JPH06141541A - 直列共振形コンバータの制御方法及び制御回路 - Google Patents
直列共振形コンバータの制御方法及び制御回路Info
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- JPH06141541A JPH06141541A JP4305960A JP30596092A JPH06141541A JP H06141541 A JPH06141541 A JP H06141541A JP 4305960 A JP4305960 A JP 4305960A JP 30596092 A JP30596092 A JP 30596092A JP H06141541 A JPH06141541 A JP H06141541A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 軽負荷時でも効率の低下しない直列共振形コ
ンバータの制御方法及び制御回路を提供する。 【構成】 少なくとも一対のスイッチング素子3〜6で
構成されるインバータ2の出力に,等価的に共振用イン
ダクタンス12と共振用キャパシタンス13とからなる
直列共振回路を接続し,この共振用キャパシタンス13
の両端電圧を整流して出力する直列共振形コンバータに
おいて,出力パラメータと基準値とを比較する誤差増幅
器19の出力信号を,パルス幅変調回路29と,このパ
ルス幅変調回路に信号を与える電圧制御発振器23とに
与えることにより,上記スイッチング素子3〜6をパル
ス幅変調制御とパルス周波数変調制御とで制御する。
ンバータの制御方法及び制御回路を提供する。 【構成】 少なくとも一対のスイッチング素子3〜6で
構成されるインバータ2の出力に,等価的に共振用イン
ダクタンス12と共振用キャパシタンス13とからなる
直列共振回路を接続し,この共振用キャパシタンス13
の両端電圧を整流して出力する直列共振形コンバータに
おいて,出力パラメータと基準値とを比較する誤差増幅
器19の出力信号を,パルス幅変調回路29と,このパ
ルス幅変調回路に信号を与える電圧制御発振器23とに
与えることにより,上記スイッチング素子3〜6をパル
ス幅変調制御とパルス周波数変調制御とで制御する。
Description
【産業上の利用分野】本発明は,直列共振形コンバータ
の制御方法及び制御回路に関する。
の制御方法及び制御回路に関する。
【従来の技術】図2は,直列共振形コンバータの原理図
を説明するための図である。同図において,1は直流入
力電源,2は4個のFET,IGBT等のスイッチング
素子3〜6と,各スイッチング素子3〜6に逆並列接続
されたダイオード7〜10からなるブリッジ形インバー
タである。ダイオード7〜10は,FETの場合は,寄
生ダイオードの場合もある。11はトランスであり,そ
の1次巻線には共振用インダクタンス12が直列接続さ
れ,2次巻線には共振用キャパシタンス13が並列接続
される。共振用インダクタンス12と共振用キャパシタ
ンス13とで直列共振回路が構成される。トランス11
の2次巻線には整流器14の入力が接続され,整流器1
4の出力にはコンデンサ15と負荷16が接続される。
このコンバータにおいて,スイッチング素子3〜6の動
作周波数fsを,共振用インダクタンス12と共振用キ
ャパシタンス13の共振周波数frより,高い周波数と
するか,低い周波数とするか,或いは同一周波数とする
かにより,動作モードが異なるが,ここでは,上記動作
周波数fsを共振周波数frより低い周波数に選定す
る。従来より,この動作モードの制御方法及び制御回路
として,スイッチング素子3〜6をパルス幅変調して,
出力電圧または電流を制御することが行われている。
を説明するための図である。同図において,1は直流入
力電源,2は4個のFET,IGBT等のスイッチング
素子3〜6と,各スイッチング素子3〜6に逆並列接続
されたダイオード7〜10からなるブリッジ形インバー
タである。ダイオード7〜10は,FETの場合は,寄
生ダイオードの場合もある。11はトランスであり,そ
の1次巻線には共振用インダクタンス12が直列接続さ
