JPH0956151A - 駆動パルス出力制限回路 - Google Patents
駆動パルス出力制限回路Info
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- JPH0956151A JPH0956151A JP7222751A JP22275195A JPH0956151A JP H0956151 A JPH0956151 A JP H0956151A JP 7222751 A JP7222751 A JP 7222751A JP 22275195 A JP22275195 A JP 22275195A JP H0956151 A JPH0956151 A JP H0956151A
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Abstract
ンス条件に対しても駆動パルス幅過剰による過大サージ
電流ストレスのない理想的スイッチングを実現する。 【解決手段】 スイッチング素子3の両端或いは主変成
器7の巻線間に接続された容量11に充電電流あるいは
放電電流が流れているときには、該スイッチング素子2
および3の両端に電圧が発生している。したがって、こ
の容量11に直列接続されたインピーダンス素子13の
両端に発生しているパルス電圧を充電電流検出回路32
あるいは放電電流検出回路35により検出し、これらの
出力をパルス制限回路30および31に印加して、スイ
ッチング素子2および3の駆動回路への駆動入力信号を
ブロックすることにより、スイッチング素子両端パルス
電圧が約零ボルトまで下がってから駆動されるようにス
イッチング素子の駆動パルス幅を制限する。
Description
おけるスイッチング電源や高周波インバータ回路などに
使用されているスイッチングコンバーター回路に関す
る。
流共振ブリッジコンバーター回路を示す。この図におい
て、1は入力電圧源、2および3はスイッチング素子、
4は共振コンデンサである。5および6は共振インダク
タンスであり、共振インダクタンス5は、例えば、トラ
ンスの漏れインダクタンスあるいは別個のインダクタン
ス素子により形成されており、また、インダクタンス6
はトランスの励磁インダクタンスから形成されている。
7は出力理想変圧器としての主トランス、8および9は
転流ダイオード、10および11はスイッチング素子両
端容量、12および13はインピーダンス素子、14は
パルス駆動回路、15は発振器である。
よび11は、スイッチング素子2おおび3自身の寄生容
量のみの場合もあるが、一般的には、スイッチング損失
低減のためや輻射及び誘導雑音妨害対策のために外付け
容量が付加されることが多い。ここでは、前記寄生容量
と該外部付加容量との合成容量をそれぞれ10および1
1と表している。
1からの入力電圧をスイッチング素子2および3で交互
にスイッチングすることにより、接続された共振コンデ
ンサ4、共振インダクタンス5、共振インダクタンス
6、主トランス7、及び前記スイッチング素子両端容量
10、11の間に流れる電流を変化させて主トランス7
の出力側に接続された整流回路および負荷に所望のエネ
ルギーを伝達するものである。
した全く同じ動作を繰り返すため、ここでは、スイッチ
ング素子3の動作について説明する。図6は、図5中の
各部における電圧あるいは電流の波形を示す図である。
通常、スイッチング素子2および3のスイッチング時間
の遅れを考慮して、両方のスイッチング素子2および3
が同時に導通することを防ぐために、スイッチング素子
2および3は、時比率(duty ratio)50%ではなく、
図6に示すように、ある休止期間(デッドタイム)Aを
もって駆動される。
においては、容量10への充電電流および容量11から
の放電電流が、共振コンデンサ4→共振インダクタンス
5→共振インダクタンス6(あるいは主トランス7へ分
流して)→入力電圧源1という経路で電流が流れる(図
6の期間a)。そして、容量10および11の充電およ
び放電が完了した後はダイオード9が導通し、該転流ダ
イオード9を経由した転流モードで共振コンデンサ4の
充電が完了する(図6の期間b)。
コンデンサ4→導通したスイッチング素子3→共振イン
ダクタンス6(および主トランス7)→共振インダクタ
ンス5→共振コンデンサ4というように共振コンデンサ
4からの放電が行われる(図6の期間c)。なお、この
期間cには、主トランス7の出力側に接続された整流用
ダイオードに電流が流れて実際に出力理想変圧器7を介
して出力側に電力が供給される電力伝達期間と、前記ダ
イオードが非導通となり、励磁電流のみが流れる電力非
伝達期間(期間cの後半部分)とが存在している。そし
て、今度は同様な動作がスイッチング素子2に対して行
われる。
が開放した直後、すなわち、容量10および11の充放
電時における各スイッチング素子2および3の両端電圧
の傾きについて検討すると、スイッチング素子2あるい
