示されている本発明に基づくコンバータ回路に対するより大きい有効パルス数のもたらす上述の優位性を、より分かり易く示すために、図２に示された本発明に基づくコンバータ回路の、インプット電圧の周波数スペクトラムが、図８に示されている。また、図２に示された本発明に基づくコンバータ回路の、インプット電流の周波数スペクトラムが、図９に示されている。

Ｘ＝１２ 個のパルス数、ｐ＝３ 相（Ｒ，Ｙ，Ｂ）及び ｎ＝２ 個のトランスを有する整流器ユニット２を有する本発明に基づくコンバータ回路のケースでは、交流電圧システム１１の電圧及び電流の基本周波数に対して、せいぜい、即ち運転状態に依存して、３６（ｘ・ｐ＝３６）個のパルス数が、トランス７の一次側に、例えばもたらされる。その結果、交流電圧システム１１の電圧及び電流の基本周波数に対して、第５５次の高調波よりも低い、本質的に非常に低い高調波のみが、好ましくも発生する。交流電圧システム１１、特に、高い定格のインピーダンスを有する弱い交流電圧システムは、このようにして、好ましくも、負荷が掛からないか、あるいは僅かな程度の負荷しか掛からない。

図３に、本発明に基づく多相コンバータ回路の第二の実施形態を示す。図２に示された第一の実施形態とは異なり、図３に示された各整流器ユニット２は、ｘ＝１８ 個のパルス数を有している。それに加えて、図２に示された第一の実施形態とは異なり、図３に示された第二の実施形態では、ｎ＝３ 個のトランスが設けられ、各トランスはそれぞれ、ｍ＝３ 本の三相二次巻線９を有している。

更に、図３に示されているように、ｐ＝３ 相（Ｒ，Ｙ，Ｂ）のケースでは、ｐ＝３ セットの二次巻線１０もまた、設けられ、二次巻線の各セット１０は、各トランス７の三相二次巻線９によりそれぞれ形成され、二次巻線の各セット１０は、３本の二次巻線９を有している。図３に示された第二の実施形態によるコンバータ回路では、交流電圧システム１１の電圧及び電流の基本周波数に対して、せいぜい、即ち運転状態に応じて、５４（ｘ・ｐ＝５４）個のパルス数が、ｘ＝１８ 個のパルス数、ｐ＝３ 相（Ｒ，Ｙ，Ｂ）、及び ｎ＝３ 個のトランスを有する整流器ユニット２を有するトランス７の一次側に、例えばもたらされる。その結果、交流電圧システム１１の電圧及び電流の基本周波数に対して、第５３次高調波よりも低い、本質的に非常に低い高調波のみが、好ましくも発生する。

図１０は、本発明に基づく多相コンバータ回路の第三の実施形態を示す。図２及び図３に示された第一及び第二の実施形態とは異なり、図１０に示された各整流器ユニット２は、ｘ＝２４ 個のパルス数を有している。それに加えて、図１０に示された第三の実施形態では、ｎ＝２ 個のトランスが設けられ、各トランスがそれぞれ、ｍ＝６ 本の三相二次巻線９を有している。更に、図１０に示されているように、ｐ＝３ 相（Ｒ，Ｙ，Ｂ）のケースでは、ｐ＝３ セットの二次巻線１０もまた設けられている。二次巻線の各セット１０は、それぞれ各トランス７の２つの三相二次巻線９により形成され、二次巻線の各セット１０は４本の二次巻線９を有している。

図１０に示された第三の実施形態によるコンバータ回路では、交流電圧システム１１の電圧及び電流の基本周波数に対して、せいぜい、即ち運転状態に応じて、７２（ｘ・ｐ＝７２）個のパルス数が、ｘ＝２４ 個のパルス数、ｐ＝３ 相（Ｒ，Ｙ，Ｂ）、及び ｎ＝２ 個のトランスを有する整流器ユニット２を有するトランス７の一次側に、例えばもたらされる。その結果、交流電圧システム１１の電圧及び電流の基本周波数に対して、第７１次高調波よりも低い、本質的に非常に低い高調波のみが、好ましくも発生する。

一般的に、且つ図２及び図３に示された本発明に基づくコンバータ回路の実施形態において、三相二次巻線９は、二次巻線１０のセットに関して、好ましくは互いに対して位相がシフトされる。二次巻線１０のセットのそれぞれ２本の二次巻線９に対して好ましい位相シフトは、（６０・ｐ）／（ｎ・ｍ）度の整数倍である。図２に示された本発明に基づくコンバータ回路の第一の実施形態において、二次巻線１０のセットのそれぞれ２本の二次巻線９に対して、３０度の整数倍の位相シフトが、このようにして発生する。

