JP2000125575A - 正弦波入出力単相倍電圧交直変換回路の定サンプリング型pwm装置 - Google Patents
正弦波入出力単相倍電圧交直変換回路の定サンプリング型pwm装置Info
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Abstract
波入出力単相倍電圧交直変換回路を、定サンプリング方
式でPWM制御を行なう。 【解決手段】 2個の能動素子の夫々にダイオードを逆
並列してそれらを直列接続し、前記能動素子の直列回路
に対して並列に2個の直流電源を接続すると共に、前記
の能動素子及び2個の直流電源の中性点を連系された単
相交流系統した単相倍電圧交直変換回路の電流制御に際
し、定サンプリングによって主素子のPWM制御を行な
う。
Description
される正弦波入出力単相倍電圧交直変換回路の定サンプ
リング型PWM装置に関する。
単相倍電圧型交直変換回路が用いられている。これは回
路のシンプルさがあるばかりか、AC−DC間が一線共
通(DCの中性点が直接交流系統に接続されているた
め)であるため、直流側のノイズ対策が楽な点に特徴が
ある。
り左側が商用系統、右側が電源装置である。図16にお
いて、eA (t) は交流電圧、LS は系統のインダクタン
ス、LP は整流装置内のインダクタンス、Ed1,Ed2は
2次電池、U,Xは自己ターンオフデバイス(MOSF
ET,IGBTなど)である。
であって、夫々に対してはダイオードDU ,DX を並列
に接続すると共に、これらを直列接続し、かつ2つの2
次電池Ed2,Ed1からなる直流電源を並列接続した後、
直流の中性点を直接、交流系統に接続している。
夫々が交流の波高値よりも大きくなければ、制御そのも
のが不可能であり、その意味において直流倍電圧変換回
路と称される。
そのものは、系統連系用途及びUPS(Uninter
ruptible Power Supply)に適用
することは公知である。例えば、昭和63年電気学会産
業応用部門全国大会 予稿集(P457〜P462)
(以下、文献1と称す)には、家庭用エアコンの交流入
力部への適用例が示されている。
会 予稿集T21(以下、文献2と称す)には、家電機
器向けの正弦波入力倍電圧整流回路としての適用例が、
更に雑誌OHM 98年3月号(P72)(以下、文献
3と称す)には、小型単相UPSへの適用例が示されて
いる。
M(Pulse Width Modulation)
コンバータで入力電流が正弦波となるよう制御されなが
ら整流され、2次電池を充電しつつインバータに電力が
供給されるものである。
パワーデバイスのゲート指令の作成法であるPWM方式
に関しては、例えば文献1はキャリア比較方式であり、
文献2ではヒステリシスコンパレータ方式である。更に
文献3にはPWM方式に関する記載は特にないが、キャ
リア比較方式であると考えられる。
では入出力の1線が共通であるため、トランスレスで用
いてもノイズ発生が少ないと言う利点があり、このた
め、家電機器などでコストダウン要求に強い機器への適
用に向いている。
リア比較方式あるいはヒステリシスコンパレータ方式な
どのアナログ技術をベースとした方式である。そのため
現在、コストダウンの要素として主流となりつつあるデ
ィジタル制御には高価な高速プロセッサを必要とするた
め、適していない。
あり、主素子が2個のみの簡単な構成のみの、正弦波入
出力単相倍電圧交直変換回路の定サンプリング型PWM
装置を提供することを目的としている。
係る正弦波入出力単相倍電圧交直変換回路の定サンプリ
ング型PWM装置は、2個の能動素子の夫々にダイオー
ドを逆並列してそれらを直列接続し、前記能動素子の直
列回路に対して並列に2個の直流電源を接続すると共
に、前記2個の能動素子及び2個の直流電源の中性点を
連系された単相交流系統に直接接続した単相倍電圧交直
変換回路において、予め決められた定サンプリング周期
TS 毎に前記連系点の系統交流iP (t) を検出して正弦
波電流による目標関数j(t) と比較して、前記系統交流
iP (t) と目標関数j(t) との差である誤差関数Δt
(≡iP (t) −j(t) )を導出し、各サンプリング時刻
(t0,t1 ,…tn+1 …)で得た誤差関数の向きをも
