JP2001044966A - プリアンブルの構造 - Google Patents

プリアンブルの構造

Info

Publication number
JP2001044966A
JP2001044966A JP2000182278A JP2000182278A JP2001044966A JP 2001044966 A JP2001044966 A JP 2001044966A JP 2000182278 A JP2000182278 A JP 2000182278A JP 2000182278 A JP2000182278 A JP 2000182278A JP 2001044966 A JP2001044966 A JP 2001044966A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
field
preamble
sequence
time domain
synchronization
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2000182278A
Other languages
English (en)
Other versions
JP4493165B2 (ja
Inventor
Ralf Boehnke
ボンケ、ラルフ
Thomas Doelle
ドレ、トーマス
Tino Konschak
コンシャック、ティノ
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sony Deutschland GmbH
Original Assignee
Sony International Europe GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sony International Europe GmbH filed Critical Sony International Europe GmbH
Publication of JP2001044966A publication Critical patent/JP2001044966A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP4493165B2 publication Critical patent/JP4493165B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/261—Details of reference signals
    • H04L27/2613—Structure of the reference signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2614—Peak power aspects
    • H04L27/262—Reduction thereof by selection of pilot symbols
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2657—Carrier synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2662—Symbol synchronisation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
  • Measuring Pulse, Heart Rate, Blood Pressure Or Blood Flow (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Editing Of Facsimile Originals (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】 Ａフィールドの時間領域信号特性を最適化す
る。 【解決手段】 ＯＦＤＭ伝送方式の同期用プリアンブル
のＡフィールドの時間領域信号は、マッピング則Ｓ−２
６，２６＝sqrt(2)*（O,0,0,0,S1,0,0,0,S2,0,0,0,S3,
0,0,0,S4,0,0,0,S5,0,0,0,S6,0,0,0,S7,0,0,0,S8,0,0,
0,S9,0,0,0,S10,0,0,0,S11,0,0,0,S12,0,0,0,0）に基づ
いて６４点の逆高速フーリエ変換にマッピングされる１
２個の複素シンボルからなる周波数領域列ＳＡを、逆高
速フーリエ変換することにより生成される。Ａフィール
ドの周波数領域列ＳＡは、例えばS1...S12=+A,+A,+A,+
A,+A,-A,-A,+A,+A,-A,+A,-A又はS1...S12=-A,+A,-A,+A,
+A,-A,-A,+A,+A,+A,+A,+Aで表される。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：以
下、ＯＦＤＭという。）伝送方式における受信装置の同
期に用いられるプリアンブル（preamble）の構造に関す
る。また、本発明は、ＯＦＤＭ伝送方式の送信装置、及
びＯＦＤＭ伝送方式における受信装置の同期方法に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】図６は、ＯＦＤＭ伝送方式の受信側にお
ける自己相関（auto correlation）算出の方法を説明す
るためのブロック図である。遅延部２は、受信したサン
プルを、例えば相関遅延時間ＤＡＣ分順次遅延して、共
役演算部３に供給する。共役演算部３は、遅延されたサ
ンプルの共役複素値を求めて、得られる共役複素サンプ
ルを乗算部４に供給する。乗算部４は、共役複素サンプ
ルと、遅延されていないデータを乗算して、乗算結果
（積）を移動平均計算部６に供給する。移動平均計算部
６は、大きさがＷのウィンドウを有し、このウィンドウ
内に含まれる連続した複数の乗算結果の平均値x(i)を順
次求め、平均値を除算部８に供給する。一方、自乗計算
部５は、供給されたサンプルの絶対値を順次二乗して、
得られる自乗値を移動平均計算部７に供給する。移動平
均計算部７は、同じく大きさがＷのウィンドウを有し、
このウィンドウ内に含まれる連続した複数の自乗値の平
均値y(i)を順次求め、平均値y(i)を除算部８に供給す
る。
【０００３】除算部８は、移動平均計算部６からの平均
値x(i)を移動平均計算部７からの平均値y(i)で割って正
規化された値x(i)/y(i)を求め、これを自己相関結果R
(i)として、絶対部９に供給する。絶対部９は、自己相
関結果R(i)の絶対値を求め、得られる絶対値|R(i)|を出
力する。そして、この絶対値|R(i)|は、正確なタイミン
グを検出するために、閾値と比較されたり、又はその最
大値が検出される。また、自己相関結果の自己相関ピー
ク位置における複素値は、周波数オフセットを見積もる
ために用いることができる。
【０００４】図７は、従来の同期プリアンブルの構造を
示す図である。図７に示すように、従来の同期プリアン
ブルは、Ａフィールド、Ｂフィールド及びＣフィールド
の３つに分割されており、Ａフィールド及びＢフィール
ドは、さらに複数の部分に分割されている。Ａフィール
ド、Ｂフィールド及びＣフィールドの各々は、受信側に
おいて最適化された特定の同期機能を有するように設計
されている。例えば、Ａフィールドは、大まかなフレー
ム検出及び自動利得制御（automatic gain control：以
下、ＡＧＣという。）を行うように設計されている。ま