は3のオンまたはオフの直前の主電流の値をI1、容量
10および11の値をそれぞれC1およびC2とする
と、スイッチング素子2および3の両端電圧は、I1/
(C1+C2)という傾きを持って、おのおの、立ち上
がりまたは立ち下がりを繰り返す。
無負荷状態や軽負荷状態においては、図7に示すよう
に、スイッチング素子の両端電圧の立ち上がりまたは立
ち下がりの傾斜はかなり緩やかなものとなり、コンバー
ターの発振周波数が高い場合には、スイッチング素子の
許容駆動時比率がかなり小さな値となる。
素子両端電圧(h点の電圧あるいは入力電圧源1の電圧
からh点の電圧を減算した電圧)は、一方のスイッチン
グ素子の開放により前記傾きをもって立ち下がり、スイ
ッチング素子又は転流ダイオードの飽和電圧の値に達す
るとその電圧で保持され、その後、他方のスイッチング
素子の開放と共に前記傾きをもって立ち上がり、今度は
入力電圧源の電圧値に達した段階でその値に保持され
る、という動作を繰り返すものであるから、スイッチン
グ素子両端のパルス電圧値が連続的に下降し飽和電圧値
に達した瞬間からスイッチング素子の開放にいたる期間
(図7に示す16の期間)のみが他方のスイッチング素
子の導通が許容される期間である。
素子両端電圧が下降を始めてまだその電圧が残っている
ときに、スイッチング素子が駆動状態に入ってしまうな
らば、図8に示すようにその瞬間にその電圧源をスイッ
チング素子が短絡する状態となり、過大電流(図8にお
ける17)が流れ、スイッチング素子は過大なストレス
を受けることになるからである。
小さくすればよいかというと、必ずしもそういう訳では
ない。重負荷時には、一次側からみたインピーダンスが
負荷抵抗と動作周波数の影響で誘導性から容量性へと変
化するために、一次側の共振回路に流れる共振電流は、
無負荷時や軽負荷時に比べ電流位相が進んだ状態とな
る。このときは、すぐにスイッチング素子に正方向に電
流が流れることが必要となり、転流期間である期間bが
短くなる。しかし、もし時比率を小さくして駆動パルス
幅が狭くされているときには、該転流後の電流は行き場
を失い、不連続モードの動作となってしまう。
ススイッチング状態からの逸脱となり、これもスイッチ
ング素子に対して過大なストレスとなる。よって、電流
位相の進んだ動作状態においては、先に述べた状態とは
対照的に、時比率を大きくして充分なパルス幅で駆動す
る必要がある。
するために、(A)図9に示すように時比率を動作状態
に応じて切り替える方法、(B)図10に示すように前
記外づけ容量の充放電期間を検出してその間スイッチン
グ素子の駆動端子を強制的に引き抜く方法、(C)図1
2に示すように発振周波数に応じて時比率を変化させ休
止期間を確保する方法などが知られている。
ンス7’と主トランス7の2つのトランスを設け、スタ
ンバイ時には主トランス共振系をスイッチSにより切り
放して待機状態とし、重負荷時等には主トランス7に発
生するパルスをパルス検出器(PULSE Det.)により検出
し、該検出出力に応じて、図11に示すような電圧−時
比率特性を持つ時比率決定回路(Duty Limit)の入力電
圧VAを切り替えることにより、軽負荷時および重負荷
時における各々の時比率を独立に設定するようにしたも
のである。このように構成することにより、軽負荷時に
は高い入力電圧VAを選択して時比率決定回路に印加
し、スイッチング素子2および3の駆動パルスの時比率
を小さくし、重負荷時には、低い入力電圧VAを時比率
決定回路に印加して時比率を大きくすることにより、前
述した問題点を回避するものである。
素子両端容量10および11にそれぞれ直列接続された
インピーダンス素子12および13の両端電圧を検出
し、等価的に該容量の充放電期間を検出して、その間は
スイッチング素子2、3の駆動端子に接続されたパルス
制限スイッチング素子22あるいは22’を短絡させて
強制的にスイッチング素子2あるいは3の駆動を停止さ
せるというものである。すなわち、インピーダンス素子
12あるいは13に充電あるいは放電電流が流れている
ときにおけるスイッチング素子2あるいは3の駆動を停
止させることにより、図8に示すようなスイッチング素
子両端電圧が残っているときにおけるスイッチング素子
の駆動を防止しようというものである。
−時比率特性を有する時比率決定回路の出力を用いて、
スイッチング素子2および3を駆動する方法である。す
なわち、スイッチング素子駆動信号を生成するための発
振器の発振周波数が高いときには時比率を小さくし、発
振周波数が低いときには時比率を大きくすることによ
り、前述したような問題点を回避しようとするものであ
る。
の時比率を動作状態に応じて切り替える方法は、時比率
が連続的値をとることができないため、より広範囲な入
力電圧に対応することが難しいという問題点がある。
検出してその間スイッチング素子の駆動端子を強制的に
引き抜く方法では、直接駆動端子電位を吸い込む為にあ
る程度のパワーが必要となり、部品の小型化及び損失の
