JP2016100982A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】磁気飽和が発生するモータ電流領域で高効率なモータ制御を実現することができるモータ制御装置を提供することを目的としている。
【解決手段】ｄ軸電流（Ｉｄ）値及びｑ軸電流（Ｉｑ）値を変数とした際のｄ軸インダクタンス（Ｌｄ）値並びにｑ軸インダクタンス（Ｌｑ）値を記憶するインダクタンス記憶部５０と、
インダクタンス記憶部５０に記憶されている値に基づき定トルク（Ｔ）を実現する電流値を算出し、その算出した電流値によって定トルク曲線を導出する定トルク曲線導出部５１と、
定トルク曲線導出部５１にて導出された定トルク曲線から、定トルクで電流ベクトルが最短となる電流値を算出するＭＴＰＡポイント算出部５２とを備え、
定トルク曲線導出部５１は、反復計算にて定トルク（Ｔ）を実現する電流値を算出してなる。
【選択図】図１

Description

本発明は、磁気飽和が発生するモータ電流領域で高効率なモータ制御を実現可能なモータ制御装置に関する。

永久磁石同期モータの運転特性は、選択する電流ベクトルにより大きく変化する。この永久磁石同期モータを高効率運転する手法として、最大トルク／電流制御（以下、ＭＴＰＡ（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｔｏｒｑｕｅ Ｐｅｒ Ａｍｐａｒｅ）制御と言う）が一般的に良く知られている（非特許文献１，特許文献１参照）。

このＭＴＰＡ制御は、同一のトルクを発生させる電流ベクトルのなかで、電流振幅が最小となる電流ベクトルを選択する制御である。同一トルクで電流振幅を最小にするということは、電流ベクトル平面上で定トルク曲線に対して原点からの距離が最短になる点で電流ベクトルを制御するということと等価である。この定トルク曲線は、次の２式によって求められる。

上記数式１，２の記号の意味は以下の通りである。
Ｐｎ ： 極対数
Ψａ ： マグネットによる電機子鎖交磁束［Ｗｂ］
Ｉｄ ： ｄ軸電流［Ａ］
Ｉｑ ： ｑ軸電流［Ａ］
Ｉａ ： 電流ベクトルの大きさ［Ａ］
Ｌｄ ： ｄ軸インダクタンス［Ｈ］
Ｌｑ ： ｑ軸インダクタンス［Ｈ］
β ： 電流ベクトルのｑ軸からの進み位相角［ｒａｄ］

上記数式２をβで偏微分し、０と置くと次式となる。

そしてさらに、上記数式３をｄ，ｑ軸の関係で表すと次式となる。

この数式４を満たす電流制御をＭＴＰＡ制御と言い、電流の上限値を考慮した時に最大の発生トルクが得られる。そしてさらに、銅損が最小になり、高効率制御が可能となる。

森本茂雄・真田雅之共著「省エネモータの原理と設計法」科学情報出版株式会社、２０１３年６月２２日 特開２０１４−１０７８８０号公報

しかしながら、上記数式（３），（４）はＬｄ，Ｌｑが一定値である場合は成り立つものの、実際は、Ｌｄ，ＬｑはＩｄ，Ｉｑによる磁気飽和の影響を受け変化するため、数式（３），（４）で求めた電流ベクトルでは、ＭＴＰＡ制御を充分に満足することができないという問題があった。

そこで、上記の問題を解決するため、モータの出力トルクが測定できる装置にモータを取り付け、Ｉｄ、Ｉｑを変化させながらモータの出力トルクを計算し、ＭＴＰＡ制御のポイントを見つけ出すという方法も存在する。