た、Ｂフィールドは、大まかな周波数オフセット及びタ
イミング同期を行うように設計されている。Ｃフィール
ドは、チャンネルの見積及び正確な同期を行うように設
計されている。
【０００５】Ｂフィールドの構造及び生成方法の詳細に
ついては、出願人ソニー・インターナショナル（ヨーロ
ッパ）（Sony International Europe GmbH）、欧州特許
出願番号９９ １０３ ３７９．６号に開示されてお
り、この出願は、欧州特許協約第５４条３項に基づいて
本願の先行技術と見なされる。図７に示すＢフィールド
の詳細及び時間領域同期プリアンブル信号については、
上記の未公開である先の出願で記載されている。
【０００６】Ｃフィールドのシンボルは、本発明の主た
る対象ではないが、周波数領域において、以下のように
定義される。
【０００７】Ｃ６４−２６・・・２６＝｛1,1,-1,-1,1,
1,-1,1,-1,1,1,1,1,1,1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,1,1,1,0,
1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,-1,-1,-1,-1,-1,1,1,-1,-1,1,-
1,1,-1,1,1,1,1｝ Ｂフィールドの副搬送波＋−４，＋−８，＋−１２，＋
−１６，＋−２０，＋−２４が変調されたシンボルＢ１
６は、短ＯＦＤＭシンボルである。
【０００８】周波数領域の内容は、以下のように定義さ
れる。
【０００９】Ｂ１６−２６・・・２６＝sqrt(2)＊｛0,
0,1+J,0,0,0,-1+j,0,0,0.-1-j,0,0,0,1-j,0,0,0,-1-j,
0,0,0,1-j,0,0,0,0,0,0,0,1-j,0,0,0,-1-j,0,0,0,1-j,
0,0,0,-1-j,0,0,0,-1+j,0,0,0,1+j,0,0｝ 時間領域において、シンボルＩＢ１６で示されるＢフィ
ールドの最後の反復は、先行するシンボルＢ１６の極性
を逆にしたものである。
【００１０】Ａフィールドの副搬送波＋−２，＋−６，
＋−１０，＋−１４，＋−１８，＋−２２が変調された
シンボルＡ１６は、短ＯＦＤＭシンボルである。周波数
領域の内容は、以下のように定義される。
【００１１】Ａ−２６・・・２６＝0,0,0,+1-j,0,0,0,+
1+j,0,0,0,-1+j,0,0,0,-1-j,0,0,0,+1-j,0,0,0,-1-j,0,
0,0,+1-j,0,0,0,-1-j,0,0,0,+1-j,0,0,0,-1-j,0,0,0,-1
+j,0,0,0,+1+j,0,0,0,0 時間領域において、特定の副搬送波を読み込むことによ
って、シンボルＡ１６の極性を自動的に一つおきに反転
させることができる。時間領域におけるシンボルＩＡ１
６で示されるＡフィールドの最後の反復は、先行するシ
ンボルＲＡ１６と同じものである。
【００１２】図８は、報知チャンネル（broadcast cont
rol channel：以下ＢＣＣＨという。）におけるプリア
ンブルのＡフィールドとＢフィールド間の最適化された
マッチング（matching）を示す図である。図８におい
て、時間領域における上述した特定の構造によって、タ
イミングの精度を高めることができるとともに、それを
維持することができる。ＢＣＣＨプリアンブルにおい
て、２つの自己相関ピークを明確に識別することができ
る。また、２番目の自己相関ピークの前に平坦部がみら
れるが、受信機は、この平坦部を例えば自己相関ピーク
検出アルゴリズム（algorithm）における閾値として用
いて、同期をとることができる。
【００１３】また、新たなＢフィールドが提案されてい
るが、以下、このＢフィールドについて説明する。
【００１４】変更されたＢフィールドの副搬送波＋−
４，＋−８，＋−１２，＋−１６，＋−２０，＋−２４
が変調されたシンボルＢ１６は、短ＯＦＤＭシンボルで
ある。周波数領域の内容は、以下のように定義される。
【００１５】Ｂ１６−２６・・・２６＝sqrt(2)＊｛0,
0,1+j,0,0,0,-1-j,0,0,0,1+j,0,0,0,-1-j,0,0,0,-1-j,
0,0,0,1+j,0,0,0,0,0,0,0,-1-j,0,0,0,-1-j,0,0,0,1+j,
0,0,0,1+j,0,0,0,1+j,0,0,0,1+j,0,0｝ 相互相関（cross-correlation）に基づく受信機を用い
た場合、ＢフィールドからＣフィールドへの境界におい
て、相互相関のサイドローブ（sidelobe）はより低くな
るため、このＢフィールドによって、性能は向上する。
【００１６】１２の変調された副搬送波からなる短ＯＦ
ＤＭシンボルは、シンボルアルファベット（symbol alp
habet）Ｓ＝√２（±１±ｊ）の要素によって位相変調
される。Ｃフィールドのシンボルについては、ここでは
考慮しない。
【００１７】Ｂフィールドの一般化されたマッピング
は、以下のようになる。
【００１８】Ｓ−２６，２６＝sqrt(2)＊｛0,0,S1,0,0,
0,S2,0,0,0,S3,0,0,0,S4,0,0,0,S5,0,0,0,S6,0,0,0,0,
0,0,0,S7,0,0,0,S8,0,0,0,S9,0,0,0,S10,0,0,0,S11,0,
0,0,S12,0,0｝ ここで、sqrt(2)は、電力を正規化するためのものであ
る。残りの１５個の値がゼロに設定されたベクトルＳに
６４点（64-point）の逆高速フーリエ変換（ Inverse F
ast Fourier Transform：以下、ＩＦＦＴという。）を
適用することにより、トレイニング用の４つの短シンボ
ルを生成することができる。ＩＦＦＴが実行されたあ
と、その出力データは、所望の数の短シンボルになるよ
うに、周期的に拡張される。
【００１９】Ａフィールドはの一般化されたマッピング
は、以下のようになる。
【００２０】Ｓ−２６，２６＝sqrt(2)＊{0,0,0,0,S1,
0,0,0,S2,0,0,0,S3,0,0,0,S4,0,0,0,S5,0,0,0,S6,0,0,
0,S7,0,0,0,S8,0,0,0,S9,0,0,0,S10,0,0,0,S11,0,0,0,S
12,0,0,0,0} ここで、sqrt(2)は、電力を正規化するためのものであ
る。残りの１５個の値がゼロに設定されたベクトルＳに
６４点のＩＦＦＴを適用することにより、トレイニング
用の４つの短シンボルが生成される。４つの短シンボル
は、特定の数の短シンボルとなるように、周期的に拡張
される。
【００２１】現在規格化されているＡフィールドのシー
ケンスは、以下のように定義される。 S1...12=(+1-j),(+1+j),(-1,+j),(-1-j),(+1-j),(-1-
j),(+1-j),(-1-j),(+1-j),(-1-j),(-1+j),(+1+j) 新たに変更されたＢフィールドを用いた場合、Ａフィー
ルドは、自己相関に基づく受信機の同期を向上させるた
めには最適化されていない。
【００２２】図９は、変更されていないＡフィールド及
びＣフィールド、及び新たなＢ１６シーケンスに基づく
ＢフィールドからなるＢＣＣＨプリアンブルを用いた場
合の、振幅及び位相の理想的な自己相関結果の具体例を
示す図である。この自己相関結果を用いることにより、
フレームの開始を識別し、ＡＧＣを調整し、タイミング
及び周波数の同期をとることができる。特に、Ｂフィー
ルドは、同期をとるために用いられる。可能な限り正確
な時間的同期をとることが重要である。図９において、