更に、図３に示された本発明に基づくコンバータ回路の第二の実施形態において、二次巻線１０のセットのそれぞれ２本の二次巻線９に対して、２０度の整数倍の位相シフトが、発生する。それに加えて、図１０に示された本発明に基づくコンバータ回路の第三の実施形態において、二次巻線１０のセットのそれぞれ２本の二次巻線９に対して、１５度の整数倍の位相シフトが、このようにして発生する。これらの位相シフトは、せいぜい、即ち運転状態に応じて、トランス７の一次側に、好ましいパルス数をもたらし、それらのパルス数は、図２、図３及び図１０と関連して、既に先に規定されている。

更に、一般的に、且つ本発明に基づくコンバータ回路の実施形態において、三相二次巻線９は、トランス７に関して互いに位相シフトされる。トランス７のそれぞれ２本の二次巻線９に対する好ましい位相シフトは、６０／（ｎ・ｍ）度の整数倍、または ３６０／（ｘ・ｐ）度であり、ここで、“ｘ”は上述の整流器ユニット２のパルス数である。

以上において、トランス７のそれぞれ２本の二次巻線９に対する位相シフトのために規定された式は、同等である。図２に示された本発明に基づくコンバータ回路の第一の実施形態において、トランス７のそれぞれ２本の二次巻線９に対して、１０度の整数倍の位相シフトが、このようにして発生する。

更に、図３に示された本発明に基づくコンバータ回路の第二の実施形態において、トランス７のそれぞれ２本の二次巻線９に対して、６−２／３ 度の整数倍の位相シフトが、発生する。更に、図１０に示された本発明に基づくコンバータ回路の第三の実施形態において、トランス７のそれぞれ２本の二次巻線９に対して、５度の整数倍の位相シフトが、発生する。この位相シフトは、インプット側でコンバータ回路に接続された交流電圧システムの電圧及び電流の基本周波数に対して、好ましくも、二次側での高調波の除去をもたらす。

更に、一般的に、且つ図２、図３及び図１０に示された本発明に基づくコンバータ回路の実施形態において、トランスの一次巻線８は、互いに対して位相がシフトされる。それぞれ２本の一次巻線に対する好ましい位相シフトは、６０／ｎ 度の整数倍である。図２に示された本発明に基づくコンバータ回路の第一の実施形態、及び図１０に示された第三の実施形態において、それぞれ２本の一次巻線８に対して、３０度の整数倍の位相シフトが、このようにして発生する。

更に、図３に示された本発明に基づくコンバータ回路第二の実施形態において、それぞれ２本の一次巻線８位相シフトに対して、２０度の整数倍が、発生する。それぞれ２つのトランス７に関する、この上述の一次巻線８の位相シフトは、トランス７の二次巻線９のために、同一の配置となるデザインをもたらす。その結果、製造を単純化することが可能になり、それによって且つそれに加えて、コストの節約が可能になる。

図４に、インバータ・ユニット４の第一の実施形態を有する、図１または図２に示された本発明に基づく多相コンバータ回路のコンバータ回路要素１の第一の実施形態を示す。コンバータ回路要素１は、上述の直流電圧回路３を有し、この直流電圧回路は、２つの直列に接続されたキャパシタにより形成され、且つ、第一の主接続１４、第二の主接続１５、及び互いに接続された隣接する２つのキャパシタにより形成される接続要素１６を有している。

図４に示されているように、インバータ・ユニット４は、３つのスイッチング電圧レベルを接続する目的で、２対のブランチ１３を有している。ブランチ１３の各対は、第一、第二、第三及び第四の駆動可能な双方向性の電力半導体スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，及び第五及び第六の電力半導体スイッチＳ５，Ｓ６を有している。各駆動可能な双方向性の電力半導体スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４は、特に、ハード・スイッチト・ゲート・ターンオフ・サイリスタまたは絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ（ＩＧＢＴ）、及び、このゲート・ターンオフ・サイリスタまたはバイポーラ・トランジスタに対して並列にバック・ツー・バックに接続されたダイオードにより形成される。しかしながら、上述の駆動可能な、双方向性の電力半導体スイッチが、例えば、並列にバック・トゥー・バックに接続されたダイオードを有するパワーＭＯＳＦＥＴの形態であることもまた、考えられ得る。

図４に示されているように、第五及び第六の電力半導体スイッチＳ５，Ｓ６は、非駆動型の、一方向性の電力半導体スイッチであって、それぞれ、ダイオードにより形成されている。このケースでは、第五及び第六の電力半導体スイッチは、受動的なクランピング・スイッチングのグループを形成する。