面で不利である。また、その吸い込みにバイポーラトラ
ンジスタを用いた場合には、蓄積時間等によるスイッチ
ング時間の遅れあるいは飽和電圧による動作不確実性が
存在する。さらに、ブリッジコンバーターにおいては、
上下アームのスイッチング素子駆動電圧を独立に引き抜
く必要があり、上アーム駆動電圧引き抜き回路を設ける
ということは高電位部分でのスイッチングノイズ源が増
加することにほかならず、輻射妨害の点で不利になる。
てしまう(C)の方法では、動作周波数範囲を変えてし
まうと本来充分なパルス幅が必要となる重負荷時におい
てもパルス幅が制限されてしまうこととなるため、動作
周波数に対する汎用性が少なく、設計自由度が狭く、部
品共通化も阻害されることとなる。且つ、広い負荷範囲
で用いる場合、周波数が高い軽負荷モードでも最適なパ
ルス幅は得られないという問題点がある。
数、かつ、いかなる共振インピーダンスにおいても損失
の増加しない、簡単な構成の、時比率をダイナミックに
最適化することができるパルス幅制限回路を提供するこ
とを目的とする。
に、本発明の駆動パルス出力制限回路は、スイッチング
素子の両端の電圧を検出するための両端電圧発生状態検
出手段と、スイッチング素子の両端にパルス電圧が発生
している期間はスイッチング素子に対する駆動回路出力
を禁止する手段とを有するものである。そして、前記両
端電圧発生状態検出手段は、当該スイッチング素子両端
または主変成器巻線両端に接続されたスナバコンデンサ
に直列接続されたインピーダンス素子の両端に発生する
電圧を検出するものであり、あるいは、前記インピーダ
ンス素子にトランスが接続されており、前記インピーダ
ンス素子の両端に発生する電圧を任意の値に変換するこ
とができるものである。また、前記両端電圧発生状態検
出手段は、スイッチング素子両端電圧の絶対値を検出す
るもの、あるいは、出力トランス巻線に発生する電圧を
検出するものである。
におけるパルス電圧の存在を主スイッチング素子両端或
いはインピーダンス素子又はトランス巻線に発生するパ
ルス電圧を監視することによって検出し、駆動パルス出
力が出ている期間においても、スイッチング素子のパル
ス駆動を禁止するものことができる。
態を示す回路図である。この図において、図9に示した
従来技術と同じ構成要素については同一番号を付し、そ
の詳細な説明は省略する。図1において、30は高圧側
パルス制限回路、31は低圧側パルス制限回路であり、
いずれもAND回路で構成されている。32は容量11
とインピーダンス素子13とで構成されるスナバ回路に
おける充電電流を検出するための充電電流検出回路であ
り、コンパレーター33と基準電圧源34とから構成さ
れている。35は前記スナバ回路における放電電流を検
出するための放電電流検出回路であり、コンパレーター
36、基準電圧源37、抵抗38およびツェナーダイオ
ード39とから構成されている。
の動作波形図である。図2において、(イ)は図1にお
けるa点の電圧、(ロ)はb点の電圧、(ハ)はスイッ
チング素子2の端子間電圧、(ニ)はスイッチング素子
3の端子間電圧、(ホ)はc点の電圧、(ヘ)はd点の
電圧、(ト)はe点の電圧、(チ)はf点の電圧、
(リ)はg点の電圧、(ヌ)は励磁インダクタンスであ
る共振インダクタンス6に流れる電流である。
作を説明する。スイッチング素子2が導通していて、そ
れが時刻t1で開放される直前においては、入力電圧源
1からスイッチング素子2、共振コンデンサ4、共振イ
ンダクタンス5、共振インダクタンス6とトランス7の
並列回路を通り入力電圧源1に戻る経路で共振電流が流
れている。
ると、共振電流は、共振コンデンサ4から共振インダク
タンス5、共振インダクタンス6(又は共振インダクタ
ンス6とトランス7の並列回路に分流しながら)、イン
ピーダンス素子13、容量11を通って共振コンデンサ
に戻る経路と、共振コンデンサ4から共振インダクタン
ス5、共振インダクタンス6(又は共振インダクタンス
6とトランス7の並列回路に分流しながら)、入力電圧
源1、容量10、インピーダンス素子12を通って共振
コンデンサ4に戻る経路とを流れ、容量11の放電と容
量10の充電とが行われる。このとき、h点の電圧は電
源電圧から次第に低下し、これはダイオード9が順方向
にバイアスされて導通するt3の時刻まで続く。
の低下に対応して、スイッチング素子2及びスイッチン
グ素子3の端子間電圧は図2の(ハ)及び(ニ)に示す
ようになる。また、このt1からt3の期間はインピー
ダンス素子13に容量11の放電電流が流れ、c点には
図2の(ホ)に示すような負電圧が発生している。
電電流検出回路35の中で一方が適当なプラスの電位に
固定された抵抗38とツェナーダイオード39の直列回
路によって、正電位にレベルシフトしてコンパレーター
36の非反転入力端子に接続し、同時にコンパレーター
36の反転入力端子は適当な電位に設定された基準電圧
源37に接続しておくことによって、e点には図2の
