CN112740532B - 电力变换装置 - Google Patents

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Abstract

PWM控制部(4)根据针对每个支路单独的Duty指令以及初始相位不同且周期共同的三角波载波的大小关系，生成控制各支路的开关元件的信号，电流推测部(2)以与载波周期不同的采样周期获取电流检测器(5)的检测值来推测各相电流，电流控制部(3)以使各推测相电流与相电流的目标值一致的方式调整Duty指令。

Description

电力变换装置
技术领域
本申请涉及在具备对共同DC总线配备多个支路(leg)的逆变器或转换器的电力变换器中根据共同DC总线所产生的电流来推测每个支路的各相电流的技术。
背景技术
为了电力变换器的小型化以及为了输入不同的电源，使用多相的电力变换器。一般而言，多相的变换器为了控制各相的电流，需要数量与相数相同的电流检测器。
作为使用共同DC总线所产生的脉冲电流的采样信息使各相电流恢复的技术，公开了活用三相逆变器的开关图案以及三相电流和为零的特性的方式(例如，专利文献1)。
另外，作为使用共同DC总线所产生的脉冲电流的多个采样信息使各相电流恢复的技术，公开了利用多相转换器中的多个采样时的开关导通截止状态的不同的方式(例如，专利文献2)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利5325561号公报(第[0022]－[0028]、[0051]－[0057]段以及图1、5、6)
专利文献2：日本特开2017-28950号公报(第[0009]、[0035]－[0044]、[0046]－[0053]段以及图1－3)
发明内容
在专利文献1中，将3个支路的每个支路的Duty(占空)指令与共同的三角波载波进行比较而生成导通截止信号，使用每一个载波周期两个采样信息以及三相交流的电流和为零的特性推测出各相电流，但在当三相交流中的1相的电压为最大值或者最小值时剩余2相的电压交叉的条件下，无法获取两个采样信息，所以产生恢复误差。进而，存在无法以固定周期获取两个采样信息的问题。
另外，在专利文献2中，使用用0和1表示DC总线电流的每个采样定时的各支路的开关导通截止状态的矩阵表达来推测各相电流，所以存在在矩阵不为正则的情况下推测不成立的问题。虽然示出了对策的手法，但存在由于电力检测而产生推测延迟的问题。
本申请是为了解决上述问题而完成的，其目的在于提供以固定采样周期实现推测误差以及推测延迟的改善，在基于三角波载波的载波周期和采样周期的一定周期内，对进行相数以上的采样而得到的检测电流进行相数选择来推测各相电流的单元。
本申请所公开的电力变换装置具备：电力变换部，将把分别具备开关元件的两个臂部进行上下连接而成的1组作为支路，该电力变换部具有多个支路，将在与各支路中两个臂部的中点连接的路径中流过的电流作为相电流，将多个支路的两端与共同DC总线连接；电流检测器，测量在共同DC总线中流过的电流；PWM控制部，生成控制支路的上下臂部的开关元件的导通截止信号；电流推测部，推测相电流；以及电流控制部，控制相电流，在所述电力变换装置中，PWM控制部根据针对每个支路单独的Duty指令以及针对每个支路初始相位不同且周期共同的三角波载波的大小关系，生成控制支路的开关元件的导通截止信号，电流推测部以与三角波载波的载波周期不同的采样周期获取电流检测器的检测值，推测支路的相电流，电流控制部以使推测相电流与相电流的目标值一致的方式调整Duty指令。
本申请所公开的电力变换装置具备：电力变换部，将把分别具备开关元件的两个臂部进行上下连接而成的1组作为支路，该电力变换部具有多个支路，将在与各支路中两个臂部的中点连接的路径中流过的电流作为相电流，将多个支路的两端与共同DC总线连接；电流检测器，测量在共同DC总线中流过的电流；PWM控制部，生成控制支路的上下臂部的开关元件的导通截止信号；电流推测部，推测相电流；以及电流控制部，控制相电流，相位偏移地进行动作的绝缘转换器的1次侧或者2次侧的变压器路径与电力变换部的多个相电流的路径连接，在所述电力变换装置中，PWM控制部根据针对每个支路单独的相位偏移指令以及针对每个支路初始相位不同且周期共同的三角波载波的大小关系，生成控制支路的开关元件的导通截止信号，电流推测部以与三角波载波的载波周期不同的采样周期获取电流检测器的检测值，推测相电流，该采样周期与和多个三角波载波的最大值以及最小值一致的定时同步，电流控制部以使推测相电流与相电流的目标值一致的方式调整相位偏移指令。
在本申请所公开的电力变换装置中，PWM控制部根据针对每个支路单独的Duty指令以及针对每个支路初始相位不同且周期共同的三角波载波的大小关系，生成控制支路的开关元件的导通截止信号，电流推测部以与三角波载波的载波周期不同的采样周期获取电流检测器的检测值，推测支路的相电流，电流控制部以使推测相电流与相电流的目标值一致的方式调整Duty指令。因此，不同的电源能够与各相连接，实现固定周期的稳定的电流推测和基于该推测的电流控制。
在本申请所公开的电力变换装置中，PWM控制部根据针对每个支路单独的相位偏移指令以及针对每个支路初始相位不同且周期共同的三角波载波的大小关系，生成控制支路的开关元件的导通截止信号，电流推测部以与三角波载波的载波周期不同的采样周期获取电流检测器的检测值，推测相电流，该采样周期与和多个三角波载波的最大值以及最小值一致的定时同步，电流控制部以使推测相电流与相电流的目标值一致的方式调整相位偏移指令。因此，不同的电源能够与各相连接，实现固定周期的稳定的电流推测和基于该推测的电流控制。
附图说明
图1是与实施方式1的电力变换装置相关的结构图。
图2是与实施方式1的电力变换装置相关的发展型1的结构图。
图3是与实施方式1的电力变换装置相关的发展型2的结构图。
图4是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构1(2输入2相转换器)的结构图。
图5是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构1的三角波载波和电流检测定时的设定例1的说明图。
图6A是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构1的三角波载波和电流检测定时的设定例1的说明图。
图6B是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构1的三角波载波和电流检测定时的设定例1的说明图。
图7是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构1中的能够进行各相电流推测的载波周期、采样周期、相电流推测、Duty指令更新周期的设定例1的说明图。
图8是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构1的三角波载波和电流检测定时的设定例2的说明图。
图9A是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构1的三角波载波和电流检测定时的设定例2的说明图。
图9B是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构1的三角波载波和电流检测定时的设定例2的说明图。
图10是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构1中的能够进行各相电流推测的载波周期、采样周期、相电流推测、Duty指令更新周期的设定例2的说明图。
图11是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构1的设定例2中的行列式运算结果和逆矩阵的推导可否的说明图。
图12是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构2(3输入3相转换器)的结构图。
图13A是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构2的三角波载波和电流检测定时的设定例1的说明图。
图13B是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构2的三角波载波和电流检测定时的设定例1的说明图。
图14A是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构2的三角波载波和电流检测定时的设定例1的说明图。
图14B是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构2的三角波载波和电流检测定时的设定例1的说明图。
图15是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构2中的能够进行各相电流推测的载波周期、采样周期、相电流推测、Duty指令更新周期的设定例1的说明图。
图16是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构2中的能够进行各相电流推测的载波周期、采样周期、相电流推测、Duty指令更新周期的设定例2的说明图。
图17是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构3(4输入4相转换器)的结构图。
图18A是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构3的三角波载波和电流检测定时的设定例1的说明图。
图18B是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构3的三角波载波和电流检测定时的设定例1的说明图。
图19A是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构3的三角波载波和电流检测定时的设定例1的说明图。
图19B是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构3的三角波载波和电流检测定时的设定例1的说明图。
图19C是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构3的三角波载波和电流检测定时的设定例1的说明图。
图20是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构3中的在各相电流推测中存在课题的载波周期、采样周期、相电流推测、Duty指令更新周期的设定例1的说明图。
图21A是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构3的三角波载波和电流检测定时的设定例2的说明图。
图21B是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构3的三角波载波和电流检测定时的设定例2的说明图。
图22A是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构3的三角波载波和电流检测定时的设定例2的说明图。
图22B是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构3的三角波载波和电流检测定时的设定例2的说明图。
图22C是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构3的三角波载波和电流检测定时的设定例2的说明图。
图23是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构3中的能够进行各相电流推测的载波周期、采样周期、相电流推测、Duty指令更新周期的设定例2的说明图。
图24是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构1的派生例的结构图。
图25是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构2的派生例1的结构图。
图26是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构2的派生例2的结构图。
图27是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构3的派生例1的结构图。
图28是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构3的派生例2的结构图。
图29是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构4(单相二线逆变器)的结构图。
图30是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构4的三角波载波和电流检测定时的设定例1的说明图。
图31A是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构4的三角波载波和电流检测定时的设定例1的说明图。
图31B是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构4的三角波载波和电流检测定时的设定例1的说明图。
图32是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构4中的能够进行各相电流推测的载波周期、采样周期、相电流推测、Duty指令更新周期的设定例1的说明图。
图33是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构5(单相三线逆变器)的结构图。
图34A是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构5的三角波载波和电流检测定时的设定例1的说明图。
图34B是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构5的三角波载波和电流检测定时的设定例1的说明图。
图35A是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构5的三角波载波和电流检测定时的设定例1的说明图。
图35B是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构5的三角波载波和电流检测定时的设定例1的说明图。
图36是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构5中的能够进行各相电流推测的载波周期、采样周期、相电流推测、Duty指令更新周期的设定例1的说明图。
图37是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构6(三相三线逆变器)的结构图。
图38是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构6(三相三线逆变器)的发展型的结构图。
图39是与实施方式1的电力变换装置相关的代表结构4至代表结构6的派生例的结构图。
图40是与实施方式1的电力变换装置相关的代表组合结构1(1输入1相转换器、单相2线逆变器)的结构图。
图41是与实施方式1的电力变换装置相关的代表组合结构2(2输入2相转换器、单相2线逆变器)的结构图。
图42是与实施方式1的电力变换装置相关的代表组合结构3(1输入1相转换器、单相3线逆变器)的结构图。
图43是与实施方式1的电力变换装置相关的代表组合结构4(1输入1相转换器、3相3线逆变器)的结构图。
图44是与实施方式2的电力变换装置相关的基本结构的结构图。
图45是与实施方式2的电力变换装置相关的基本结构的电流检测定时的设定例1的说明图。
图46A是与实施方式2的电力变换装置相关的基本结构的电流检测定时的设定例1的说明图。
图46B是与实施方式2的电力变换装置相关的基本结构的电流检测定时的设定例1的说明图。
图47是与实施方式2的电力变换装置相关的基本结构中的能够进行各相电流推测的载波周期、采样周期、相电流推测、相位偏移指令更新周期的设定例1的说明图。
图48是与实施方式2的电力变换装置相关的与实施方式1的组合结构例(绝缘转换器、1输入1相转换器)的结构图。
图49A是与实施方式2的电力变换装置相关的与实施方式1的组合结构例的电流检测定时的设定例1的说明图。
图49B是与实施方式2的电力变换装置相关的与实施方式1的组合结构例的电流检测定时的设定例1的说明图。
图50A是与实施方式2的电力变换装置相关的与实施方式1的组合结构例的电流检测定时的设定例1的说明图。
图50B是与实施方式2的电力变换装置相关的与实施方式1的组合结构例的电流检测定时的设定例1的说明图。
图51是与实施方式2的电力变换装置相关的与实施方式1的组合结构1中的能够进行各相电流推测的载波周期、采样周期、相电流推测、相位偏移指令更新周期的设定例1的说明图。
(符号说明)
100～119、200、201：电力变换装置；1、1A～1H、1J～1N、1P～1S、21、21A、21C、22、22A、22C、22D：电力变换部；2：电流推测部；3：电流控制部；4：PWM控制部；5：电流检测器；5A：电阻；5B：运算器；6：平滑电容器；11、11A～11H、11J～11N、11P～11S、211、221、221A、221B：输入电源部；12：负载；21B、22B：绝缘变压器；Ap1、Ap2、…、ApN：上臂部；An1、An2、…、AnN：下臂部；I1、I2、…、IN：相电流；Ibus：共同DC总线电流；Isp1～Isp6：检测电流；RI1、RI2、…、RIN、RIU、RIV、RIW、RIO、RIAC、RIbusav：推测相电流；I1*、I2*、…、IN*、IU*、IV*、IW*、IO*、IAC*、Ibusav*：相电流目标值；D1*、D2*、…、DN*：Duty指令；Sp1、Sp2、…、SpN：上臂部导通截止信号；Sn1、Sn2、…、SnN：上臂部导通截止信号；fc1～fc5：三角波载波；相位偏移指令；相位偏移；L1～L5：电抗器；VDC1～VDC4：直流电源；VAC1～VAC4：交流电源。
具体实施方式
实施方式1.
