KR100702456B1 - 심벌 동기 검출 방법 및 그 장치 - Google Patents

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KR100702456B1 KR1020040104356A KR20040104356A KR100702456B1 KR 100702456 B1 KR100702456 B1 KR 100702456B1 KR 1020040104356 A KR1020040104356 A KR 1020040104356A KR 20040104356 A KR20040104356 A KR 20040104356A KR 100702456 B1 KR100702456 B1 KR 100702456B1
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Abstract

서로 다른 반복 패턴을 가지는 두 프리앰블의 경계점에서 심벌 동기를 구하는 장치가 제공된다. 심벌 동기 검출 장치는 각 프리앰블의 반복 패턴과 수신 신호의 교차 상관값을 구하고, 각 교차 상관값을 상관시켜 채널의 전력값을 계산한다. 그리고 일정 윈도우 내에서 채널의 전력값의 이동 평균값을 구하고, 이동 평균값이 문턱값을 넘는 시점 또는 이동 평균값이 최고로 되는 시점을 기준으로 심벌 동기를 구한다.
심벌 동기, 상관, 이동 평균, 채널 전력, 프리앰블, 패턴

Description

심벌 동기 검출 방법 및 그 장치{METHOD AND APPARATUS OF DETECTING SYMBOL SYNCHRONIZATION}
도 1은 수신된 패킷의 프레임 구조에서 프리앰블 부분을 나타내는 도면이다.
도 2는 본 발명의 제1 실시예에 따른 심벌 동기 검출 장치의 개략적인 블록도이다.
도 3은 도 1의 프리앰블에서 상관값을 나타내는 도면이다.
도 4는 도 1의 프리앰블에서 채널의 영향을 고려한 상황의 상관값을 나타내는 도면이다.
도 5는 본 발명의 제2 실시예에 따른 심벌 동기 검출 장치의 이동 평균기의 개략적인 블록도이다.
도 6은 본 발명의 제3 실시예에 따른 심벌 동기 검출 장치의 개략적인 블록도이다.
본 발명은 심벌 동기 검출 방법 및 그 장치에 관한 것으로, 특히 패킷 통신 시스템에서의 심벌 동기 검출 장치에 관한 것이다.
패킷 단위의 송수신 방식을 사용하는 시스템에서 수신된 패킷의 타이밍, 즉 프리앰블과 페이로드 사이의 경계점 또는 서로 다른 패턴을 가지는 프리앰블 사이의 경계점을 검출하는 심벌 동기 방법은 중요한 기술 중 하나이다. 특히, 심벌 동기 방법은 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 변조 방식을 사용하는 패킷의 수신단 변조를 위하여 FFT(fast fourier transform) 윈도우의 시작점을 구하는데 필수적이다.
심벌 동기 방법으로 수신 신호와 이미 알려진 프리앰블 신호를 상관시키는 교차 상관 방식과 수신 신호와 이를 지연된 신호를 상관시키는 자기 상관 방식이 있다. 그런데 자기 상관 방식은 간섭 신호가 존재할 경우 성능 저하가 발생할 수 있으며, 교차 상관 방식은 채널의 지연 확산 값이 큰 경우 피크 값들의 마지막 부분 검출이 용이하지 않다는 문제점이 있다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 패킷 통신 시스템에서 신뢰성이 높은 심벌 동기 검출 방법 및 그 장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 한 특징에 따르면, 제1 프리앰블과 상기 제1 프리앰블에 이어지는 제2 프리앰블을 포함하는 수신 신호에서 심벌 동기를 검출하는 장치가 제공된다. 제1 상관기는 상기 수신 신호와 상기 제1 프리앰블의 반복되는 패턴 중 제1 주기의 제1 패턴으로부터 제1 상관값을 계산하고, 제2 상관기는 상기 수신 신호와 상기 제2 프리앰블의 반복되는 패턴 중 제2 주기의 제2 패턴으로부터 제2 상관값을 계산한 다. 제3 상관기는 상기 제1 상관값과 상기 제2 상관값으로부터 제3 상관값을 계산하고, 검출기는 상기 제3 상관값으로부터 심벌 동기를 검출한다.