(ト)に示すような信号が発生する。
すなわち、スイッチング素子3のパルス駆動信号とe点
の信号を低圧側パルス制限回路31のANDゲートに入
力することによって、t1からt3の期間にはスイッチ
ング素子3の駆動パルス出力は禁止され、g点の電位は
図2の(リ)のようになる。
ッチング素子2が開放された後、時刻t2にパルス駆動
回路14から図2の(ロ)に示すようなスイッチング素
子3を駆動する信号は出力されていても、図2の(ト)
に示すe点の信号により該駆動信号は阻止されているた
めにスイッチング素子3はオンにされず、h点の電位が
下がり、ダイオード9が順バイアスされる時刻t3にな
るまではスイッチング素子3は導通されない。
からスイッチング素子3が導通されるため、図8に示し
た従来例のように過電流が流れることはなく、安全にス
イッチング素子3を導通させることが出来る。
時にスイッチング素子3が導通すると、回路には共振コ
ンデンサ4、共振インダクタンス5、共振インダクタン
ス6とトランス7の並列回路、スイッチング素子3を通
って共振コンデンサ4に戻る経路で電流が流れる。次
に、t3からt4の期間に前記電流は共振動作によって
反転し、同じ経路を逆方向に流れる。
放されると、共振電流は、共振コンデンサ4からインピ
ーダンス素子12、容量10、入力電圧源1、共振イン
ダクタンス6とトランス7の並列回路、共振インダクタ
ンス5を通って、共振コンデンサに戻る経路と、共振コ
ンデンサ4から容量11、インピーダンス素子13、共
振インダクタンス6とトランス7の並列回路、共振イン
ダクタンス5を通って共振コンデンサ4に戻る経路とを
流れるようになり、容量10の放電と容量11の充電と
が行われる。これにより、h点の電圧は次第に上昇し、
これはダイオード8が順方向にバイアスされて導通する
時刻t6まで続く。
の電圧の上昇に対応して、スイッチング素子2及びスイ
ッチング素子3の端子間電圧は図2の(ハ)及び(ニ)
に示すようになる。
ピーダンス素子13に容量11の充電電流が流れ、c点
には図2の(ホ)に示すような正電圧が発生している。
そこで、このc点の電位をスナバ回路の充電電流検出回
路32の中のコンパレータ33の反転入力端子に接続
し、同時にコンパレータ33の非反転入力端子は適当な
電圧に設定された基準電圧源34に接続しておくことに
よって、コンパレーター33の出力d点には図2の
(ヘ)に示すような信号が発生する。
すなわち、スイッチング素子2のパルス駆動信号とd点
の信号とを、高圧側パルス制限回路30のANDゲート
に入力することによって、t4からt6の期間にはスイ
ッチング素子2のパルス駆動信号が禁止され、f点の電
位は図2の(チ)に示すようになる。このような動作に
よって、時刻t4にスイッチング素子3が開放された後
に、時刻t5でパルス駆動回路14から図2の(イ)に
示すようなスイッチング素子2を駆動する信号は出力さ
れているが、図2の(ヘ)に示すd点の信号により阻止
されるため、h点の電位が上昇してダイオード8が順バ
イアスされる時刻t6になるまでスイッチング素子2は
導通されない。
チング素子2の端子間電圧が充分に下がってからスイッ
チング素子2は導通されるため、図8に示す従来例のよ
うな過電流が流れることはなく、安全にスイッチング素
子2は導通状態に入ることができる。
同時にスイッチング素子2が導通すると、回路には、共
振コンデンサ4、スイッチング素子2、入力電圧源1、
共振インダクタンス6とトランス7の並列回路、共振イ
ンダクタンス5を通って共振コンデンサ4に戻る経路
で、電流が流れる。次に、t6からt7の期間に、前記
共振電流は共振動作によって反転し、同じ経路を逆方向
に流れる。以後、t1からt7の動作が繰り返されるこ
ととなる。
スイッチング素子を導通させる駆動パルスが出力されて
も、容量11の充電電流あるいは放電電流が流れている
期間中は当該スイッチング素子の導通を阻止し、容量1
1の充電あるいは放電が終了してダイオード8あるいは
9がオン状態となりスイッチング素子の端子間電圧が充
分に低下した後に、当該スイッチング素子を導通させる
ことができる。したがって、発振周波数や負荷インピー
ダンスの大きさに関わらず、常に、スイッチング損失を
非常に小さいものとすることができる。
バコンデンサに直列に接続されたインピーダンス素子に
発生する電圧により、充放電期間であることを検出して
いるが、これに限られることはなく、他の方法によって
も行うことができる。例えば、スイッチング素子の両端
の電圧を直接に充電電流検出回路32および放電電流検
出回路35に印加するようにしてもよい。
るインピーダンス素子を前記充放電期間の検出に用いる
こともできる。この図において、40はトランスを有す
るインピーダンス素子、41はトランスである。この回
路において、インピーダンス素子13に発生する電圧は
トランス41の1次側に印加され、トランス41の2次
側には、巻線比に対応した電圧が発生される。この2次
