CN102055708B - 多频带ofdm超宽带***的定时同步方案 - Google Patents

Abstract

本发明针对IEEE 802.15.3a提案及ECMA-368标准采用的多频带OFDM超宽带***，设计了适用于该***的定时同步的完整方法。用基于前导序列第一频带信息的最大自相关法进行帧检测及粗定时，用基于全部三个频带信息的最小能量比值法进行细定时。对定时位置两次进行修正，保证了算法的性能。该定时同步方法可以把残余定时偏差控制在较小的范围内，从而可以被频域信道估计及均衡吸收，同时该方案具有较低的复杂度。

Description

多频带OFDM超宽带***的定时同步方案

技术领域

本发明涉及一种多频带OFDM超宽带***的定时同步方案，针对IEEE 802.15.3a提案及ECMA-368标准采用的多频带OFDM超宽带***，设计了适用于该***的帧检测、粗定时及细定时的完整方案，从而找到符号起始位，进行正确的解调。

背景技术

超宽带(UWB)无线通信技术具有功率谱密度低、传输速率高、抗多径干扰能力强等特点，将被应用于短距离高速无线通信、穿透成像和测量等方面。实现UWB的体制有多种，其中多频带正交频分复用(MB-OFDM)技术被建议作为室内个人通信IEEE 802.15.3a的物理层标准，并被欧洲ECMA-368标准采纳。正交频分复用(OFDM)是一种高效的数据传输技术，它通过相互正交的子载波并行的传输数据，频带利用率高，抗多径干扰能力强。OFDM技术已在通信等领域得到广泛的应用，例如欧洲标准DAB、DVB、ADSL、IEEE802.11a和HIPERLAN II等。在传统窄带OFDM***中，若定时偏差超前但不超过保护间隔，则只带来子载波间干扰(ICI)，需要用信道估计的方法在频域补偿，若滞后则还会带来符号间串扰(ISI)，造成信噪比损失，***性能严重下降。

MB-OFDM超宽带***与传统单频带OFDM***不同，具有以下特点：不同频带具有不同的信道响应和载波频偏；对于功率受限的UWB***，采用零后缀(ZP)而不是循环前缀(CP)以避免功率损失；采用由时频码控制的跳频机制，从而错误的定时位置会造成错误的解跳频，***性能极具恶化。对于UWB的ZP-OFDM***，较小的定时偏差可以通过重叠相加(OLA)法进行频域信道均衡的同时来补偿。设保护间隔长度为N_g，多径数为L，则OLA法可描述为将定时后的OFDM符号的最后N_g个数与开头N_g个数相加并置于开头，使ZP-OFDM符号变成等效的CP-OFDM符号。当残余定时偏差d属于[-(N_g-L)，0]时，重叠相加操作后相当于OFDM符号在时域的循环移位，故可以在频域用导频来补偿，否则将引入ISI，使***性能下降。

ECMA-368标准规定了一种超宽带的MB-OFDM***，该***传输速率可高达480Mbps，频带使用未划分的3.1G-10.6GHz，并将其分为14个子频带，每个子带带宽为528MHz，三个子带为一组，时频码控制的跳频机制实现射频部分载波中心频率的转换。FFT长度为128，其中包括100个信息子载波、12个导频子载波、10个保护子载波、一个直流子载波和5个空子载波。发送端IFFT后加入长度为37的ZP作为保护间隔，组成长度为165的OFDM符号。每帧开始为前导序列，由24个同步符号及6个信道估计符号组成。同步序列在时频域的结构如图1所示，其时频码为1，2，3，1，2，3。该***简要框图如图2所示。

IEEE 802.15.3a工作组推荐的UWB信道冲激响应可以表示为：

$h\left(t\right)=X\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=1}{\overset{K\left(n\right)}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_{\mathrm{nk}}\mathrm{\δ}(t-T_n-{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{nk}})$

其中X是对数正态随机变量，代表信道的幅度增益；N是观测到的簇的数目，K(n)是第n簇内收到的多径数目，α＝p_nkβ_nk，p_nk为等概率+1和-1的离散随机变量，β_nk是第n簇中第k条路径的服从对数正态分布的信道系数。T_n是第n簇到达时间，T_nk是第n簇中第k条路径的时延，二者都服从泊松分布。另外，多径平均功率成双指数衰减模型

$E\left[{\left|h_{k,l}\right|}^2\right]={\mathrm{\Ω}}_0{e}^{-\frac{T_n}{\mathrm{\Γ}}}{e}^{-\frac{{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{nk}}}{\mathrm{\γ}}}$