본 발명의 다른 특징에 따르면, 제1 프리앰블과 상기 제1 프리앰블에 이어지는 제2 프리앰블을 포함하는 수신 신호에서 심벌 동기를 검출하는 방법이 제공된다. 본 발명의 검출 방법에 의하면, 상기 수신 신호, 상기 제1 프리앰블의 반복되는 패턴 중 제1 주기의 제1 패턴 및 상기 제2 프리앰블의 반복되는 패턴 중 제2 주기의 제2 패턴으로부터 상기 채널의 전력값이 계산된다. 다음, 일정 윈도우 내의 상기 채널의 전력값의 이동 평균값이 계산되고, 상기 이동 평균값이 문턱값보다 큰 시점 또는 상기 이동 평균값이 최고로 되는 시점을 기준으로 심벌 동기가 검출된다.
본 발명의 또다른 특징에 따른 방법에 의하면, 상기 수신 신호, 상기 제1 프리앰블의 반복되는 패턴 중 제1 주기의 제1 패턴 및 상기 제2 프리앰블의 반복되는 패턴 중 제2 주기의 제2 패턴으로부터 상기 채널의 전력값이 계산된다. 다음, 상기 채널의 전력값에 대해서 저역 통과 필터링 처리가 되고, 상기 저역 통과 필터 출력값이 문턱값보다 큰 시점 또는 상기 저역 통과 필터 출력값이 최고로 되는 시점을 기준으로 심벌 동기가 검출된다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였다. 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
이제 본 발명의 실시예에 따른 심벌 동기 검출 방법 및 그 장치에 대하여 도면을 참고로 하여 상세하게 설명한다.
먼저, 본 발명의 실시예에서는 설명의 편의상 도 1에 도시한 바와 같이 서로 다른 반복 패턴을 가지는 두 개의 프리앰블 구간 사이의 경계를 검출하는 방법 위주로 설명한다. 그리고 이를 기준으로 패킷 전체를 이루는 각각의 심벌간의 경계를 검출할 수 있다.
도 1은 수신된 패킷의 프레임 구조에서 프리앰블 부분을 나타내는 도면이며, 도 2는 본 발명의 제1 실시예에 따른 심벌 동기 검출 장치의 개략적인 블록도이다. 도 3은 도 1의 프리앰블에서 상관값을 나타내는 도면이며, 도 4는 도 1의 프리앰블에서 채널의 영향을 고려한 상황의 상관값을 나타내는 도면이다.
도 1을 보면, 수신 패킷의 프리앰블 부분은 서로 다른 반복 패턴을 가지는 두 개의 프리앰블(11, 12)로 이루어진다. 프리앰블(11)에서는 T1 길이를 가지는 패턴(11a)이 T1 주기로 반복되고, 프리앰블(12)에서는 T2 길이를 가지는 패턴(12a)이 일정 주기(T3)로 반복되는 것으로 가정한다.
도 2를 보면, 본 발명의 제1 실시예에 따른 심벌 동기 검출 장치는 정합 필터(10, 20), 지연기(30), 복소 공액기(40), 상관기(50), 이동 평균기(60), 실수기(70) 및 판단기(80)를 포함한다. 여기서, 이동 평균기(60), 실수기(70) 및 판단기(80)는 상관기(50)의 상관값에서 심벌 동기를 검출하기 위한 검출기로 동작한다.
정합 필터(10)는 수신 신호(
Figure 112004058369649-pat00001
)에 정합 필터 계수를 곱하여 수신 신호(
Figure 112004058369649-pat00002
)와 프리앰블(11)의 한 주기 신호(
Figure 112004058369649-pat00003
)와의 상관값(
Figure 112004058369649-pat00004
)을 출력한다. 여기서 정합 필터 계수는 프리앰블(11)의 한 주기 신호(
Figure 112004058369649-pat00005
)의 시간축 상에서의 순서를 반대로 한 후 복소 공액값을 취한 값(
Figure 112004058369649-pat00006
)이다. 즉, 정합 필터(10)의 출력(
Figure 112004058369649-pat00007
)은 수학식 1과 같이 된다.
Figure 112004058369649-pat00008
여기서, 수신 신호(
Figure 112004058369649-pat00009
)는 송신단에서 전송되는 프리앰블(
Figure 112004058369649-pat00010
)에 전송 채널(
Figure 112004058369649-pat00011
)의 영향과 잡음(
Figure 112004058369649-pat00012
)이 더해진 결과 값으로 수학식 2와 같이 표현된다. 그러면 수신 신호와 프리앰블(11)과의 상관값(
Figure 112004058369649-pat00013
)은 수학식 3과 같이 표현된다.