Ａフィールドと変更されたＢフィールドの２つの自己相
関ピークを明確に検出することはできるが、Ｂフィール
ドにおける自己相関ピークの両側の勾配は大きく異なっ
ている。すなわち、右側の傾斜は急峻であるのに対し
て、左側の傾斜は緩やかである。この結果、同期の精度
は著しく低下する。また、Ｂフィールドの自己相関ピー
クの前の１０５番目〜１２５番目のサンプルの位置に、
平坦部があるが、この平坦部の自己相関結果の値は高
い。このため、同期検出の性能は低下する。
【００２３】上述したように、新たに変更されたＢフィ
ールドと従来のＡフィールドを組み合わせて用いた場
合、Ａフィールドは、受信機の同期における自己相関特
性を向上させるために最適化されないという欠点があっ
た。また、Ａフィールドに用いられるシーケンスは、ピ
ーク値−平均値の電力比（Peak-to-Average-Power-Rati
o：以下、ＰＡＰＲという。）が最小でなければなら
ず、また、ダイナミックレンジ（以下、ＤＲという。）
も小さくなければない。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述した実
情に鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、時間
領域信号特性を最適化することができるＡフィールドの
シーケンスを提供することである。
【００２５】また、本発明は、新たに変更されたＢフィ
ールドのシーケンスを用いたときに、自己相関結果に基
づく受信機の同期特性に対する最適化されたＡフィール
ドのシーケンスを提供することを目的とする。
【００２６】
【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
めに、本発明に係るプリアンブルは、直交周波数分割多
重伝送方式における受信装置の同期に用いられ、少なく
とも１つの第１の部分を有する。上記少なくとも１つの
第１の部分は、例えば、大まかなフレーム検出及び自動
利得制御（automatic gain control）を行うように設計
されている。上記少なくとも１つの第１の部分は、逆高
速フーリエ変換された複数の複素シンボルからなる周波
数領域シーケンスを有する。上記少なくとも１つの第１
の部分の時間領域信号は、マッピング則Ｓ−２６，２６
＝sqrt(2)*（O,0,0,0,S1,0,0,0,S2,0,0,0,S3,0,0,0,S4,
0,0,0,S5,0,0,0,S6,0,0,0,S7,0,0,0,S8,0,0,0,S9,0,0,
0,S10,0,0,0,S11,0,0,0,S12,0,0,0,0）（残りの値は０
に設定される）に基づいて６４点の逆高速フーリエ変換
にマッピングされる１２個の複素シンボルからなる周波
数領域列ＳＡを、逆高速フーリエ変換することにより生
成さる。また、上記少なくとも１つの第１の部分の周波
数領域列ＳＡは、 S1...S12=+A,+A,+A,+A,+A,-A,-A,+A,+A,-A,+A,-A S1...S12=+A,+A,+A,+A,-A,-A,+A,+A,-A,+A,-A,+A S1...S12=+A,+B,-A,-B,-A,-B,-A,-B,-A,+B,+A,-B S1...S12=+A,+B,-A,-B,+A,-B,+A,-B,+A,-B,-A,+B S1...S12=+A,-B,-A,+B,-A,+B,-A,+B,-A,-B,+A,+B S1...S12=+A,-B,-A,+B,+A,+B,+A,+B,+A,+B,-A,-B のいずれか１つ、又は、 S1...S12=-A,+A,-A,+A,+A,-A,-A,+A,+A,+A,+A,+A S1...S12=+A,-A,+A,-A,+A,+A,-A,-A,+A,+A,+A,+A S1...S12=-B,+A,+B,-A,-B,-A,-B,-A,-B,-A,+B,+A S1...S12=+B,-A,-B,+A,-B,+A,-B,+A,-B,-A,+B,+B S1...S12=+B,+A,-B,-A,+B,-A,+B,-A,+B,-A,-B,+A S1...S12=-B,-A,+B,+A,+B,+A,+B,+A,+B,-A,-B,+A のいずれか１つで表される。
【００２７】また、上述の課題を解決するために、本発
明に係るプリアンブルは、少なくとも１つの第２の部分
を有する。上記少なくとも１つの第２の部分の周波数領
域列SBは、 SB＝(1+i),(-1-i),(1+i),(-1-i),(-1,-i),(1+i),(-1-
i),(-1-i),(1+i),(1+i),(1+i),(1+i) で表される。
【００２８】特に、 S1...S12=+A,-B,-A,+B,-A,+B,-A,+B,-A,-B,+A,+B S1...S12=+A,-B,-A,+B,+A,+B,+A,+B,+A,+B,-A,-B のいずれか１つ、又は、 S1...S12=+B,-A,-B,+A,-B,+A,-B,+A,-B,-A,+B,+B S1...S12=-B,-A,+B,+A,+B,+A,+B,+A,+B,-A,-B,+A のいずれか１つで表される上記少なくとも１つの第１の
部分と上記少なくとも１つの第２の部分の周波数領域を
組み合わせて用いることにより、自己相関特性は向上す
る。
【００２９】上記少なくとも１つの第２の部分は、時間
領域において上記第１の部分に後続する。
【００３０】また、上述の課題を解決するために、本発
明に係る直交周波数分割多重伝送方式の送信装置は、直
交周波数分割多重伝送方式の報知情報チャンネルを用い
て上述の同期プリアンブルを伝送する。
【００３１】また、本発明に係る受信装置の同期方法
は、時間領域において少なくとも１つの第１の部分を有
し、上記少なくとも１つの第１の部分及び少なくとも１
つの第２の部分の時間領域信号は、マッピング則Ｓ−２
６，２６＝sqrt(2)*（O,0,0,0,S1,0,0,0,S2,0,0,0,S3,
0,0,0,S4,0,0,0,S5,0,0,0,S6,0,0,0,S7,0,0,0,S8,0,0,
0,S9,0,0,0,S10,0,0,0,S11,0,0,0,S12,0,0,0,0）（残り
の値は０に設定される）に基づいて６４点の逆高速フー
リエ変換にマッピングされる１２個の複素シンボルから
なる周波数領域列ＳＡを、逆高速フーリエ変換すること
により生成される受信装置の同期方法である。上記少な
くとも第１の部分の周波数領域列ＳＡは、 S1...S12=+A,+A,+A,+A,+A,-A,-A,+A,+A,-A,+A,-A S1...S12=+A,+A,+A,+A,-A,-A,+A,+A,-A,+A,-A,+A S1...S12=+A,+B,-A,-B,-A,-B,-A,-B,-A,+B,+A,-B S1...S12=+A,+B,-A,-B,+A,-B,+A,-B,+A,-B,-A,+B S1...S12=+A,-B,-A,+B,-A,+B,-A,+B,-A,-B,+A,+B S1...S12=+A,+B,-A,-B,-A,-B,-A,-B,-A,+B,+A,-B S1...S12=+A,-B,-A,+B,+A,+B,+A,+B,+A,+B,-A,-B のいずれか１つ、又は、 S1...S12=-A,+A,-A,+A,+A,-A,-A,+A,+A,+A,+A,+A S1...S12=+A,-A,+A,-A,+A,+A,-A,-A,+A,+A,+A,+A S1...S12=-B,+A,+B,-A,-B,-A,-B,-A,-B,-A,+B,+A S1...S12=+B,-A,-B,+A,-B,+A,-B,+A,-B,-A,+B,+B S1...S12=+B,+A,-B,-A,+B,-A,+B,-A,+B,-A,-B,+A S1...S12=-B,-A,+B,+A,+B,+A,+B,+A,+B,-A,-B,+A のいずれか１つで表されることを特徴とする。