其中E[.]表示统计平均，Ω₀为首达径的平均功率，Г为簇到达率，γ为径到达率。IEEE802.15.3a工作组确定了四种标准UWB信道模型CM1～CM4，四种模型的上述变量的分布参数不同，其中CM4信道最为恶劣。

发明内容

本发明目的是针对IEEE 802.15.3a提案及ECMA-368标准采用的多频带OFDM超宽带***，设计适用于该***的定时同步的完整方案，旨在通过适当的定时算法把残余定时偏差控制在一定范围内，从而可以被频域信道估计及均衡吸收。

本发明的技术方案：

用基于前导序列第一频带信息的最大自相关法进行帧检测及粗定时，用基于全部三个频带信息的最小能量比值法进行细定时。对定时位置两次进行修正，把残余定时偏差控制在[-(N_g-L)，0]范围内，保证了算法的性能，同时该方案具有较低的复杂度。

本发明的有益效果：

本发明设计了一种多频带OFDM超宽带***的定时同步方案，该方案兼顾了定时同步性能与***实现复杂度，用复杂度较低的算法来实现对定时偏差的有效纠正，即保证了接收机的解调性能，使正确恢复原始数据，又降低了实现成本，对硬件实现超宽带通信接收机具有实际指导意义。

附图说明

图1是前导同步序列结构图

图2是MB-OFDM-UWB***简略框图

图3(a)是自相关窗口长128的自相关峰

图3(b)是自相关窗口长132的自相关峰

图4不同门限下的虚警和漏警概率

图5不同信道模型下的粗定时偏差概率

图6不同能量窗长度下的细定时均方根误差

图7不同符号数下的细定时均方根误差

图8不同信道模型下的细定时偏差概率线

具体实施方式

以下结合附图和通过实施例对本发明的具体实施方式作进一步说明：

本发明设计了一种多频带OFDM超宽带***的定时同步方法，其特征在于：本方法包括以下步骤：

a.接收机在进行定时同步前，下变频的本地振荡器初始于第一频带中心频率上；

b.帧检测利用第一子频带的前两个训练符号，求其自相关值的模C_i，并以此作为判决量，设定一门限值G，当C_i、C_i+1、C_i+2均大于G时，确认为检测到了帧，令此时对应的i＝μ，其中i为样值序号，μ为检测到帧的位置；

c.进行粗定时，在i大于等于μ且小于等于μ+M范围内找C_i的最大值，并将此最大值对应的样值序号i_ct定为粗定时同步位置，M为一个OFDM符号的长度；

d.对粗定时同步位置做修正，修正后的粗定时同步位置i_ct’等于修正前的减去δ_ct，其中δ_ct为粗定时的最大滞后长度；

e.根据修正后的粗定时位置启动解跳频，用三个频带信息的前一窗口能量和除以相邻后一窗口能量和，并将其比值记为D_i，在i大于等于i_ct’且小于等于i_ct’+δ_ct-γ范围内找D_i的最小值，则该最小值对应的样值序号i_ft定为细定时同步位置，其中γ为四种超宽带信道模型下的四个最大粗定时超前偏差中的最大值；

f.对细定时同步位置做修正，修正后的细定时同步位置i_ft’等于修正前的减去δ_ft，δ_ft为细定时的最大滞后长度。

步骤b中在做自相关运算时，自相关窗口长度取N，其中N为每个频带的子载波个数。

步骤d中所述的粗定时的最大滞后长度指的是在四种超宽带信道模型下的四个最大粗定时滞后偏差中的最大值。

步骤e中求能量比值的窗口长度小于等于N_g-L，其中N_g为保护间隔长度，L为根据经验选取的最大多径数。

步骤e中所述的三个频带信息可以是前导序列中每个频带的第三个符号，也可以为每个频带的多个符号。

步骤f中所述的细定时的最大滞后长度指的是在四种超宽带信道模型下的四个最大细定时滞后偏差中的最大值。

实施例

本发明应用于ECMA-368标准的多频带OFDM超宽带***中，对该UWB***进行仿真，如图3所示为帧检测和粗同步中的自相关值C_i，可以看到相关窗口长度为128对应的相关峰十分尖锐，132会使相关峰出现平坦区域，影响粗定时性能。图4为信噪比为0dB、CM4信道下、相关窗长度取128时，不同门限值G对应的虚警和漏警概率，可以看出G取0.35～0.5时性能最佳。