Figure 112004058369649-pat00014
Figure 112004058369649-pat00015
그리고 프리앰블간의 자기 상관 관계를 수학식 4와 같이 이상적인 프리앰블 특성인 델타 함수(
Figure 112004058369649-pat00016
)로 가정하면, 수신 신호와 프리앰블(11)과의 상관값(
Figure 112004058369649-pat00017
)은 수학식 5와 같이 표현된다. 여기서 잡음과 간섭의 영향이 없다고 가정하면 수신 신호와 프리앰블(11)과의 상관값(
Figure 112004058369649-pat00018
)은 채널 응답 계수(
Figure 112004058369649-pat00019
)로 된다.
Figure 112004058369649-pat00020
Figure 112004058369649-pat00021
정합 필터(20)는 수신 신호(
Figure 112004058369649-pat00022
)에 정합 필터 계수를 곱하여 수신 신호(
Figure 112004058369649-pat00023
)와 프리앰블(12)의 한 주기 신호의 T2 길이에 해당하는 부분(
Figure 112004058369649-pat00024
)과의 상관값()을 출력한다. 여기서 정합 필터 계수는 프리앰블(12)의 한 주기 신호의 일부분(T2)의 시간축 상에서의 순서를 반대로 한 후 복소 공액값을 취한 값(
Figure 112004058369649-pat00026
)이다. 즉, 정합 필터(10)의 출력(
Figure 112004058369649-pat00027
)은 수학식 6과 같이 된다.
Figure 112004058369649-pat00028
앞에서 설명한 것과 마찬가지로 프리앰블간의 자기 상관 관계를 프리앰블 특성인 델타 함수로 가정하면, 수신 신호와 프리앰블(12)의 상관값(
Figure 112004058369649-pat00029
)도 채널 응답 계수(
Figure 112004058369649-pat00030
)로 된다. 그리고 k가 0인 시점을 프리앰블(12)의 시작 시점으로 가정하면 수학식 6은 수학식 7과 같이 된다.
Figure 112004058369649-pat00031
지연기(30)는 정합 필터(10)의 상관값(
Figure 112004058369649-pat00032
)을 T2 길이만큼 지연하고, 복소 공액기(40)는 지연된 상관값(
Figure 112004058369649-pat00033
)의 복소 공액값(
Figure 112004058369649-pat00034
)을 출력한다. 그리고 상 관기(50)는 복소 공액기(40)의 출력(
Figure 112004058369649-pat00035
)과 정합 필터(20)의 출력(
Figure 112004058369649-pat00036
)의 상관값을 출력하며, 이 상관값(
Figure 112004058369649-pat00037
)은 수학식 8과 같이 된다. 즉, 두 정합 필터(10, 20)의 출력값을 시간축에서의 시간 지연을 통한 재정렬 후 상관을 시키면 그 결과값은 채널의 전력값으로 된다.
Figure 112004058369649-pat00038
이동 평균기(60)는 상관값(
Figure 112004058369649-pat00039
)에 대해서 프리앰블(11)의 한 주기(T1)만큼의 윈도우 크기를 가지는 이동 평균값(
Figure 112004058369649-pat00040
)을 수학식 9와 같이 구한다. 이러한 이동 평균기(60)의 주파수 응답 특성은 저역 통과 필터로 작용하는 sinc 함수(즉, sin(T1*f)/(T1*f)에 비례하는 함수)로 된다. 그리고 저역 통과 필터의 대역폭은 이동 평균기(60)의 윈도우의 크기(T1)에 반비례한다. 즉, 이동 평균기(60)의 윈도우의 크기를 증가시키면 대역폭이 좁아져서 노이즈 제거 능력이 증가한다.
Figure 112004058369649-pat00041
다음, 실수기(70)는 수학식 10과 같이 이동 평균값(
Figure 112004058369649-pat00042
)의 실수값의 절대값(
Figure 112004058369649-pat00043
)을 취하고, 판단기(80)는 이 절대값(
Figure 112004058369649-pat00044
)이 문턱값 이상이 되면 이 시점을 기준으로 심벌 동기(또는 프레임 동기)를 검출한다. 이러한 문턱값은 채널 전력값의 절반에 해당하는 값으로 결정될 수 있으며, 채널 전력은 채널 추정에 의해 측정될 수 있다. 그리고 판단기(80)는 절대값(
Figure 112004058369649-pat00045
)이 문턱값 이상으로 되는 시점 이외에 절대값(
Figure 112004058369649-pat00046
)이 최고로 되는 시점을 기준으로 심벌 동기를 검출할 수도 있다. 이때, 동기 검출 시의 성능을 높이기 위해 최고값을 구하는 시작점과 마지막 점의 기간을 정해줄 수도 있다.