【００３２】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係るプリアンブル
の構造、直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency D
ivision Multiplexing：以下、ＯＦＤＭという。）伝送
方式の送信装置及びＯＦＤＭ伝送方式の受信装置機にお
ける同期方法について、図面を参照しながら説明する。
【００３３】以下に述べるＡフィールドのシーケンス生
成則を用いることにより、ピーク値−平均値の電力比
（Peak-to-Average-Power-Ratio：以下、ＰＡＰＲとい
う。）及びダイナミックレンジ（dynamic range：以
下、ＤＲという。）の値を最適化することができる。後
に、Ｂフィールドの最適化された自己相関結果に基づい
て選択されたサブセットを用いる。
【００３４】以下に示すＡフィールドのシーケンスを用
いることにより、例えばＰＡＰＲ又はＤＲ等の、時間領
域における信号特性を向上させることができる。 S1...12=+A,+A,+A,+A,+A,-A,-A,+A,+A,-A,+A,-A S1...12=+A,+A,+A,+A,-A,-A,+A,+A,-A,+A,-A,+A S1...12=+A,+B,-A,-B,-A,-B,-A,-B,-A,+B,+A,-B S1...12=+A,+B,-A,-B,+A,-B,+A,-B,+A,-B,-A,+B S1...12=+A,-B,-A,+B,-A,+B,-A,+B,-A,-B,+A,+B S1...12=+A,-B,-A,+B,+A,+B,+A,+B,+A,+B,-A,-B ここで、 A=exp(j*2*π*φA) B=A*exp(jπ/2) =exp(j2π*φA+jπ/2) 0.0≦φA<1.0である。
【００３５】なお、シーケンスの順序を反転させる、す
なわちＳ１とＳ１２，Ｓ２とＳ１１，Ｓ３とＳ１０，Ｓ
４とＳ９，Ｓ５とＳ８及びＳ６とＳ７を各々入れ替える
ことにより、より多くのシーケンスを生成することもで
きる。なお、最初の２つのシーケンスカーネル（sequen
ce kernel）はバイナリ（binary）であり、残りはクオ
タナリ（quaternary）である。
【００３６】これらのシーケンスは、プリアンプルが１
つの部分から構成される場合でも有益に実行される。
【００３７】下記に示すシーケンスは、上述のＡフィー
ルドのシーケンスのサブセット（subset）であり、上述
の新たに変更されたＢフィールドのシーケンスと組み合
わせた場合、有益な自己相関特性を得ることができる。
以下に示す第１のシーケンスは、特に、上述のマッピン
グ則に基づいてマッピングされたＡフィールドでの使用
に適している。 S1...S12=(+1-j),(-1+j),(+1-j),(-1+j),(-1+j),(+1-
j),(+1-j),(-1+j),(-1+j),(-1+j),(-1+j),(-1+j) また、以下に示す第２のシーケンスも、特に、上述のよ
うにマッピングされたＡフィールドに適している。 S1...S12=(+1-j),(-1+j),(+1-j),(-1+j),(-1+j),(+1-
j),(+1-j),(-1+j),(-1+j),(-1+j),(-1+j),(-1+j) この第２のシーケンスは、バイナリアルファベット（bi
nary alphabet）である(±1)*(+1-j)のみを使用してい
る点において、特に望ましい。
【００３８】次に、本発明を適用したＡフィールドの第
１の具体例を、図１を参照して説明する。上述のシーケ
ンスをＡフィールドに適用することにより、図９に示す
自己相関結果の欠点を解消することができる。時間領域
における特定の構造により、報知チャンネル（broadcas
t control channel：以下ＢＣＣＨという。）プリアン
ブルのＡフィールドとＢフィールドのマッチングを最適
化することができ、タイミングの精度を高めることがで
きるとともに、それを維持することができる。上述のシ
ーケンスを用いてＡフィールドを生成すると、ＢＣＣＨ
プリアンブルにおいて、図１に示すように、２つの自己
相関ピークを明確に識別することができる。
【００３９】さらに、Ｂフィールドにおける自己相関ピ
ークの両側の傾斜は、非常に似通っている。すなわち、
Ｂフィールドの自己相関ピークの右側と左側の傾斜は、
同様の勾配を有している。これにより、同期の精度を、
大きく高めることができる。また、Ｂフィールドの自己
相関ピークの前の１１０〜１３０番目のサンプルの位置
に平坦部が発生する。この平坦部の自己相関結果の値
は、低く、自己相関ピーク位置検出部においる閾値とし
て用いることができ、同期検出の性能を高めることがで
きる。
【００４０】すなわち、このシーケンスを適用した場合
の利点は、２つの自己相関ピークの勾配が非常に似通っ
ているという点である。
【００４１】次に、本発明を適用したＡフィールドの第
２の具体例を、図２を参照して説明する。
【００４２】時間領域における特定の構造により、Ａフ
ィールドとＢフィールドののマッチングを最適化するこ
とができ、タイミングの精度を高めることができるとと
もに、それを維持することができる。上述のシーケンス
を用いて、Ａフィールドを生成すると、ＢＣＣＨプリア
ンブルにおいて、図２に示すように、２つの自己相関ピ
ークを明確に識別することができる。
【００４３】また、Ｂフィールドにおける自己相関ピー
クの両側の傾斜は、非常に似通っている。すなわち、Ｂ
フィールドの自己相関ピークの右側と左側の傾斜は、同
様の勾配を有している。これにより、同期の精度を、大
きく向高めることができる。また、Ｂフィールドの自己
相関ピークの前の１１０〜１３０番目のサンプルの位置
に平坦部が発生する。この平坦部の自己相関結果の値
は、低く、自己相関ピーク位置検出部においる閾値とし
て用いることができ、同期検出の性能を高めることがで
きる。
【００４４】この具体例では、平坦部の自己相関結果の
値は、第１の実施例における平坦部よりも低く、また、
第２の自己相関ピークの傾斜は急峻である。
【００４５】次に、時間領域における信号特性について
説明する。
【００４６】ＯＦＤＭ伝送方式又は一般的なマルチキャ
リア信号では、信号の包絡線変動、すなわちＰＡＰＲが
大きな問題となる。ＰＡＰＲが大きいと、電力振幅の非
線形歪み効果（nonlinear distortion effect）のため
に、伝送効率が悪くなるとともに、例えばアナログ／デ
ジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器という。）のＤＲが
制限されるなど、信号によって電気部品（component）
が制限される。受信機のＡＧＣ回路がロックするととも
に、基準信号値を調整し、Ａ／Ｄ変換器がオーバーフロ
ー又はアンダーフローすることなく、入力信号のダイナ
ミックレンジがＡ／Ｄ変換器の変換範囲となるように利
得を制御するためには、同期シーケンスとしては、ＰＡ
ＰＲが小さい信号がより望ましい。
【００４７】図３は、従来のプリアンブルの時間領域信
号の電力の包絡線を示す図である。図３に示すように、
３つのフィールドを明確に識別することができる。この
ように、Ａフィールド及びＢフィールドにおいて、ＰＡ
ＰＲ及びＤＲは最適化されている。ピーク値を正確に検
出するために、８倍のオーバーサンプリングが用いられ
ている。