とに、所定制御遅れ時間TC 後に単相倍電圧交直変換回
路の各主素子のゲート指令を下記表から選択するように
した。
選択すれば、誤差関数が負ならばΔ(tn )≦0、系統
電流が目標関数より小であるため、主素子Xオン(主素
子Uオフ)にて系統電流を増大させ、又、誤差関数が正
ならばΔ(tn )>0、系統電流が目標関数より大であ
るため、主素子Uオン(主素子Xオフ)にて系統電流を
減少させることができ、しかも、これらの作用は交流系
統の所定正弦波の変化幅内にて行なわれる。
単相倍電圧交直変換回路の定サンプリング型PWM装置
は、請求項1において、各サンプリング時刻tn におい
て計測されたΔ(tn )の向きにより、時刻tn +TC
でのゲート指令を下記表から選択した。
単相倍電圧交直変換回路の定サンプリング型PWM装置
は、請求項1において、前記2個の直流電源を夫々コン
デンサに置き換え、目標関数j(t) を正弦波とすると共
に、その振幅値をA(t) としたとき、前記j(t) とラプ
ラス変換したA(t) を下記式として直流出力電圧値を所
定値に制御するようにした。
単相倍電圧交直変換回路の定サンプリング型PWM装置
は、請求項1において、前記交流側を負荷に接続し、目
標関数j(t) をラプラス変換した形の下記として交流出
力電圧を所定値に制御するようにした。
)+βL・i(s) +γCF SL・VA (s) 但し、VA (t) :電圧指令波形VA (t) =√2EA sin
ωt[V] eA (t) :出力電圧波形[V] i(t) :出力電流波形[A] CF :交流フィルタ用コンデンサ[F] α:電圧フィードバックゲイン(α>0) β:電流フィードフォワードゲイン(β≧0) γ:CF 電流ゲイン(γ>0)
形態を示す構成図である。図1において、図16と同一
部分については同一符号を付して説明を省略する。図1
が図16と異なる部分はゲート指令を作成するところだ
けである。
る。1はパルス幅変調器、2はパルス発生器、3は目標
関数(指令)、4は連系点に設けた変流器、5は加算器
である。
パルス発生器2からのサンプリングパルスを受けて動作
する。今、目標関数j(t) を正弦波とし、主回路の連系
点の交流電流値iP (t) との差Δ(t)(以後、誤差関
数と称す)が目標追従範囲内であるか否かを一定サンプ
リング周期TS 毎に判定する。
たとき、前記した2個の主素子からなる倍電圧交直変換
回路の前記主素子のスイッチングモードを選択して、連
系点の交流電流値iP (t) を所定の範囲内に制御しよう
とするものである。
時刻tn (tn −tn-1 =TS :Const)毎に系統
電流i(tn )と目標関数j(tn )との誤差関数Δ
(tn)(≡i(tn )−j(tn ))の値を読込み、
制御遅れ時間TC (TC ≦TS)後のtn +tc にて、
2つの主素子に対するゲート指令を出力する。
選択すれば、誤差関数が負ならばΔ(tn )≦0であっ
て、系統電流が目標関数より小であるため、主素子Xオ
ン(主素子Uオフ)にて系統電流を増大させ、又、誤差
関数が正ならばΔ(tn )>0であって、系統電流が目
標電流より大であるため、主素子Uオン(主素子Xオ
フ)にて系統電流を減少させることができ、しかもこれ
らの作用は交流系統の所定正弦波の変化幅内にて行なわ
れる。
の判断のみで済むためサンプル負荷が小で済む。即ち、
従来の三角波比較の場合はアナログ量である三角波をデ
ィジタル変換した後、各サンプル毎の判断を行なってい
たため、ディジタル制御量が大であったのに対して、本
実施の形態では定サンプル毎の判断で済むため、計算機
の負荷量が小である。したがって遅いマイクロプロセッ
サが使用でき、効率的である。
関するものであり、図2を用いて説明する。図2が検討
対象である倍電圧交直変換回路であり、直流電圧源をコ
ンデンサに置き換えたものである。なお、主素子、U,
Xは例えばMOSFET,IGBT,GTO等の場合で
ある。そしてED1>0,ED2>0とする。
電流iP (t) は次の方程式により定まる。なお、v(t)
はスイッチング電圧であって、主素子U,Xの動作によ
って一義的に定まる。又、主素子の動作モードは表3に
よって示される。
せたい時にはモードIを、又、iP(t) を減少させたい