側の電圧をインピーダンス素子を介して、充電電流検出
回路32および放電電流検出回路35に入力することに
より、前述した場合と同様に動作させることができる。
この場合、トランス41の1次2次巻線比を変化させる
ことによって、インピーダンス素子に発生した電圧を任
意の値に変換することができ、その後の信号処理を容易
に行うことが可能となる。
巻線により充放電電圧を検出することもできる。すなわ
ち、実験から、出力トランスの巻線にはh点の電位と同
様のパルス電圧が発生していることが確認されており、
図4に示すように、出力トランスに設けた巻線から検出
した電圧を32または35の検出回路に入力することに
よって、図1に示した第1の実施形態の場合と同等の効
果を得ることが出来るものである。
ンバータ回路を例にとって説明してきたが、これに限ら
れることはなく、自励式のコンバータ回路にも全く同様
に適用することができる。同様に、ハーフブリッジ方式
に限らず、フルブリッジ方式のコンバータ回路にも適用
することができる。
ので、スイッチングコンバーター回路において、全ての
発振可能周波数および全てのインピーダンス条件に対し
てスイッチング素子をその端子間電圧が約0ボルトまで
下がってから導通させるようなスイッチング動作にする
ことが出来るため、過大サージ電流によるスイッチング
素子への電気的ストレスを追放することができ、あらゆ
る条件においてスイッチング損失の非常に小さな理想的
な動作を安価に実現することができる。
り、スイッチングレギュレーターにおいては、広大な制
御範囲つまり広い入力電圧範囲及び広い負荷電流変化範
囲に対応することが可能となる。特に、電流共振ブリッ
ジコンバーターのような共振モードを積極的に用いたコ
ンバーターにおいては、前記スイッチング素子へのスト
レス低減化の達成及び動作可能周波数範囲の拡大によ
り、制御範囲の拡大を達成することが可能となる。
る。
るための図である。
るための図である。
である。
グ図である。
路を示す図である。
係図である。
関係図である。
Claims (4)
- 【請求項1】 スイッチングコンバーター回路におい
て、スイッチング素子の両端の電圧を検出するための両
端電圧発生状態検出手段と、スイッチング素子の両端に
パルス電圧が発生している期間はスイッチング素子に対
する駆動回路出力を禁止する手段とを有することを特徴
とする駆動パルス出力制限回路。 - 【請求項2】 前記両端電圧発生状態検出手段は、当該
スイッチング素子両端または主変成器巻線両端に接続さ
れたスナバコンデンサに直列接続されたインピーダンス
素子の両端に発生する電圧を検出するものであることを
特徴とする請求項1記載の駆動パルス出力制限回路。 - 【請求項3】 前記インピーダンス素子にトランスが接
続されており、前記インピーダンス素子の両端に発生す
る電圧を任意の値に変換することができるようになされ
ていることを特徴とする請求項2記載の駆動パルス出力
制限回路。 - 【請求項4】前記両端電圧発生状態検出手段は、スイッ
チング素子両端電圧の絶対値を検出するもの、あるい
は、出力トランス巻線に発生する電圧を検出するもので
あることを特徴とする請求項1記載の駆動パルス出力制
限回路。
Priority Applications (6)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP22275195A JP3459142B2 (ja) | 1995-08-09 | 1995-08-09 | 駆動パルス出力制限回路 |
DE69618870T DE69618870T2 (de) | 1995-08-09 | 1996-07-23 | Treiberimpuls-Begrenzerschaltung |
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Applications Claiming Priority (1)
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Cited By (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2001258269A (ja) * | 2000-03-15 | 2001-09-21 | Kawasaki Steel Corp | ソフトスイッチングdc−dcコンバータ |
JP2006174571A (ja) * | 2004-12-15 | 2006-06-29 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | 電流共振コンバータ |
JP2006197711A (ja) * | 2005-01-13 | 2006-07-27 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | スイッチング電源 |