【００４８】次に、本発明を適用したＡフィールド及び
新たに変更されたＢフィールドのプリアンブルについて
説明する。
【００４９】上述した同期シーケンス構造及びプリアン
ブル構造を用いると、ＡフィールドとＢフィールドが一
緒に設計及び最適化されるため、タイミング検出の性能
が向上する。しかし、ＰＡＰＲ及びＤＲの特性を低下さ
せないことが必要である。
【００５０】図４及び図５は、上述したＡフィールドの
第１の具体例又は第２の具体例、新たに変更されたＢフ
ィールド及び規定のＣフィールドを用いたときの電力の
包絡線を示す図である。図４及び図５に示すように、Ｐ
ＡＰＲ及びＤＲの特性は低下していない。
【００５１】図４は、Ａフィールドの第１の具体例にお
けるプリアンブルの時間領域信号（電力）を示す図であ
る。
【００５２】図５は、Ａフィールドの第２の具体例にお
けるプリアンブルの時間領域信号（電力）を示す図であ
る。
【００５３】本発明は、規格化された同期及びトレイニ
ング用のプリアンブルに基づいて提案されている。本発
明において、シーケンスは、ＩＦＦＴの大きさが６４で
あるＯＦＤＭシンボルの適切な副搬送波にマッピングさ
れることにより最適化される。このようにして得られた
シーケンスは、プリアンブル又はその一部、すなわちフ
ィールドを生成するのに特に適している。ＰＡＰＲ及び
ＤＲに関して、本発明を適用したシーケンスは、規格化
されたシーケンスと同様の特性を有する。
【００５４】本発明を適用したシーケンスは、ＢＣＣＨ
プリアンブルのＢフィールドにおける規格化されたシー
ケンスに適切に対応しているので、特に、ＢＣＣＨプリ
アンブルのＡフィールドの生成に適している。本発明に
おいて、ＢＣＣＨプリアンブルのＢフィールドにおける
自己相関結果を用いて同期をとると、タイミングの精度
を高めることができる。本発明は、規格化されているプ
リアンブルの時間領域における構造を変更しない。
【００５５】すなわち、本発明では、以下のような効果
を得ることができる。 ・ＯＦＤＭ伝送方式における同期シンボルのＰＡＰＲ値
を小さくすることができる。 ・規格化されているプリアンブルに比して、同期の性能
が向上する。 ・規格化されている時間領域のプリアンブル構造を変更
する必要がない。 ・特別な回路を付加する必要がない。
【００５６】本発明は、現在標準化されている伝送シス
テムにおいて使用できる最適化された同期シンボル列を
提供することができる。この同期シンボルは、変調され
た搬送波にマッピングさる最適化されたシーケンスを有
する特別に設計されたＯＦＤＭシンボルから構成され
る。この同期シンボルは、時間領域における複数の繰り
返しを用いた構成となっている。本発明を適用したシー
ケンスによって得られる同期シンボルは、タイミングの
検出精度が高く、また、周波数オフセットを正確に見積
もることができる。
【００５７】さらに、同期シンボルは、包絡線の変動、
すなわちＰＡＰＲが小さくなるように最適化されてお
り、受信機の回路構成を簡単にするとともに、受信機で
の時間及び周波数の捕捉時間を減らすことができる。特
に、本発明を適用したシーケンスは、ＢＣＣＨ−ＤＬＣ
Ｈｓにおける同期プリアンブル及びトレイニング用のプ
リアンブルを構成するために用いられるあらゆる同期シ
ンボルに対応するように最適化される。
【００５８】
【発明の効果】本発明では、直交周波数分割多重伝送方
式における受信装置の同期に用いられるプリアンブルの
Ａフィールドの時間領域信号は、マッピング則Ｓ−２
６，２６＝sqrt(2)*（O,0,0,0,S1,0,0,0,S2,0,0,0,S3,
0,0,0,S4,0,0,0,S5,0,0,0,S6,0,0,0,S7,0,0,0,S8,0,0,
0,S9,0,0,0,S10,0,0,0,S11,0,0,0,S12,0,0,0,0）（残り
の値は０に設定される）に基づいて６４点の逆高速フー
リエ変換にマッピングされる１２個の複素シンボルから
なる周波数領域列ＳＡを、逆高速フーリエ変換すること
により生成される。Ａフィールドの周波数領域列ＳＡ
は、 S1...S12=+A,+A,+A,+A,+A,-A,-A,+A,+A,-A,+A,-A S1...S12=+A,+A,+A,+A,-A,-A,+A,+A,-A,+A,-A,+A S1...S12=+A,+B,-A,-B,-A,-B,-A,-B,-A,+B,+A,-B S1...S12=+A,+B,-A,-B,+A,-B,+A,-B,+A,-B,-A,+B S1...S12=+A,-B,-A,+B,-A,+B,-A,+B,-A,-B,+A,+B S1...S12=+A,-B,-A,+B,+A,+B,+A,+B,+A,+B,-A,-B のいずれか１つ、又は、 S1...S12=-A,+A,-A,+A,+A,-A,-A,+A,+A,+A,+A,+A S1...S12=+A,-A,+A,-A,+A,+A,-A,-A,+A,+A,+A,+A S1...S12=-B,+A,+B,-A,-B,-A,-B,-A,-B,-A,+B,+A S1...S12=+B,-A,-B,+A,-B,+A,-B,+A,-B,-A,+B,+B S1...S12=+B,+A,-B,-A,+B,-A,+B,-A,+B,-A,-B,+A S1...S12=-B,-A,+B,+A,+B,+A,+B,+A,+B,-A,-B,+A のいずれか１つで表される。これにより、Ａフィールド
の時間領域信号特性を最適化することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用した第１のＢＣＣＨプリアンブル
を用いたときの自己相関結果を示す図である。
【図２】本発明を適用した第２のＢＣＣＨプリアンブル
を用いたときの自己相関結果を示す図である。
【図３】従来のプリアンブルにおける時間領域信号を示
す図である。
【図４】本発明を適用したＡフィールドの第１の具体例
を用いたときの時間領域信号を示す図である。
【図５】本発明を適用したＡフィールドの第２の具体例
を用いたときの時間領域信号を示す図である。
【図６】自己相関を求める相関部の具体的な構成を示す
ブロック図である。
【図７】従来の同期プリアンブルの構造を示す図であ
る。
【図８】従来のシーケンスを用いたときの自己相関結果
を示す図である。
【図９】従来のＡフィールド及び新たに変更されたＢフ
ィールドを用いたときの自己相関結果を示す図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ボンケ、ラルフ ドイツ連邦共和国 ディー−70736 フェ ルバッハ シュトゥットゥガルター シュ トラーセ 106 ソニー インターナショ ナル （ヨーロッパ） ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング シュトゥットゥガルト テクノロジー セ ンター内 (72)発明者 ドレ、トーマス ドイツ連邦共和国 ディー−70736 フェ ルバッハ シュトゥットゥガルター シュ トラーセ 106 ソニー インターナショ ナル （ヨーロッパ） ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング シュトゥットゥガルト テクノロジー セ ンター内 (72)発明者 コンシャック、ティノ ドイツ連邦共和国 ディー−70736 フェ ルバッハ シュトゥットゥガルター シュ トラーセ 106 ソニー インターナショ ナル （ヨーロッパ） ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング シュトゥットゥガルト テクノロジー セ ンター内