또한, 본 발명의 제1 실시예에 따른 심벌 동기 검출 장치는 반송파에 의해 주파수 오차가 발생하는 경우를 대비하여 추정된 주파수 오차를 보상하는 주파수 보상부(90)를 더 포함할 수 있다. 주파수 보상부(90)는 이동 평균값(
Figure 112004058369649-pat00047
)에 주파수 보상값(
Figure 112004058369649-pat00048
)을 곱해서 반송파에 의한 주파수 오차를 보상할 수 있다. 여기서,
Figure 112004058369649-pat00049
는 보상 주파수이다.
그리고 도 3 및 도 4를 보면, 수신 신호와 프리앰블의 상관값은 수신 신호와 프리앰블(11, 12)의 반복되는 패킷(11a, 12a)의 주기가 일치할 때마다 채널 응답 계수(
Figure 112004058369649-pat00050
)로 반복적으로 나타남을 알 수 있다. 또한, 두 정합 필터의 출력값의 상관값은 서로 다른 반복 패턴을 가지는 두 프리앰블(11, 12)의 경계점에서 프리앰블(12)의 반복되는 패턴의 한 구간(T2)만큼 지연된 시점에서 채널의 전력값(
Figure 112004058369649-pat00051
)의 형태로 주어짐을 알 수 있다.
이상, 본 발명의 제1 실시예에서는 정합 필터를 이용하여 프리앰블과 수신 신호의 교차 상관값을 계산하였지만, 정합 필터 이외에 다른 방법을 통하여 교차 상관값을 계산할 수도 있다.
그리고 본 발명의 제1 실시예에서는 서로 다른 패턴을 가지는 프리앰블이 패킷의 시작부에 연이어 위치할 경우 수신 신호와 각 프리앰블 패턴들 사이의 교차 상관값을 구하고, 각 프리앰블 패턴에서 얻어진 교차 상관값을 다시 상관시킴으로써 검출되는 얻어지는 채널의 전력값으로 심벌 동기를 검출한다. 이와 같이 하면, 잡음이나 간섭이 존재하는 채널에서 심벌 동기를 신뢰성 있게 검출할 수 있다.
그리고 도 2의 심벌 동기 검출 장치에서는 T1 크기의 윈도우에 대해서 이동 평균을 구하므로 (T1-1)개의 지연기(레지스터)와 (T1-1)개의 가산기가 필요하다. 아래에서는 도 2의 심벌 동기 검출 장치에서 가산기의 개수를 줄일 수 있는 실시예에 대해서 도 5를 참조하여 설명한다. 도 5는 본 발명의 제2 실시예에 따른 심벌 동기 검출 장치의 이동 평균기(60')의 개략적인 블록도이다.
도 5에 도시한 바와 같이, 이동 평균기(60')는 지연기(61, 64), 가산기(62) 및 감산기(63)로 이루어진다. 지연기(61)는 상관값(
Figure 112004058369649-pat00052
)을 T1 길이만큼 지연하여 출력하고, 감산기(63)는 지연기(64)의 출력인 이동 평균기(60')의 출력에서 지연기(61)의 출력(
Figure 112004058369649-pat00053
)을 감산한다. 그리고 가산기(62)는 상관값(
Figure 112004058369649-pat00054
)과 감산기(63)의 출력을 가산하여 지연기(64)로 출력하고, 지연기(64)의 출력이 수학식 9와 같은 이동 평균값(
Figure 112004058369649-pat00055
)으로 된다.
다음, 도 5의 이동 평균기(60')의 출력이 수학식 9와 같이 이동 평균값으로 주어지는 이유에 대해서 설명한다. 먼저, 이동 평균기(60')의 출력이 수학식 9와 같이 주어지고, 이동 평균기(60')에 상관값(
Figure 112004058369649-pat00056
)이 입력되는 것으로 가정한다. 그러면 감산기(63)의 출력은
Figure 112004058369649-pat00057
로 되고 가산기(62)의 출력(
Figure 112004058369649-pat00058
)은 수학식 10과 같이 된다. 즉, 이동 평균기(60')의 출력값은 이동 평균기(60')의 이전 출력값과 동일하게 T1 개의 상관값의 합으로 된다.