図４に示されているように、ブランチ１３の各対のケースでは、第一、第二、第三、及び第四の電力半導体スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４は、直列に接続され、第一の電力半導体スイッチＳ１は、第一の主接続１４に接続され、第四の電力半導体スイッチＳ４は、第二の主接続１５に接続されている。更に、第五及び第六の電力半導体スイッチＳ５，Ｓ６は、直列に接続され、第五の電力半導体スイッチＳ５と第六の電力半導体スイッチＳ６の間の接続点は、接続要素１６に接続され、第五の電力半導体スイッチＳ６は、第一の電力半導体スイッチＳ１と第二の電力半導体スイッチＳ２の間の接続点に接続され、そして、第六の電力半導体スイッチＳ６は、第三の電力半導体スイッチＳ３と第四の電力半導体スイッチＳ４の間の接続点に接続されている。

図５は、図４に示されたコンバータ回路要素１のインバータ・ユニット４の第二の実施形態を示す。図４に示されたインバータ・ユニット４の第一の実施形態とは異なり、図５に示されたインバータ・ユニット４の第二の実施形態においては、第五及び第六の電力半導体スイッチＳ５，Ｓ６が、同様に、駆動可能な双方向性の電力半導体スイッチである。各駆動可能な双方向性の電力半導体スイッチＳ５，Ｓ６は、特に、ハード・スイッチト・ゲート・ターンオフ・サイリスタまたは絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ（ＩＧＢＴ）、及び、このゲート・ターンオフ・サイリスタまたはバイポーラ・トランジスタに対して並列にバック・ツー・バックに接続されたダイオードにより形成される。しかしながら、上述の駆動可能な双方向性の電力半導体スイッチが、例えば、並列にバック・トゥー・バックに接続されたダイオードを有するパワーＭＯＳＦＥＴの形態であることもまた、考えられ得る。

図５に示されているように、第五及び第六の電力半導体スイッチＳ５，Ｓ６は、能動的なクランピング・スイッチングのグループを形成する。

図４に示された直流電圧回路３は、好ましくは、高調波周波数に同調された共鳴回路１７を有している。この共鳴回路１７は、インダクタンス、及びこのインダクタンスに対して直列に接続されたキャパシタンスを有し、この共鳴回路１７は、直流電圧回路３の内の２つの直列に接続されたキャパシタに対して並列に接続される。この共鳴回路１７のために、直流電圧回路３の直流電圧の中に発生する、例えば、第二の高調波のような、交流電圧システム１１の電圧の基本周波数に対する、低次の高調波が、対応するチューニングによって除去されることが、好ましくも可能である。

更に、図４に示されているように、スムージング・インダクタンス１８が、整流器ユニット２と直流電圧回路３の間に、接続される。このスムージング・インダクタンス１８は、直流電圧中間回路３の内の直流のスムージングの目的に、好ましくも使用される。

更に、図４に示されているように電流上昇制限回路１９は、好ましくは、直流電圧回路３とインバータ・ユニット４の間に接続され、この電流上昇制限回路１９は、特に、第一の主接続１４に、第二の主接続１５に、そして、直流電圧回路３の内の接続要素１６に、接続される。このケースでは、図４に示されているように、２対のブランチ１３のは、電流上昇制限回路１９に接続される。

電流上昇制限回路１９によって、電流上昇の速度が制限されることが、好ましくも可能である。そのような電流上昇は、電力半導体スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４,Ｓ５，Ｓ６のスイッチング動作の結果作り出され、電力半導体スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４,Ｓ５，Ｓ６の許容最大値を超える。

言うまでも無く、上述のコンポーネント１７，１８，１９を有する、図４に示されたコンバータ回路要素１はまた、図５に示されたインバータ・ユニット４の第二の実施形態を使用して、構成することも可能である。

図４に示されたコンバータ回路要素１とは異なり、直流電圧回路３が一つのキャパシタのみで形成されることも考えられ、このケースでは、直流電圧回路３は、第一及び第二の主接続１４，１５のみを有し、接続要素１６を有していない。このケースでは、２つのスイッチング電圧レベルを接続する目的で、インバータ・ユニット４は、２対のブランチを有し、ブランチのこれらの対は、第一及び第二の主接続１４，１５に接続される。言うまでも無く、そのようなコンバータ回路要素１にも、既に説明され、図４に示されたコンポーネント１７，１８，１９が、同様に設けられる。

