JP4040518B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、放電灯点灯装置に関し、特に低耐圧のトランジスタを使ってインバータ回路を構成した放電灯点灯装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
メタルハライドランプを光源とするプロジェクタの需要が増大傾向にあり、装置の小型化、軽量化、かつ低価格化が求められるようになってきた。かかる要請に応えるためには、電源回路の改善が不可避である。
【0003】
ところで、メタルハライドランプ等の高輝度ランプを点灯するには、例えば、350Vの直流電圧をランプに印加してグロー放電させ、その後十数kVの高圧トリガパルスを印加してアーク放電させる。ランプが点灯するとランプは定電力制御されるが、そのときランプの電圧は140V程度あるいはそれ以下まで下がる。
【0004】
グロー放電を起こすための350Vの電圧は、バックコンバータ回路からインバータ回路を経由してランプに印加されるため、インバータ回路を構成するトランジスタは通常600V程度の耐圧を有するものが使用される。一方、ランプ点灯後はインバータ回路にかかる電圧はせいぜい140V程度であるので、この状態では、インバータ回路を構成するトランジスタは250Vから300V程度の耐圧があれば十分である。一般に、耐圧の低いトランジスタほど外形寸法が小さく、オン抵抗が低く、また価格的にも安いというメリットがある。
【0005】
上記の点に着目して、従来より低い耐圧のトランジスタをブリッジ回路に使用するための回路構成が提案されている(例えば、特許文献1)。特許文献1に記載の回路では、低耐圧トランジスタを使用してフルブリッジインバータを構成し、低耐圧トランジスタにスイッチング素子を接続することにより、一時的に高電圧がかからないようにしている。
【0006】
【特許文献1】
特開2000−215991号公報(3頁)
【0007】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、特許文献1に記載の回路では、低耐圧トランジスタに接続したスイッチング素子を制御するためにタイマや遅延回路等が必要となり、回路構成が複雑になる。
【0008】
本発明は、低耐圧トランジスタで構成したインバータ回路を含む放電灯点灯装置を簡単な回路構成で実現することを目的とする。
【0009】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するためになされた請求項1記載の放電灯点灯装置は、所定電圧が印加されるとグロー放電を行い、高圧トリガパルスが印加されるとグロー放電からアーク放電へと移行して点灯する放電灯に用いる放電灯点灯装置であって、前記放電灯の点灯前は前記所定電圧より低い第1の電圧を出力し、前記放電灯の点灯後は前記放電灯を定電力制御するバックコンバータ回路と、前記バックコンバータ回路の定電力制御時には、前記バックコンバータ回路から出力される直流電圧を交流電圧に変換して前記放電灯に印加するインバータ回路と、前記放電灯に前記高圧トリガパルスを出力する高圧トリガパルス発生回路と、コイルと、前記放電灯の電極間に接続されたコンデンサとを有し、前記コンデンサを充電することにより前記所定電圧を発生するブーストアップ回路と、前記コイルと前記コンデンサとの間に接続された半導体電気素子を有し、前記ブーストアップ回路のイネーブル/ディスエーブルを切り換える切換手段と、を有し、前記放電灯をグロー放電させるために、前記バックコンバータ回路から前記インバータ回路に前記第1の電圧が出力され、前記切換手段は前記ブーストアップ回路をイネーブルにして前記ブーストアップ回路に電圧を印加することにより発生する電圧により前記コンデンサを充電し、前記放電灯がグロー放電を開始すると、前記切換手段は前記ブーストアップ回路をディスエーブルとし、前記半導体電気素子が前記所定電圧と前記第1の電圧の差分に相当する第2の電圧を担持することを特徴としている。
【0010】
このように構成された放電灯点灯装置では、放電灯の点灯前は、バックコンバータ回路から第1の電圧が発生出力される。このとき、インバータ回路は、バックコンバータ回路からの入力電圧である第1の電圧をそのまま出力するように駆動される。一方、切換手段によってイネーブルとされたブーストアップ回路が、インバータ回路の出力側に放電灯をグロー放電させるために必要な所定電圧を印加する。これによって、バックコンバータ回路からの出力電圧は所定電圧より低い第1の電圧であるにもかかわらず、放電灯はブーストアップ回路からグロー放電を行うために必要な電圧の供給を受けることができる。
【0011】
しかし、この場合、インバータ回路の入力側には第1の電圧が印加されており、出力側には第1の電圧より高い電圧が印加されている。そこで、インバータ回路の出力側に半導体電気素子を挿入し、インバータ回路の入出力間の電圧のバランスを保っている。