れ,2次巻線には共振用キャパシタンス13が並列接続
される。共振用インダクタンス12と共振用キャパシタ
ンス13とで直列共振回路が構成される。トランス11
の2次巻線には整流器14の入力が接続され,整流器1
4の出力にはコンデンサ15と負荷16が接続される。
このコンバータにおいて,スイッチング素子3〜6の動
作周波数fsを,共振用インダクタンス12と共振用キ
ャパシタンス13の共振周波数frより,高い周波数と
するか,低い周波数とするか,或いは同一周波数とする
かにより,動作モードが異なるが,ここでは,上記動作
周波数fsを共振周波数frより低い周波数に選定す
る。従来より,この動作モードの制御方法及び制御回路
として,スイッチング素子3〜6をパルス幅変調して,
出力電圧または電流を制御することが行われている。
【発明が解決しようとする課題】しかし,このような従
来の直列共振形コンバータの制御方法及び制御回路にあ
っては,出力電圧及び電流が定格で,入力電圧が高い
時,例えば定格入力の±10%等において,共振電流即
ち回路内循環電流のピーク値が増加して効率が低下する
という問題があった。また,出力電圧が定格で出力電流
が少ない時,即ち軽負荷時においても,共振用キャパシ
タンスが定格電圧,定格周波数で動作するため,軽負荷
であるにかかわらず,回路内循環電流が小さくならず,
この電流による回路損失が大きいために効率が低下する
という問題があった。
来の直列共振形コンバータの制御方法及び制御回路にあ
っては,出力電圧及び電流が定格で,入力電圧が高い
時,例えば定格入力の±10%等において,共振電流即
ち回路内循環電流のピーク値が増加して効率が低下する
という問題があった。また,出力電圧が定格で出力電流
が少ない時,即ち軽負荷時においても,共振用キャパシ
タンスが定格電圧,定格周波数で動作するため,軽負荷
であるにかかわらず,回路内循環電流が小さくならず,
この電流による回路損失が大きいために効率が低下する
という問題があった。
【課題を解決するための手段】本発明は,以上の欠点を
除去するために,少なくとも一対のスイッチング素子で
構成されるインバータの出力に,等価的に共振用インダ
クタンスと共振用キャパシタンスとからなる直列共振回
路を接続し,この共振用キャパシタンスの両端電圧を整
流して出力する直列共振形コンバータにおいて,出力パ
ラメータと基準値とを比較する誤差増幅器の出力信号
を,パルス幅変調回路と,このパルス幅変調回路に信号
を与える電圧制御発振器とに与えることにより,上記ス
イッチング素子をパルス幅変調制御とパルス周波数変調
制御とで制御することを特徴とする直列共振形コンバー
タの制御方法及び制御回路を提供するものである。
除去するために,少なくとも一対のスイッチング素子で
構成されるインバータの出力に,等価的に共振用インダ
クタンスと共振用キャパシタンスとからなる直列共振回
路を接続し,この共振用キャパシタンスの両端電圧を整
流して出力する直列共振形コンバータにおいて,出力パ
ラメータと基準値とを比較する誤差増幅器の出力信号
を,パルス幅変調回路と,このパルス幅変調回路に信号
を与える電圧制御発振器とに与えることにより,上記ス
イッチング素子をパルス幅変調制御とパルス周波数変調
制御とで制御することを特徴とする直列共振形コンバー
タの制御方法及び制御回路を提供するものである。
【実施例】図1は,本発明の一実施例を説明するための
図であり,本発明の直列共振形コンバータの制御方法及
び制御回路をX線用電源に適用した実施例を示す。同図
において,1はバッテリまたは商用交流電源を整流平滑
した直流入力電源を示し,定格電圧に対し,通常は±1
0%の変動がある。2は4個のスイッチング素子3〜6
と,各スイッチング素子3〜6に逆並列接続された帰還
ダイオード7〜10からなるブリッジ形インバータであ
る。11はインバータ2の交流出力電圧を必要な電圧,
例えば100kV迄昇圧するトランスである。このトラ
ンス11の漏れインダクタンスを含む共振用インダクタ
ンス12と,2次巻線分布容量を含む共振用キャパシタ
ンス13とで,直列共振回路が構成される。トランス1
1の2次巻線は中点接地され,且つ全波高圧整流器14