図３に示された本発明に基づくコンバータ回路において、各インバータ・ユニット４は、対応するローカル・コントローラ・ユニット２０を有し、インバータ・ユニット４の、駆動可能な電力半導体スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４,Ｓ５，Ｓ６は、関連付けられたローカル・コントローラ・ユニット２０に接続される。更に、各ローカル・コントローラ・ユニット２０に接続された高次コントローラ・ユニット２１が設けられる。図３に示された高次コントローラ・ユニット２１は、入力側で、各フェーズ接続６の各フェーズ接続電流実測値Ｉ_R,act.，Ｉ_Y,act.，Ｉ_B,act.、フェーズ接続５に接続されることが可能な回転式電気機械のトルク実測値Ｍａｃｔ. 及び磁束密度実測値Φａｃｔ. が、好ましくは供給される。

トルク実測値Ｍａｃｔ. 及び磁束密度実測値Φａｃｔ. は、フェーズ接続電流実測値Ｉ_R,act.，Ｉ_Y,act.，Ｉ_B,act. 及びフェーズ接続電圧の実測値から、別個の観測器により観察される。それらの観測器は、図面を簡潔にするために、図３の中には描かれていない。それに加えて、電圧の基準値Ｕｒｅｆが、高次コントローラ・ユニット２１の出力に存在し、入力側で、各ローカル・コントローラ・ユニット２０に供給される。

高次コントローラ・ユニット２１は、例えば、トルク実測値Ｍａｃｔ. 及び磁束密度実測値Φａｃｔ. などの、電気的マシンの変数を観察する目的で、好ましくは使用される。高次コントローラ・ユニット２１は、トルクを調整する目的で使用され、全コンバータ回路のシステム・コントロールのために使用される。

ローカル・コントローラ・ユニット２０は、各コンバータ回路要素の直流電圧回路３の中心点のの電位を調整する目的で、好ましくは使用される。そのとき、対応するスイチング信号が、関連付けられたインバータ・ユニット４の駆動可能な電力半導体スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４,Ｓ５，Ｓ６を駆動するの目的で、電圧の基準値Ｕｒｅｆから作り出され、それによって、各フェーズ接続６に存在する相電圧が、関連付けられた電圧の基準値Ｕｒｅｆに、調整された状態で、対応することになる。

ローカル・コントローラ・ユニット２０及び高次コントローラ・ユニット２１の、この分散された構造により、全コンバータ回路内で必要となる接続の数が減少し、相に関係するコントロール・タスクが、駆動可能な電力半導体スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４,Ｓ５，Ｓ６で、ローカルに実行されることが可能になる。

図１は、多相の１８パルスのコンバータ回路の従来の形態を示す。 図２は、本発明に基づく多相コンバータ回路の第一の実施形態を示す。 図３は、本発明に基づく多相コンバータ回路の第二の実施形態を示す。 図４は、図２または図３に示されている本発明に基づく多相コンバータ回路の、コンバータ回路要素の第一の実施形態を示し、この多相コンバータ回路はインバータ・ユニットの第一の実施形態を有している。 図５は、図４に示されたコンバータ回路要素のインバータ・ユニットの第二の実施形態を示す。 図６は、従来の多相の１２パルスのコンバータ回路の、インプット電圧の周波数スペクトラムを示す。 図７は、従来の多相の１２パルスのコンバータ回路のインプット電流の周波数スペクトラムを示す。 図８は、図２に示されている本発明に基づくコンバータ回路の、インプット電圧の周波数スペクトラムを示す。 図９は、図２に示されている、本発明に基づくコンバータ回路の、インプット電流の周波数スペクトラムを示す。 図１０は、本発明に基づく多相コンバータ回路の第三の実施形態を示す。

符号の説明

１・・・コンバータ回路要素、２・・・整流器ユニット、３・・・直流電圧回路、４・・・インバータ・ユニット、５・・・第一の交流電圧出力、６・・・フェーズ接続、７・・・トランス、８・・・一次巻線、９・・・二次巻線、１０・・・二次巻線のセット、１１・・・交流電圧システム、１２・・・第二の交流電圧出力、１３・・・ブランチの対、１４・・・直流電圧回路の第一の主接続、１５・・・直流電圧回路の第二の主接続、１６・・・直流電圧回路の接続要素、１７・・・共鳴回路、１８・・・スムージング・インダクタンス、１９・・・電流上昇制限回路、２０・・・ローカル・コントローラ・ユニット、２１・・・高次コントローラ・ユニット。

Claims (13)