【0012】
請求項2記載の放電灯点灯装置は、請求項1記載の放電灯点灯装置であって、前記インバータ回路は、スイッチング素子で構成されており、前記スイッチング素子は入出力間電圧として前記第1の電圧以上で前記所定電圧以下の値をとることを特徴としている。
【0013】
このようにインバータ回路に使用するスイッチング素子として耐圧の低いものを使用することができる。スイッチング素子及び半導体電気素子としてMOSFETを使用するとすれば、インバータ回路に耐圧の高いMOSFETを4つ使っていた従来の回路と比較すると、請求項2に記載の発明では、同じようにインバータ回路にMOSFETを使用するとすれば、全体でひとつ多い合計5つのMOSFETを用いてインバータ回路を構成することになる。しかし、インバータ回路を構成するMOSFETは耐圧の低いものを使用でき、また、半導体電気素子としてのMOSFETも同様に耐圧の低いものを使用できるので、MOSFETの数は増えたもののコスト的には安くすることができる。
【0015】
請求項3記載の放電灯点灯装置は、請求項1記載の放電灯点灯装置であって、前記高圧トリガパルス発生回路は前記高圧トリガパルスを発生するためのトランスを有することを特徴としている。
【0016】
請求項4記載の放電灯点灯装置は、請求項1記載の放電灯点灯装置であって、前記ブーストアップ回路は、コイルとコンデンサで構成される共振回路にステップ電圧を印加することにより発生する電圧により前記コンデンサを充電することを特徴としている。
【0017】
請求項5記載の放電灯点灯装置は、請求項1記載の放電灯点灯装置であって、前記コンデンサの両端電圧を検出する電圧検出手段を有し、前記電圧検出手段が検出した前記コンデンサの両端電圧が前記所定電圧以下の場合には、前記切換手段は前記共振回路をイネーブルとし、前記所定電圧に達している場合には、前記切換手段は前記共振回路をディスエーブルとすることを特徴としている。
【0018】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態による放電灯点灯装置ついて添付図面を参照しながら説明する。図1から図6は、それぞれ本発明の第1から第6の実施の形態による放電灯点灯装置のバラスト電源の回路構成を示した図である。図7は、これら6つの実施の形態の基本となるバラスト電源の回路構成を示した図である。
【0019】
メタルハライドランプ等の高輝度放電ランプは、点灯前は、電極間は絶縁された状態にある。ランプを点灯するには、まず350V程度のバイアス電圧をかけてグロー放電させ、次いでバイアス電圧に十数kVの高圧トリガパルス電圧を重畳してランプの電極間を絶縁破壊する。これによりグロー放電からアーク放電に移行し、ランプは点灯を開始する。
【0020】
アーク放電に移行した直後は、アークが安定しておらず、光を発しているもののまだ弱い状態にある。バラスト電源からの出力電流がアーク放電保持電流を下回ると、アーク放電を保持できなくなりランプは消えてしまう。このため、アーク保持電流以上を維持するために、点灯直後はランプを定電流制御する。アーク放電が安定すると、強い光が出始める。以後は、定電力制御に移行してランプを交流点灯する。
【0021】
本発明の実施の形態を説明する前に、第1から第6の実施の形態に共通するバラスト電源の構成について、図7を参照しながら説明する。
【0022】
図7に示したバラスト電源10は、バックコンバータ回路(ダウンチョッパ回路)20、インバータ回路30、高圧トリガパルス発生回路40及び制御部50により構成されている。バックコンバータ回路20の入力側には、図示しない直流電源回路が接続されており、出力側にはインバータ回路30と高圧トリガパルス発生回路40が接続されている。
【0023】
バックコンバータ回路20は、+側入力端子aと−側入力端子bを有し、入力端子a、b間には図示しない直流電源回路が接続されている。バックコンバータ回路20は、MOSFET(以下、単に「トランジスタ」という)Q1、トランジスタQ1のオン/オフ制御を行うドライバ21、ダイオードD1、平滑コンデンサC1及びコイルL1により構成されている。ドライバ21にはフォトカプラを介して制御部50が接続されている。
【0024】
インバータ回路30は、トランジスタQ2〜Q5により構成されるフルブリッジ回路と、フルブリッジ回路を駆動するためのドライバ31により構成されている。ドライバ31には制御部50が接続されている。インバータ回路30の出力はランプLに接続されている。
【0025】
高圧トリガパルス発生回路40は、トランスT1とT2を有し、トランスT1の1次側には抵抗R1、コンデンサC2及び双方向特性素子D2が、2次側にはダイオードD4、アレスタD3、トリガトランスT2及びコンデンサC3が接続されている。トランスT2の2次側巻線は、インバータ回路30とランプLの間に接続されている。また、コンデンサC4がインバータ回路30の出力端子間に接続されている。
【0026】
次に、上記のように構成されたバラスト電源10の動作を説明する。以下、理解を容易にするために、具体的電圧値を示しながら動作説明を行うが、以下に述べる数値は例示に過ぎず、本発明はそれらの数値に限定されるものではない。
【0027】
バックコンバータ回路20の入力端子a、bには、図示しない直流電源から350Vの直流電圧が印加される。グロー放電させるために、制御部50はバックコンバータ回路20のドライバ21に制御信号を送り、トランジスタQ1を継続的にオンする。その結果、バックコンバータ回路20の入力端子端子a、b間に印加されている電圧(350V)がそのままインバータ回路30の端子c、d間に現れ、350Vの直流電圧がインバータ回路30と高圧トリガパルス発生回路40に印加される。直流電源からバックコンバータ回路20に印加される電圧が350V以上の場合には、トランジスタQ1のスイッチング周波数やデューティを調整することにより、バックコンバータ回路20からの出力電圧を350Vに制御する。
【0028】
このとき、制御部50からインバータ回路30のドライバ31には制御信号が送られており、ドライバ31はフルブリッジ回路を構成するトランジスタQ2とQ5をオン、トランジスタQ3とQ4をオフするよう駆動信号を出力する。その結果、インバータ回路30の出力端子間e、fに接続されたコンデンサC4には、インバータ回路30の入力電圧がそのままかかり、充電される。コンデンサC4が350Vのバイアス電圧まで充電されたところで、グロー放電が行われる。
【0029】
高圧トリガパルス発生回路40は、バックコンバータ回路20の出力電圧を入力として高圧トリガパルスを発生させるための回路である。抵抗R1とコンデンサC2の直列回路にバックコンバータ回路20の出力電圧(350V)が印加されているので、コンデンサC2の電圧は徐々に上昇する。コンデンサC2の電圧が双方向特性素子D2に加わり、コンデンサC2の電圧が所定値に達すると双方向特性素子D2は絶縁破壊する。双方向特性素子D2が絶縁破壊を起こす電圧は150V以上180V以下に設定されている。
【0030】
双方向特性素子D2が絶縁破壊すると、コンデンサC2に蓄えられていたエネルギーはトランスT1及びダイオードD4を通してコンデンサC3へ伝送される。コンデンサC2に蓄えられている電荷がコンデンサC3へ伝送されるとコンデンサC2は抵抗R1を通して再び充電され、上記と同様の動作を繰り返す。この繰り返し周波数は、抵抗R1とコンデンサC2の定数によって決まる。
【0031】
双方向特性素子D2が絶縁破壊を繰り返し、コンデンサC2に蓄えられていた電荷がコンデンサC3へ伝送される毎に、コンデンサC3の電圧は増大していく。コンデンサC3の電圧が1kVに達すると、アレスタD3は絶縁破壊をしてオンとなる。アレスタD3がオンすると、コンデンサC3の放電電流がアレスタD3を介してトリガトランスT2の1次側巻線に流れ、2次側に十数kVのトリガパルス電圧を発生する。この十数kVのトリガパルス電圧が350Vのバイアス電圧に重畳されてランプLに印加される。すると、ランプLはグロー放電からアーク放電に進んで、ランプLは点灯する。
【0032】
ランプLが点灯した直後は、ランプL内の水銀が完全蒸発に至っていないので、ランプ電圧は低い値になる。その値は10〜20V程度と、定格電圧の数分の1程度である。そこで、ランプLを早く安定状態に移行させるため、電流値を増やして投入電力を上げる。点灯からある程度の時間が経過し、ランプL内部の水銀蒸気圧が上がり始めると、ランプ電圧はほぼ定格電圧に近い値となる。ランプLが点灯してからランプ電圧が定格電圧に近い値となるまでの間、バラスト電源10はランプ電圧を観測しながら定電流制御を行う。
【0033】
なお、ランプLが点灯すると、バックコンバータ回路20のコンデンサC1の電圧はランプ電圧である100V程度まで減少するので、高圧トリガパルス発生回路40のコンデンサC2の電圧は双方向特性素子D2が絶縁破壊する電圧まで上昇せず、トリガトランスT2から高圧トリガパルスが発生することはない。
また、双方向特性素子D2が絶縁破壊を起こす電圧は150V以上180V以下に設定されていると説明したが、これはランプ電圧の最大値が150Vであるので、ランプLが点灯したときにトリガパルスが発生しないようにするためである。
【0034】
ランプLが安定した点灯状態となると、定電流制御から定電力制御へ移行する。このときインバータ回路30のトランジスタQ2とQ5のペアとトランジスタQ3とQ4のペアのオン、オフを交互に数百Hzで切り換える。これにより、ランプLには低周波矩形波電圧が供給される。定電力制御を行うために、バックコンバータ回路20の出力端子c、d間の電圧とコイルL1を流れる電流を図示しない検出回路で検出している。
【0035】
以下、本発明の実施の形態について説明する。以下に説明する各実施の形態は、図7に示した構成に対して次のような改変が行われている。まず、ランプLの点灯前は、バックコンバータ回路20から350Vより低い、例えば200Vの電圧を出力する。一方、350Vの電圧を発生させる電圧発生部を設け、インバータ回路30の出力側の電圧を350Vとして350VをランプLに印加する。ただし、このようにすると、インバータ回路30の入力側電圧が200Vなのに対して出力側電圧は350Vとなり、オンしているインバータ回路30内のトランジスタに差分の150Vの電圧がかかってしまう。そこで、入出力間電圧が150Vとなりうる半導体電気素子をインバータ回路30内に組み込んでいる。
【0036】
最初に、図1及び図11を参照しながら本発明の第1の実施の形態について説明する。図11は、図1に示したバラスト電源10Aの動作を説明するためのタイミングチャートである。
【0037】
図1に示したバラスト電源10Aは、図7に示した基本構成と同様に、バックコンバータ回路20A、インバータ回路30A、高圧トリガパルス発生回路40A及び制御回路50Aから構成されており、それぞれ図7に示したバックコンバータ回路20、インバータ回路30、高圧トリガパルス発生回路40及び制御回路50に対応する。このことは後述する図2から図6に示したバラスト電源についても同じである。
【0038】
インバータ回路30Aは、図7に示したインバータ回路30内にダイオードD7とトランジスタQ7を新たに接続した構成となっている。また、高圧トリガパルス発生回路40Aには、トランスT1を利用したコンデンサC4の充電回路が付加されている。トランジスタQ7はインバータ回路30のフルブリッジを構成するトランジスタQ2とQ4のアーム側に、即ち、トランジスタQ2とQ4の接続点と端子eの間に接続されている。ダイオードD7はトランジスタQ7のバイパス的役割を担うようトランジスタQ7のドレイン・ソース間に接続されている。
【0039】
高圧トリガパルス発生回路40A内のトランスT1は、その2次側巻線がN2巻線、N3巻線及びN4巻線に3分割されており、N2巻線とN3巻線の巻き数比はN2:N3=3:1に設定されている。N2巻線は図7に示したトランスT1の2次巻線に相当し、高圧トリガパルスを発生するために使用される。
【0040】
トランスT1の2次側のN3巻線と、ダイオードD6及びトランジスタQ6によりコンデンサC4の充電回路が構成されており、コンデンサC4を350Vに充電する。充電回路を構成するトランジスタQ6のゲート・ソース間にはドライブ抵抗R2が接続されている。また、トランスT1の2次巻線を3分割したうちのN4巻線は、そのプラス側がダイオードD5を介してトランジスタQ6のゲートに接続されている。
【0041】
次に、図11を参照しながら図1に示したバラスト電源10Aの動作を説明する。ランプLの点灯後の定電流制御及びそれに続く定電力制御は、図7に示した回路について行った説明と変わるところがないので説明を省略し、ランプLの点灯前のバラスト電源10Aの動作のみを説明する。
【0042】
バックコンバータ回路20Aの回路構成は、図7に示した構成と変わらないが、動作は異なる。図1に示したバックコンバータ回路20Aの入力端子a、bには、図示しない直流電源から350Vの直流電圧が印加される。この点は、図7のバックコンバータ回路20と同じである。しかし、本実施の形態では、制御部50Aがバックコンバータ回路20Aのドライバ21にフォトカプラP1を介して制御信号を送り、トランジスタQ1のスイッチング周波数あるいはデューティを調整し、バックコンバータ回路20Aからの出力電圧が200Vになるよう制御する。即ち、バックコンバータ回路20AはランプLにグロー放電を起こさせるために必要な350Vの電圧を出力せず、それよりも低い200Vの直流電圧を出力する。
【0043】
200Vの直流電圧は、インバータ回路30Aと高圧トリガパルス発生回路40Aに出力される。このとき、インバータ回路30Aのドライバ31は、フルブリッジを構成するトランジスタQ2とQ5にはドライブ信号を出力しているが、トランジスタQ3、Q4及びQ7にはドライブ信号を出力していない。即ち、トランジスタQ2とQ5がオンで、トランジスタQ3とQ4はオフとなっている。従って、フルブリッジの出力にはバックコンバータ回路20Aからの入力電圧の200Vがそのまま現れ、コンデンサC4は充電を開始し、その両端電圧は200Vまで上昇する。
【0044】
一方、高圧トリガパルス発生回路40の抵抗R1とコンデンサC2の直列回路にも200Vの直流電圧が印加されており、コンデンサC2の電圧も上昇する。双方向特性素子D2が絶縁破壊を起こす電圧は150V以上180V以下に設定されているので、コンデンサC2の電圧が150Vに達すると、双方向特性素子D2は絶縁破壊する。すると、コンデンサC2のエネルギーはトランスT1とダイオードD4を介してコンデンサC3へ伝送される。双方向特性素子D2が絶縁破壊を繰り返すたびにコンデンサC3の電圧は上昇し、コンデンサC3はアレスタD3が絶縁破壊する電圧1kVまで充電される。トランスT1の巻き数比はN2:N3=3:1に設定されているので、コンデンサC4はほぼ350V程度までフォワード動作によって充電される。
【0045】
トランスT1のN4巻線とダイオードD5はトランジスタQ6にゲート電圧を印加するためのもので、ドライブ抵抗R2はトランジスタQ6がオフするときの放電経路を提供している。また、充電経路に挿入したトランジスタQ6は、ランプLの点灯時においてトランスT1のN3巻線に電流が流れないようにするためのものである。ランプLが点灯すると、双方向特性素子D2が絶縁破壊しないためトランスT1の2次側に電圧が誘起されることはなく、トランジスタQ6はオフとなっている。このため、トランスT1のN3巻線には電流が流れず、従ってコンデンサC4の充電動作も行われない。しかし、トランジスタQ6がないと、点灯時コンデンサC4に発生する交流電圧によりダイオードD6が導通し、N3巻線に電流が流れてしまう。
【0046】
コンデンサC4の電圧が200Vを越えて上昇すると、トランジスタQ7のドレイン・ソース間電圧も上昇し、インバータ回路30の入出力間の電圧は均衡を保つ。コンデンサC4の電圧が350Vまで上昇すると、ランプLのグロー放電が行われる。
【0047】
このように、バックコンバータ回路20Aの出力電圧を200Vまで降圧しているが、ランプLを安定的に点灯させるには、350Vの電圧をランプLに加える必要があり、そのため高圧トリガパルス発生回路40AのトランスT1の2次巻線を分割し、分割した巻線を利用してコンデンサC4を350Vまで充電するようにしている。
【0048】
また、ランプLが点灯する前は、インバータ回路30Aの入力側の電圧が200V、出力側の電圧が350Vとなるので、トランジスタQ7が差分の150Vを担うようにしている。なお、トランジスタQ7がないと、インバータ回路30Aの入力側と出力側の電圧差の150VがトランジスタQ2にかかり、トランジスタQ2がMOSFETであれば、MOSFETの内蔵ダイオードがオンし、コンデンサC4を350Vまで充電することはできなくなる。また、ブリッジ回路のスイッチとしてIGBTを使用すれば、コレクタ・エミッタ間の逆耐圧を越え破壊してしまう。
【0049】
次に、図2を参照しながら本発明の第2の実施の形態について説明する。
【0050】
図2に示したバラスト電源10Bのインバータ回路30Bは、図7に示した基本構成のインバータ回路30内にダイオードD7とトランジスタQ7を接続した構成であり、この点は図1に示したインバータ回路30Aと同じである。高圧トリガパルス発生回路40B内には、トランスT1を利用したコンデンサC4の充電回路が設けられている。
【0051】
高圧トリガパルス発生回路40内のトランスT1は、その1次側巻線がN1巻線とN2巻線に分割されている。1次側のN2巻線と、ダイオードD6及びトランジスタQ5によりコンデンサC4の充電回路が構成されており、コンデンサC4はこの充電回路により350Vに充電される。
【0052】
次に、図11を参照しながら図2に示したバラスト電源10Bの動作を説明する。
【0053】
図1に示したバラスト電源10Aと同様に、本実施の形態によるバックコンバータ回路20Bも入力端子a、bには、図示しない直流電源から350Vの直流電圧が印加され、出力端子c、dから200Vの直流電圧を出力する。200Vの直流電圧は、インバータ回路30Bと高圧トリガパルス発生回路40Bに出力される。このとき、インバータ回路30BのトランジスタQ2とQ5はオンで、トランジスタQ3とQ4はオフとなるよう制御されている。従って、フルブリッジの出力にはバックコンバータ回路20Bからの入力電圧の200Vがそのまま現れ、コンデンサC4は充電を開始し、その両端電圧は200Vまで上昇する。
【0054】
一方、高圧トリガパルス発生回路40Bの抵抗R1とコンデンサC2の直列回路にも200Vの直流電圧が印加されており、コンデンサC2の電圧も上昇する。コンデンサC2の電圧が150Vに達すると、双方向特性素子D2は絶縁破壊する。すると、コンデンサC2に蓄えられていた電荷はトランスT1とダイオードD4を介してコンデンサC3へ伝送される。同時にトランスT1の1次側の巻線N2からダイオードD6、端子e、コンデンサC4、端子f、トランジスタQ5を通って巻線N2に戻るループに電流が流れ、コンデンサC4が充電される。双方向特性素子D2が絶縁破壊を繰り返すたびにコンデンサC3とC4の電圧は上昇する。
【0055】
コンデンサC4の電圧が200Vを越えて上昇すると、トランジスタQ7のドレイン・ソース間電圧も上昇し、インバータ回路30Bの入出力間の電圧は均衡を保つ。コンデンサC4の電圧が350Vまで上昇すると、ランプLのグロー放電が行われる。グロー放電引き続き高圧トリガパルス発生回路40Bから高圧トリガパルスが出力され、アーク放電を起こしてランプLは点灯する。ランプLの点灯後の定電流制御及びそれに続く定電力制御は、図7に示した回路で説明した通りである。
【0056】
このように、高圧トリガパルス発生回路40BのトランスT1の1次巻線を分割し、分割した巻線を利用してコンデンサC4を350Vまで充電するようにしている。また、ランプLが点灯する前におけるインバータ回路30Bの入力側と出力側の電圧差をトランジスタQ7が担うようにしている。
【0057】
次に、図3を参照しながら本発明の第3の実施の形態について説明する。
【0058】
図3に示したバラスト電源10Cのインバータ回路30Cは、図7に示した基本構成のインバータ回路30内にダイオードD7とトランジスタQ7を接続した構成であり、高圧トリガパルス発生回路40C内にはトランスT1を利用したコンデンサC4の充電回路が付加されている。
【0059】
図1及び図2に示したバラスト電源10A、10Bとは異なり、図3に示したバラスト電源10Cでは、トランジスタQ7はインバータ回路30Cのフルブリッジを構成する他方のアーム、即ち、トランジスタQ3とQ5のアーム側、具体的には、トランジスタQ3とQ5の接続点と端子fの間に接続されている。ダイオードD7はトランジスタQ7のドレイン・ソース間に接続されている。
【0060】
図2に示したバラスト電源10Bと同様に、高圧トリガパルス発生回路40C内のトランスT1は、その1次側巻線がN1巻線とN2巻線に分割されている。1次側のN2巻線と、トランジスタQ2及びダイオードD6によりコンデンサC4の充電回路が構成されており、コンデンサC4を350Vに充電する。
【0061】
次に、図11を参照しながら図3に示したバラスト電源10Cの動作を説明する。
【0062】
本実施の形態によるバラスト電源10Cの動作は、基本的に図2に示したバラスト電源10Bの動作と同じであるが、コンデンサC4を充電する場合の充電経路が異なる。コンデンサC2の電圧が150Vに達し、双方向特性素子D2が絶縁破壊すると、コンデンサC2に蓄えられていたエネルギーはトランスT1とダイオードD4を介してコンデンサC3へ伝送される。同時にトランスT1の1次側の巻線N2からトランジスタQ2、端子e、コンデンサC4、端子f、ダイオードD6を通って巻線N2に戻るループに電流が流れ、コンデンサC4が充電される。双方向特性素子D2が絶縁破壊を繰り返すたびにコンデンサC3とC4の電圧は上昇する。
【0063】
コンデンサC4の電圧が200Vを越えて上昇すると、トランジスタQ7のドレイン・ソース間電圧も上昇する。その結果、端子fの電位は端子bの電位に対してマイナス方向に遷移し、インバータ回路30Cの入出力間の電圧は均衡を保つ。コンデンサC4の電圧が350Vまで上昇すると、ランプLのグロー放電が行われる。グロー放電引き続き高圧トリガパルス発生回路40Cから高圧トリガパルスが出力され、アーク放電を起こしてランプLは点灯する。ランプLの点灯後の定電流制御及びそれに続く定電力制御は、図7に示した回路で説明した通りである。
【0064】
次に、図4を参照しながら本発明の第4の実施の形態について説明する。
【0065】
図4に示したバラスト電源10Dでも、インバータ回路30は、図7に示した基本構成のインバータ回路30D内にダイオードD7とトランジスタQ7を接続した構成である。高圧トリガパルス発生回路40D内には、トランスT1を利用したコンデンサC4の充電回路が付加されている。
【0066】
図1及び図2と同様に、図4に示したバラスト電源10Dでも、トランジスタQ7はインバータ回路30Dのフルブリッジを構成するトランジスタQ2とQ4のアーム側に接続されている。また、高圧トリガパルス発生回路40D内のトランスT1の2次側でコンデンサC3の両端には、ツェナーダイオードZD1、コンデンサC4及びダイオードD6の直列回路が接続されており、コンデンサC4の充電回路を形成している。ツェナーダイオードZD1は650Vでツェナーブレークダウンする。
【0067】
次に、図12を参照しながら図4に示したバラスト電源10Dの動作を説明する。
【0068】
本実施の形態によるバラスト電源10Dの動作は、基本的に図1乃至図3に示したバラスト電源10A、10B及び10Cの動作と同じであるが、コンデンサC4の充電動作が異なる。コンデンサC2の電圧が150Vに達し、双方向特性素子D2が絶縁破壊すると、コンデンサC2に蓄えられていたエネルギーはトランスT1とダイオードD4を介してコンデンサC3へ伝送される。双方向特性素子D2が絶縁破壊を繰り返すたびにコンデンサC3の電圧は上昇するが、コンデンサC3の電圧が650V以下では、ツェナーダイオードZD1はブレークダウンせず、コンデンサC3、ツェナーダイオードZD1、端子e、コンデンサC4、端子f、ダイオードD6を介してコンデンサC3に戻る充電ループには電流は流れない。そのため、コンデンサC4は200V以上に充電されることはない。
【0069】