Claims (7)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 直交周波数分割多重伝送方式における受
    信装置の同期に用いられるプリアンブルの構造におい
    て、 少なくとも１つの第１の部分を有し、 上記少なくとも１つの第１の部分の時間領域信号は、マ
    ッピング則Ｓ−２６，２６＝sqrt(2)*（O,0,0,0,S1,0,
    0,0,S2,0,0,0,S3,0,0,0,S4,0,0,0,S5,0,0,0,S6,0,0,0,S
    7,0,0,0,S8,0,0,0,S9,0,0,0,S10,0,0,0,S11,0,0,0,S12,
    0,0,0,0）（残りの値は０に設定される）に基づいて６
    ４点の逆高速フーリエ変換にマッピングされる１２個の
    複素シンボルからなる周波数領域列ＳＡを、逆高速フー
    リエ変換することにより生成され、上記少なくとも１つ
    の第１の部分の周波数領域列ＳＡは、 S1...S12=+A,+A,+A,+A,+A,-A,-A,+A,+A,-A,+A,-A S1...S12=+A,+A,+A,+A,-A,-A,+A,+A,-A,+A,-A,+A S1...S12=+A,+B,-A,-B,-A,-B,-A,-B,-A,+B,+A,-B S1...S12=+A,+B,-A,-B,+A,-B,+A,-B,+A,-B,-A,+B S1...S12=+A,-B,-A,+B,-A,+B,-A,+B,-A,-B,+A,+B S1...S12=+A,-B,-A,+B,+A,+B,+A,+B,+A,+B,-A,-B のいずれか１つ、又は、 S1...S12=-A,+A,-A,+A,+A,-A,-A,+A,+A,+A,+A,+A S1...S12=+A,-A,+A,-A,+A,+A,-A,-A,+A,+A,+A,+A S1...S12=-B,+A,+B,-A,-B,-A,-B,-A,-B,-A,+B,+A S1...S12=+B,-A,-B,+A,-B,+A,-B,+A,-B,-A,+B,+B S1...S12=+B,+A,-B,-A,+B,-A,+B,-A,+B,-A,-B,+A S1...S12=-B,-A,+B,+A,+B,+A,+B,+A,+B,-A,-B,+A のいずれか１つで表されることを特徴とするプリアンブ
    ルの構造。
  2. 【請求項２】 プリアンブルの構造において、 少なくとも１つの第２の部分を有し、 上記少なくとも１つの第２の部分の周波数領域列SBは、 SB＝(1+i),(-1-i),(1+i),(-1-i),(-1,-i),(1+i),(-1-
    i),(-1-i),(1+i),(1+i),(1+i),(1+i) で表されることを特徴とするプリアンブルの構造。
  3. 【請求項３】 上記少なくとも１つの第２の部分は、時
    間領域において上記第１の部分に後続することを特徴と
    する請求項２記載のプリアンブルの構造。
  4. 【請求項４】 直交周波数分割多重伝送方式の送信装置
    において、直交周波数分割多重伝送方式の報知情報チャ
    ンネルを用いて請求項１乃至請求項３記載いずれか一項
    記載の同期プリアンブルを伝送することを特徴とする直
    交周波数分割多重伝送方式の送信装置。
  5. 【請求項５】 直交周波数分割多重伝送方式における受
    信装置の同期方法において、 時間領域において少なくとも１つの第１の部分を有し、 上記少なくとも１つの第１の部分及び少なくとも１つの
    第２の部分の時間領域信号は、マッピング則Ｓ−２６，
    ２６＝sqrt(2)*（O,0,0,0,S1,0,0,0,S2,0,0,0,S3,0,0,
    0,S4,0,0,0,S5,0,0,0,S6,0,0,0,S7,0,0,0,S8,0,0,0,S9,
    0,0,0,S10,0,0,0,S11,0,0,0,S12,0,0,0,0）（残りの値
    は０に設定される）に基づいて６４点の逆高速フーリエ
    変換にマッピングされる１２個の複素シンボルからなる
    周波数領域列ＳＡを、逆高速フーリエ変換することによ
    り生成され、上記少なくとも第１の部分の周波数領域列
    ＳＡは、 S1...S12=+A,+A,+A,+A,+A,-A,-A,+A,+A,-A,+A,-A S1...S12=+A,+A,+A,+A,-A,-A,+A,+A,-A,+A,-A,+A S1...S12=+A,+B,-A,-B,-A,-B,-A,-B,-A,+B,+A,-B S1...S12=+A,+B,-A,-B,+A,-B,+A,-B,+A,-B,-A,+B S1...S12=+A,-B,-A,+B,-A,+B,-A,+B,-A,-B,+A,+B S1...S12=+A,+B,-A,-B,-A,-B,-A,-B,-A,+B,+A,-B S1...S12=+A,-B,-A,+B,+A,+B,+A,+B,+A,+B,-A,-B のいずれか１つ、又は、 S1...S12=-A,+A,-A,+A,+A,-A,-A,+A,+A,+A,+A,+A S1...S12=+A,-A,+A,-A,+A,+A,-A,-A,+A,+A,+A,+A S1...S12=-B,+A,+B,-A,-B,-A,-B,-A,-B,-A,+B,+A S1...S12=+B,-A,-B,+A,-B,+A,-B,+A,-B,-A,+B,+B S1...S12=+B,+A,-B,-A,+B,-A,+B,-A,+B,-A,-B,+A S1...S12=-B,-A,+B,+A,+B,+A,+B,+A,+B,-A,-B,+A のいずれか１つで表されることを特徴とする受信装置の
    同期方法。
  6. 【請求項６】 少なくとも１つの第２の部分を有し、 上記少なくとも１つの第２の部分の周波数領域列SBは、 SB＝(1+i),(-1-i),(1+i),(-1-i),(-1,-i),(1+i),(-1-
    i),(-1-i),(1+i),(1+i),(1+i),(1+i) で表されることを特徴とする請求項５記載の受信装置の
    同期方法。
  7. 【請求項７】 上記少なくとも１つの第２の部分は、時
    間領域において上記少なくとも１つの第１の部分に後続
    することを特徴とする請求項６記載の受信装置の同期方
    法。
JP2000182278A 1999-06-16 2000-06-16 プリアンブル信号の生成方法、送信装置、及び受信装置の同期方法 Expired - Fee Related JP4493165B2 (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP99111684.9 1999-06-16
EP99111684A EP1061705B1 (en) 1999-06-16 1999-06-16 Optimized synchronization preamble structure for OFDM system