Figure 112004058369649-pat00059
이와 같이 이동 평균기(60')는 T1 개의 상관값(
Figure 112004058369649-pat00060
)의 합인 이동 평균값을 항상 출력할 수 있다. 이러한 이동 평균기(60')는 지연기(레지스터) 개수가 (T1+1)개 필요한 점에서는 기존의 이동 평균기(60)와 큰 차이가 없지만, 가산기(62)와 감산기(63)가 1개씩만 있으면 되므로 제1 실시예의 이동 평균기(60)에 비해 가산기의 개수를 크게 줄일 수 있다.
다음, 본 발명의 제1 및 제2 실시예에 비해 지연기의 개수를 줄일 수 있는 실시예에 대해서 도 6을 참조하여 설명한다. 도 6은 본 발명의 제3 실시예에 따른 심벌 동기 검출 장치의 개략적인 블록도이다.
도 6에 도시한 바와 같이, 본 발명의 제3 실시예에 따른 심벌 동기 검출 장치는 저역 통과 필터(60")와 판단기(80')를 제외하면 도 1의 심벌 동기 검출 장치와 동일한 구조를 가진다. 즉, 도 1의 심벌 동기 검출 장치에서 이동 평균기(60) 대신에 저역 통과 필터(60")가 사용되고 판단기(80) 대신에 최고값을 검출하는 판단기(80')가 사용된다.
구체적으로, 저역 통과 필터(60")는 곱셈기(65, 68), 가산기(66) 및 지연기(67)를 포함한다. 곱셈기(65)는 상관값(
Figure 112004058369649-pat00061
)에 제1 계수(예를 들어 0.25)를 곱하고, 곱셈기(68)는 지연기(67)의 출력(
Figure 112004058369649-pat00062
)에 제2 계수(예를 들어 0.75)를 곱한다. 가산기(66)는 두 곱셈기(65)의 출력을 가산하여 출력하고, 지연기(67)는 가산기(66) 의 출력을 지연하여 저역 통과 필터(60")의 출력(
Figure 112004058369649-pat00063
)으로 출력한다. 여기서, 제1 계수와 제2 계수는 1보다 작은 양의 값으로, 특히 제2 계수가 제1 계수보다 크다.
이와 같이 하면, 저역 통과 필터(60")의 출력(
Figure 112004058369649-pat00064
)은 수학식 11과 같이 된다. 이러한 출력(
Figure 112004058369649-pat00065
)이 주파수 영역으로 변환되면 앞에서 설명한 이동 평균(
Figure 112004058369649-pat00066
)과 마찬가지로 저역 통과 필터로 주어진다.
Figure 112004058369649-pat00067
그리고 판단기(80')는 저역 통과 필터(60")의 출력(
Figure 112004058369649-pat00068
)의 실수부의 절대값이 최고로 되는 시점을 검출하고 이 값을 기준으로 심벌 동기(또는 프레임 동기)를 구한다.
또한, 판단기(80')는 제1 및 제2 실시예에서 설명한 판단기(60)처럼 실수부의 절대값(
Figure 112004058369649-pat00069
)이 문턱값 이상으로 되는 지점을 기준으로 심벌 동기를 검출할 수도 있다.
이와 같이, 본 발명의 제3 실시예에 의하면 지연기(레지스터) 1개로 이동 평균을 계산할 수 있으므로 제2 실시예에 비해 지연기의 개수를 줄일 수 있다.
이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.
본 발명에서는 수신 신호와 각 프리앰블 패턴들 사이의 교차 상관값을 구하고, 각 프리앰블 패턴에서 얻어진 교차 상관값을 다시 상관시킴으로써 검출되는 얻어지는 채널의 전력값으로 심벌 동기를 검출한다. 이와 같이 하면, 잡음이나 간섭이 존재하는 채널에서 심벌 동기를 신뢰성 있게 검출할 수 있다.