しかしながら、上記のような方法は、膨大なデータを取得する必要があり、作業者に多大な負担がかかってしまうという問題があった。

そこで、本発明は、上記問題に鑑み、Ｉｄ，Ｉｑの影響でＬｄ，Ｌｑが飽和し、値が変化するようなモータ動作領域においても、作業者への負担を増大させることなく、ＭＴＰＡ制御を行うパラメータを算出し、もって、磁気飽和が発生するモータ電流領域で高効率なモータ制御を実現することができるモータ制御装置を提供することを目的としている。

上記本発明の目的は、以下の手段によって達成される。なお、括弧内は、後述する実施形態の参照符号を付したものであるが、本発明はこれに限定されるものではない。

請求項１の発明に係るモータ制御装置によれば、ｄ軸電流（Ｉｄ）値及びｑ軸電流（Ｉｑ）値を変数とした際のｄ軸インダクタンス（Ｌｄ）値並びにｑ軸インダクタンス（Ｌｑ）値を格納するインダクタンス格納手段（インダクタンス記憶部５０）と、
前記インダクタンス格納手段（インダクタンス記憶部５０）に格納されている値に基づき定トルク（Ｔ）を実現する電流値を算出し、その算出した電流値によって定トルク曲線を導出する定トルク曲線導出手段（定トルク曲線導出部５１）と、
前記定トルク曲線導出手段（定トルク曲線導出部５１）にて導出された定トルク曲線から、定トルクで電流ベクトルが最短となる電流値を算出する算出手段（ＭＴＰＡポイント算出部５２）とを備え、
前記定トルク曲線導出手段（定トルク曲線導出部５１）は、反復計算にて前記定トルク（Ｔ）を実現する電流値を算出してなることを特徴としている。

また、請求項２の発明に係るモータ制御装置によれば、上記請求項１に記載のモータ制御装置において、前記算出手段（ＭＴＰＡポイント算出部５２）は、前記定トルク曲線導出手段（定トルク曲線導出部５１）にて導出された定トルク曲線から、定トルクで電流ベクトルが最短となる電流値をマップ化（図４参照）してなることを特徴としている。

さらに、請求項３の発明に係るモータ制御装置によれば、上記請求項１又２に記載のモータ制御装置において、前記インダクタンス格納手段（インダクタンス記憶部５０）には、所定のモータ（２）に流れるｄ軸電流（Ｉｄ）値及びｑ軸電流（Ｉｑ）値から推定算出したｄ軸インダクタンス（Ｌｄ）値並びにｑ軸インダクタンス（Ｌｑ）値が格納され、
前記定トルク曲線導出手段（定トルク曲線導出部５１）は、前記所定のモータ（２）が駆動中に定トルク曲線を導出し、
前記算出手段（ＭＴＰＡポイント算出部５２）は、前記所定のモータ（２）が駆動中に電流ベクトルが最短となる電流値を算出してなることを特徴としている。

次に、本発明の効果について、図面の参照符号を付して説明する。なお、括弧内は、後述する実施形態の参照符号を付したものであるが、本発明はこれに限定されるものではない。

請求項１の発明によれば、定トルク曲線導出手段（定トルク曲線導出部５１）にて、インダクタンス格納手段（インダクタンス記憶部５０）に格納されているｄ軸電流（Ｉｄ）値及びｑ軸電流（Ｉｑ）値を変数とした際のｄ軸インダクタンス（Ｌｄ）値並びにｑ軸インダクタンス（Ｌｑ）値に基づき定トルク（Ｔ）を実現する電流値を反復計算によって算出し、その算出した電流値によって定トルク曲線を導出する。そして、算出手段（ＭＴＰＡポイント算出部５２）は、その導出した定トルク曲線から、定トルクで電流ベクトルが最短となる電流値を算出してなる。これにより、Ｉｄ（ｄ軸電流），Ｉｑ（ｑ軸電流）の影響でＬｄ（ｄ軸インダクタンス），Ｌｑ（ｑ軸インダクタンス）が飽和し、値が変化するようなモータ動作領域においても、作業者への負担を増大させることなく、ＭＴＰＡ制御を行うパラメータを算出することができる。