に接続される。整流器14の直流出力は,負荷16であ
るX線管のアノードとフィラメント間に接続される。X
線管のフィラメント電力供給回路は,本発明に直接関係
ないので省略する。抵抗17,18はX線管電圧を検出
する分圧器である。この分圧器の出力電圧は,誤差増幅
器19において,管電圧設定基準電源20の電圧と比較
され,誤差信号を発生する。この誤差信号は,ダイオー
ド21及び抵抗22を介して電圧制御発振器23の入力
端子24に入力される。23はインバータ2の動作周波
数fsを決定する電圧制御発振器であり,入力端子24
の電圧に比例した周波数で発振する。抵抗25,26で
構成される分圧器は,入力端子24にバイアス電圧を供
給し,動作周波数fsの最低周波数,例えば16kHz
を決定する。動作周波数fsの最高周波数は,ツェナダ
イオード27で入力電圧をロックすることにより,制限
される。この最高周波数を定格周波数とし,共振周波数
frより低い周波数,例えば20kHzとすると,この
時,電圧制御発振器23は20kHzの2倍,即ち40
kHzで発振する。ここで,電圧制御発振器23が20
kHzの2倍で発振するとしたのは,フリップフロップ
28で1/2に分周されるからである。電圧制御発振器
23の出力は,フリップフロップ28,パルス幅変調回
路29,及び最大パルス幅発生回路30に供給される。
パルス幅変調回路29は,例えば,誤差信号と三角波の
比較による周知の方法でパルス幅変調された,40kH
zのパルスであるパルス幅変調信号を発生する。このパ
ルス幅変調信号は,アンド回路31,32に加えられ
る。このアンド回路31,32には,更に,最大パルス
幅発生回路30の最大パルス幅信号と,40kHzの信
号から20kHzの2相信号を発生するフリップフロッ
プ28からの2相振り分け信号がそれぞれ加えられる。
これらの信号により,アンド回路31,32の出力に
は,交互に2相の20kHzで,且つ最大パルス幅が例
えば20μsのオン信号が発生する。これらのオン信号
は,図示しないパルストランス,または光アイソレータ
等の信号絶縁手段を介して各スイッチング素子3〜6の
制御極に加えられ,スイッチング素子を固定周波数20
kHzでオンさせる。先ず,負荷電流が比較的大きい定
格の制御について説明する。入力電圧が低い時,例えば
定格入力電圧の−10%の時,管電圧の検出電圧が基準
電源20の電圧と誤差増幅器19で比較され,オン信号
のパルス幅,即ちデューティを調整することにより,管
電圧が定電圧化される。このような,比較的大電力のモ
ードでは,誤差増幅器19の出力は,パルス幅を広くす
るため上昇する。この上昇した誤差信号により,電圧制
御発振器23の制御電圧も上昇し,定格周波数,例えば
20kHzで動作する。入力電圧が上昇し,例えば+1
0%になった時,誤差増幅器19の出力は,高圧出力を
下げるために降下する。このため,パルス幅も狭くなる
が,動作周波数も低下し,共振電流のピーク値が上昇し
ても周波数が低いため,実効値が大きくならず,回路損
失がそれほど増加しない。次に,軽負荷の場合について
説明する。軽負荷では,出力を小さくするため,誤差増
幅器19の出力が低下し,パルス幅変調回路29のパル
ス幅が小さくなる。同時に,電圧制御発振器23の制御
電圧が低下し,動作周波数fsが低下し,例えば16k
Hzになる。但し,抵抗25,26で決まる電圧以下に
は制御電圧は下がらないので,下限周波数よりは低下し
ない。通常,下限周波数は,可聴周波数以上にするのが
望ましい。この実施例においては,共振用キャパシタン
ス13を充放電する無効電流の周波数が下がるので,電
力損失が減少し,効率が向上する。尚,リプル電圧は周
波数に反比例するので,周波数が低下することによりリ
プル電圧が増加するが,動作周波数fsは下限周波数よ
り低下しないため,リプル電圧の増加は実用上問題にな
らない。以上の実施例においては,フルブリッジインバ
ータの場合について述べたが,ハーフブリッジインバー
タ,センタタップ形インバータについても同様に適用で
きる。また,以上の実施例においては,出力電圧を出力
パラメータとして検出して定電圧化する場合について述