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2001044966A true JP2001044966A (ja) 2001-02-16
JP4493165B2 JP4493165B2 (ja) 2010-06-30

Family

ID=8238373

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2000182278A Expired - Fee Related JP4493165B2 (ja) 1999-06-16 2000-06-16 プリアンブル信号の生成方法、送信装置、及び受信装置の同期方法

Country Status (11)

Country Link
US (2) US6738443B1 (ja)
EP (2) EP1416694B1 (ja)
JP (1) JP4493165B2 (ja)
KR (1) KR100748006B1 (ja)
CN (2) CN1282318C (ja)
AT (2) ATE285650T1 (ja)
AU (1) AU763851B2 (ja)
CA (1) CA2310393A1 (ja)
DE (1) DE69922794T2 (ja)
HU (1) HU224297B1 (ja)
TW (1) TW560148B (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100905572B1 (ko) * 2002-12-03 2009-07-02 삼성전자주식회사 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 통신시스템에서 프리앰블 시퀀스 생성 장치 및 방법

Families Citing this family (51)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
USRE43703E1 (en) 1997-09-04 2012-10-02 Sony Deutschland Gmbh Transmission system for OFDM-signals with optimized synchronization
EP1439677B9 (en) 1999-01-08 2007-11-07 Sony Deutschland GmbH Synchronisation symbol structure for an OFDM system
FR2820574B1 (fr) 2001-02-08 2005-08-05 Wavecom Sa Procede d'extraction d'un motif de symboles de reference servant a estimer la fonction de transfert d'un canal de transmission, signal, dispositif et procedes correspondants
US7688899B2 (en) * 2001-05-17 2010-03-30 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for processing data for transmission in a multi-channel communication system using selective channel inversion
US7072413B2 (en) 2001-05-17 2006-07-04 Qualcomm, Incorporated Method and apparatus for processing data for transmission in a multi-channel communication system using selective channel inversion
WO2002103946A2 (en) * 2001-06-18 2002-12-27 Koninklijke Philips Electronics N.V. Peak detection with matched filter
KR100555721B1 (ko) * 2001-08-20 2006-03-03 삼성전자주식회사 대칭형 프리앰블 생성방법 및 대칭형 프리앰블을 적용한오에프디엠 신호의 심볼/주파수 동기 방법
US7263058B2 (en) * 2001-08-27 2007-08-28 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for generating preamble sequence in a BWA communication system using OFDM
US20030048462A1 (en) * 2001-09-06 2003-03-13 Richard Williams Method for generating multi-carrier sequences
US7433418B1 (en) * 2001-09-28 2008-10-07 Arraycomm, Llc Method and apparatus for efficient storage of training sequences for peak to average power constrained modulation formats
US7016429B1 (en) 2001-09-28 2006-03-21 Arraycomm, Llc Training sequences for peak to average power constrained modulation formats
US7099353B2 (en) * 2002-01-30 2006-08-29 Texas Instruments Incorporated Orthogonal frequency division multiplexing system with superframe synchronization using correlation sequence
ATE395758T1 (de) 2002-03-07 2008-05-15 Alvarion Ltd Hierarchische präambelkonstruktionen für ofdma auf der basis komplementärer sequenzen
JP4065138B2 (ja) * 2002-03-20 2008-03-19 松下電器産業株式会社 送信電力制御情報の生成を制御する方法および移動体端末装置
SG111072A1 (en) * 2002-07-03 2005-05-30 Oki Techno Ct Singapore Pte Receiver and method for wlan burst type signals
US20040066740A1 (en) * 2002-09-30 2004-04-08 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for generating preamble sequence in a OFDM communication system
CA2470680A1 (en) * 2002-10-23 2004-05-06 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for generating a preamble sequence in an ofdm communication system
BR0215922A (pt) * 2002-11-07 2005-08-09 Ericsson Telefon Ab L M Método para comunicar quadros de dados digitais por sinais modulados em ofdm, transmissor, e, receptor
RU2278474C2 (ru) * 2002-11-30 2006-06-20 Самсунг Электроникс Ко.,Лтд Устройство и способ генерации последовательности преамбулы в системе связи омчр
US7308063B2 (en) 2002-12-20 2007-12-11 Nokia Corporation Apparatus, and associated method, for effectuating post-FFT correction of fine frequency offset
JP4323985B2 (ja) 2003-08-07 2009-09-02 パナソニック株式会社 無線送信装置及び無線送信方法
US20050058102A1 (en) * 2003-09-15 2005-03-17 Santhoff John H. Ultra-wideband communication protocol
US20050058114A1 (en) * 2003-09-15 2005-03-17 John Santhoff Ultra-wideband communication protocol
US20050058153A1 (en) * 2003-09-15 2005-03-17 John Santhoff Common signaling method
US7349436B2 (en) * 2003-09-30 2008-03-25 Intel Corporation Systems and methods for high-throughput wideband wireless local area network communications
KR100938095B1 (ko) * 2003-11-19 2010-01-21 삼성전자주식회사 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 통신시스템에서 프리앰블 시퀀스 생성 장치 및 방법
CN1951046B (zh) 2004-04-28 2010-07-07 三星电子株式会社 用于为正交频分多址通信中的自适应天线***产生报头序列的方法和设备
US7411898B2 (en) * 2004-05-10 2008-08-12 Infineon Technologies Ag Preamble generator for a multiband OFDM transceiver
US7299042B2 (en) * 2004-07-30 2007-11-20 Pulse-Link, Inc. Common signaling method and apparatus
EP1776798A4 (en) * 2004-08-13 2011-01-12 Agency Science Tech & Res METHOD FOR DETERMINING A REMAINING FREQUENCY SET, COMMUNICATION SYSTEM, METHOD FOR SENDING A MESSAGE, TRANSMITTER, PROCESS FOR PROCESSING A MESSAGE AND RECEIVER
US7961828B2 (en) * 2004-10-06 2011-06-14 Motorola Mobility, Inc. Sync bursts frequency offset compensation
US20060104341A1 (en) * 2004-11-16 2006-05-18 Magee David P Systems and methods for providing training data
KR100702456B1 (ko) * 2004-12-10 2007-04-03 한국전자통신연구원 심벌 동기 검출 방법 및 그 장치
DE102005028179A1 (de) * 2005-06-17 2006-12-28 Siemens Ag Verfahren zum Verbindungsaufbau durch mobile Endgeräte in Kommunikationsnetzen mit variablen Bandbreiten
TWI305458B (en) 2005-08-10 2009-01-11 Ind Tech Res Inst Orthogonal frequency division multiplexing system with pn sequence
KR100729726B1 (ko) 2005-09-14 2007-06-18 한국전자통신연구원 직교 주파수 분할 다중화 방식의 통신 시스템의 타이밍획득 및 반송파 주파수 오차 추정 장치 및 방법
KR100799539B1 (ko) * 2006-09-21 2008-01-31 한국전자통신연구원 Ｏｆｄｍ 통신망에 있어 이웃 시퀀스간 곱의 자기 상관성이좋은 프리앰블을 이용한 시간 동기 방법 및 이를 이용한주파수 옵셋 추정 방법
CN101374129B (zh) * 2007-08-20 2012-01-11 中兴通讯股份有限公司 基于正交频分复用的同步序列生成方法、同步方法及***
US8798665B2 (en) 2007-11-15 2014-08-05 Qualcomm Incorporated Beacon-based control channels
US9326253B2 (en) 2007-11-15 2016-04-26 Qualcomm Incorporated Wireless communication channel blanking
US8761032B2 (en) 2007-11-16 2014-06-24 Qualcomm Incorporated Random reuse based control channels
US9009573B2 (en) * 2008-02-01 2015-04-14 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for facilitating concatenated codes for beacon channels
US9107239B2 (en) 2008-04-07 2015-08-11 Qualcomm Incorporated Systems and methods to define control channels using reserved resource blocks
US8675537B2 (en) 2008-04-07 2014-03-18 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for using MBSFN subframes to send unicast information
KR101663322B1 (ko) 2009-08-25 2016-10-07 한국전자통신연구원 데이터 송수신을 위한 동기 제어 방법 및 데이터 송수신 동기를 위한 스테이션
CN102055708B (zh) * 2009-11-09 2013-04-03 南开大学 多频带ofdm超宽带***的定时同步方案
US9369324B2 (en) * 2012-11-16 2016-06-14 Icom Incorporated Communication apparatus and communication method
US11570772B2 (en) * 2017-03-15 2023-01-31 Guangdong Oppo Mobile Telecommunications Corp., Ltd. Method and device for transmitting synchronization signal
CN109391576B (zh) * 2017-08-11 2021-12-21 华为技术有限公司 基于序列的信号处理方法、通信设备及通信***
CN108683624B (zh) * 2018-05-10 2020-04-07 西安电子科技大学 基于干扰自抵消技术的突发ofdm频偏估计方法
CN110336765B (zh) * 2019-07-05 2022-04-01 北京神经元网络技术有限公司 高速工业通信***的同步方法、装置、网络设备及存储介质