それゆえ、本発明によれば、磁気飽和が発生するモータ電流領域で高効率なモータ制御を実現することができる。

また、請求項２の発明によれば、算出手段（ＭＴＰＡポイント算出部５２）は、定トルク曲線導出手段（定トルク曲線導出部５１）にて導出された定トルク曲線から、定トルクで電流ベクトルが最短となる電流値をマップ化しているため、ＭＴＰＡ制御を少ない計算量で実現することができる。

さらに、請求項３の発明によれば、定トルク曲線導出手段（定トルク曲線導出部５１）は、インダクタンス格納手段（インダクタンス記憶部５０）に格納されている所定のモータ（２）に流れるｄ軸電流（Ｉｄ）値及びｑ軸電流（Ｉｑ）値から推定算出したｄ軸インダクタンス（Ｌｄ）値並びにｑ軸インダクタンス（Ｌｑ）値に基づき、所定のモータ（２）駆動中に、定トルク曲線導出手段（定トルク曲線導出部５１）によって、定トルク曲線を導出し、その導出した定トルク曲線から、算出手段（ＭＴＰＡポイント算出部５２）によって、定トルクで電流ベクトルが最短となる電流値を算出している。

しかして、本発明によれば、所定のモータ（２）の駆動中、リアルタイムに変化するＬｄ（ｄ軸インダクタンス），Ｌｑ（ｑ軸インダクタンス）を用いて電流ベクトルが最短となる電流値を算出することができ、もって、モータが経時変化した場合や交換された場合であっても、ＭＴＰＡポイントを正確に追従することで高効率なモータ制御を実現することができる。

本発明の第１実施形態に係るモータ制御システムの概略構成図である。 （ａ）はＩｄ（ｄ軸電流）及びＩｑ（ｑ軸電流）が変化した際のＬｄ（ｄ軸インダクタンス）の実測値を示し、（ｂ）はＩｄ（ｄ軸電流）及びＩｑ（ｑ軸電流）が変化した際のＬｑ（ｑ軸インダクタンス）の実測値を示す図である。 同実施形態に係る定トルク曲線導出部とＭＴＰＡポイント算出部の処理を示すフローチャート図である。 定トルクを実現するモータ電流値を表したグラフを示す図である。 本発明の第２実施形態に係るモータ制御システムの概略構成図である。

＜第１実施形態＞
以下、本発明に係るモータ制御装置の第１実施形態について、図１〜図４を参照して具体的に説明する。

図１は、モータ制御システム１の概略構成図を示すもので、このモータ制御システム１は、図１に示すように、モータ２と、インバータ３と、直流電源４と、モータ制御装置５とで構成されている。このモータ２は、永久磁石同期モータからなるもので、永久磁石が埋め込まれたロータと、巻線が巻回されたティースを含むステータから構成され、そのロータに埋め込まれた永久磁石の磁極位置に応じて巻線に電流が流れることによってトルクの制御が行われるものである。

一方、インバータ３は、直流電源４から供給される直流電力を交流電力に変換して、モータ２に供給するものである。そしてさらに、このインバータ３は、図１に示すように、モータ２を制御する制御部３０を備えており、この制御部３０には、モータ制御装置５にて算出されたＭＴＰＡ制御のポイントとなるＩｄ（ｄ軸電流）及びＩｑ（ｑ軸電流）の値が予め格納されている。これにより、制御部３０は、そのＭＴＰＡ制御のポイントとなるＩｄ（ｄ軸電流）及びＩｑ（ｑ軸電流）の値に応じてモータ２を制御することとなり、もって、磁気飽和が発生するモータ電流領域で高効率なモータ制御を実現することができることとなる。