JP2007006614A (ja) * | 2005-06-23 | 2007-01-11 | Sanken Electric Co Ltd | スイッチング電源装置 |
US7558081B2 (en) | 2001-12-31 | 2009-07-07 | International Rectifier Corporation | Basic halogen convertor IC |
JP2009189107A (ja) * | 2008-02-05 | 2009-08-20 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | スイッチング電源 |
JP2010206949A (ja) * | 2009-03-04 | 2010-09-16 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | スイッチング電源 |
JP2011254592A (ja) * | 2010-05-31 | 2011-12-15 | Canon Inc | 電流共振電源 |
CN111162677A (zh) * | 2018-11-07 | 2020-05-15 | 罗姆股份有限公司 | 电源控制装置、以及llc谐振变换器 |
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Families Citing this family (24)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP3644615B2 (ja) * | 1997-02-17 | 2005-05-11 | Tdk株式会社 | スイッチング電源 |
US6075714A (en) * | 1997-05-30 | 2000-06-13 | American Dental Technologies, Inc. | Regulated drive for vibratory feeders |
US6021055A (en) * | 1998-09-24 | 2000-02-01 | International Rectifier Corporation | Intentional cross conduction of converter circuit to ignite high ignition voltage loads |
US6140880A (en) * | 1998-09-24 | 2000-10-31 | Cypress Semiconductor Corp. | Circuits, architectures and methods for detecting and correcting excess oscillator frequencies |
DE69903124T2 (de) * | 1999-01-19 | 2003-04-24 | Magnetek Spa | Betriebsschaltung für eine schwingende Last |
DE19917364A1 (de) * | 1999-04-16 | 2000-10-19 | Patent Treuhand Ges Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh | Schaltungsanordnung mit Halbbrücke |
DE19925490A1 (de) | 1999-06-04 | 2000-12-07 | Philips Corp Intellectual Pty | Konverter mit Resonanzkreiselelementen |
JP2003510001A (ja) * | 1999-09-17 | 2003-03-11 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | Llc変換器及びllc変換器を制御する方法 |
JP4053425B2 (ja) * | 2001-02-06 | 2008-02-27 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 同期式dc−dcコンバータ |
DE10128687A1 (de) * | 2001-06-13 | 2002-12-19 | Philips Corp Intellectual Pty | Spannungswandler |
US6956359B2 (en) * | 2001-10-10 | 2005-10-18 | International Rectifier Corporation | Synchronous rectification for low voltage motor drive |
FR2834392A1 (fr) * | 2001-12-28 | 2003-07-04 | St Microelectronics Sa | Oscillateur haute tension ayant un temps de reaction rapide |