時にはモードIII を選べば、原理的にはiP (t) を任意
の波形に追従させることが可能となると考えられる・
分であるため、正弦波に限定することにより、設計範囲
に余裕が生じると想定されることから、ここでは目標関
数j(t) を正弦波に限定する。したがって系統電源の交
流電圧eA (t) と目標関数j(t) とは(2)式となる。
なお、θは力率角である(2π>θ≧0)。ここでΔ
(t)を(3)式とおき、(2),(3)の各式を
(1)式に代入すると(4)式が得られる。
EBB、小さい方の値をEB とする(EBB≧EB >0)。
(4)式において、sin(ωt−ψ)項の値に拘ら
ず、スイッチングによってΔ(t)を自由に増減できる
ための必要十分条件は(5)式であり、この(5)式は
(6)式のように変形できる。そして(6)式が満たさ
れるための必要十分条件は(7)式が満たされることで
ある。
考える。即ち、時刻tn での誤差関数値Δ(tn )の向
きに応じて、時刻tn +TC (TS >TC )での動作モ
ードを、(1)Δ(tn )≦0であれば、モードIと
し、(2)Δ(tn )>0であれば、モードIII とす
る。
は、電流はダイオードDX を通るので、この場合はモー
ドIIとしても同じ動作である。又、モードIII でi
P (t) ≧0の時には、電流はDU を通るので、この場合
にもモードIIとしても同じ動作である。iP (t) がj
(t) に追従するという前提で、既に示した(表2)下記
表4のスイッチングモードが得られる。
(t) ≧0の半サイクルの期間では主素子Xのみがオン・
オフし、j(t) <0の半サイクルではUのみがオン・オ
フすることが一目で明らかな点である。本実施の形態に
よれば前記同様の効果が得られる。
成図である。そして、本実施の形態では、直流電圧源を
コンデンサに置き換えた場合の、目標関数j(t) を作成
するためのブロック図である。即ち、既に説明した図
1,図2では目標指令関数に対して、いかに追従させる
かを示したものであるが、本実施の形態では前記考え方
をもとに、直流電圧を一定にするような目標関数をいか
に作成するかについてのものである。
として使用するものである。図3から明らかなように、
直流電圧源としてコンデンサc1 ,c2 を用いているた
め、直流出力電圧ED (t) はコンデンサで維持されて負
荷に供給される。したがって、この場合の目標関数の作
成手法である。図1との構成上の差異は上記したコンデ
ンサを用いた部分と、下部に示す制御手段の作成部分で
ある。
弦波として(8)式に示し、その場合の振幅値A(t) を
(9)式としようとするものである。なお、L・A(s)
は振幅値A(t) のラプラス変換とする。
作成の概要を説明する。先ず、図3の31で受電点の電
圧位相を検出し、32でθ値を設定し、33にて系統に
同期した交流電流√2 sin(ωt−θ)を発生する。
又、34の直流電圧の設定値VD と35の実際の直流出
力電圧ED (t) とから加算回路36にてVD −L・E
D(t) を作り、更に37によって1次遅れのフィードバ
ック要素(VD −L・Ed(t) )+K1 /1+T1 Sを
作成する。
直流電流の計測値ID (t) とから乗算回路39にて直流
出力電圧VD ・L・ID (s) を作り、更に391にて1
次遅れのフィードフォワード要素VD ・L・ID (t) /
EA cosθ×K2 /1+T2Sを作成する。次いで、加
算回路391にて前記フィードバック要素とフィードフ
ォワード要素を加算し、乗算回路392にて(8),
(9)式に示す最終的な目標関数j(t) を作成する。
1 の意味は、直流電圧の誤差が1[V]あったら交流側
の電流を何[A]にするかを示すものであり、同じく、
フィードフォワードゲインK2 の意味は、直流電流が1
[A]流れたら交流電流を何[A]流すかを示すもので
ある。なお、目標関数j(t) ができた後の作用は既に説
明した通りであるため省略する。
した場合に交流側を所定の正弦波に保ちつつ、直流出力
を一定値に制御することが可能となる。
成図である。本実施の形態では交流側を負荷に接続する
ことによりUPS運転とするようにしたものである。こ
の場合、交流出力電圧を一定の正弦波に保持する必要が