ここで、モータ制御装置５をより詳しく説明することにより、ＭＴＰＡ制御のポイントとなるＩｄ（ｄ軸電流）及びＩｑ（ｑ軸電流）の値の算出方法を説明する。

モータ制御装置５は、汎用的なＰＣ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｃｏｍｐｕｔｅｒ）等で構成され、図１に示すように、インダクタンス記憶部５０と、定トルク曲線導出部５１と、ＭＴＰＡポイント算出部５２とで構成されている。

インダクタンス記憶部５０には、Ｉｄ（ｄ軸電流）及びＩｑ（ｑ軸電流）の値を変数としたＬｄ（ｄ軸インダクタンス）並びにＬｑ（ｑ軸インダクタンス）の値が記憶されている。より詳しく説明すると、Ｉｄ（ｄ軸電流）及びＩｑ（ｑ軸電流）とは、モータ２におけるロータ軸上の界磁軸（ｄ軸）座標およびトルク軸（ｑ軸）座標にそれぞれ換算された界磁成分電流（これを、ｄ軸電流という）およびトルク成分電流（これを、ｑ軸電流という）をいうものである。このようなＩｄ（ｄ軸電流）及びＩｑ（ｑ軸電流）の値を変化させ、モータ２のＬｄ（ｄ軸インダクタンス）並びにＬｑ（ｑ軸インダクタンス）の実測値を測定したものが図２に示すものである。

すなわち、図２（ａ）は、Ｌｄ（ｄ軸インダクタンス）の実測値を示したもので、図２（ｂ）は、Ｌｑ（ｑ軸インダクタンス）の実測値を示したものである。図２（ａ）に示すように、横の欄にはＩｑ（ｑ軸電流）の値（０［Ａ］，５０［Ａ］，１００［Ａ］，１５０［Ａ］，２００［Ａ］，２５０［Ａ］，３００［Ａ］，３５０［Ａ］，４００［Ａ］，４５０［Ａ］）が列挙され、縦の欄にはＩｄ（ｄ軸電流）の値（−４５０［Ａ］，−４００［Ａ］，−３５０［Ａ］，−３００［Ａ］，−２５０［Ａ］−２００［Ａ］，−１５０［Ａ］，−１００［Ａ］，−５０［Ａ］，０［Ａ］）が列挙されている。そして、そのＩｑ（ｑ軸電流）の値及びＩｄ（ｄ軸電流）の値に応じたＬｄ（ｄ軸インダクタンス）の実測値が記載されている。すなわち、例えば、Ｉｑ（ｑ軸電流）の値が２００［Ａ］でＩｄ（ｄ軸電流）の値が−２００［Ａ］であれば、Ｌｄ（ｄ軸インダクタンス）の実測値は２７０［μＨ］であり、Ｉｑ（ｑ軸電流）の値が１５０［Ａ］でＩｄ（ｄ軸電流）の値が−５０［Ａ］であれば、Ｌｄ（ｄ軸インダクタンス）の実測値は３００［μＨ］であるというものである。

一方、図２（ｂ）も、図２（ａ）と同様、横の欄にはＩｑ（ｑ軸電流）の値（０［Ａ］，５０［Ａ］，１００［Ａ］，１５０［Ａ］，２００［Ａ］，２５０［Ａ］，３００［Ａ］，３５０［Ａ］，４００［Ａ］，４５０［Ａ］）が列挙され、縦の欄にはＩｄ（ｄ軸電流）の値（−４５０［Ａ］，−４００［Ａ］，−３５０［Ａ］，−３００［Ａ］，−２５０［Ａ］−２００［Ａ］，−１５０［Ａ］，−１００［Ａ］，−５０［Ａ］，０［Ａ］）が列挙されている。そして、そのＩｑ（ｑ軸電流）の値及びＩｄ（ｄ軸電流）の値に応じたＬｑ（ｑ軸インダクタンス）の実測値が記載されている。すなわち、例えば、Ｉｑ（ｑ軸電流）の値が１００［Ａ］でＩｄ（ｄ軸電流）の値が−２００［Ａ］であれば、Ｌｑ（ｑ軸インダクタンス）の実測値は９２０［μＨ］であり、Ｉｑ（ｑ軸電流）の値が１５０［Ａ］でＩｄ（ｄ軸電流）の値が−５０［Ａ］であれば、Ｌｑ（ｑ軸インダクタンス）の実測値は９４０［μＨ］であるというものである。