Claims (17)

  1. 삭제
  2. 제1 프리앰블과 상기 제1 프리앰블에 이어지는 제2 프리앰블을 포함하는 수신 신호에서 심벌 동기를 검출하는 장치에 있어서,
    상기 수신 신호와 상기 제1 프리앰블의 반복되는 패턴 중 제1 주기의 제1 패턴으로부터 제1 상관값을 계산하는 제1 상관기;
    상기 수신 신호와 상기 제2 프리앰블의 반복되는 패턴 중 제2 주기의 제2 패턴으로부터 제2 상관값을 계산하는 제2 상관기;
    상기 제1 상관값과 상기 제2 상관값으로부터 제3 상관값을 계산하는 제3 상관기;
    상기 제3 상관값의 상기 제1 주기 동안의 합으로 이동 평균값을 계산하는 이동 평균기; 및
    상기 이동 평균값이 문턱값보다 큰 시점을 기준으로 심벌 동기를 검출하는 판단기
    를 포함하는 심벌 동기 검출 장치.
  3. 제1 프리앰블과 상기 제1 프리앰블에 이어지는 제2 프리앰블을 포함하는 수신 신호에서 심벌 동기를 검출하는 장치에 있어서,
    상기 수신 신호와 상기 제1 프리앰블의 반복되는 패턴 중 제1 주기의 제1 패턴으로부터 제1 상관값을 계산하는 제1 상관기;
    상기 수신 신호와 상기 제2 프리앰블의 반복되는 패턴 중 제2 주기의 제2 패턴으로부터 제2 상관값을 계산하는 제2 상관기;
    상기 제1 상관값과 상기 제2 상관값으로부터 제3 상관값을 계산하는 제3 상관기;
    상기 제3 상관값의 상기 제1 주기 동안의 합으로 이동 평균값을 계산하는 이동 평균기; 및
    상기 이동 평균값이 최고로 되는 시점을 기준으로 심벌 동기를 검출하는 판단기
    를 포함하는 심벌 동기 검출 장치.
  4. 제2항 또는 제3항에 있어서,
    상기 이동 평균기는,
    상기 제3 상관값을 상기 제1 주기만큼 지연하는 제1 지연기,
    상기 제1 지연기의 출력과 상기 이동 평균기의 출력을 가산하는 제1 가산기,
    상기 제3 상관값과 상기 제1 가산기의 출력을 가산하는 제2 가산기, 그리고
    상기 제2 가산기의 출력을 지연하여 상기 이동 평균기의 출력으로 출력하는 제2 지연기
    를 포함하는 심벌 동기 검출 장치.
  5. 제1 프리앰블과 상기 제1 프리앰블에 이어지는 제2 프리앰블을 포함하는 수신 신호에서 심벌 동기를 검출하는 장치에 있어서,
    상기 수신 신호와 상기 제1 프리앰블의 반복되는 패턴 중 제1 주기의 제1 패턴으로부터 제1 상관값을 계산하는 제1 상관기;
    상기 수신 신호와 상기 제2 프리앰블의 반복되는 패턴 중 제2 주기의 제2 패턴으로부터 제2 상관값을 계산하는 제2 상관기;
    상기 제1 상관값과 상기 제2 상관값으로부터 제3 상관값을 계산하는 제3 상관기;
    상기 제3 상관값에 대해서 저역 통과 필터링 처리를 하는 저역 통과 필터; 및
    상기 저역 통과 필터의 출력이 최고로 되는 시점을 기준으로 심벌 동기를 검출하는 판단기
    를 포함하는 심벌 동기 검출 장치.
  6. 제1 프리앰블과 상기 제1 프리앰블에 이어지는 제2 프리앰블을 포함하는 수신 신호에서 심벌 동기를 검출하는 장치에 있어서,
    상기 수신 신호와 상기 제1 프리앰블의 반복되는 패턴 중 제1 주기의 제1 패턴으로부터 제1 상관값을 계산하는 제1 상관기;
    상기 수신 신호와 상기 제2 프리앰블의 반복되는 패턴 중 제2 주기의 제2 패턴으로부터 제2 상관값을 계산하는 제2 상관기;
    상기 제1 상관값과 상기 제2 상관값으로부터 제3 상관값을 계산하는 제3 상관기;
    상기 제3 상관값에 대해서 저역 통과 필터링 처리를 하는 저역 통과 필터; 및
    상기 저역 통과 필터의 출력이 문턱값보다 큰 시점을 기준으로 심벌 동기를 검출하는 판단기
    를 포함하는 심벌 동기 검출 장치.