べたが,出力電流を出力パラメータとして検出して定電
流化する場合についても,同様に適用できる。
図であり,本発明の直列共振形コンバータの制御方法及
び制御回路をX線用電源に適用した実施例を示す。同図
において,1はバッテリまたは商用交流電源を整流平滑
した直流入力電源を示し,定格電圧に対し,通常は±1
0%の変動がある。2は4個のスイッチング素子3〜6
と,各スイッチング素子3〜6に逆並列接続された帰還
ダイオード7〜10からなるブリッジ形インバータであ
る。11はインバータ2の交流出力電圧を必要な電圧,
例えば100kV迄昇圧するトランスである。このトラ
ンス11の漏れインダクタンスを含む共振用インダクタ
ンス12と,2次巻線分布容量を含む共振用キャパシタ
ンス13とで,直列共振回路が構成される。トランス1
1の2次巻線は中点接地され,且つ全波高圧整流器14
に接続される。整流器14の直流出力は,負荷16であ
るX線管のアノードとフィラメント間に接続される。X
線管のフィラメント電力供給回路は,本発明に直接関係
ないので省略する。抵抗17,18はX線管電圧を検出
する分圧器である。この分圧器の出力電圧は,誤差増幅
器19において,管電圧設定基準電源20の電圧と比較
され,誤差信号を発生する。この誤差信号は,ダイオー
ド21及び抵抗22を介して電圧制御発振器23の入力
端子24に入力される。23はインバータ2の動作周波
数fsを決定する電圧制御発振器であり,入力端子24
の電圧に比例した周波数で発振する。抵抗25,26で
構成される分圧器は,入力端子24にバイアス電圧を供
給し,動作周波数fsの最低周波数,例えば16kHz
を決定する。動作周波数fsの最高周波数は,ツェナダ
イオード27で入力電圧をロックすることにより,制限
される。この最高周波数を定格周波数とし,共振周波数
frより低い周波数,例えば20kHzとすると,この
時,電圧制御発振器23は20kHzの2倍,即ち40
kHzで発振する。ここで,電圧制御発振器23が20
kHzの2倍で発振するとしたのは,フリップフロップ
28で1/2に分周されるからである。電圧制御発振器
23の出力は,フリップフロップ28,パルス幅変調回
路29,及び最大パルス幅発生回路30に供給される。
パルス幅変調回路29は,例えば,誤差信号と三角波の
比較による周知の方法でパルス幅変調された,40kH
zのパルスであるパルス幅変調信号を発生する。このパ
ルス幅変調信号は,アンド回路31,32に加えられ
る。このアンド回路31,32には,更に,最大パルス
幅発生回路30の最大パルス幅信号と,40kHzの信
号から20kHzの2相信号を発生するフリップフロッ
プ28からの2相振り分け信号がそれぞれ加えられる。
これらの信号により,アンド回路31,32の出力に
は,交互に2相の20kHzで,且つ最大パルス幅が例
えば20μsのオン信号が発生する。これらのオン信号
は,図示しないパルストランス,または光アイソレータ
等の信号絶縁手段を介して各スイッチング素子3〜6の
制御極に加えられ,スイッチング素子を固定周波数20
kHzでオンさせる。先ず,負荷電流が比較的大きい定
格の制御について説明する。入力電圧が低い時,例えば
定格入力電圧の−10%の時,管電圧の検出電圧が基準
電源20の電圧と誤差増幅器19で比較され,オン信号
のパルス幅,即ちデューティを調整することにより,管
電圧が定電圧化される。このような,比較的大電力のモ
ードでは,誤差増幅器19の出力は,パルス幅を広くす
るため上昇する。この上昇した誤差信号により,電圧制
御発振器23の制御電圧も上昇し,定格周波数,例えば
20kHzで動作する。入力電圧が上昇し,例えば+1
0%になった時,誤差増幅器19の出力は,高圧出力を
下げるために降下する。このため,パルス幅も狭くなる
が,動作周波数も低下し,共振電流のピーク値が上昇し
ても周波数が低いため,実効値が大きくならず,回路損
失がそれほど増加しない。次に,軽負荷の場合について
説明する。軽負荷では,出力を小さくするため,誤差増
幅器19の出力が低下し,パルス幅変調回路29のパル
ス幅が小さくなる。同時に,電圧制御発振器23の制御
電圧が低下し,動作周波数fsが低下し,例えば16k