コンデンサC3の電圧が650Vを越えると、ツェナーダイオードZD1がブレークダウンし、充電ループに電流が流れ、コンデンサC4は充電ループを介して200V以上に充電される。このとき、トランジスタQ7のドレイン・ソース間電圧もコンデンサC4の電圧上昇に伴って上昇する。コンデンサC3の電圧が1kVに達したときには、コンデンサC4の電圧は350Vになっており、ランプLのグロー放電が行われる。グロー放電引き続き高圧トリガパルス発生回路40Dから高圧トリガパルスが出力され、アーク放電を起こしてランプLは点灯する。ランプLの点灯後の定電流制御及びそれに続く定電力制御は、図7に示した回路で説明した通りである。
【0070】
次に、図5を参照しながら本発明の第5の実施の形態について説明する。
【0071】
図5に示したバラスト電源10Eのインバータ回路30Eは、図7に示した基本構成のインバータ回路30E内にダイオードD7とトランジスタQ7を接続すると共に、コンデンサC4を350Vまで充電するための充電電圧発生部を設けている。図3を除く他の図に示したバラスト電源と同じように、本実施の形態でもトランジスタQ7はインバータ回路30のフルブリッジを構成するトランジスタQ2とQ4のアーム側にコイルL2を介して接続されている。また、コイルL2、コンデンサC4及びトランジスタQ8により構成されるブーストアップ回路が充電電圧発生部として機能する。更に、コンデンサC4の両端電圧を検出するための電圧検出回路60Eを設けている。電圧検出回路60Eは、抵抗R2とR3で構成されている。なお、トランジスタQ7は、特許請求の範囲に記載する切換手段に相当する。
【0072】
図1乃至図4で説明した実施の形態では、コンデンサC4を350Vまで充電するための充電電圧発生部を高圧トリガパルス発生回路40内に設けていたが、本実施例では、インバータ回路30内に設けた点で第1乃至第4の実施の形態と異なっている。
【0073】
次に、図12を参照しながら図5に示したバラスト電源10Eの動作を説明する。
【0074】
本実施の形態によるバラスト電源10Eの動作は、基本的に図1乃至図3に示したバラスト電源10A、10B及び10Cの動作と同じであるが、コンデンサC4の充電動作が異なる。コンデンサC4の電圧を350Vまで充電するためには、コンデンサC4の電圧を電圧検出回路60Eで検出しながら、トランジスタQ8をスイッチングしてコイルL2によってブーストする。コイルL2はコンデンサC4を充電するためにのみ必要となるため、インダクタンス値は数十μH以下に設定する。この場合、トランジスタQ7とQ8は耐圧400V以上が必要になる。電圧検出回路60EによりコンデンサC4の両端電圧が350Vに達したことが検出されると、トランジスタQ8はオフとなり、充電動作を中止する。
【0075】
コンデンサC4の電圧上昇に伴い、トランジスタQ7のドレイン・ソース間電圧も上昇する。コンデンサC4が350Vに充電されたところで、ランプLのグロー放電が行われる。グロー放電引き続き高圧トリガパルス発生回路40Eから高圧トリガパルスが出力され、アーク放電を起こしてランプLは点灯する。ランプLの点灯後の定電流制御及びそれに続く定電力制御は、図7に示した回路で説明した通りである。
【0076】
最後に、図6を参照しながら本発明の第6の実施の形態について説明する。
【0077】
図6に示したバラスト電源10Fは、図5に示したバラスト電源10Eの構成から電圧検出回路60EとトランジスタQ8を取り除いた構成であり、コイルL2とコンデンサC4により共振回路を構成するようにしている。トランジスタQ2、Q5をオン/オフ制御してステップ電圧を印加することで、コンデンサC4は共振回路の入力側の電圧の2倍の電圧まで充電される。コンデンサC4を350Vに充電するためには、入力側の電圧、即ち、端子c、d間の電圧が175VとなるようにトランジスタQ1のスイッチング動作を行う。
【0078】
図7に示した基本構成では、トランジスタQ2〜Q5に350V程度の電圧が加わるため、600V程度の耐圧を有するトランジスタを使用する必要があったが、上記した本発明の実施の形態では、バックコンバータ回路20(A〜F)からの出力電圧を200Vあるいはそれ以下まで降圧し、次段のインバータ回路30(A〜F)に耐圧の低いトランジスタを使用する。一方、バックコンバータ回路20(A〜F)からの出力電圧の低下分を補償するための回路を付加している。
【0079】
尚、本発明の放電灯点灯装置は、上記した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加えることができる。例えば、図1に示した第1の実施の形態におけるトランジスタQ7を、図8に示したようにダイオードD9とD10で置き換えるようにしてもよい。ダイオードD9は、端子cとトランジスタQ2のドレインの間に、ダイオードD8は端子fとトランジスタQ5の間にそれぞれ順方向に接続されている。
【0080】
また、図9に示したように、図1に示した第1の実施の形態に変更を加えても良い。図9では、高圧トリガパルス発生回路40Aの入力をバックコンバータ回路20Aの入力側に接続し、ランプLが点灯後は高圧トリガパルス発生回路40Aが動作しないようにするために、スイッチQ8をトランスT1の1次巻線側に挿入してある。スイッチQ8は、ランプLが点灯するまではオンに維持され、点灯後はオフとされる。
【0081】
図4に示した第4の実施の形態に同様の変更を加えたのが、図10に示した構成である。図10の変形例においても、高圧トリガパルス発生回路40Dの入力をバックコンバータ回路20Dの入力側に接続し、さらにスイッチQ8をトランスT1の1次巻線側に挿入してある。
【0082】
【発明の効果】
本発明によれば、インバータ回路を構成するスイッチについては耐圧の低いものを使用できる。MOSFETは、ドレイン−ソース電圧の定格が低いものほど、オン抵抗が低く、小型で安い価格で入手することができるので、MOSFETを用いてインバータ回路を構成すれば、小型で安く高効率の放電灯点灯装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1の実施の形態による放電灯点灯装置の回路図。
【図2】本発明の第2の実施の形態による放電灯点灯装置の回路図。
【図3】本発明の第3の実施の形態による放電灯点灯装置の回路図。
【図4】本発明の第4の実施の形態による放電灯点灯装置の回路図。
【図5】本発明の第5の実施の形態による放電灯点灯装置の回路図。
【図6】本発明の第6の実施の形態による放電灯点灯装置の回路図。
【図7】本発明の各実施の形態に共通する部分からなる放電灯点灯装置の回路図。
【図8】図1に示した放電灯点灯装置に含まれるインバータ回路の変形例を示した回路図。
【図9】図1に示した放電灯点灯装置の変形例を示した回路。
【図10】図4に示した放電灯点灯装置の変形例を示した回路。
【図11】図1、図2及び図3に示した放電灯点灯装置の動作を説明するためのタイミングチャート。
【図12】図4に示した放電灯点灯装置の動作を説明するためのタイミングチャート。
【図13】図5に示した放電灯点灯装置の動作を説明するためのタイミングチャート。
【図14】図5に示した放電灯点灯装置の動作を説明するためのタイミングチャート。
【符号の説明】
10(A〜E)…放電灯点灯装置、20(A〜E)…インバータ回路、30(A〜E)…インバータ回路、40(A〜E)…高圧トリガパルス発生回路、L…ランプ
Claims (5)
- 所定電圧が印加されるとグロー放電を行い、高圧トリガパルスが印加されるとグロー放電からアーク放電へと移行して点灯する放電灯に用いる放電灯点灯装置であって、
前記放電灯の点灯前は前記所定電圧より低い第1の電圧を出力し、前記放電灯の点灯後は前記放電灯を定電力制御するバックコンバータ回路と、
前記バックコンバータ回路の定電力制御時には、前記バックコンバータ回路から出力される直流電圧を交流電圧に変換して前記放電灯に印加するインバータ回路と、
前記放電灯に前記高圧トリガパルスを出力する高圧トリガパルス発生回路と、
コイルと、前記放電灯の電極間に接続されたコンデンサとを有し、前記コンデンサを充電することにより前記所定電圧を発生するブーストアップ回路と、
前記コイルと前記コンデンサとの間に接続された半導体電気素子を有し、前記ブーストアップ回路のイネーブル/ディスエーブルを切り換える切換手段と、
を有し、
前記放電灯をグロー放電させるために、前記バックコンバータ回路から前記インバータ回路に前記第1の電圧が出力され、前記切換手段は前記ブーストアップ回路をイネーブルにして前記ブーストアップ回路に電圧を印加することにより発生する電圧により前記コンデンサを充電し、
前記放電灯がグロー放電を開始すると、前記切換手段は前記ブーストアップ回路をディスエーブルとし、
前記半導体電気素子が前記所定電圧と前記第1の電圧の差分に相当する第2の電圧を担持することを特徴とする放電灯点灯装置。 - 前記インバータ回路は、スイッチング素子で構成されており、前記スイッチング素子は入出力間電圧として前記第1の電圧以上で前記所定電圧以下の値をとることを特徴とする請求項1記載の放電灯点灯装置。
- 前記高圧トリガパルス発生回路は前記高圧トリガパルスを発生するためのトランスを有することを特徴とする請求項1に記載の放電灯点灯装置。
- 前記ブーストアップ回路は、前記コイルと前記コンデンサとで構成される共振回路にステップ電圧を印加することにより発生する電圧により前記コンデンサを充電することを特徴とする請求項1記載の放電灯点灯装置。
- 前記コンデンサの両端電圧を検出する電圧検出手段を有し、前記電圧検出手段が検出した前記コンデンサの両端電圧が前記所定電圧以下の場合には、前記切換手段は前記ブーストアップ回路をイネーブルとし、前記所定電圧に達している場合には、前記切換手段は前記ブーストアップ回路をディスエーブルとすることを特徴とする請求項1記載の放電灯点灯装置。
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