JP2003309982A (ja) * | 2002-04-16 | 2003-10-31 | Mitsubishi Electric Corp | 電力用半導体装置 |
TW565988B (en) * | 2002-05-13 | 2003-12-11 | Delta Electronic Inc | Soft-switching DC-DC converter having active energy discharge slot |
DE10317380A1 (de) * | 2003-04-15 | 2004-11-18 | Infineon Technologies Ag | Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler |
KR100586978B1 (ko) | 2004-08-10 | 2006-06-08 | 삼성전기주식회사 | Llc공진형 직류/직류 컨버터 |
JP2006254540A (ja) * | 2005-03-08 | 2006-09-21 | Sony Corp | スイッチング電源回路 |
TWI339480B (en) * | 2006-11-14 | 2011-03-21 | Delta Electronics Inc | Separate type converter having relatively better effectiveness |
JP4222421B2 (ja) * | 2007-02-28 | 2009-02-12 | サンケン電気株式会社 | 多出力スイッチング電源装置 |
US20110127973A1 (en) * | 2008-06-02 | 2011-06-02 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Switched mode power converter |
JP5761206B2 (ja) * | 2011-02-01 | 2015-08-12 | 富士電機株式会社 | 共振型スイッチング電源装置 |
CN102158096B (zh) * | 2011-05-11 | 2013-11-20 | 南京博兰得电子科技有限公司 | 一种非隔离式谐振变换器 |
WO2013024550A1 (ja) * | 2011-08-18 | 2013-02-21 | 富士通株式会社 | Dc-dcコンバータ、dc-dc変換方法、及び情報機器 |
CN108674217B (zh) * | 2018-04-26 | 2021-03-02 | 若瑞(上海)文化科技有限公司 | 一种新能源汽车的电池优化控制*** |
Family Cites Families (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4270164A (en) * | 1979-02-28 | 1981-05-26 | Contraves Goerz Corporation | Short circuit protection for switching type power processors |
IL73559A0 (en) * | 1983-12-22 | 1985-02-28 | Gen Electric | Shoot-thru protection for x-ray generator inverter |
JPS61277223A (ja) * | 1985-06-03 | 1986-12-08 | Mitsubishi Electric Corp | 半導体モジユ−ル |
US4733104A (en) * | 1985-12-06 | 1988-03-22 | General Electric Company | Integrated circuit for controlling power converter by frequency modulation and pulse width modulation |
DE3901034C1 (en) * | 1989-01-14 | 1990-07-19 | Danfoss A/S, Nordborg, Dk | Inverter |
FR2680056B1 (fr) * | 1991-07-29 | 1994-05-27 | Centre Nat Rech Scient | Convertisseur statique d'energie electrique a semi-conducteurs. |
GB9206020D0 (en) * | 1992-03-19 | 1992-04-29 | Astec Int Ltd | Transition resonant convertor |