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2876856B2 (ja) * 1991-10-31 1999-03-31 日本電気株式会社 系列推定方法および装置
US5450456A (en) * 1993-11-12 1995-09-12 Daimler Benz Ag Method and arrangement for measuring the carrier frequency deviation in a multi-channel transmission system
JP3041175B2 (ja) * 1993-11-12 2000-05-15 株式会社東芝 Ｏｆｄｍ同期復調回路
US5424678A (en) * 1994-02-02 1995-06-13 Apple Computer, Inc. Muting of computer sound system during power cycling
US5732113A (en) * 1996-06-20 1998-03-24 Stanford University Timing and frequency synchronization of OFDM signals
DE69717127T2 (de) * 1996-09-02 2003-07-31 St Microelectronics Nv Verbesserungen bei, oder in bezug auf, mehrträgerübertragungssysteme
US5841813A (en) * 1996-09-04 1998-11-24 Lucent Technologies Inc. Digital communications system using complementary codes and amplitude modulation
GB9625094D0 (en) * 1996-12-03 1997-01-22 Ensigma Ltd Apparatus and methods for measuring coarse frequency offset of a multi-carrier signal
KR100221336B1 (ko) * 1996-12-28 1999-09-15 전주범 직교 주파수 분할 다중화 수신 시스템의 프레임 동기 장치 및 그 방법
GB9709063D0 (en) * 1997-05-02 1997-06-25 British Broadcasting Corp Improvements to OFDM symbol synchronization
US6058101A (en) * 1997-06-11 2000-05-02 Industrial Technology Research Institute Synchronization method and system for a digital receiver
JP3568180B2 (ja) * 1997-06-12 2004-09-22 株式会社日立国際電気 データ伝送装置
JPH1117643A (ja) * 1997-06-19 1999-01-22 Hitachi Denshi Ltd Ｏｆｄｍ変調器
US5991289A (en) * 1997-08-05 1999-11-23 Industrial Technology Research Institute Synchronization method and apparatus for guard interval-based OFDM signals
DE69739012D1 (de) 1997-09-04 2008-11-06 Sony Deutschland Gmbh Übertragungssystem für OFDM-Signale mit optimierter Synchronisation
US6549592B1 (en) * 1998-02-06 2003-04-15 Cisco Technology, Inc Enhanced synchronization burst for OFDM systems
KR100442816B1 (ko) * 1998-07-08 2004-09-18 삼성전자주식회사 직교주파수분할다중화(ofdm)수신기 동기화 방법 및 장치
EP1439677B9 (en) 1999-01-08 2007-11-07 Sony Deutschland GmbH Synchronisation symbol structure for an OFDM system
US6424678B1 (en) * 2000-08-01 2002-07-23 Motorola, Inc. Scalable pattern methodology for multi-carrier communication systems

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100905572B1 (ko) * 2002-12-03 2009-07-02 삼성전자주식회사 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 통신시스템에서 프리앰블 시퀀스 생성 장치 및 방법

Also Published As

Publication number Publication date
AU763851B2 (en) 2003-07-31
CN1278680A (zh) 2001-01-03
CA2310393A1 (en) 2000-12-16
HU0002279D0 (en) 2000-08-28
US6738443B1 (en) 2004-05-18
EP1061705B1 (en) 2004-12-22
KR100748006B1 (ko) 2007-08-09
EP1061705A1 (en) 2000-12-20
DE69922794T2 (de) 2005-05-19
EP1416694A1 (en) 2004-05-06
EP1416694B1 (en) 2006-09-20
AU3934700A (en) 2000-12-21
ATE340465T1 (de) 2006-10-15
JP4493165B2 (ja) 2010-06-30
CN1282318C (zh) 2006-10-25
HUP0002279A3 (en) 2001-12-28
HU224297B1 (hu) 2005-07-28
CN1642158A (zh) 2005-07-20
CN1642158B (zh) 2010-04-07
ATE285650T1 (de) 2005-01-15
KR20010007391A (ko) 2001-01-26
HUP0002279A2 (hu) 2001-01-29
TW560148B (en) 2003-11-01
DE69922794D1 (de) 2005-01-27
US20040196916A1 (en) 2004-10-07

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP4493165B2 (ja) プリアンブル信号の生成方法、送信装置、及び受信装置の同期方法
JP4563547B2 (ja) 同期プリアンブル構造の生成方法、送信装置、及び同期方法
CN107231326B (zh) 一种NB-IoT***下行链路中的小区搜索***
CN107426123B (zh) 一种利用多符号间导频进行联合整数频偏估计方法及装置
EP1018827B1 (en) Synchronisation structure for OFDM system
JP5123208B2 (ja) Ｆｄｍａ通信システムにおけるパイロット信号
KR101618125B1 (ko) Ｏｆｄｍａ 시스템의 초기 레인징을 위한 신호를 생성하는방법 및 장치
CN109660478A (zh) 一种基于改进的Park频域训练序列的定时频率同步方法
CN105282076B (zh) 前导符号的生成方法及频域ofdm符号的生成方法
WO2008075881A2 (en) Sequence generating method for efficient detection and method for transmitting and receiving signals using the same
JP2004282759A (ja) Ｏｆｄｍシステムでの初期周波数の同期方法および装置
CN102318304A (zh) Ofdm接收机的后dtf/fft时间跟踪方法
JP3544147B2 (ja) Ｏｆｄｍ信号受信装置、ｏｆｄｍ信号通信システム及びその通信制御方法
KR20100054987A (ko) Ｏｆｄｍ 시스템에서의 주파수 추정을 위한 장치 및 방법
JP3946893B2 (ja) ディジタル通信装置
Seo et al. Fast and low-complex frequency synchronization for OFDM
JP3400719B2 (ja) マルチキャリア伝送システム及び受信装置
KR101002536B1 (ko) 주기도표를 이용한 저복잡도의 오에프디엠 주파수 옵셋 추정 방법 및 장치
Sha et al. A novel timing and frequency synchronization technology for OFDM system
JP2004112847A (ja) Ｏｆｄｍ信号通信システム
JP2004201338A (ja) 送信機および伝送方法
CN115152189A (zh) 用于生成由多个ofdm符号组成的训练序列的方法
CN116232828A (zh) 一种基于改进的cazac序列的ofdm定时同步方法
Tonge et al. Channel Estimation with Improved OFDM

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20070509

RD02 Notification of acceptance of power of attorney

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422

Effective date: 20081002

RD04 Notification of resignation of power of attorney

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424

Effective date: 20081104

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20090616

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20090910

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20091201

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20100216

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20100309

A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20100406

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130416

Year of fee payment: 3

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees