JP2002208496A - 放電管駆動回路 - Google Patents

放電管駆動回路

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Abstract

(57)【要約】 【課題】 冷陰極放電管駆動用回路のインダクタとバラ
ストコンデンサを省略することにより、小型化が可能で
安価なトランスを提供する。 【解決手段】 局部飽和可能なコアを備えたトランス
と、当該トランスの1次側に配置される直流電源と、前
記直流電源と前記トランスとの間に配置されるダイオー
ドと、前記トランスとプッシュプル構成される複数の半
導体スイッチと、前記半導体スイッチのゲートと接続す
る制御回路を具備し、前記トランスの2次側に放電管を
接続することを特徴とした。

Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、ノートパソコンや
デジタルカメラなどの液晶ディスプレイのバックライト
に使用される冷陰極放電蛍光管を発光させる放電管駆動
回路に関するものである。
【0002】
【従来の技術】従来の冷陰極放電管用駆動回路は、昇圧
機能を有した自励共振型発振回路が使われていた。直流
電圧を数十kHzの交流電圧に変換した後、トランスに
よって数百Vに昇圧した後、放電管に印加して発光させ
る方式であった。しかし、自励共振型であるため、原理
上外部より周波数を設定することは回路動作上困難であ
った。そのため、入力電圧など動作範囲は実質的に一定
で可変範囲が非常に狭いものでしか無かった。そこで、
充分な輝度調整特性を付与するために、回路的には複雑
になるが、DC/DCコンバータを昇圧回路の前段に挿
入し、間接的に直流入力電圧を放電管の輝度の要求に応
じた可変電圧に制御した後、交流変換回路に印加する方
法がとられていた。またこの方法では、起動後に負荷の
放電管の電圧低下に対応するために、出力にバラストコ
ンデンサやリーケージインダクタンスが必要であった。
【0003】図4および5は、DC/DCコンバータを
用いた従来の自励共振型発信回路の構成と、その主要部
における電圧波形である。図4において、DC/DCコ
ンバータは半導体スイッチ53,インダクタ32、コン
デンサ73およびダイオード63で構成され、制御回路
42の可変抵抗81の設定値によりコンデンサ73の両
端から任意の可変直流電圧を得るものである。ここで、
端子421は制御回路42の電源端子であり、端子42
2は制御回路42のグランドの共通端子であり、端子4
23は半導体スイッチ53の駆動端子であり、端子42
4は放電管2の電流検出端子である。直流電源1の電圧
V71は半導体スイッチ53の開および閉動作時間に応じ
たパルス状電圧V63に変換され、平滑回路によって直流
電圧V73となる。以上述べた電圧波形を図5に示す。こ
の直流電圧V73は半導体スイッチ53の閉動作時間(TO
N)と開動作時間(TOFF)の比率により任意に選ぶことが
できる。従って、可変直流電圧はV73=V71×TON/
(TON+TOFF)で計算される。
【0004】次に、電圧制御された直流電圧V73はイン
ダクタ33を介してトランス34の中間タップ342に
印加される。端子341には半導体スイッチ54が、ま
た端子343には半導体スイッチ55が接続されると共
に、コンデンサ74が並列に接続されている。共振回路
はトランス34の1次側から見たインダクタンスとコン
デンサ74とで構成される。半導体スイッチ54および
55は、端子346、347の駆動巻線の働きにより、
前記共振回路の周波数のタイミングの開、閉動作を行
う。トランス34の2次側端子344と345間に正弦
波電圧V72を得ることができる。放電管2の電流を抵抗
85で検出して、制御回路42により、コンデンサ73
の電圧V73を制御することで、放電管2の電流を安定化
している。
【0005】この自励共振型発振回路は、トランス34
の端子341と343間のインダクタンスとコンデンサ
72で決まる共振周波数で共振し、正弦波電圧V72がト
ランス34の端子間341−343、344−345あ
るいは346−347から得られる。図5に示すV54の
電圧波形は半導体スイッチ54のコレクターエミッタ間
電圧である。ベースに接続されている端子347が負電
圧のときは半導体スイッチ54が開動作期間となってい
るため、半導体スイッチ54のコレクタに接続している
端子341の電圧は正弦波電圧が印加されるが、端子3
47が正電圧に変わると閉動作期間となり、端子341
の電圧は差がなくなる。一方、半導体スイッチ55の電
圧波形はV55に示すように、V54と逆位相関係である。ト
ランス34の巻線電圧波形は、V54とV55の合成電圧に
なり、その電圧波形は、図5のV72の通り、正負対称電
圧波形である。
【0006】V342はトランス34の端子342の電圧
波形である。コンデンサ73の直流電圧V73と端子34
2の電圧V342の差電圧が、インダクタ33の端子間に
現れることになる。インダクタ33の端子間には、電圧
時間積S331とS332に等しい電圧脈動分を含む。このた
め、トランス34の端子342の平均電圧値とコンデン
サ73の電圧値が等しい。
【0007】前記直流電源1の電圧は10V程度であ
り、放電管2の端子間に印加する電圧は実効値で800
V程度が必要となる。しかしながら、従来のプッシュプ
ル回路は、フライバック電圧を活用していないため、可
能な限りフライバック電圧が少ない特性のトランスを使
用していた。さらに、構成する半導体スイッチとして一
般的に逆方向が導通するトランジスタを使用しているた
め、スイッチ動作開とした期間に発生する逆起電力によ
るフライバック電圧は、その逆方向導通特性の作用によ
り電源電圧以上の高い電圧を発生させることができなか
った。
【0008】このため、トランス34の1次と2次の巻
数比を1:200付近に選び、通常の巻数比の範囲を遙
かに逸脱した高巻数比のトランスとしなければならず、
また放電管2の放電開始電圧以上の電圧となるトランス
34の2次電圧を、放電管2が点灯した後、放電管2に
コンデンサ75(バラストコンデンサと呼ばれている)
を直列に接続することで、コンデンサ75の電圧降下
で、放電管2への印加電圧を下げなければならなかっ
た。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】上記のように、従来方
式の自励共振型発振回路であっても、冷陰極放電蛍光管
の要求特性である、放電開始時に必要な点灯時電圧の1
50%〜200%の高電圧を得ることや、著しく寿命を
縮めないように点灯時電圧波形の対称性を得ることは可
能ではあったが、従来の駆動回路では発光輝度を調整す
る場合は、供給電源電圧を可変とするDC/DCコンバ
ータ回路が別途必要であったり、放電管に直列にバラス
トコンデンサを接続して、放電管2への印加電圧を下げ
なければならず、DC/DCコンバータでの電圧変換部
の損失が加わり、変換効率が低いという問題や、トラン
スは常に高い電圧が必要で小型に構成出来ない欠点があ
った。このため液晶ディスプレイ用バックライト駆動回
路においては低廉、小型化の要請を満足することはでき
なかった。
【0010】
【課題を解決するための手段】本発明は、局部飽和可能
なコアを備えたトランスと、当該トランスの1次側に配
置される直流電源と、前記直流電源と前記トランスとの
間に配置されるダイオードと、前記トランスとプッシュ
プル構成される複数の半導体スイッチと、前記半導体ス
イッチのゲートと接続する制御回路を具備し、前記トラ
ンスの2次側に放電管を接続する放電管駆動回路であ
る。本発明においては、前記制御回路により前記トラン
スの駆動周波数を下げることでトランスの巻数比を上げ
ずに昇圧比を上げる。そして前記トランスの2次側の電
圧波形は実質的に正負対称な交流であり、前記放電管と
直列に抵抗器を接続して、当該抵抗器の両端電圧と基準
電圧値との比較により前記トランスの励磁電流を制御す
る。
【0011】本発明はバラストコンデンサで電圧を下げ
るのではなく、放電開始の短時間の時のみ、駆動周波数
を下げることにより、トランスを低インダクタンス領域
まで励磁して、フライバック昇圧効果で高い電圧を発生
させる。前記トランスのコアは、その断面積が一定でな
く、例えば、中芯コアー断面積より、外足コアー断面積
の一部を小さく構成することで、トランスの駆動周波数
が下がったときに、外足コアーの一部が磁気飽和するよ
うにして、インダクタンス値が低い領域まで励磁させ
る。このとき、トランスの励磁電流が増大するために、
半導体スイッチが開するときの逆起電力も増大して高電
圧を発生することが出来る。
【0012】
【発明の実施の形態】本発明による一実施例を図1に示
す。図1は半導体スイッチをプシュプル構成にする場合
である。直流電源1の正端子は、ダイオード61を経由
してトランス31の1次巻線端子312に接続され、端
子311と端子313間には並列にコンデンサ72を挿
入すると共に、半導体スイッチ51と52が直流電源1
の負端子に接続する。直流電源1に並列にリップル電流
平滑用のコンデンサ71を挿入する。半導体スイッチ5
1と52のゲートはそれぞれ制御回路41につながれ、
開および閉動作の期間と周波数が制御される。また、制
御回路41は抵抗器85の両端電圧を検出して過電流監
視する機能を持たしているとともに、定電流機能を持た
している。電流値設定は可変抵抗器81を調整すること
によって得られる。ここで、端子411は制御回路41
の電源端子であり、端子412は制御回路41のグラン
ドの共通端子であり、端子413は半導体スイッチ52
の駆動端子であり、端子414は半導体スイッチ51の
駆動端子である。
【0013】図2は各部の電圧波形例である。図中のQ
51とQ52はそれぞれ半導体スイッチ51、52の動作状
態であり、開動作及び閉動作の期間とタイミングを表示
したものである。I82はトランス31の1次電流であ
り、半導体スイッチ51及び52の通過電流を示す。V
72はコンデンサ72の電圧波形である。V85は抵抗85
の電圧波形であり、放電管2の正負対称な電流波形でも
ある。図1の動作を詳細に説明する。半導体スイッチ5
2を閉動作にすると、トランス31の端子312から端
子313方向に電流が流入し、半導体スイッチ52を通
って直流電源1に環流する。図2のV82の図示するよう
に励磁電流は時間と共に増加し、半導体スイッチ52が
開動作に移行すると、トランス31に蓄積された励磁電
流による磁気エネルギが、コンデンサ72に電気エネル
ギとして充電される。その後、コンデンサ72に充電さ
れた電圧により、端子313から端子312を通して端
子311の方向に電流が流れることにより、コンデンサ
72の電圧が一度上昇してその後降下する。この一連の
動作はV72の電圧波形に示すように、端子311と端子
313間のインダクタンスとコンデンサ72と負荷の放
電管2で決まる減衰共振振動(減幅振動とも言う)であ
る。
【0014】次に、半導体スイッチ51を閉動作にする
と、ダイオード61を通して端子312から端子311
方向に励磁電流が流れ、時間の経過と共に上昇する。さ
らに、半導体スイッチ51が開動作になると、トランス
31に蓄積された励磁電流による磁気エネルギが、端子
312から端子311の方向に電流が流れ続ける。その
ため、端子311からコンデンサ72を通して端子31
3の方向に電流が流れて、コンデンサ72を充電して電
圧が一度降下してその後上昇する。端子313から端子
312を通して端子311の方向に電流が減少して停止
した時、コンデンサ72の電圧が最大値になる。その
後、コンデンサ72に充電された電圧により、端子31
1から端子312を通して端子313の方向に電流が流
れることになり、コンデンサ72の電圧が減少する。こ
の動作は、半導体スイッチ52の動作と全く同じで、共
振振動しながら減衰する。
【0015】放電開始時の動作を説明する。図2の動作
状態で放電開始していない場合は管電流が流れないため
に、V85が設定値に上げようと、半導体スイッチ51お
よび52の閉時間を長くするとともに、この閉と開の周
波数も下げるように制御される。これにより、トランス
は低インダクタンス領域まで励磁される。
【0016】このトランスは、図6に示すように磁束が
通るコアー(局部飽和可能なコア)の断面積を故意に、
一部分を狭くして構成している。このように構成するこ
とで、断面積が狭い部分が飽和した場合には、エアーギ
ャップと同様な磁気抵抗が発生する。トランスの1次巻
線に直流電流を流しながらインダクタンス値を測定する
と、図7の通り、直流電流が小さいときは、外足コアー
断面積の狭い部分も飽和しないので、インダクタンス値
は高い値を示しているが、直流電流が大きくなると、外
足コアー断面積の狭い部分が飽和してインダクタンス値
は低い値になる。横軸を磁束密度としても同様であっ
て、磁束密度が大きくなれば、外足コアー断面積の狭い
部分が飽和し、飽和後のインダクタンス値は低い値にな
るため、飽和前の励磁電流の上昇率に対して、飽和後の
励磁電流の上昇率は大きくなり、急速に電流が上昇す
る。
【0017】図3は動作時の電圧波形例である。I82の
波形で上昇角度が急になった部分がトランスを低インダ
クタンス領域で励磁していることを示している。半導体
スイッチ52が開動作に移行直後に、端子313の電圧
が直流電源1の電圧の2倍電圧以上に上昇する。この場
合、トランス31の端子311及び312間と端子31
2及び313間が同じ巻数のコイルが巻かれているた
め、端子311の電位が直流電源1の負電位より低下し
てしまう。このため、ダイオード61がないと、直流電
源1に半導体スイッチ51の逆導通特性によってソース
からドレイン方向に電流が流れ、端子311から端子3
12を経由して直流電源1の正端子に回生電流が流れ
る。このため、半導体スイッチ52の電圧が2倍電圧以
上に上昇できずに電圧がクランプする。ダイオード61
があるため、このとき、端子311の電位は直流電源1
の負電圧値で停止して、端子312の電位が直流電源1
の正電位より上昇することで、端子311の電位が、直
流電源1の2倍電圧以上に上昇できる。半導体スイッチ
51が開動作に移行直後に、端子311の電圧が直流電
源1の電圧の2倍電圧以上に上昇する。この場合も同様
にダイオード61が働く。また、半導体スイッチ51と
52が逆導通しない特性を有する場合は、ダイオード6
1は不要である。図3のV72は、第3高調波が大変多
い波形となっているが、駆動周波数を図2の点灯時周波
数の1/3に設定すれば、この第3高調波は点灯時周波
数と等しくなる。
【0018】可変抵抗器81は抵抗器85の端子電圧の
しきい値を設定する。制御回路41内で可変抵抗器81
で設定した基準電圧値と抵抗器85の端子電圧の平均値
(または実効値)が比較され、その差電圧を増幅した値の
大きさで半導体スイッチ51または52の閉時間を制御
するものである。抵抗器85の両端電圧が可変抵抗器8
1で設定した基準電圧値と比較され、低いときは半導体
スイッチ51または52の閉時間を長くして、トランス
31の励磁電流を増やす。トランス31の励磁電流が増
えると、半導体スイッチ51または52の開動作期間後
の電圧が高くなり、放電管2に流れる電流値増加によっ
て発光輝度が高くなる。このようにして、可変抵抗器8
1により発光輝度が調整できる。
【0019】本発明品は、バラストコンデンサとインダ
クタが不要であるため、外形寸法は、従来は140mm×
14mm×6mmの11.8ccの容積に対して、120mm×
10mm×5mmの6.0cc、容積比51%と大幅に小型化
できるとともに、その重量は、従来品が、12gに対し
て、6.2gで54%にできた。また変換効率は、従来
品が、82%に対して、86%で4%改善できた。
【0020】
【発明の効果】以上の説明で明らかなように本発明によ
る昇圧回路は、バラストコンデンサやリーケージインダ
クタンスが必要なく、その電圧降下が無いためトランス
が小型出来、また、巻線部品はトランスのみであり、駆
動用インダクタを必要としないものであり、小型高効率
で放電管の発光輝度調整を可能にしたものである。また
本発明は部品数が少なく、かつ信頼性が向上し、安価に
製造できるものである。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明による実施例である。
【図2】本発明を実施した場合の起動時電圧波形例であ
る。
【図3】本発明を実施した場合の動作時電圧波形例であ
る。
【図4】従来例を示す回路図である。
【図5】従来技術による動作時電圧波形である。
【図6】本発明の局部飽和可能なトランスの構造図であ
る。
【図7】本発明の局部飽和可能なトランスの特性図であ
る。
【符号の説明】
1:直流電源 2:放電管 31、34:トランス 311〜315、341〜347:端子 32、33:インダクタ 41、42:制御回路 411、421:電源端子 412と422:共通端子 423:駆動端子 424:検出端子 51〜57:半導体スイッチ 61、63:ダイオード 71〜75:コンデンサ 81:可変抵抗器 83〜85:抵抗器

Claims (4)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】 局部飽和可能なコアを備えたトランス
    と、当該トランスの1次側に配置される直流電源と、前
    記直流電源と前記トランスとの間に配置されるダイオー
    ドと、前記トランスとプッシュプル構成される複数の半
    導体スイッチと、前記半導体スイッチのゲートと接続す
    る制御回路を具備し、前記トランスの2次側に放電管を
    接続することを特徴とする放電管駆動回路。
  2. 【請求項2】 前記制御回路により前記トランスの駆動
    周波数を下げることでトランスの巻数比を上げずに昇圧
    比を上げることを特徴とする請求項1に記載の放電管駆
    動回路。
  3. 【請求項3】 前記トランスの2次側の電圧波形は実質
    的に正負対称な交流であることを特徴とする請求項1又
    は2に記載の放電管駆動回路。
  4. 【請求項4】 前記放電管と直列に抵抗器を接続し、当
    該抵抗器の両端電圧と基準電圧値との比較により前記ト
    ランスの励磁電流を制御することを特徴とする請求項1
    乃至3に記載の放電管駆動回路。
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