DE4328458B4 (de) * | 1992-08-25 | 2005-09-22 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd., Kadoma | Schalt-Spannungsversorgung |
US5539630A (en) * | 1993-11-15 | 1996-07-23 | California Institute Of Technology | Soft-switching converter DC-to-DC isolated with voltage bidirectional switches on the secondary side of an isolation transformer |
JPH08154378A (ja) * | 1994-09-30 | 1996-06-11 | Sony Corp | スイッチング電源回路 |
US5691889A (en) * | 1995-12-13 | 1997-11-25 | Unitrode Corporation | Controller having feed-forward and synchronization features |
-
1995
- 1995-08-09 JP JP22275195A patent/JP3459142B2/ja not_active Expired - Fee Related
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- 1996-07-23 ES ES96111847T patent/ES2168416T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1996-07-23 EP EP96111847A patent/EP0758160B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1996-07-23 DE DE69618870T patent/DE69618870T2/de not_active Expired - Lifetime
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- 1996-08-08 KR KR1019960032970A patent/KR970013697A/ko not_active Application Discontinuation
Cited By (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2001258269A (ja) * | 2000-03-15 | 2001-09-21 | Kawasaki Steel Corp | ソフトスイッチングdc−dcコンバータ |
US7558081B2 (en) | 2001-12-31 | 2009-07-07 | International Rectifier Corporation | Basic halogen convertor IC |
JP2006174571A (ja) * | 2004-12-15 | 2006-06-29 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | 電流共振コンバータ |
JP2006197711A (ja) * | 2005-01-13 | 2006-07-27 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | スイッチング電源 |
JP2007006614A (ja) * | 2005-06-23 | 2007-01-11 | Sanken Electric Co Ltd | スイッチング電源装置 |
JP2009189107A (ja) * | 2008-02-05 | 2009-08-20 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | スイッチング電源 |
JP2010206949A (ja) * | 2009-03-04 | 2010-09-16 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | スイッチング電源 |
JP2011254592A (ja) * | 2010-05-31 | 2011-12-15 | Canon Inc | 電流共振電源 |
CN111162677A (zh) * | 2018-11-07 | 2020-05-15 | 罗姆股份有限公司 | 电源控制装置、以及llc谐振变换器 |
JP2020078152A (ja) * | 2018-11-07 | 2020-05-21 | ローム株式会社 | 電源制御装置、およびllc共振コンバータ |
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