Hzになる。但し,抵抗25,26で決まる電圧以下に
は制御電圧は下がらないので,下限周波数よりは低下し
ない。通常,下限周波数は,可聴周波数以上にするのが
望ましい。この実施例においては,共振用キャパシタン
ス13を充放電する無効電流の周波数が下がるので,電
力損失が減少し,効率が向上する。尚,リプル電圧は周
波数に反比例するので,周波数が低下することによりリ
プル電圧が増加するが,動作周波数fsは下限周波数よ
り低下しないため,リプル電圧の増加は実用上問題にな
らない。以上の実施例においては,フルブリッジインバ
ータの場合について述べたが,ハーフブリッジインバー
タ,センタタップ形インバータについても同様に適用で
きる。また,以上の実施例においては,出力電圧を出力
パラメータとして検出して定電圧化する場合について述
べたが,出力電流を出力パラメータとして検出して定電
流化する場合についても,同様に適用できる。
【発明の効果】以上述べたように,本発明は,少なくと
も一対のスイッチング素子で構成されるインバータの出
力に,等価的に共振用インダクタンスと共振用キャパシ
タンスとからなる直列共振回路を接続し,この共振用キ
ャパシタンスの両端電圧を整流して出力する直列共振形
コンバータにおいて,出力パラメータと基準値とを比較
する誤差増幅器の出力信号を,パルス幅変調回路と,こ
のパルス幅変調回路に信号を与える電圧制御発振器とに
与えることにより,上記スイッチング素子をパルス幅変
調制御とパルス周波数変調制御とで制御することを特徴
とする直列共振形コンバータの制御方法及び制御回路で
ある。本発明は,このような特徴を有するので,軽負荷
時の直列共振電流の実効値を下げることができる。従っ
て,軽負荷時には,少ない電力損失で対応することがで
き,従来のように軽負荷時に効率が低下することがなく
なるので,インバータ,トランス等を小形,経済的に設
計することができる。
も一対のスイッチング素子で構成されるインバータの出
力に,等価的に共振用インダクタンスと共振用キャパシ
タンスとからなる直列共振回路を接続し,この共振用キ
ャパシタンスの両端電圧を整流して出力する直列共振形
コンバータにおいて,出力パラメータと基準値とを比較
する誤差増幅器の出力信号を,パルス幅変調回路と,こ
のパルス幅変調回路に信号を与える電圧制御発振器とに
与えることにより,上記スイッチング素子をパルス幅変
調制御とパルス周波数変調制御とで制御することを特徴
とする直列共振形コンバータの制御方法及び制御回路で
ある。本発明は,このような特徴を有するので,軽負荷
時の直列共振電流の実効値を下げることができる。従っ
て,軽負荷時には,少ない電力損失で対応することがで
き,従来のように軽負荷時に効率が低下することがなく
なるので,インバータ,トランス等を小形,経済的に設
計することができる。
【図1】本発明の一実施例を説明するための図である。
【図2】直列共振形コンバータの原理図を説明するため
の図である。
の図である。
1…直流入力電源 2…インバータ 3〜6…スイッチング素子 7〜10…ダイ
オード 11…トランス 12…共振用イ
ンダクタンス 13…共振用キャパシタンス 14…整流器 15…コンデンサ 16…負荷 17,18…抵抗 19…誤差増幅
器 20…基準電源 21…ダイオー
ド 22…抵抗 23…電圧制御
発振器 24…電圧制御発振器の入力端子 25,26…抵
抗 27…ツェナダイオード 28…フリップ
フロップ 29…パルス幅変調回路 30…最大パル
ス幅発生回路 31,32…アンド回路
オード 11…トランス 12…共振用イ
ンダクタンス 13…共振用キャパシタンス 14…整流器 15…コンデンサ 16…負荷 17,18…抵抗 19…誤差増幅
器 20…基準電源 21…ダイオー
ド 22…抵抗 23…電圧制御
発振器 24…電圧制御発振器の入力端子 25,26…抵
抗 27…ツェナダイオード 28…フリップ
フロップ 29…パルス幅変調回路 30…最大パル
ス幅発生回路 31,32…アンド回路
Claims (2)
- 【請求項1】 少なくとも一対のスイッチング素子で構
成されるインバータの出力に,等価的に共振用インダク