图5为AWGN、CM1～CM4信道下信噪比为0dB、相关窗长度取128、G取0.425时的粗定时偏差概率图。可以看出CM4信道下定时性能最差，偏差最大。其最大超前偏差为2，最大滞后偏差为32，则修正值δ_ct＝32。容易看出几种信道模型下均不能满足对于所有di’都属于[-(N_g-L_i)，0]。例如，在CM4信道下，d₄∈[9，32]，修正后，d₄’∈[-23，0]。L₄＝26，[-(N_g-L₄)，0]＝[-11，0]。[-23，0]不属于[-11，0]，故OLA法无法纠正；在CM1信道下，d₁∈[-1，8]，修正后，d₁’∈[-33，-24]，L₁＝8，[-(N_g-L₁)，0]＝[-29，0]。[-33，-24]不属于[-29，0]，OLA法同样无法纠正。所以需要细定时，细定时比较范围为[i_ct’，i_ct’+34]。为保持较低复杂度，不估计信道多径数，而是根据经验选择一个较大的多径数26，则能量窗长度小于等于11。图6为CM4信道下，能量窗口长度H为5、6、8、10和11时的细定时偏差的均方根误差(MSRE)曲线。可以看出，12dB时不同窗口长度的MSRE均小于2，而且并不是窗口越大效果就越好，不同长度窗口性能相近，所以考虑到复杂度，选用较小长度的窗口即可达到较好的性能。图7为CM4信道下、窗口长度为5时，利用单个符号和多个符号求能量比值的MSRE曲线，其分别为采用前导序列的第三个符号、第三至第六个符号以及第三至第八个符号。可以看到，符号数越多定时性能越好，因为利用多个符号可以起到平滑噪声的作用。

通过上述仿真，综合考虑到实现复杂度，我们最终确定能量窗口长度为5，利用前导序列的第三至第八共六个同步符号进行细定时。图8为AWGN、CM1～CM4信道下信噪比为0dB时的细定时偏差概率图。可以看到，细定时的最大滞后偏差为3，则修正δ_ft＝3，容易看出这样能够保证在所有信道模型CM1～CM4下，二次修正后的细定时偏差均落在[-(N_g-L_i)，0]内。至此我们达到了预期目标，残余的定时偏差可以被频域信道均衡所吸收。

Claims (6)

1.一种多频带OFDM超宽带***的定时同步方法，其特征在于：本方法包括以下步骤：

a.接收机在进行定时同步前，下变频的本地振荡器初始于第一频带中心频率上；

b.帧检测利用第一子频带的前两个训练符号，求其自相关值的模C_i，并以此作为判决量，设定一门限值G，当C_i、C_i+1、C_i+2均大于G时，确认为检测到了帧，令此时对应的i＝μ，其中i为样值序号，μ为检测到帧的位置；

c.进行粗定时，在i大于等于μ且小于等于μ+M范围内找Ci的最大值，并将此最大值对应的样值序号i_ct定为粗定时同步位置，M为一个OFDM符号的长度；

d.对粗定时同步位置做修正，修正后的粗定时同步位置i_ct’等于修正前的减去δ_ct，其中δ_ct为粗定时的最大滞后长度；

e.根据修正后的粗定时位置启动解跳频，用三个频带信息的前一窗口能量和除以相邻后一窗口能量和，并将其比值记为D_i，在i大于等于i_ct’且小于等于i_ct’+δ_ct-γ范围内找D_i的最小值，则该最小值对应的样值序号i_ft定为细定时同步位置，其中γ为四种超宽带信道模型下的四个最大粗定时超前偏差中的最大值；

f.对细定时同步位置做修正，修正后的细定时同步位置i_ft’等于修正前的减去δ_ft，δ_ft为细定时的最大滞后长度。

2.根据权利要求1所述的一种多频带OFDM超宽带***的定时同步方法，其特征在于：步骤b中在做自相关运算时，自相关窗口长度取N，其中N为每个频带的子载波个数。

3.根据权利要求1所述的一种多频带OFDM超宽带***的定时同步方法，其特征在于：步骤d中所述的粗定时的最大滞后长度指的是在四种超宽带信道模型下的四个最大粗定时滞后偏差中的最大值。

4.根据权利要求1所述的一种多频带OFDM超宽带***的定时同步方法，其特征在于：步骤e中求能量比值的窗口长度小于等于N_g-L，其中N_g为保护间隔长度，L为根据经验选取的最大多径数。

5.根据权利要求1所述的一种多频带OFDM超宽带***的定时同步方法，其特征在于：步骤f中所述的细定时的最大滞后长度指的是在四种超宽带信道模型下的四个最大细定时滞后偏差中的最大值。

6.根据权利要求1所述的一种多频带OFDM超宽带***的定时同步方法，其特征在于：步骤e中所述的三个频带信息可以是前导序列中每个频带的第三个符号，也可以为每个频带的多个符号。

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