かくして、このようにインダクタンス記憶部５０には、Ｉｄ（ｄ軸電流）及びＩｑ（ｑ軸電流）の値を変数としたＬｄ（ｄ軸インダクタンス）並びにＬｑ（ｑ軸インダクタンス）の値、すなわち、図２（ａ）に示すようなＬｄ（ｄ軸インダクタンス）の実測値並びに図２（ｂ）に示すようなＬｑ（ｑ軸インダクタンス）の実測値が記憶されている。なお、このＬｄ（ｄ軸インダクタンス）の実測値及びＬｑ（ｑ軸インダクタンス）の実測値は、Ｉｑ（ｑ軸電流）の値及びＩｄ（ｄ軸電流）の値を変化させてモータ２を予め駆動させて計測しておいたものである。

一方、定トルク曲線導出部５１は、インダクタンス記憶部５０に記憶されている値に基づき以下に示す数式５を用いて反復計算することによって定トルクを実現する電流値を算出し、その算出した電流値によって定トルク曲線を導出するものである。そしてさらに、ＭＴＰＡポイント算出部５２は、その定トルク曲線導出部５１にて導出された定トルク曲線より定トルクで電流ベクトルが最短となる電流値を算出するものである（図４参照）。この点、より具体的に以下に説明することとする。

まず、数式５を示すと、上記のようになり、数式５の記号の意味は以下の通りである。
Ｐｎ ： 極対数（永久磁石の磁極の対の数）
ＫＥ ： 誘起電圧定数
Ｉｄ ： ｄ軸電流［Ａ］
Ｉｑ´ ： ｑ軸電流［Ａ］
Ｌｄ ： ｄ軸インダクタンス［μＨ］
Ｌｑ ： ｑ軸インダクタンス［μＨ］
Ｔ ： トルク［Ｎｍ］

かくして、このような数式５を用いて定トルクを実現する電流値が算出されることとなる。この具体的な算出方法を、図３を用いて説明する。図３に示すように、定トルク曲線導出部５１は、まず、計算するＴ（トルク）の初期値（例えば、５０［Ｎｍ］）を設定し（ステップＳ１）、さらに、計算するＩｄ（ｄ軸電流）の初期値（例えば、−４５０［Ａ］）を設定する（ステップＳ２）。

次いで、定トルク曲線導出部５１は、Ｉｑ（ｑ軸電流）の初期値（例えば、０［Ａ］）を設定する（ステップＳ３）。

そしてその後、定トルク曲線導出部５１は、インダクタンス記憶部５０に記憶されている値から上記設定したＩｄ（ｄ軸電流）の初期値（例えば、−４５０［Ａ］）及びＩｑ（ｑ軸電流）の初期値（例えば、０［Ａ］）に対応したＬｄ（ｄ軸インダクタンス）及びＬｑ（ｑ軸インダクタンス）を導出する（ステップＳ４）。すなわち、例えば、Ｉｄ（ｄ軸電流）が「−４５０［Ａ］」で、Ｉｑ（ｑ軸電流）が「０［Ａ］」であれば、図２（ａ）に示すように、Ｌｄ（ｄ軸インダクタンス）の値は、「２５０［μＨ］」、そして、図２（ｂ）に示すように、Ｌｑ（ｑ軸インダクタンス）の値は、「８１０［μＨ］」となる。

このようにして、Ｌｄ（ｄ軸インダクタンス）及びＬｑ（ｑ軸インダクタンス）を導出した後、定トルク曲線導出部５１は、数式５にその値を代入し、Ｉｑ´の値を算出する（ステップＳ５）。