  7. 제5항 또는 제6항에 있어서,
    상기 저역 통과 필터는,
    상기 제3 상관값에 제1 계수를 곱하는 제1 곱셈기,
    상기 저역 통과 필터의 출력에 제2 계수를 곱하는 제2 곱셈기,
    상기 제1 곱셈기의 출력과 상기 제2 곱셈기의 출력을 가산하는 가산기, 그리고
    상기 가산기의 출력을 지연하여 상기 저역 통과 필터의 출력으로 출력하는 지연기
    를 포함하는 심벌 동기 검출 장치.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 제1 계수는 0.25이며, 상기 제2 계수는 0.75인 심벌 동기 검출 장치.
  9. 제2항, 제3항, 제5항, 제6항 또는 제8항 중 어느 한 항에 있어서,
    제3 상관기는 상기 제2 주기만큼 지연된 상기 제1 상관값의 복소 공액값과 상기 제2 상관값의 곱으로 상기 제3 상관값을 구하는 심벌 동기 검출 장치.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 상관기는 각각 정합 필터를 이용하여 상기 제1 및 제2 상관값을 구하는 심벌 동기 검출 장치.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 제1 상관기의 상기 정합 필터의 정합 계수는 상기 제1 프리앰블의 상기 제1 패턴의 시간축 상에서의 순서를 반대로 한 후 복소 공액값을 취한 값이며,
    상기 제2 상관기의 상기 정합 필터의 정합 계수는 상기 제2 프리앰블의 상기 제2 패턴의 시간축 상에서의 순서를 반대로 한 후 복소 공액값을 취한 값인 심벌 동기 검출 장치.
  12. 제2항, 제3항, 제5항, 제6항 또는 제8항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 판단기의 입력에 주파수 보상값을 곱하는 주파수 보상기
    를 더 포함하는 심벌 동기 검출 장치.
  13. 제1 프리앰블과 상기 제1 프리앰블에 이어지는 제2 프리앰블을 포함하는 수신 신호에서 심벌 동기를 검출하는 방법에 있어서,
    상기 수신 신호, 상기 제1 프리앰블의 반복되는 패턴 중 제1 주기의 제1 패턴 및 상기 제2 프리앰블의 반복되는 패턴 중 제2 주기의 제2 패턴으로부터 상기 채널의 전력값을 계산하는 단계,
    일정 윈도우 내의 상기 채널의 전력값의 이동 평균값을 계산하는 단계, 그리고
    상기 이동 평균값이 문턱값보다 큰 시점 또는 상기 이동 평균값이 최고로 되는 시점을 기준으로 심벌 동기를 검출하는 단계
    를 포함하는 심벌 동기 검출 방법.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 윈도우의 크기는 상기 제1 주기에 해당하는 심벌 동기 검출 방법.
  15. 제1 프리앰블과 상기 제1 프리앰블에 이어지는 제2 프리앰블을 포함하는 수신 신호에서 심벌 동기를 검출하는 방법에 있어서,
    상기 수신 신호, 상기 제1 프리앰블의 반복되는 패턴 중 제1 주기의 제1 패턴 및 상기 제2 프리앰블의 반복되는 패턴 중 제2 주기의 제2 패턴으로부터 상기 채널의 전력값을 계산하는 단계,
    상기 채널의 전력값에 대해서 저역 통과 필터링 처리를 하는 단계,
    상기 저역 통과 필터 출력값이 문턱값보다 큰 시점 또는 상기 저역 통과 필터 출력값이 최고로 되는 시점을 기준으로 심벌 동기를 검출하는 단계
    를 포함하는 심벌 동기 검출 방법.
  16. 제13항 내지 제15항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 채널의 전력값을 계산하는 단계는,
    상기 수신 신호와 상기 제1 패턴의 교차 상관으로 제1 상관값을 계산하는 단계,
    상기 수신 신호와 상기 제2 패턴의 교차 상관으로 제2 상관값을 계산하는 단계, 그리고
    상기 제1 상관값 및 상기 제2 상관값으로부터 제3 상관값을 계산하는 단계
    를 포함하는 심벌 동기 검출 방법.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 제3 상관값은 상기 제2 주기만큼 지연된 상기 제1 상관값과 상기 제2 상관값이 상관되어 계산되는 심벌 동기 검출 방법.
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