あり、そのための目標関数を作成するものである。
直流側と交流側を左右反対にして、右側になった交流電
圧eA (t) と出力電流i(t) を負荷に出力するものであ
り、基本構成は既に説明したものと同じであり、その差
異は下部にある制御回路部分である。
下記(10)式の通りラプラス変換したものである。
明する。先ず、41によって正弦波の指令出力電圧VA
(t) を加算回路42へ入力し、電圧変成器43からの実
際の出力電圧eA (t) との差をとった後、44にて電圧
フィードバックゲインαを乗じて加算回路45へ入力す
る。
て検出し、47にて電流フィードフォワードゲインβを
乗じて加算回路45に入力する。又、交流フィルタ用抵
抗RF を介して交流フィルタ用コンデンサCF に流れる
電流CF ・dVA /dtを48にて検出又は計算し、4
9にてCF 電流ゲインγを乗じて加算回路45へ入力す
る。
1の電流リミッタを経由して492にて目的とした(1
0)式のj(t) を得る。更に493にて前記j(t) の符
号を反転して加算回路494へ入力すると共に、連系点
の電流iP (t) を495にて反転し、これを加算回路4
94へ入力する。加算回路494からは誤差関数Δ
(t)が得られて、これはパルス幅変調器1へ入力され
る。
りである。本実施の形態によれば、交流側を負荷に接続
することにより交流出力を一定の正弦波に保つための交
流電圧制御が可能となる。
項3]を適用した単相倍電圧整流回路の実施例の動作を
計算機シミュレーションにより示す。図5が本実施例の
主回路の構成図である。単相100V,50Hzの商用
系統から受電するDC360V,1KVAの電源装置を
対象とし、力率は1とする。
圧に制御されることを示す。そして系統側のインピーダ
ンスはLS =1%とし、他の主回路定数は図5の通りと
した。又、θ=0とし、その他K1 =0.25,T1 =
37ms,K2 =360/100=3.6,T2 =0,
Ts =20μs,Tc =10μsとした。
係を示し、横軸に時間[ms],縦軸に電圧[V]を示
す。図6に示されるように出力電圧はほゞ設定値の36
0[V]に制御されていて、現れている100Hzのリ
プル電圧は±2.6[V]であり、系統交流電圧はほゞ
正弦波である。
示し、横軸に時間[ms],縦軸に電圧[V]と電流
[A]とが示されてる。図7から明らかなように力率は
ほゞ1.0に保たれており、交流電流の総合ひずみ率は
0.9で小さい。
に時間[ms]を、縦軸にゲート指令電圧[V]を示
し、上側がUゲート,下側がXゲートである。図8から
わかるように、Uゲート,Xゲートともに安定に作成さ
れている。なお、平均スイッチング周波数は約8KHz
であり、ほゞ6サンプルに1回の割合で、ゲート指令が
変更されている。
20V→360Vに変化させた場合の特性を示し、横軸
に時間[ms],縦軸に電圧[V]を示す。図9から明
らかなように、PWMは安定しており、交流電流の力率
は1.0、直流出力電圧は指令に追従して制御されてい
る。
例を示す構成図であり、AC100V,50Hzの商用
系統から充電する1KVAのチャージャーを考える。な
お、2つのバッテリ(各々180V)を同時に充電する
ものとし、Ts =20μs,Tc =10μsは実施例1
と同じとし、PWM方式には[請求項2]を適用する。
又、入力は1KVA,力率は0.9(遅れ)とする。
横軸に時間[ms],縦軸に電圧[V],電流[A]を
示す。図11に示されるように交流電流はほゞ正弦波で
あり、力率は0.9となっている。又、総合ひずみ率は
0.7%であって少ない。
間[ms],縦軸にゲート指令電圧[V]を示す。図1
2に示されるようにそれらは安定している。実施例1と
の差は半周期毎に休止期間が入っている。従って平均ス
イッチング周波数は、実施例1の約半分となり5.0K
Hzである。
求項4]を適用したAC100V,50Hz,1KVA
のUPS回路構成図である。Ts =20μs,TC =1
0μs,α=0.05,β=0.98,γ=1.01と
した。
Rの基準電圧(50Hz,AC100V)を示す。図1
4に示されるように、負荷投入時に、若干電圧の落ち込
みがあるが、すぐに回復しており、ほゞ基準通りの正弦
波電圧が発生している。出力電圧の総合ひずみ率は1.