次いで、定トルク曲線導出部５１は、上記算出されたＩｑ´の値と上記ステップＳ３にて設定されたＩｑの初期値とが一致しているか否かを判定する（ステップＳ６）。一致していなければ（ステップＳ６：ＮＯ）、Ｉｑ（ｑ軸電流）にステップＳ５にて算出されたＩｑ´の値を代入し（ステップＳ７）、再度ステップＳ４〜ステップＳ５の処理を繰り返す。そして、ステップＳ５にて算出されたＩｑ´と、ステップＳ４にて使用したＩｑが一致するまでステップＳ７，ステップＳ４，ステップＳ５の処理を繰り返す。

このようにして、ステップＳ５にて算出されたＩｑ´と、ステップＳ４にて使用したＩｑが一致することとなれば（ステップＳ６：ＹＥＳ）、その一致した値を、定トルク曲線導出部５１は、Ｔ（トルク）（例えば、５０［Ｎｍ］）及びＩｄ（ｄ軸電流）（例えば、−４５０［Ａ］）の値に対応するＩｑ（ｑ軸電流）として決定する（ステップＳ８）。

次いで、定トルク曲線導出部５１は、Ｉｄ（ｄ軸電流）の算出範囲の上限か否かを判定する（ステップＳ９）。すなわち、Ｉｄ（ｄ軸電流）の算出範囲が例えば０までと予め設定されていれば、もし、現状のＩｄ（ｄ軸電流）値が０より下回っていれば、上限値に達していないこととなるから（ステップＳ９：ＮＯ）、定トルク曲線導出部５１は、Ｉｄ（ｄ軸電流）値を、例えば、−４５０［Ａ］から−４００［Ａ］に増加し（ステップＳ１０）、ステップＳ３の処理に戻り、ステップＳ３〜ステップＳ９の処理を繰り返す。

一方、定トルク曲線導出部５１は、現状のＩｄ（ｄ軸電流）値がＩｄ（ｄ軸電流）の算出範囲の上限値に達していれば（ステップＳ９：ＹＥＳ）、次いで、Ｔ（トルク）の算出範囲の上限か否かを判定する（ステップＳ１１）。すなわち、Ｔ（トルク）の算出範囲が例えば３００までと予め設定されていれば、もし、現状のＴ（トルク）値が３００より下回っていれば、上限値に達していないこととなるから（ステップＳ１１：ＮＯ）、定トルク曲線導出部５１は、Ｔ（トルク）値を、例えば、５０［Ｎｍ］から１００［Ｎｍ］に増加し（ステップＳ１２）、ステップＳ２の処理に戻り、ステップＳ２〜ステップＳ１１の処理を繰り返す。

一方、定トルク曲線導出部５１は、現状のＴ（トルク）値が算出範囲の上限値に達していれば（ステップＳ１１：ＹＥＳ）、処理を終える。これにより、図４に示すような、定トルク曲線を導出することができる。すなわち、図４に示すような複数の定トルク曲線を導出することができる。例えば、図４に示す原点位置に近い定トルク曲線は、Ｔ＝５０［Ｎｍ］の際の定トルク曲線であり、その上に位置する定トルク曲線は、Ｔ＝１００［Ｎｍ］の際の定トルク曲線であり、その上に位置する定トルク曲線は、Ｔ＝１５０［Ｎｍ］の際の定トルク曲線であり、その上に位置する定トルク曲線は、Ｔ＝２００［Ｎｍ］の際の定トルク曲線であり、その上に位置する定トルク曲線は、Ｔ＝２５０［Ｎｍ］の際の定トルク曲線であり、その上に位置する定トルク曲線は、Ｔ＝３００［Ｎｍ］の際の定トルク曲線である。