1. 多相コンバータ回路であって、
   ｐ相（ｐ≧３）（Ｒ，Ｙ，Ｂ）、及び各層（Ｒ，Ｙ，Ｂ）毎に設けられたコンバータ回路要素（１）を有し、
   各コンバータ回路要素（１）は、整流器ユニット（２）、この整流器ユニット（２）に接続された直流電圧回路（３）、及びこの直流電圧回路（３）に接続されたインバータ・ユニット（４）を有し、
   各インバータ・ユニット（４）の第一の交流電圧出力（５）がフェーズ接続（６）を形成し、前記インバータ・ユニット（５）の第二の交流電圧出力（１２）がスター型に接続された、
   多相コンバータ回路において、
   ｎ個のトランス（７）が設けられ、各トランスがそれぞれ、一次巻線（８）及びｍ本の三相二次巻線（９）（但し、ｎ≧２、ｍ≧３）を有していること、及び、
   二次巻線のｐ組のセット（１０）が設けられ、二次巻線の各セット（１０）が、各トランス（７）からのそれぞれｍ／ｐ本の三相二次巻線（９）によって形成されていること、及び、
   前記二次巻線の各セット（１０）が、各コンバータ回路要素（１）の整流器ユニット（２）に接続されていること、
   を特徴とする多相コンバータ回路。
2. 下記特徴を有する請求項１に記載の多相コンバータ回路：
   前記三相二次巻線（９）は、前記二次巻線の各セット（１０）の中で、互いに位相がシフトされている。
3. 下記特徴を有する請求項２に記載の多相コンバータ回路：
   前記二次巻線の各セット（１０）の中での三相二次巻線（９）の、互いに対する位相シフトは、（６０・ｐ）／（ｎ・ｍ）度の整数倍である。
4. 下記特徴を有する請求項１から３にいずれか１項に記載の多相コンバータ回路：
   前記三相二次巻線（９）は、前記各トランス（７）の中で、互いに位相がシフトされている。
5. 下記特徴を有する請求項４に記載の多相コンバータ回路：
   前記各トランス（７）の中での三相二次巻線（９）の互いに対する位相シフトは、３６０／（ｘ・ｐ）度の整数倍であり、ここで、ｘは整流器ユニット（２）のパルス数である。
6. 下記特徴を有する請求項４に記載の多相コンバータ回路：
   前記各トランス（７）の中での三相二次巻線（９）の互いに対する位相シフトは、６０／（ｎ・ｍ）度の整数倍である。
7. 下記特徴を有する請求項１から６のいずれか１項に記載の多相コンバータ回路：
   前記トランス（７）の一次巻線（８）は、互いに対して位相がシフトされている。
8. 下記特徴を有する請求項７に記載の多相コンバータ回路：
   前記トランス（７）の一次巻線（８）の互いに対する位相シフトは、６０／ｎ度の整数倍である。
9. 下記特徴を有する請求項１から８のいずれか１項に記載の多相コンバータ回路：
   前記直流電圧回路（３）は、前記交流電圧出力（５，１２）の基本周波数に対する高調波周波数に同調された共鳴回路（１７）を有している。
10. 下記特徴を有する請求項１から９のいずれか１項に記載の多相コンバータ回路：
    スムージング・インダクタンス（１８）が、前記整流器ユニット（２）と前記直流電圧回路（３）の間に接続されている。
11. 下記特徴を有する請求項１から１０のいずれか１項に記載の多相コンバータ回路：
    電流上昇制限回路（１９）が、前記直流電圧回路（３）と前記インバータ・ユニット（４）の間に接続されている。
12. 下記特徴を有する請求項１から１１のいずれか１項に記載の多相コンバータ回路：
    各インバータ・ユニット（４）は、対応するローカル・コントローラ・ユニット（２０）を有し、
    このインバータ・ユニット（４）の駆動可能な電力半導体スイッチ（Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６）は、関連付けられたローカル・コントローラ・ユニット（２０）に接続され、且つ、
    各ローカル・コントローラ・ユニット（２０）に接続された高次コントローラ・ユニット（２１）が設けられている。
13. 下記特徴を有する請求項１２に記載の多相コンバータ回路：
    前記高次コントローラ・ユニット（２１）には、各フェーズ接続（６）の各フェーズ接続電流実測値（ＩR,act.，ＩY,act.，ＩB,act.）、前記フェーズ接続（５）に接続されることが可能な回転式電気機械のトルク実測値（Ｍａｃｔ．）及び磁束密度実測値（Φａｃｔ．）が、入力側で供給され、
    基準電圧（Ｕｒｅｆ）が、前記高次コントローラ・ユニット（２１）の出力に存在し、各ローカル・コントローラ・ユニット（２０）に、入力側で供給される。

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