タンスと共振用キャパシタンスとからなる直列共振回路
を接続し,この共振用キャパシタンスの両端電圧を整流
して出力する直列共振形コンバータにおいて, 出力パラメータと基準値とを比較する誤差増幅器の出力
信号を,パルス幅変調回路と,このパルス幅変調回路に
信号を与える電圧制御発振器とに与えることにより,上
記スイッチング素子をパルス幅変調制御とパルス周波数
変調制御とで制御することを特徴とする直列共振形コン
バータの制御方法。 - 【請求項2】 少なくとも一対のスイッチング素子で構
成されるインバータの出力に,等価的に共振用インダク
タンスと共振用キャパシタンスとからなる直列共振回路
を接続し,この共振用キャパシタンスの両端電圧を整流
して出力する直列共振形コンバータにおいて, 出力パラメータと基準値とを比較する誤差増幅器と, この誤差誤差増幅器の出力信号を入力するパルス幅変調
回路と, 上記誤差誤差増幅器の出力信号を入力して上記パルス幅
変調回路に信号を与える電圧制御発振器とからなること
を特徴とする直列共振形コンバータの制御回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4305960A JPH06141541A (ja) | 1992-10-19 | 1992-10-19 | 直列共振形コンバータの制御方法及び制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4305960A JPH06141541A (ja) | 1992-10-19 | 1992-10-19 | 直列共振形コンバータの制御方法及び制御回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH06141541A true JPH06141541A (ja) | 1994-05-20 |
Family
ID=17951374
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP4305960A Pending JPH06141541A (ja) | 1992-10-19 | 1992-10-19 | 直列共振形コンバータの制御方法及び制御回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH06141541A (ja) |
Cited By (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2000278949A (ja) * | 1999-03-25 | 2000-10-06 | Origin Electric Co Ltd | コンデンサ充電器 |
EP1120896A2 (en) * | 2000-01-28 | 2001-08-01 | Densei-Lambda K.K. | Resonant power converter |
JP2007288822A (ja) * | 2006-04-12 | 2007-11-01 | Rohm Co Ltd | インバータならびにそれを用いた発光装置および画像表示装置、電源装置 |
CN103731036A (zh) * | 2012-10-12 | 2014-04-16 | 富士电机株式会社 | 双向dc/dc转换器 |
WO2014192290A1 (ja) * | 2013-05-30 | 2014-12-04 | パナソニックIpマネジメント株式会社 | スイッチング電源装置 |
WO2015004989A1 (ja) * | 2013-07-11 | 2015-01-15 | 富士電機株式会社 | 双方向dc/dcコンバータ |
KR101659729B1 (ko) * | 2015-04-30 | 2016-09-28 | 울산과학기술원 | 고주파 공진형 컨버터의 출력 전압 제어 방법 및 그 장치 |
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1992
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