5%で小さい。
間[ms],縦軸にゲート指令電圧[V]を示し、上部
にUゲートを、下部にXゲートを示す。各ゲートとも安
定に作成されている。
ン結果に示されるように、十分初期の目的が達成される
ことがわかる。
相倍電圧交直変換回路においても、定サンプリング制御
が適用できる結果、従来では制御量が大であったもの
が、定サンプル毎の判断ですむため、遅い計算機が使用
できて、効率的な処理が可能となる。
す構成図。
シミュレーションに際して使用した主回路構成図。
力電圧と系統電圧波形図。
流電圧と系統電圧波形図。
ート指令波形図。
流電圧指令Vd を変化させた場合の特性図。
ョンに際して使用した主回路構成図。
の交流電流と系統電圧波形図。
のゲート指令波形図。
機シミュレーションに際して使用した主回路構成図。
の出力電圧,出力電流,AC−AVRの基準電圧を示す
図。
のゲート指令波形図。
図。
Claims (4)
- 【請求項1】 2個の能動素子の夫々にダイオードを逆
並列してそれらを直列接続し、前記能動素子の直列回路
に対して並列に2個の直流電源を接続すると共に、前記
2個の能動素子及び2個の直流電源の中性点を連系され
た単相交流系統に直接接続した単相倍電圧交直変換回路
において、予め決められた定サンプリング周期TS 毎に
前記連系点の系統交流iP (t) を検出して正弦波電流に
よる目標関数j(t) と比較して、前記系統交流iP (t)
と目標関数j(t) との差である誤差関数Δt(≡i
P (t) −j(t) )を導出し、各サンプリング時刻
(t0 ,t1 ,…tn+1 …)で得た誤差関数の向きをも
とに、所定制御遅れ時間TC 後に単相倍電圧交直変換回
路の各主素子のゲート指令を下記表1から選択すること
を特徴とする正弦波入出力単相倍電圧交直変換回路の定
サンプリング型PWM装置。 【表1】 - 【請求項2】 請求項1記載の正弦波入出力単相倍電圧
交直変換回路の定サンプリング型PWM装置において、
各サンプリング時刻tn において計測されたΔ(tn )
の向きにより、時刻tn +TC でのゲート指令を下記表
2から選択することを特徴とする正弦波入出力単相倍電
圧交直変換回路の定サンプリング型PWM装置。 【表2】 - 【請求項3】 請求項1記載の正弦波入出力単相倍電圧
交直変換回路の定サンプリング型PWM装置において、
前記2個の直流電源を夫々コンデンサに置き換え、目標
関数j(t) を正弦波とすると共に、その振幅値をA(t)
としたとき、前記夫々を下記として直流出力電圧値を所
定値に制御することを特徴とする正弦波入出力単相倍電
圧交直変換回路の定サンプリング型PWM装置。 記 【数1】 - 【請求項4】 請求項1記載の正弦波入出力単相倍電圧
交直変換回路の定サンプリング型PWM装置において、
前記交流側を負荷に接続し、目標関数j(t)をラプラス
変換した形の下記として交流出力電圧を所定値に制御す
ることを特徴とする正弦波入出力単相倍電圧交直変換回
路の定サンプリング型PWM装置。 記 【数2】L・j(s) =α(L・VA (s) −L・eA (s)
)+βL・i(s) +γCF SL・VA (s) 但し、VA (t) :電圧指令波形VA (t) =√2EA sin
ωt[V] eA (t) :出力電圧波形[V] i(t) :出力電流波形[A] CF :交流フィルタ用コンデンサ[F] α:電圧フィードバックゲイン(α>0) β:電流フィードフォワードゲイン(β≧0) γ:CF 電流ゲイン(γ>0)
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