かくして、上記のように複数の定トルク曲線が導出されると、ＭＴＰＡポイント算出部５２は、これら定トルク曲線から、原点からの距離が最も短いＩｄ（ｄ軸電流），Ｉｑ（ｑ軸電流）値を算出し（ステップＳ１３）、電流ベクトルが最短となるような、図４に示す最大トルク取得ポイントのマップを作成する（ステップＳ１４）。

しかして、このように作成された最大トルク取得ポイントのマップが、制御部３０に予め格納されることとなり、もって、制御部３０は、このマップ化された値に応じてモータ２を制御することとなる。

したがって、本実施形態によれば、Ｉｄ（ｄ軸電流），Ｉｑ（ｑ軸電流）の影響でＬｄ（ｄ軸インダクタンス），Ｌｑ（ｑ軸インダクタンス）が飽和し、値が変化するようなモータ動作領域においても、作業者への負担を増大させることなく、ＭＴＰＡ制御を行うパラメータを算出することができるから、磁気飽和が発生するモータ電流領域で高効率なモータ制御を実現することができる。

また、このように、ＭＴＰＡ制御を行うパラメータである電流ベクトルが最短となる電流値、すなわち、最大トルク取得ポイント（図４参照）をマップ化することにより、ＭＴＰＡ制御を少ない計算量で実現することができる。

なお、本実施形態においては、図３のステップＳ４〜ステップＳ７に示すように、Ｉｄ（ｄ軸電流）値を固定し、Ｉｑ（ｑ軸電流）値の再帰計算を行う例を示したが、それに限らず、Ｉｑ（ｑ軸電流）値を固定し、Ｉｄ（ｄ軸電流）値の再帰計算を行うようにしても良い。

また、本実施形態においては、図４のステップＳ１０に示すように、Ｉｄ（ｄ軸電流）値を増加させて更新するようにしたが、それに限らず、減算させて更新しても良く、どのような方法で更新しても良い。またさらには、図４のステップＳ１２に示すように、Ｔ（トルク）値も増加させて更新するようにしたが、それに限らず、減算させて更新しても良く、どのような方法で更新しても良い。

なおまた、本実施形態においては、図４に示すようにＩｄ（ｄ軸電流），Ｉｑ（ｑ軸電流）を軸とした２次元マップを作成するようにしたが、Ｉｄ（ｄ軸電流），Ｉｑ（ｑ軸電流）の軸にさらに、モータの回転数を含めた３軸にし、３次元マップを作成するようにしても良い。このようにすれば、モータの回転数の変化に対応したＭＴＰＡ制御を行うパラメータである電流ベクトルが最短となる電流値、すなわち、最大トルク取得ポイントによって、モータを制御することとなるから、より正確なＭＴＰＡ制御を実現することができる。

＜第２実施形態＞
次に、本発明に係るモータ制御装置の第２実施形態について、図５を参照して具体的に説明する。なお、第１実施形態と同一構成については、同一の符号を付し、説明は省略する。

第２実施形態と第１実施形態の異なる点は、最大トルク取得ポイントのマップを予め作成しておくか、リアルタイムに作成するかの相違である。この点について、図５を参照して具体的に説明する。

図５は、モータ制御システム１Ａの概念ブロック図を示すもので、このモータ制御システム１Ａは、図５に示すように、モータ２と、インバータ３と、直流電源４とで構成されている。このインバータ３は、モータ２を制御する制御部３０Ａを備えており、この制御部３０Ａには、第１実施形態にて示したモータ制御装置５（図１参照）に対応する処理部が組み込まれている。すなわち、制御部３０Ａには、図１に示すモータ制御装置５と同じく、インダクタンス記憶部５０と、定トルク曲線導出部５１と、ＭＴＰＡポイント算出部５２とを備えているが、さらに、電流検出部５００と、インダクタンス推定算出部５０１とを備えている。

この電流検出部５００は、モータ２駆動時のＩｄ（ｄ軸電流）及びＩｑ（ｑ軸電流）を検出し、インダクタンス推定算出部５０１に出力するものである。一方、インダクタンス推定算出部５０１は、電流検出部５００より出力されたＩｄ（ｄ軸電流）及びＩｑ（ｑ軸電流）の値に基づき、Ｌｄ（ｄ軸インダクタンス），Ｌｑ（ｑ軸インダクタンス）の値を推定算出するものである。なお、この推定算出方法は、公知の方法で推定算出されるもので、どのよう方法であっても良いが、例えば、井上征則著「回転子位置センサレス駆動される永久磁石同期モータの高性能制御」大阪府立大学, ２００９, 博士論文に記載の方法等で推定算出すればよい。

かくして、このように、インダクタンス推定算出部５０１にて推定算出されたＬｄ（ｄ軸インダクタンス），Ｌｑ（ｑ軸インダクタンス）の値は、インダクタンス記憶部５０に記憶されることとなる。そして、その後、第１実施形態で示した処理方法と同様の処理が定トルク曲線導出部５１及びＭＴＰＡポイント算出部５２にて行われることとなる。

しかして、本実施形態においても、Ｉｄ（ｄ軸電流），Ｉｑ（ｑ軸電流）の影響でＬｄ（ｄ軸インダクタンス），Ｌｑ（ｑ軸インダクタンス）が飽和し、値が変化するようなモータ動作領域においても、作業者への負担を増大させることなく、ＭＴＰＡ制御を行うパラメータを算出することができ、もって、磁気飽和が発生するモータ電流領域で高効率なモータ制御を実現することができる。また、本実施形態によれば、モータの駆動中、リアルタイムに変化するＬｄ（ｄ軸インダクタンス），Ｌｑ（ｑ軸インダクタンス）を用いて最大トルク取得ポイントのマップを補正しながらモータを制御することとなるため、モータが経時変化した場合や交換された場合であっても、ＭＴＰＡポイントを正確に追従することで高効率なモータ制御を実現することができる。

なお、第１実施形態及び第２実施形態において示した構成は、あくまで例示であり、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。例えば、第１実施形態の構成と第２実施形態の構成を適宜選択して、又は、適宜組み合わせて実施することも可能である。

１，１Ａ モータ制御システム
２ モータ
５ モータ制御装置
５０ インダクタンス記憶部（インダクタンス格納手段）
５１ 定トルク曲線導出部（定トルク曲線導出手段）
５２ ＭＴＰＡポイント算出部（算出手段）
５００ 電流検出部
５０１ インダクタンス推定算出部

Claims (3)

1. ｄ軸電流値及びｑ軸電流値を変数とした際のｄ軸インダクタンス値並びにｑ軸インダクタンス値を格納するインダクタンス格納手段と、
   前記インダクタンス格納手段に格納されている値に基づき定トルクを実現する電流値を算出し、その算出した電流値によって定トルク曲線を導出する定トルク曲線導出手段と、
   前記定トルク曲線導出手段にて導出された定トルク曲線から、定トルクで電流ベクトルが最短となる電流値を算出する算出手段とを備え、
   前記定トルク曲線導出手段は、反復計算にて前記定トルクを実現する電流値を算出してなるモータ制御装置。
2. 前記算出手段は、前記定トルク曲線導出手段にて導出された定トルク曲線から、定トルクで電流ベクトルが最短となる電流値をマップ化してなる請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記インダクタンス格納手段には、所定のモータに流れるｄ軸電流値及びｑ軸電流値から推定算出したｄ軸インダクタンス値並びにｑ軸インダクタンス値が格納され、
   前記定トルク曲線導出手段は、前記所定のモータが駆動中に定トルク曲線を導出し、
   前記算出手段は、前記所定のモータが駆動中に電流ベクトルが最短となる電流値を算出してなる請求項１又は２に記載のモータ制御装置。
   
   

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