实施方式1涉及一种电力变换装置，该电力变换装置包括具备与共同DC总线连接的多个支路的电力变换部、检测共同DC总线的电流的电流检测器、生成各支路的导通截止信号的PWM控制部、推测相电流的电流推测部、以及以使相电流与目标值一致的方式调整Duty指令的电流控制部，PWM控制部根据各支路的Duty指令以及不同的初始相位且共同周期的三角波载波的大小关系，生成控制电力变换部的导通截止信号，电流推测部以与载波周期不同的采样周期获取电流检测器的检测电流，推测各相电流，电流控制部以与载波周期和采样周期的最小公倍数以上的时间同步的周期以使各相电流的推测值与各相电流的目标值一致的方式调整Duty指令。
以下，根据作为与电力变换装置相关的结构图的图1、作为发展型1的结构图的图2、作为发展型2的结构图的图3、作为代表结构1的结构图的图4、作为代表结构1的电流检测定时的设定例1的说明图的图5、图6A、6B、作为代表结构1中的能够进行各相电流推测的Duty指令更新周期的设定例1的说明图的图7、作为代表结构1的电流检测定时的设定例2的说明图的图8、图9A、9B、作为代表结构1中的Duty指令更新周期的设定例2的说明图的图10、作为代表结构1的设定例2中的行列式运算结果和逆矩阵的推导可否的说明图的图11、作为代表结构2的结构图的图12、作为代表结构2的电流检测定时的设定例1的说明图的图13A、13B、图14A、14B、作为代表结构2中的能够进行各相电流推测的Duty指令更新周期的设定例1的说明图的图15、作为代表结构2中的能够进行各相电流推测的Duty指令更新周期的设定例2的说明图的图16、作为代表结构3的结构图的图17、作为代表结构3的电流检测定时的设定例1的说明图的图18A、18B、图19A、19B、19C、作为代表结构3中的在各相电流推测中存在课题的Duty指令更新周期的设定例1的说明图的图20、作为代表结构3的电流检测定时的设定例2的说明图的图21A、21B、图22A、22B、22C、作为代表结构3中的能够进行各相电流推测的Duty指令更新周期的设定例2的说明图的图23、作为代表结构1的派生例的结构图的图24、作为代表结构2的派生例1的结构图的图25、作为代表结构2的派生例2的结构图的图26、作为代表结构3的派生例1的结构图的图27、作为代表结构3的派生例2的结构图的图28、作为代表结构4(单相二线逆变器)的结构图的图29、作为代表结构4的电流检测定时的例1的说明图的图30、图31A、31B、作为代表结构4中的能够进行各相电流推测的Duty指令更新周期的设定例1的说明图的图32、作为代表结构5的结构图的图33、作为代表结构5的电流检测定时的设定例1的说明图的图34A、34B、图35A、35B、作为代表结构5中的能够进行各相电流推测的Duty指令更新周期的设定例1的说明图的图36、作为代表结构6的结构图的图37、作为代表结构6的发展型的结构图的图38、作为代表结构4至6的派生例的结构图的图39、作为代表组合结构1的结构图的图40、作为代表组合结构2的结构图的图41、作为代表组合结构3的结构图的图42、以及代表组合结构4的结构图的图43，说明实施方式1的电力变换装置的结构以及动作。
根据图1，说明实施方式1的电力变换装置的基本结构以及功能。
电力变换装置100具备电力变换部1、电流推测部2、电流控制部3、PWM控制部4以及电流检测器5。
在图4以后的实施方式1的电力变换装置100的具体的结构、动作说明中，包括作为与电力变换部1的输入侧连接的各种电源的输入电源部11和与电力变换部1的输出侧连接的负载12。在图1的电力变换装置100的基本结构中，省略了这些输入电源部11和负载12。
电力变换部1构成为将把具备开关元件的两个臂部上下连接的1组作为支路，将与两个臂部的中点连接的路径中流过的电流作为相电流，将多个支路的两端与共同的DC总线连接。
在图1中，将包括开关元件的上臂部设为Ap1、Ap2、…、ApN，将包括开关元件的下臂部设为An1、An2、…、AnN。另外，将支路1的相电流设为I1，将支路2的相电流设为I2、…、将支路N的相电流设为IN。此外，在以后的说明中，将第k个上臂部适当地记载为Apk，将下臂部适当地记载为Ank，将第k个相电流设为Ik。
电流检测器5测量电力变换部1的各支路的低压侧的电流路径中流过的电流即共同DC总线电流Ibus。此外，在图1中，设想电流检测器5是CT(current transformer，电流互感器)。
电流推测部2根据由电流检测器5检测到的共同DC总线电流Ibus和PWM控制部4所生成的对电力变换部1的各上臂部进行驱动的导通截止信号(Sp1、Sp2、Sp3、…、SpN)，推测相电流(RI1、RI2、…、RIN)。电流推测部2将该生成的推测相电流(RI1、RI2、…、RIN)输出到电流控制部3。
电流控制部3使用各推测相电流(RI1、RI2、…、RIN)和各相电流的目标值(I1*、I2*、…、IN*)，生成用于控制各相电流的Duty指令(D1*、D2*、…、DN*)。
PWM控制部4生成控制电力变换部1的各支路的上下臂部(Ap1、Ap2、…、ApN以及An1、An2、…、AnN)的导通截止信号(Sp1、Sp2、…、SpN以及Sn1、Sn2、…、SnN)。
此外，在以下的说明中，例如将“控制上下臂部的导通截止信号”适当地记载为“上下臂部的导通截止信号”。
此外，在图中，信号线上的斜线之上的数字(例如，N)表示信号数。
接下来，说明电力变换部1的上臂部(Ap1、Ap2、…、ApN)、下臂部(An1、An2、…、AnN)的动作以及构成要素。
在第k个支路中对上臂部的Apk和下臂部的Ank的任意一方进行开关，使另一方始终截止。
在对上臂部和下臂部提供反转关系的导通截止信号的动作中，也可以为了防止上下臂部的元件偏差以及元件特性所引起的共同DC总线的短路，对导通截止信号设置死区时间(dead time)。在此，死区时间是指上臂部和下臂部同时截止的短路防止期间。
作为上臂部Apk、下臂部Ank的开关元件，使用IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor，绝缘栅双极型晶体管)、MOSFET(Metal Oxide Semiconductor FieldEffective Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)等所代表的自灭弧式的半导体开关元件，分别反并联地连接续流二极管。在为MOSFET的情况下，也可以利用寄生二极管。
另外，在各相电流的方向被限定为一个方向的用途中，也可以将上臂部Apk和下臂部Ank的任意一方的开关元件替换为二极管。
能够根据第1相的相电流I1至第N相的相电流IN、第1相的上臂部Ap1至第N相的上臂部ApN、或者第1相的下臂部An1至第N相的下臂部AnN的关系，通过(1)式来表示共同DC总线电流Ibus。在此，第k个Apk和Ank的函数在导通时表示1，在截止时表示0，附加上标线的函数在导通时表示0，在截止时表示1。
[数1]
数1
能够用上臂部侧的反转动作考虑下臂部侧的导通截止状态，所以在以下的说明中，着眼于上臂部侧的导通截止动作来说明动作。此外，在上臂部和下臂部的一方为二极管的结构方面，能够用另一方的开关元件的导通截止状态的反转动作考虑。
当将检测到N次共同DC总线电流Ibus的值设为Isp1至IspN时，检测电流Isp1至IspN能够使用相电流的I1至IN，通过(2)式来表示。
在此，用矩阵Z表示与N次检测对应的上臂部的函数，在检测到N次共同DC总线电流Ibus的期间中，将(2)式的相电流的I1至IN视为恒定。
[数2]
数2
在(2)式的矩阵Z的行列式为零以外时，各相电流的I1至IN能够使用矩阵Z的逆矩阵和检测电流(Isp1至IspN)，通过(3)式来表示。
[数3]
数3
当在检测到N次共同DC总线电流Ibus的期间，相电流的I1至IN发生变化的情况下，(3)式的I1至IN意味着相电流的每个该期间的平均值。也就是说，能够使用(2)、(3)式的关系，推测检测到N次共同DC总线电流Ibus的期间中的相电流(I1至IN)的平均值。
电流推测部2利用(3)式的特性，根据共同DC总线电流Ibus来推测各推测相电流(RI1、RI2、…、RIN)。
电流控制部3将由电流推测部2推测出的各推测相电流(RI1、RI2、…、RIN)与各相电流的目标值(I1*、I2*、…、IN*)分别进行比较，以使其偏差小的方式生成Duty指令(D1*、D2*、…、DN*)。
PWM控制部4针对每个支路比较Duty指令(D1*、D2*、…、DN*)和三角波载波，生成上下臂部的导通截止信号(Sp1、Sp2、…、SpN以及Sn1、Sn2、…、SnN)。在此，在上臂部和下臂部的一方为二极管的情况下，PWM控制部4仅生成另一方的臂部的导通截止信号。
接下来，根据图2，以与电力变换装置100的差异为中心，说明图1的电力变换装置100的发展型1的结构。为了与图1的结构进行区分，设为电力变换装置101。
在图2的电力变换装置101中，利用能够根据输入到PWM控制部4的Duty指令来推测(2)式的上下臂部的导通截止信号的特性。共同DC总线电流Ibus的检测定时的臂部的导通截止信号能够根据Duty指令与以三角波载波的最大值或者最小值为基准的检测定时的时间差进行推测。
在利用该特性的图2的电力变换装置101中，电流推测部2不使用从PWM控制部4输出的臂部的导通截止信号，而使用从电流控制部3输出的Duty指令(D1*、D2*、…、DN*)，从而根据共同DC总线电流Ibus推测出各推测相电流(RI1、RI2、…、RIN)。
关于电流控制部3、PWM控制部4的功能、动作，与图1的电力变换装置100相同，所以省略。
接下来，根据图3，以与电力变换装置101的差异为中心，说明图1的电力变换装置100的发展型2的结构。为了与图1、2的结构进行区分，设为电力变换装置102。
在电力变换装置102中，将电力变换装置101的电流检测器5替换为电阻5A和运算器5B。通过用运算器5B将电阻5A的两端电压Vr除以电阻5A的电阻值r，从而计算出共同DC总线电流Ibus。
共同DC总线电流Ibus具有通过臂部的导通截止而产生脉冲电流的特性。因此，当作为电流检测器5而使用CT时，为了减小(2)、(3)式中的误差，CT需要具备宽频的检测特性。
在电力变换装置102中，检测电阻5A所产生的电压，除以运算器5B，从而能够廉价地实现共同DC总线电流Ibus的宽频的检测。
对于图1的电力变换装置100也能够同样地应用，将电流检测器5替换为电阻5A、运算器5B，从而能够廉价地实现共同DC总线电流Ibus的宽频的检测。
接下来，以输入电源部11、电力变换部1的结构以及电流推测部2的动作为中心，说明与图2的电力变换装置101的结构对应的代表结构6例。
通过管理每个支路的导通截止动作和共同DC总线电流Ibus的检测定时，能够实现在电流推测部2中(2)式的矩阵Z的行列式不为零、能够通用地应用(3)式的结构。
以下，说明实现电流推测部2的稳定的动作的各相的载波相位差和共同DC总线电流Ibus的检测定时的设定例。
根据图4至图9，说明实施方式1的电力变换装置的代表结构1的结构(2输入2相转换器)以及功能及动作。
首先，根据图4，以输入电源部和电力变换部为中心，说明代表结构1的结构。为了与图1等的结构进行区分，设为电力变换装置103。另外，设为电力变换部1A，设为输入电源部11A。另外，对电力变换部1A和负载12所连接的共同DC总线追加有平滑电容器6。在此，将电容器6的电压设为Vbus。
电力变换装置103的输入电源部11A具备电抗器L1、L2以及直流电源VDC1、VDC2，与电力变换部1A一起构成2输入2相转换器。
电力变换装置103为2相结构，所以将电流控制部3和PWM控制部4分别配备两个。
电流推测部2根据由电流检测器5检测到的共同DC总线电流Ibus和电流控制部3所生成的Duty指令(D1*、D2*)对推测相电流(RI1、RI2)进行推测，输出到电流控制部3。
电流控制部3使用推测相电流(RI1、RI2)和各相电流的目标值(I1*、I2*)，生成用于控制各相电流的Duty指令(D1*、D2*)。
PWM控制部4根据电流控制部3所生成的Duty指令(D1*、D2*)，生成控制电力变换部1A的各支路的上下臂部(Ap1、Ap2以及An1、An2)的导通截止信号(Sp1、Sp2以及Sn1、Sn2)。
图5为代表结构1(电力变换装置103)的各相的三角波载波、高压侧上臂部Ap1和Ap2的导通截止状态、各相电流(I1、I2)和共同DC总线电流Ibus的检测定时的设定例1。
具体而言，在图5中，说明三角波载波(fc1、fc2)、高压侧的上臂部Ap1、Ap2的导通截止状态、各相电流(I1、I2)、共同DC总线电流Ibus以及检测电流(Isp1、Isp2)的关系。
在图6A中，用相位说明上臂部Ap1的导通截止状态以及共同DC总线电流Ibus的检测定时(也就是说Isp1、Isp2的检测定时)。此外，K为三角波载波的振幅，ωc为三角波载波的角频率。
在此，三角波载波fc1在时间函数t为－π/ωc以上至π/ωc以下的范围，用fc1＝(K/π)·|ωct|表示。
在图6B中，用相位说明上臂部Ap2的导通截止状态以及共同DC总线电流Ibus的检测定时。
在此，三角波载波fc2在时间函数t为－2π/ωc以上至0以下的范围，用fc2＝(K/π)·|ωct+π|表示。
在此，能够将三角波载波(fc1、fc2)的每一个周期设为360度，抽取与Duty指令对应的高压侧上臂部Ap1以及Ap2的导通截止状态和共同DC总线电流Ibus的检测定时的关系。由此，能够事先掌握容易产生臂部的导通截止切换定时和共同DC总线电流Ibus的检测定时的重复所致的采样误差的条件。
在图5、图6A、6B中，可以说2相都在Duty指令为0％和100％时容易产生采样误差。此外，以后例如，在无需区分图6A、图6B，集中地进行记载的情况下，适当地记载为图6。
图7为代表结构1(电力变换装置103)的与图5、图6对应的能够进行各相电流推测的Duty指令更新周期的设定例1。具体而言，图7为能够进行各相电流推测的载波周期、采样周期、相电流推测、Duty指令更新周期的设定例1。
此外，在图7中，*A表示“进行电流检测(Isp1、Isp2)，推测相电流”，*B表示“电流控制”。
在此，将各相的载波相位差设为180度，将共同DC总线电流Ibus的检测定时周期设为载波周期的1.5倍，将电流控制以及Duty指令的更新周期设为作为载波周期与电流检测定时周期的最小公倍数的载波周期的3.0倍。
此外，电流检测定时周期即为各相电流推测定时周期。
在Duty指令为0％的条件和Duty指令为100％的条件下，共同DC总线电流检测定时与臂部的导通截止的定时重复，所以在共同DC总线电流Ibus的检测中容易产生检测误差。但是，Duty指令0％和Duty指令100％动作不是普遍的，所以将说明能够在大致整个区域根据共同DC总线电流Ibus来推测相电流。
在代表结构1(电力变换装置103)的图5至图7的设定例中，相电流(I1、I2和共同DC总线电流Ibus的检测电流(Isp1、Isp2)的关系能够通过(4)式来表示。
[数4]
数4
在此，当将Duty指令0％和100％设为禁止动作时，(4)式能够替换为(5)式。
[数5]
数5
也就是说，在存在Duty指令超过0％且小于100％的制约时，能够通过(5)式来表达。因此，能够使用(6)式所示的矩阵Z的逆矩阵，根据共同DC总线电流检测值来推测各相电流(I1、I2)。
[数6]
数6
在此，当在Isp1和Isp2的检测定时，Duty指令(D1*、D2*)发生变化时，检测定时的臂部Ap1和Ap2的状态也发生变化。因此，Duty指令(D1*、D2*)的更新周期在检测Isp1和Isp2的周期为载波周期的1.5倍的情况下，设定为作为载波周期与共同DC总线电流Ibus的检测周期的最小公倍数的载波周期的3.0倍以上，从而能够减小相电流(I1、I2)的推测误差。
此外，在图7中，关于Duty指令(D1*、D2*)的更新，接着D2*之后，更新D1*，但也可以根据电流控制运算的速度，关于Duty指令(D1*、D2*)的更新，接着D1*之后，更新D2*。
另外，当在说明中清楚的情况下，“共同DC总线电流的检测周期”适当地记载为“电流检测周期”。
图8、图9为代表结构1(电力变换装置103)的各相的三角波载波、高压侧上臂部Ap1和Ap2的导通截止状态、各相电流(I1、I2)和共同DC总线电流Ibus的检测定时的设定例2。
具体而言，在图8中，说明三角波载波(fc1、fc2)、Duty指令(D1*、D2*)、高压侧的上臂部Ap1、Ap2的导通截止状态、各相电流(I1、I2)、共同DC总线电流Ibus以及检测电流(Isp1、Isp2、Isp3、Isp4)的关系。
在图9A中，用相位说明上臂部Ap1的导通截止状态以及共同DC总线电流Ibus的检测定时(也就是说Isp1至Isp4的检测定时)。
在此，三角波载波fc1在时间函数t为－π/ωc以上至π/ωc以下的范围，用fc1＝(K/π)·|ωct|表示。
在图9B中，用相位说明上臂部Ap2的导通截止状态以及共同DC总线电流Ibus的检测定时(也就是说Isp1至Isp4的检测定时)。
在此，三角波载波fc2在时间函数t为－(3/2)π/ωc以上至(1/2)π/ωc以下的范围，用fc2＝(K/π)·|ωct+(π/2)|表示。
在图8、图9中，可以说2相都在Duty指令为0％、50％、100％时容易产生采样误差。
图10为代表结构1(电力变换装置103)的与图8、图9对应的能够进行各相电流推测的载波周期、采样周期、相电流推测、Duty指令更新周期的设定例2。
此外，在图10中，*C表示“进行电流检测(Isp1至Isp4)，推测相电流”，*D表示“电流控制”。
在此，将各相的载波相位差设为90度，将共同DC总线电流Ibus的检测定时周期设为载波周期的1.25倍，将电流控制以及Duty指令的更新周期设为作为载波周期与检测定时周期的最小公倍数的载波周期的5.0倍。
在该图10的设定例2中，除了设定例1的Duty指令为0％的条件和Duty指令为100％的条件之外，在Duty指令为50％的条件下，检测定时与导通截止的定时重复，所以容易产生Ibus检测误差。与设定例1同样地，说明在设定例2的Duty指令超过0％且小于100％的条件下，能够根据共同DC总线电流Ibus来推测相电流。
在代表结构1(电力变换装置103)的图8至图10的设定例中，相电流(I1、I2和共同DC总线电流Ibus的检测电流(Isp1、Isp2、Isp3、Isp4)的关系除了(4)式之外，还能够通过(7)式至(11)式的6式来表示。
[数7]
数7
[数8]
数8
[数9]
数9
[数10]
数10
[数11]
数11
在此，当将Duty指令0％和100％设为禁止动作时，(4)式以及(7)式至(11)式能够替换为(12)式至(17)式。
[数12]
数12
[数13]
数13
[数14]
数14
[数15]
数15
[数16]
数16
[数17]
数17
图11示出与三角波载波(fc1、fc2)对应的Duty指令(D1*、D2*)超过50％或者小于50％时的(12)式至(17)式的矩阵Z的行列式和逆矩阵的推导可否。
例如，在Duty指令D1*超过50％且Duty指令D2*超过50％的条件下，(12)式的矩阵Z为－1。因而，逆矩阵的推导为可，相电流推测为有效(○)。
另外，在Duty指令D1*超过50％且Duty指令D2*小于50％的条件下，(12)式的矩阵Z为0。因而，逆矩阵的推导为不可，相电流推测为无效(×)。
此外，Duty指令50％与采样定时重复，所以需要将逆矩阵的推导可否视为不确定。
也就是说，在存在Duty指令(D1*、D2*)超过0％且小于100％的制约时，根据图11的特性，根据Duty指令(D1*、D2*)，分开使用(15)式和除了该公式以外的公式。由此，除了Duty指令50％之外，能够使用矩阵Z的逆矩阵，根据共同DC总线电流Ibus的检测电流(Isp1至Isp4)，推测各相电流(I1、I2)。
在此，当在Isp1至Isp4的检测定时，Duty指令(D1*、D2*)发生变化时，检测定时的上臂部的Ap1和Ap2的状态也发生变化。因此，Duty指令的更新周期在检测Isp1至Isp4的周期为载波周期的1.25倍的情况下，设定为作为载波周期与电流检测周期的最小公倍数的载波周期的5.0倍以上，从而能够减小相电流(I1、I2)的推测误差。
此外，在图10中，关于Duty指令(D1*、D2*)的更新，接着D2*之后，更新D1*，但也可以根据电流控制运算的速度，关于Duty指令(D1*、D2*)的更新，接着D1*之后，更新D2*。
另外，在Duty指令为50％的条件下产生的矩阵Z与DC总线电流检测定时的不一致能够通过以禁止Duty指令50％的方式离散化而改善。
作为离散化的例子，考虑将Duty指令0％至100％以1％为刻度而设为0.0％、0.5％、1.5％、2.5％、…、48.5％、49.5％、50.5％、51.5％、…、97.5％、98.5％、99.5％、100.0％的设定。在为该设定的情况下，离散化刻度仅在最大值100％和最小值0.0％为0.5％。
以上，关于作为实施方式1的电力变换装置的代表结构1而使用2输入2相转换器的电力变换装置103，说明了根据共同DC总线电流Ibus来推测相电流(I1、I2)的方法。
根据图12至图15，说明实施方式1的电力变换装置的代表结构2(3输入3相转换器)的结构以及功能及动作。
在图12中，为了与图1等的结构进行区分，设为电力变换装置104。另外，设为电力变换部1B，设为输入电源部11B。另外，对电力变换部1B和负载12所连接的共同DC总线配备有平滑电容器6。
电力变换装置104的输入电源部11B具备电抗器L1、L2、L3以及直流电源VDC1、VDC2、VDC3，与电力变换部1B一起构成3输入3相转换器。
电力变换装置104为3相结构，所以将电流控制部3和PWM控制部4分别配备3个。
电流推测部2根据由电流检测器5检测到的共同DC总线电流Ibus和电流控制部3所生成的Duty指令(D1*、D2*、D3*)，对推测相电流(RI1、RI2、RI3)进行推测，输出到电流控制部3。
电流控制部3使用推测相电流(RI1、RI2、RI3)和各相电流的目标值(I1*、I2*、I3*)，生成用于控制各相电流的Duty指令(D1*、D2*、D3*)。
PWM控制部4根据电流控制部3所生成的Duty指令(D1*、D2*、D3*)生成控制电力变换部1B的各支路的上下臂部(Ap1、Ap2、Ap3以及An1、An2、An3)的导通截止信号(Sp1、Sp2、Sp3以及Sn1、Sn2、Sn3)。
图13、14为代表结构2(电力变换装置104)的各相的三角波载波、高压侧上臂部Ap1、Ap2、Ap3的导通截止状态、各相电流(I1、I2、I3)和共同DC总线电流Ibus的检测定时的设定例1。
具体而言，在图13A中，说明三角波载波(fc1、fc2、fc3)、高压侧的上臂部Ap1、Ap2、Ap3的导通截止状态、各相电流(I1、I2、I3)、共同DC总线电流Ibus以及检测电流(Isp1、Isp2、Isp3、Isp4、Isp5、Isp6)的关系。
在图13B中，用相位说明上臂部Ap1的导通截止状态以及共同DC总线电流Ibus的检测定时(也就是说Isp1至Isp6的检测定时)。
在此，三角波载波fc1在时间函数t为－π/ωc以上至π/ωc以下的范围，用fc1＝(K/π)·|ωct|表示。
在图14A中，用相位说明上臂部Ap2的导通截止状态以及共同DC总线电流Ibus的检测定时(也就是说Isp1至Isp6的检测定时)。
在此，三角波载波fc2在时间函数t为－(1/3)π/ωc以上至(5/3)π/ωc以下的范围，用fc2＝(K/π)·|ωct－(2π/3)|表示。
在图14B中，用相位说明上臂部Ap3的导通截止状态以及共同DC总线电流Ibus的检测定时(也就是说Isp1至Isp6的检测定时)。
在此，三角波载波fc3在时间函数t为－(5/3)π/ωc以上至(1/3)π/ωc以下的范围，用fc3＝(K/π)·|ωct+(2π/3)|表示。
在此，能够将三角波载波(fc1、fc2、fc3)的每一个周期设为360度，抽取与Duty指令对应的高压侧上臂部Ap1、Ap2、Ap3的导通截止状态和共同DC总线电流Ibus的检测定时的关系。由此，能够事先掌握容易产生臂部的导通截止切换定时和共同DC总线电流Ibus的检测定时的重复所致的采样误差的条件。
在图13、图14中，可以说3相都在Duty指令为0％、(100/3)％、(200/3)％、100％时容易产生采样误差。
图15为代表结构2(电力变换装置104)的与图13、图14对应的能够进行各相电流推测的Duty指令更新周期的设定例1。具体而言，图15为能够进行各相电流推测的载波周期、采样周期、相电流推测、Duty指令更新周期的设定例1。
此外，在图15中，*E表示“进行电流检测(Isp1至Isp6)，推测相电流”，*F表示“电流控制”。
在此，将各相的载波相位差设为120度，将共同DC总线电流Ibus的检测定时周期设为载波周期的5/6倍，将电流控制以及Duty指令的更新周期设为作为载波周期与电流检测定时周期的最小公倍数的载波周期的5.0倍。
此外，电流检测定时周期即为各相电流推测定时周期。
在Duty指令为0％、100/3％、200/3％、100％的条件下，共同DC总线电流检测定时与臂部的导通截止的定时重复，所以在共同DC总线电流Ibus的检测中容易产生检测误差。但是，Duty指令0％和Duty指令100％动作不是普遍的，所以将说明能够在大致整个区域根据共同DC总线电流Ibus来推测相电流。
在图13至图15的设定例中，相电流与共同DC总线电流Ibus的关系能够通过(18)式来表示。在此，下标的x、y、z对应于检测电流Isp1至Isp6的检测定时的下标。
[数18]
数18
当将Duty指令0％和100％设为禁止动作时，(18)式在使用在三角波载波的最大值下检测到的Isp1、Isp3、Isp5的情况下能够替换为(19)式。
[数19]
数19
当将Duty指令0％和100％设为禁止动作时，(18)式在使用在三角波载波的最小值下检测到的Isp2、Isp4、Isp6的情况下能够替换为(20)式。
[数20]
数20
例如，在图13、图14所示的动作状况中，(19)式和(20)式分别能够通过(21)式和(22)式来表示。
[数21]
数21
/>
[数22]
数22
(21)式和(22)式的矩阵Z的行列式分别为2和1，所以能够推导逆矩阵。因而可知，在为图13、图14所示的动作状况的情况下能够使用两式而使相电流从共同DC总线电流Ibus恢复。
作为使用(19)式和(20)式无法使相电流从共同DC总线电流Ibus恢复的条件，例如对应于Duty指令D1＊小于100/3％，D2＊超过200/3％，D3＊超过200/3％的情况。在该情况下，(19)式和(20)式分别能够通过(23)式和(24)式来表示。
[数23]
数23
[数24]
数24
(23)式和(24)式的矩阵Z的行列式都为零，所以无法推导逆矩阵。但是，例如将(23)式的Isp5的行调换为(24)式的Isp6的行而成的(25)式的矩阵Z的行列式为1，所以能够推导逆矩阵。矩阵Z能够从各相的Duty指令的关系事先抽取，所以从6个检测电流预先抽取行列式不取零的3值，从而能够根据稳定的共同DC总线电流来实现各相电流的推测。
[数25]
数25
在此，当在Isp1至Isp6的检测定时，Duty指令发生变化时，检测定时的上臂部Ap1、Ap2、Ap3的状态也发生变化。因此，Duty指令的更新周期在检测Isp1至Isp6的周期为载波周期的5/6倍的情况下，设定为作为载波周期与检测周期的最小公倍数的载波周期的5.0倍以上，从而能够减小相电流I1、I2、I3的推测误差。
图16为代表结构2(电力变换装置104)的与图13、图14对应的能够进行各相电流推测的Duty指令更新周期的设定例2。具体而言，图16为能够进行各相电流推测的载波周期、采样周期、相电流推测、Duty指令更新周期的设定例2。
此外，在图16中，*G表示“进行电流检测(Isp1至Isp6)，推测相电流”，*H表示“电流控制”。
在此，将各相的载波相位差设为120度，将共同DC总线电流Ibus的检测定时周期设为载波周期的7/6倍，将电流控制以及Duty指令的更新周期设为作为载波周期与电流检测定时周期的最小公倍数的载波周期的7.0倍。
在Duty指令为0％、100/3％、200/3％、100％的条件下，共同DC总线电流检测定时与臂部的导通截止的定时重复，所以在共同DC总线电流Ibus的检测中容易产生检测误差。但是，Duty指令0％和Duty指令100％动作不是普遍的，所以将说明能够在大致整个区域根据共同DC总线电流Ibus来推测相电流。
在为图16的设定例2的情况下，能够挪用在图15的设定例1中说明的(18)式至(25)式的关系。
在为设定例2的情况下，当在Isp1至Isp6的检测定时，Duty指令发生变化时，检测定时的上臂部Ap1、Ap2、Ap3的状态也发生变化。因此，Duty指令的更新周期通过设定为作为载波周期与电流检测周期的最小公倍数的载波周期的7.0倍以上，能够减小相电流I1、I2、I3的推测误差。
此外，在图16中，关于Duty指令的更新，接着D2*和D3*之后，更新D1*，但也可以根据电流控制运算的速度，关于Duty指令的更新，接着D1*之后，更新D2*和D3*。
以上，关于作为实施方式1的电力变换装置的代表结构2而使用了3输入3相转换器的电力变换装置104，说明了根据共同DC总线电流Ibus推测相电流(I1、I2、I3)的方法。
根据图17至图23，说明实施方式1的电力变换装置的代表结构3(4输入4相转换器)的结构以及功能及动作。
在图17中，为了与图1等的结构进行区分，设为电力变换装置105。另外，设为电力变换部1C，设为输入电源部11C。
电力变换装置105的输入电源部11C具备电抗器L1、L2、L3、L4以及直流电源VDC1、VDC2、VDC3、VDC4，与电力变换部1C一起构成4输入4相转换器。
电力变换装置105为4相结构，所以将电流控制部3和PWM控制部4分别配备4个。
电流推测部2根据由电流检测器5检测到的共同DC总线电流Ibus和电流控制部3所生成的Duty指令(D1*、D2*、D3*、D4*)，对推测相电流(RI1、RI2、RI3、RI4)进行推测，输出到电流控制部3。
电流控制部3使用推测相电流(RI1、RI2、RI3、RI4)和各相电流的目标值(I1*、I2*、I3*、I4*)，生成用于控制各相电流的Duty指令(D1*、D2*、D3*、D4*)。
PWM控制部4根据电流控制部3所生成的Duty指令(D1*、D2*、D3*、D4*)，生成控制电力变换部1B的各支路的上下臂部(Ap1、Ap2、Ap3、Ap4以及An1、An2、An3、An4)的导通截止信号(Sp1、Sp2、Sp3、Sp4以及Sn1、Sn2、Sn3、Sn4)。
图18、图19为代表结构3(电力变换装置105)的各相的三角波载波、高压侧上臂部Ap1、Ap2、Ap3、Ap4的导通截止状态、各相电流(I1、I2、I3、I4)和共同DC总线电流Ibus的检测定时的设定例1。
具体而言，在图18A中，说明三角波载波(fc1、fc2、fc3、fc4)、高压侧的上臂部Ap1、Ap2、Ap3、Ap4的导通截止状态、各相电流(I1、I2、I3、I4)、共同DC总线电流Ibus以及检测电流(Isp1、Isp2、Isp3、Isp4)的关系。
在图18B中，用相位说明上臂部Ap1的导通截止状态以及共同DC总线电流Ibus的检测定时(也就是说Isp1至Isp4的检测定时)。
在此，三角波载波fc1在时间函数t为－π/ωc以上至π/ωc以下的范围，用fc1＝(K/π)·|ωct|表示。
在图19A中，用相位说明上臂部Ap2的导通截止状态以及共同DC总线电流Ibus的检测定时。
在此，三角波载波fc2在时间函数t为－(1/2)π/ωc以上至(3/2)π/ωc以下的范围，用fc2＝(K/π)·|ωct－(π/2)|表示。
在图19B中，用相位说明上臂部Ap3的导通截止状态以及共同DC总线电流Ibus的检测定时。
在此，三角波载波fc3在时间函数t为－2π/ωc以上至0以下的范围，用fc3＝(K/π)·|ωct+π|表示。
在图19C中，用相位说明上臂部Ap4的导通截止状态以及共同DC总线电流Ibus的检测定时。
在此，三角波载波fc4在时间函数t为－(3/2)π/ωc以上至(1/2)π/ωc以下的范围，用fc4＝(K/π)·|ωct+(π/2)|表示。
在此，能够将三角波载波(fc1、fc2、fc3、fc4)的每一个周期设为360度，抽取与Duty指令对应的高压侧上臂部Ap1、Ap2、Ap3、Ap4的导通截止状态和共同DC总线电流Ibus的检测定时的关系。由此，能够事先掌握容易产生臂部的导通截止切换定时和共同DC总线电流Ibus的检测定时的重复所致的采样误差的条件。
在图18、图19中，可以说4相都在Duty指令为0％、50％、100％时容易产生采样误差。
图20为代表结构3(电力变换装置105)的与图18、图19对应的在各相电流推测中存在课题的Duty指令更新周期的设定例1。具体而言，图20为在各相电流推测中存在课题的载波周期、采样周期、相电流推测、Duty指令更新周期的设定例1。
此外，在图20中，*I表示“进行电流检测(Isp1至Isp4)，推测相电流”，*J表示“电流控制”。
在此，将各相的载波相位差设为90度，将共同DC总线电流Ibus的检测定时周期设为载波周期的5/4倍，将电流控制以及Duty指令的更新周期设为作为载波周期与电流检测定时周期的最小公倍数的载波周期的5.0倍。
此外，电流检测定时周期即为各相电流推测定时周期。
在Duty指令为0％、50％、100％的条件下，共同DC总线电流检测定时与臂部的导通截止的定时重复，所以在共同DC总线电流Ibus的检测中容易产生检测误差。但是，Duty指令0％和Duty指令100％动作不是普遍的，所以将说明能够在Duty指令超过0％且小于100％的条件下根据共同DC总线电流Ibus限定性地推测相电流。
在图18至图20的设定例1中，相电流和共同DC总线电流Ibus的关系能够通过(26)式来表示。
[数26]
数26
例如，在图18、图19所示的动作状况中，(26)式能够通过(27)式来表示。
[数27]
数27
但是，在为(27)式的情况下，矩阵Z的第3行与第4行相同，所以行列式为零。因而，无法使各相电流从共同DC总线电流Ibus恢复。另外，代表结构3的设定例1与代表结构2不同，相数和共同DC总线电流Ibus的检测部位的数量相同，所以成为包括无法根据共同DC总线电流Ibus来进行各相电流的推测的条件的限定性的设定例。
图21、图22为代表结构3(电力变换装置105)的各相的三角波载波、高压侧上臂部Ap1、Ap2、Ap3、Ap4的导通截止状态、各相电流(I1、I2、I3、I4)和共同DC总线电流Ibus的检测定时的设定例2。
具体而言，在图21A中，说明三角波载波(fc1、fc2、fc3、fc4)、高压侧的上臂部Ap1、Ap2、Ap3、Ap4的导通截止状态、各相电流(I1、I2、I3、I4)、共同DC总线电流Ibus以及检测电流(Isp1、Isp2、Isp3、Isp4、Isp5、Isp6)的关系。
此外，三角波载波fc1、fc2、fc3分别具有120度的相位差，fc4相对于fc1具有180度的相位差。即，三角波载波fc1、fc2、fc3、fc4的初始相位差分别不同。
在图21B中，用相位说明上臂部Ap1的导通截止状态以及共同DC总线电流Ibus的检测定时(也就是说Isp1至Isp6的检测定时)。
在此，三角波载波fc1在时间函数t为－π/ωc以上至π/ωc以下的范围，用fc1＝(K/π)·|ωct|表示。
在图22A中，用相位说明上臂部Ap2的导通截止状态以及共同DC总线电流Ibus的检测定时(也就是说Isp1至Isp6的检测定时)。
在此，三角波载波fc2在时间函数t为－(1/3)π/ωc以上至(5/3)π/ωc以下的范围，用fc2＝(K/π)·|ωct－(2π/3)|表示。
在图22B中，用相位说明上臂部Ap3的导通截止状态以及共同DC总线电流Ibus的检测定时(也就是说Isp1至Isp6的检测定时)。
在此，三角波载波fc3在时间函数t为－(5/3)π/ωc以上至(1/3)π/ωc以下的范围，用fc3＝(K/π)·|ωct+(2π/3)|表示。
在图22C中，用相位说明上臂部Ap4的导通截止状态以及共同DC总线电流Ibus的检测定时(也就是说Isp1至Isp6的检测定时)。
在此，三角波载波fc4在时间函数t为－2π/ωc以上至0以下的范围，用fc4＝(K/π)·|ωct+(π/2)+π|表示。
在此，能够将三角波载波(fc1、fc2、fc3、fc4)的每一个周期设为360度，抽取与Duty指令对应的高压侧上臂部Ap1、Ap2、Ap3、Ap4的导通截止状态和共同DC总线电流Ibus的检测定时的关系。由此，能够事先掌握容易产生臂部的导通截止切换定时和共同DC总线电流Ibus的检测定时的重复所致的采样误差的条件。
在图21、图22中，可以说4相都在Duty指令为0％、100/3％、200/3％、100％时容易产生采样误差。
图23为代表结构3(电力变换装置105)的与图21、图22对应的能够进行各相电流推测的Duty指令更新周期的设定例2。具体而言，图23为能够进行各相电流推测的载波周期、采样周期、相电流推测、Duty指令更新周期的设定例2。
此外，在图23中，*K表示“进行电流检测(Isp1至Isp6)，推测相电流”，*L表示“电流控制”。
在此，将4相中的3相(fc1、fc2、fc3)的载波相位差设为120度，将3相中的1相(fc1)与剩余1相(fc4)的载波相位差设为180度，将共同DC总线电流Ibus的检测定时周期设为载波周期的5/6倍，将电流控制以及Duty指令的更新周期设为作为载波周期与电流检测定时周期的最小公倍数的载波周期的5.0倍。
此外，电流检测定时周期即为各相电流推测定时周期。
在Duty指令为0％、50％、100％的条件下，共同DC总线电流检测定时与臂部的导通截止的定时重复，所以在共同DC总线电流Ibus的检测中容易产生检测误差。将说明能够在Duty指令超过0％且小于100％的条件下根据共同DC总线电流Ibus推测相电流(I1至I4)。
在图21至图23的设定例中，相电流和共同DC总线电流Ibus的关系能够通过(28)式来表示。在此，下标的w、x、y、z对应于Isp1至Isp6的检测定时的下标。
[数28]
数28
例如，在图21、图22所示的动作状况中，(28)式能够通过(29)式来表示。
[数29]
数29
图21、图22与先前所示的图18、图19同样地表示Duty指令D1＊超过200/3％，D2＊和D3＊超过100/3％且小于200/3％，D4＊小于100/3％的运转状态。但是，在与图18、图19对应的(27)式中，矩阵Z无法推导逆矩阵，但与图21、图22对应的(29)式的矩阵Z的行列式为-1，所以能够推导逆矩阵。
因而，可知图21至图23的设定例2通过将代表结构1所示的2相结构的设定与代表结构2所示的3相结构的设定进行组合，能够应对在图18至图20的设定例1中电流推测部2无法进行有效的推测的条件。
在代表结构3中，设定例1和设定例2示出了改变载波的相位关系的情况下的特性差。也可以将三角波载波的形状设为从上升倾斜度与下降倾斜度相同的对称三角波改变各自的倾斜度而成的变形三角波，从而变更与检测定时的Duty指令相应的臂部的导通截止状态。例如，考虑固定图18、图19以及图21、图22所示的三角波载波fc1至fc4的最大值的部位并使最小值的部位超前或者滞后120度的变形三角波。
以上，关于作为实施方式1的电力变换装置的代表结构3而使用了4输入4相转换器的电力变换装置105，说明了根据共同DC总线电流Ibus来推测相电流(I1至I4)的方法。
接下来，说明代表结构1至代表结构3的派生例。
图24为代表结构1的派生例的1输入2相转换器。
为了与图1等的结构进行区分，设为电力变换装置106。另外，设为电力变换部1D，设为输入电源部11D。
电力变换装置106的输入电源部11D具备电抗器L1、L2以及直流电源VDC1，与电力变换部1D一起构成1输入2相转换器。
电力变换装置106为2相结构，所以将电流控制部3和PWM控制部4分别配备两个。
电流推测部2根据由电流检测器5检测到的共同DC总线电流Ibus和电流控制部3所生成的Duty指令(D1*、D2*)对推测相电流(RI1、RI2)进行推测，输出到电流控制部3。
电流控制部3使用推测相电流(RI1、RI2)和各相电流的目标值(I1*、I2*)，生成用于控制各相电流的Duty指令(D1*、D2*)。
PWM控制部4根据电流控制部3所生成的Duty指令(D1*、D2*)，生成控制电力变换部1D的各支路的上下臂部(Ap1、Ap2以及An1、An2)的导通截止信号(Sp1、Sp2以及Sn1、Sn2)。
图25为代表结构2的派生例1的1输入3相转换器。
为了与图1等的结构进行区分，设为电力变换装置107。另外，设为电力变换部1E，设为输入电源部11E。
电力变换装置107的输入电源部11E具备电抗器L1、L2、L3以及直流电源VDC1，与电力变换部1E一起构成1输入3相转换器。
电力变换装置107为3相结构，所以将电流控制部3和PWM控制部4分别配备3个。
电流推测部2根据由电流检测器5检测到的共同DC总线电流Ibus和电流控制部3所生成的Duty指令(D1*、D2*、D3*)，对推测相电流(RI1、RI2、RI3)进行推测，输出到电流控制部3。
电流控制部3使用推测相电流(RI1、RI2、RI3)和各相电流的目标值(I1*、I2*、I3*)，生成用于控制各相电流的Duty指令(D1*、D2*、D3*)。
PWM控制部4根据电流控制部3所生成的Duty指令(D1*、D2*、D3*)生成控制电力变换部1E的各支路的上下臂部(Ap1、Ap2、Ap3以及An1、An2、An3)的导通截止信号(Sp1、Sp2、Sp3以及Sn1、Sn2、Sn3)。
图26为代表结构2的派生例2的2输入3相转换器。
为了与图1等的结构进行区分，设为电力变换装置108。另外，设为电力变换部1F，设为输入电源部11F。
电力变换装置108的输入电源部11F具备电抗器L1、L2、L3以及直流电源VDC1、VDC2，与电力变换部1F一起构成2输入3相转换器。
电力变换装置108为3相结构，所以将电流控制部3和PWM控制部4分别配备3个。
电流推测部2根据由电流检测器5检测到的共同DC总线电流Ibus和电流控制部3所生成的Duty指令(D1*、D2*、D3*)，对推测相电流(RI1、RI2、RI3)进行推测，输出到电流控制部3。
电流控制部3使用推测相电流(RI1、RI2、RI3)和各相电流的目标值(I1*、I2*、I3*)，生成用于控制各相电流的Duty指令(D1*、D2*、D3*)。
PWM控制部4根据电流控制部3所生成的Duty指令(D1*、D2*、D3*)生成控制电力变换部1F的各支路的上下臂部(Ap1、Ap2、Ap3以及An1、An2、An3)的导通截止信号(Sp1、Sp2、Sp3以及Sn1、Sn2、Sn3)。
图27为代表结构3的派生例1的1输入4相转换器。
为了与图1等的结构进行区分，设为电力变换装置109。另外，设为电力变换部1G，设为输入电源部11G。
电力变换装置109的输入电源部11G具备电抗器L1、L2、L3、L4以及直流电源VDC1，与电力变换部1G一起构成1输入4相转换器。
电力变换装置109为4相结构，所以将电流控制部3和PWM控制部4分别配备4个。
电流推测部2根据由电流检测器5检测到的共同DC总线电流Ibus和电流控制部3所生成的Duty指令(D1*、D2*、D3*、D4*)，对推测相电流(RI1、RI2、RI3、RI4)进行推测，输出到电流控制部3。
电流控制部3使用推测相电流(RI1、RI2、RI3、RI4)和各相电流的目标值(I1*、I2*、I3*、I4*)，生成用于控制各相电流的Duty指令(D1*、D2*、D3*、D4*)。
PWM控制部4根据电流控制部3所生成的Duty指令(D1*、D2*、D3*、D4*)，生成控制电力变换部1G的各支路的上下臂部(Ap1、Ap2、Ap3、Ap4以及An1、An2、An3、An4)的导通截止信号(Sp1、Sp2、Sp3、Sp4以及Sn1、Sn2、Sn3、Sn4)。
图28为代表结构3的派生例2的3输入4相转换器。
为了与图1等的结构进行区分，设为电力变换装置110。另外，设为电力变换部1H，设为输入电源部11H。
电力变换装置110的输入电源部11H具备电抗器L1、L2、L3、L4以及直流电源VDC1、VDC2、VDC3，与电力变换部1H一起构成3输入4相转换器。
电力变换装置110为4相结构，所以将电流控制部3和PWM控制部4分别配备4个。
电流推测部2根据由电流检测器5检测到的共同DC总线电流Ibus和电流控制部3所生成的Duty指令(D1*、D2*、D3*、D4*)，对推测相电流(RI1、RI2、RI3、RI4)进行推测，输出到电流控制部3。
电流控制部3使用推测相电流(RI1、RI2、RI3、RI4)和各相电流的目标值(I1*、I2*、I3*、I4*)，生成用于控制各相电流的Duty指令(D1*、D2*、D3*、D4*)。
PWM控制部4根据电流控制部3所生成的Duty指令(D1*、D2*、D3*、D4*)，生成控制电力变换部1H的各支路的上下臂部(Ap1、Ap2、Ap3、Ap4以及An1、An2、An3、An4)的导通截止信号(Sp1、Sp2、Sp3、Sp4以及Sn1、Sn2、Sn3、Sn4)。
接下来，依次说明实施方式1的代表结构4至代表结构6。在代表结构1至代表结构3中，转换器为对象，但在代表结构4至代表结构6中，逆变器为对象。在此，转换器是指共同DC总线的电压和与各相连接的电压为直流的电力变换装置，逆变器是指共同DC总线的电压为直流且与各相连接的电压为交流的电力变换装置。
根据图29至图32，说明实施方式1的电力变换装置的代表结构4(单相2线逆变器)的结构以及功能及动作。
在图29中，为了与图1等的结构进行区分，设为电力变换装置111。另外，设为电力变换部1J，设为输入电源部11J。另外，对电力变换部1J和负载12所连接的共同DC总线配备有平滑电容器6。
电力变换装置111的输入电源部11J具备电抗器L1、L2以及交流电源VAC1，与电力变换部1J一起构成单相2线逆变器。
在电力变换装置111中，将电流控制部3配备1个，将PWM控制部4配备两个。
流经电抗器L1的电流对应于相电流I1，流经电抗器L2的电流对应于相电流I2。
电流推测部2根据由电流检测器5检测到的共同DC总线电流Ibus和电流控制部3所生成的Duty指令(D1*、D2*)来对推测相电流(RIAC)进行推测，输出到电流控制部3。
电流控制部3使用推测相电流(RIAC)和各相电流的目标值(IAC*)，生成用于控制各相电流的Duty指令(D1*、D2*)。
PWM控制部4根据电流控制部3所生成的Duty指令(D1*、D2*)，生成控制电力变换部1A的各支路的上下臂部(Ap1、Ap2以及An1、An2)的导通截止信号(Sp1、Sp2以及Sn1、Sn2)。
此外，也可以通过使两个支路中的一方的支路的上臂部(例如，Ap1)的导通截止状态与另一方的支路的下臂部(An2)的导通截止状态相匹配，同样地使一方的支路的下臂部(An1)的导通截止状态与另一方的支路的上臂部(Ap2)的导通截止状态相匹配，从而将PWM控制部4削减到1个。在以后的说明中，使用PWM控制部4为两个的情况下的结构来进行说明。
图30、图31为代表结构4(电力变换装置111)的各相的三角波载波、高压侧上臂部Ap1和Ap2的导通截止状态、各相电流(I1、I2)和共同DC总线电流Ibus的检测定时的设定例1。
具体而言，在图30中，说明三角波载波(fc1、fc2)、高压侧的上臂部Ap1、Ap2的导通截止状态、各相电流(I1、I2)、共同DC总线电流Ibus以及检测电流(Isp1、Isp2)的关系。
在图31A中，用相位说明上臂部Ap1的导通截止状态以及共同DC总线电流Ibus的检测定时(也就是说Isp1、Isp2的检测定时)。
在此，三角波载波fc1在时间函数t为－π/ωc以上至π/ωc以下的范围，用fc1＝(K/π)·|ωct|表示。
在图31B中，用相位说明上臂部Ap2的导通截止状态以及共同DC总线电流Ibus的检测定时(也就是说Isp1、Isp2的检测定时)。
在此，三角波载波fc2在时间函数t为－2π/ωc以上至0以下的范围，用fc2＝(K/π)·|ωct+π|表示。
在此，能够将三角波载波(fc1、fc2)的每一个周期设为360度，抽取与Duty指令对应的高压侧上臂部Ap1以及Ap2的导通截止状态和共同DC总线电流Ibus的检测定时的关系。由此，能够事先掌握容易产生臂部的导通截止切换定时和共同DC总线电流Ibus的检测定时的重复所致的采样误差的条件。
在图30、图31中，可以说2相都在Duty指令为0％和100％时容易产生采样误差。
图32为代表结构4(电力变换装置111)的与图30、图31对应的能够进行各相电流推测的Duty指令更新周期的设定例1。具体而言，图32为能够进行各相电流推测的载波周期、采样周期、相电流推测、Duty指令更新周期的设定例1。
此外，在图32中，*M表示“进行电流检测(Isp1、Isp2)，推测相电流”，*N表示“电流控制”。
在此，将各相的载波相位差设为180度，将共同DC总线电流Ibus的检测定时周期设为载波周期的1.5倍，将电流控制以及Duty指令的更新周期设为作为载波周期与电流检测定时周期的最小公倍数的载波周期的3.0倍。
在Duty指令为0％的条件和Duty指令为100％的条件下，共同DC总线电流检测定时与臂部的导通截止的定时重复，所以在共同DC总线电流Ibus的检测中容易产生检测误差。但是，Duty指令0％和Duty指令100％动作不是普遍的，所以将说明能够在大致整个区域根据共同DC总线电流Ibus推测相电流。
在图30、图31、图32的设定例1中，与代表结构1所示的2输入2相转换器的设定例1同样地，相电流和共同DC总线电流Ibus的关系能够通过(4)式至(6)式来表示。
在此，代表结构4与代表结构1不同，相电流I1的逆极性的电流为相电流I2，所以电流推测部2能够选择I1的推测值、I2的推测值的－1倍、取I1推测值与I2推测值的差分并设为0.5倍的值等作为IAC的推测值。这样，代表结构4能够与代表结构1等同地处置。
在本说明中，说明了与代表结构1的设定例1对应的设定例，但在与代表结构1的设定例2对应的情况下也同样地能够实现。
以上，关于作为实施方式1的电力变换装置的代表结构4而使用了单相2线逆变器的电力变换装置111，说明了根据共同DC总线电流Ibus来推测交流电流、即相电流(I1、I2)的方法。
根据图33至图36，说明实施方式1的电力变换装置的代表结构5(单相3线逆变器)的结构以及功能及动作。
在图33中，为了与图1等的结构进行区分，设为电力变换装置112。另外，设为电力变换部1K，设为输入电源部11K。对电力变换部1K和负载12所连接的共同DC总线配备有平滑电容器6。
电力变换装置112的输入电源部11K具备电抗器L1、L3以及交流电源VAC1、VAC2，与电力变换部1K一起构成单相3线逆变器。
在电力变换装置112中，将电流控制部3、PWM控制部4分别配备3个。
将流经电抗器L1的交流电流(对应于相电流I1)设为IU，将流经电抗器L3的交流电流(对应于相电流I3)设为IV，将流经中性线的交流电流(对应于相电流I2)设为IO。
电流推测部2根据由电流检测器5检测到的共同DC总线电流Ibus和电流控制部3所生成的Duty指令(D1*、D2*、D3*)，对推测相电流(RIU、RIV、RIO)进行推测，输出到电流控制部3。
电流控制部3使用推测相电流(RIU、RIV、RIO)和各相电流的目标值(IU*、IV*、IO*)，生成用于控制各相电流的Duty指令(D1*、D2*、D3*)。
PWM控制部4根据电流控制部3所生成的Duty指令(D1*、D2*、D3*)生成控制电力变换部1K的各支路的上下臂部(Ap1、Ap2、Ap3以及An1、An2、An3)的导通截止信号(Sp1、Sp2、Sp3以及Sn1、Sn2、Sn3)。
图34、图35为代表结构5(电力变换装置112)的各相的三角波载波、高压侧上臂部Ap1、Ap2、Ap3的导通截止状态、各相电流(I1、I2、I3)和共同DC总线电流Ibus的检测定时的设定例1。
具体而言，在图34A中，说明三角波载波(fc1、fc2、fc3)、高压侧的上臂部Ap1、Ap2、Ap3的导通截止状态、各相电流(I1、I2、I3)、共同DC总线电流Ibus以及检测电流(Isp1、Isp2、Isp3、Isp4、Isp5、Isp6，)的关系。
在图34B中，用相位说明上臂部Ap1的导通截止状态以及共同DC总线电流Ibus的检测定时(也就是说Isp1至Isp6的检测定时)。
在此，三角波载波fc1在时间函数t为－π/ωc以上至π/ωc以下的范围，用fc1＝(K/π)·|ωct|表示。
在图35A中，用相位说明上臂部Ap2的导通截止状态以及共同DC总线电流Ibus的检测定时(也就是说Isp1至Isp6的检测定时)。
在此，三角波载波fc2在时间函数t为－(1/3)π/ωc以上至(5/3)π/ωc以下的范围，用fc2＝(K/π)·|ωct－(2π/3)|表示。
在图35B中，用相位说明上臂部Ap3的导通截止状态以及共同DC总线电流Ibus的检测定时(也就是说Isp1至Isp6的检测定时)。
在此，三角波载波fc3在时间函数t为－(5/3)π/ωc以上至(1/3)π/ωc以下的范围，用fc3＝(K/π)·|ωct+(2π/3)|表示。
在此，能够将三角波载波(fc1、fc2、fc3)的每一个周期设为360度，抽取与Duty指令对应的高压侧上臂部Ap1、Ap2、Ap3的导通截止状态和共同DC总线电流Ibus的检测定时的关系。由此，能够事先掌握容易产生臂部的导通截止切换定时和共同DC总线电流Ibus的检测定时的重复所致的采样误差的条件。
在图34、图35中，可以说3相都在Duty指令为0％、100/3％、200/3％、100％时容易产生采样误差。
图36为代表结构5(电力变换装置112)的与图34、图35对应的能够进行各相电流推测的Duty指令更新周期的设定例1。具体而言，图36为能够进行各相电流推测的载波周期、采样周期、相电流推测、Duty指令更新周期的设定例1。
此外，在图36中，*O表示“进行电流检测(Isp1至Isp6)，推测相电流”，*P表示“电流控制”。
在此，将各相的载波相位差设为120度，将共同DC总线电流Ibus的检测定时周期设为载波周期的5/6倍，将电流控制以及Duty指令的更新周期设为作为载波周期与电流检测定时周期的最小公倍数的载波周期的5.0倍。
在Duty指令为0％、100/3％、200/3％、100％的条件下，共同DC总线电流检测定时与臂部的导通截止的定时重复，所以在共同DC总线电流Ibus的检测中容易产生检测误差。但是，说明能够在Duty指令超过0％且小于100％的条件下根据共同DC总线电流Ibus推测相电流。
在图34、图35、图36的设定例1中，与代表结构2所示的3输入3相转换器的设定例1同样地，相电流和共同DC总线电流Ibus的关系能够通过(18)式至(25)式来表示。
这样，代表结构5能够与代表结构2等同地处置。
在本说明中，说明了与代表结构2的设定例1对应的设定例，但在与代表结构2的设定例2对应的情况下也能够同样地实现。
以上，关于作为实施方式1的电力变换装置的代表结构5而使用了单相三线逆变器的电力变换装置112，说明了根据共同DC总线电流Ibus来推测交流电流(IU、IV、IO)、即相电流(I1、I2、I3)的方法。
根据图37、图38，说明实施方式1的电力变换装置的代表结构6(三相三线逆变器)的结构以及功能及动作。首先，说明图37的结构。
为了与图1等的结构进行区分，设为电力变换装置113。另外，设为电力变换部1L，设为输入电源部11L。另外，对电力变换部1L和负载12所连接的共同DC总线配备有平滑电容器6。
电力变换装置113的输入电源部11L具备电抗器L1、L2、L3以及交流电源VAC1、VAC2、VAC3，与电力变换部1L一起构成三相三线逆变器。
在电力变换装置113中，将电流控制部3、PWM控制部4分别配备3个。
将流经电抗器L1的交流电流(对应于相电流I1)设为IU，将流经电抗器L2的交流电流(对应于相电流I2)设为IV，将流经电抗器L3的交流电流(对应于相电流I3)设为IW。
电流推测部2根据由电流检测器5检测到的共同DC总线电流Ibus和电流控制部3所生成的Duty指令(D1*、D2*、D3*)，对推测相电流(RIU、RIV、RIO)进行推测，输出到电流控制部3。
电流控制部3使用推测相电流(RIU、RIV、RIW)和各相电流的目标值(IU*、IV*、IW*)，生成用于控制各相电流的Duty指令(D1*、D2*、D3*)。
PWM控制部4根据电流控制部3所生成的Duty指令(D1*、D2*、D3*)生成控制电力变换部1L的各支路的上下臂部(Ap1、Ap2、Ap3以及An1、An2、An3)的导通截止信号(Sp1、Sp2、Sp3以及Sn1、Sn2、Sn3)。
接下来，说明图38的结构。
为了与图1等的结构进行区分，设为电力变换装置114。另外，设为电力变换部1M，设为输入电源部11M。
图38的结构为与图37相同的三相三线逆变器，但具备三相/二相变换器7A和二相/三相变换器7B这点与图37的电力变换装置113不同。
在图38中，电流控制部3的输入为变换为二相的推测电流(RIγ、RIδ)和目标值(Iγ*、Iδ*)，对于三相/二相变换以及二相/三相变换需要相位θ。此外，Iγ、Iδ为旋转坐标变换后的正交轴电流。
在图38的电力变换装置114中，构成为将三相交流电流从静止坐标变换为旋转坐标的方式，不控制零相分量，所以电流控制部3为两个，PWM控制部4为3个。
从三相交流的静止坐标变换为旋转坐标的方法是普遍的，所以省略说明。
代表结构6的结构除了交流电源之外，与代表结构5相同，所以能够应用在代表结构5的图34至图36中说明的设定例。
以上，关于作为实施方式1的电力变换装置的代表结构6而使用了三相三线逆变器的电力变换装置113、114，说明了根据共同DC总线电流Ibus来推测交流电流(IU、IV、IW)、即相电流(I1、I2、I3)的方法。
接下来，以结构为中心，说明实施方式1的代表结构4至代表结构6的派生例。
图39为代表结构4至代表结构6的派生例的三相三线逆变器和单相二线逆变器。
为了与图1等的结构进行区分，设为电力变换装置115。另外，设为电力变换部1N，设为输入电源部11N。
电力变换部1N具备电力变换部1NA和电力变换部1NB。另外，输入电源部11N具备输入电源部11NA和输入电源部11NB。
在此，输入电源部11NA具备电抗器L1、L2、L3以及交流电源VAC1、VAC2、VAC3，与电力变换部1NA一起构成三相三线逆变器。
另外，输入电源部11NB具备电抗器L4、L5以及交流电源VAC4，与电力变换部1NB一起构成单相二线逆变器。
电力变换装置115作为整体为5相结构，所以将电流控制部3和PWM控制部4分别配备5个。
电流推测部2根据由电流检测器5检测到的共同DC总线电流Ibus和电流控制部3所生成的Duty指令(D1*至D5*)来对推测相电流(RIU、RIV、RIW、RIAC)进行推测，输出到电流控制部3。此外，Duty指令D5*为－D4*。
电流控制部3使用推测相电流(RIU、RIV、RIW、RIAC)和各相电流的目标值(IU*、IV*、IW*、IAC*)，生成用于控制各相电流的Duty指令(D1*至D5*)。
PWM控制部4根据电流控制部3所生成的Duty指令(D1*至D5*)生成控制电力变换部1NA、1NB的各支路的上下臂部(Ap1至Ap5以及An1至An5)的导通截止信号(Sp1至Sp5以及Sn1至Sn5)。
接下来，在实施方式1的电力变换装置中，将把转换器与逆变器进行组合的结构例设为组合结构1至组合结构4而进行说明。
图40为1相转换器和单相二线逆变器的代表组合结构1。
为了与图1等的结构进行区分，设为电力变换装置116。另外，设为电力变换部1P，设为输入电源部11P。
电力变换装置116的输入电源部11P具备电抗器L1、L2以及交流电源VAC1，还具备电抗器L3和直流电源VDC1。
电力变换装置116整体为3相结构，所以将电流控制部3和PWM控制部4分别配备3个。
电流推测部2根据由电流检测器5检测到的共同DC总线电流Ibus和电流控制部3所生成的Duty指令(D1*至D3*)对推测相电流(RIAC、RI3)进行推测，输出到电流控制部3。此外，Duty指令D2*为－D1*。
电流控制部3使用推测相电流(RIAC、RI3)和各相电流的目标值(IAC*、I3*)，生成用于控制各相电流的Duty指令(D1*至D3*)。
PWM控制部4根据电流控制部3所生成的Duty指令(D1*至D3*)生成控制电力变换部1P的各支路的上下臂部(Ap1至Ap3以及An1至An3)的导通截止信号(Sp1至Sp3以及Sn1至Sn3)。
代表组合结构1的能够进行各相电流推测的载波周期、采样周期、相电流推测、Duty指令更新周期的设定例与实施方式1所示的3相结构相同。
图41为2输入2相转换器和单相二线逆变器的代表组合结构2。
为了与图1等的结构进行区分，设为电力变换装置117。另外，设为电力变换部1Q，设为输入电源部11Q。
电力变换装置117的输入电源部11Q具备电抗器L1、L2以及交流电源VAC1，还具备电抗器L3、L4和直流电源VDC1、VDC2。
电力变换装置117整体为4相结构，将电流控制部3和PWM控制部4分别配备4个。
电流推测部2根据由电流检测器5检测到的共同DC总线电流Ibus和电流控制部3所生成的Duty指令(D1*至D4*)对推测相电流(RIAC、RI3、RI4)进行推测，输出到电流控制部3。此外，Duty指令D2*为－D1*。
电流控制部3使用推测相电流(RIAC、RI3、RI4)和各相电流的目标值(IAC*、I3*、I4*)，生成用于控制各相电流的Duty指令(D1*至D4*)。
PWM控制部4根据电流控制部3所生成的Duty指令(D1*至D4*)生成控制电力变换部1Q的各支路的上下臂部(Ap1至Ap4以及An1至An4)的导通截止信号(Sp1至Sp4以及Sn1至Sn4)。
代表组合结构2的能够进行各相电流推测的载波周期、采样周期、相电流推测、Duty指令更新周期的设定例与实施方式1所示的4相结构相同。
图42为1相转换器与单相三线逆变器的代表组合结构3。
为了与图1等的结构进行区分，设为电力变换装置118。另外，设为电力变换部1R，设为输入电源部11R。
电力变换装置118的输入电源部11R具备电抗器L1、L3以及交流电源VAC1、VAC2，还具备电抗器L4和直流电源VDC1。
电力变换装置118整体为4相结构，所以将电流控制部3和PWM控制部4分别配备4个。
电流推测部2根据由电流检测器5检测到的共同DC总线电流Ibus和电流控制部3所生成的Duty指令(D1*至D4*)，对推测相电流(RIU、RIV、RIO、RI4)进行推测，输出到电流控制部3。
电流控制部3使用推测相电流(RIU、RIV、RIO、RI4)和各相电流的目标值(IU*、IV*、IO*、I4*)，生成用于控制各相电流的Duty指令(D1*至D4*)。
PWM控制部4根据电流控制部3所生成的Duty指令(D1*至D4*)生成控制电力变换部1R的各支路的上下臂部(Ap1至Ap4以及An1至An4)的导通截止信号(Sp1至Sp4以及Sn1至Sn4)。
代表组合结构3的能够进行各相电流推测的载波周期、采样周期、相电流推测、Duty指令更新周期的设定例与实施方式1所示的4相结构相同。
图43为1相转换器和三相三线逆变器的代表组合结构4。
为了与图1等的结构进行区分，设为电力变换装置119。另外，设为电力变换部1S，设为输入电源部11S。
电力变换装置119的输入电源部11S具备电抗器L1、L2、L3以及交流电源VAC1、VAC2、VAC3，还具备电抗器L4和直流电源VDC1。
电力变换装置119整体为4相结构，所以将电流控制部3和PWM控制部4分别配备4个。
电流推测部2根据由电流检测器5检测到的共同DC总线电流Ibus和电流控制部3所生成的Duty指令(D1*至D4*)对推测相电流(RIU、RIV、RIW、RI4)进行推测，输出到电流控制部3。
电流控制部3使用推测相电流(RIU、RIV、RIW、RI4)和各相电流的目标值(IU*、IV*、IW*、I4*)，生成用于控制各相电流的Duty指令(D1*至D4*)。
PWM控制部4根据电流控制部3所生成的Duty指令(D1*至D4*)生成控制电力变换部1S的各支路的上下臂部(Ap1至Ap4以及An1至An4)的导通截止信号(Sp1至Sp4以及Sn1至Sn4)。
代表组合结构4的能够进行各相电流推测的载波周期、采样周期、相电流推测、Duty指令更新周期的设定例与实施方式1所示的4相结构相同。
如以上说明的那样，在针对每个支路对三角波载波设定有不同的初始相位差的结构中，在将多个不同的电源与各相连接的多个支路与共同DC总线连接的结构中，也能够应用电流推测部2的功能。
如以上说明，在实施方式1中，说明了使用6个代表结构，根据三角波载波的载波周期和DC总线电流采样周期来决定Duty指令更新周期，从而能够在预定次数的共同DC总线电流Ibus的检测定时，防止臂部的导通截止状态变化。进而，说明了能够管理预先在电流推测部2中处置的矩阵，所以能够实现稳定的各相电流的推测。
此外，根据载波周期和DC总线电流采样周期设定Duty指令更新周期的目的在于易于在每1次的电流推测的预定次数的共同DC总线电流Ibus的检测定时管理与Duty指令变化相伴的臂部的导通截止状态。但是，例如在为3相结构的情况下，只要Duty指令不通过100/3％或者200/3％就不产生该导通截止状态的变化。因而，也可以仅在预计有臂部的导通截止状态的变化的条件下例外地设定Duty指令更新周期，在预计不到臂部的导通截止状态的变化的条件下以更快的周期更新。
在实施方式1的说明中，将高压侧臂部的导通截止状态用于各相电流恢复的公式，但即使使用低压侧臂部的导通截止动作的逻辑反转值，也能够同样地实现。
另外，在高压侧臂部和低压侧臂部的一方为二极管的情况下，能够以开关元件侧的臂部为基准，同样地实现各相电流恢复。此外，在图中，忽略各相电流的开关所致的脉动分量而进行了记载，但当在各相电流中存在脉动分量的情况下也同样地能够应用。
如以上说明的那样，实施方式1的电力变换装置具备与共同DC总线连接的多个支路的电力变换部、检测共同DC总线的电流的电流检测器、生成各支路的导通截止信号的PWM控制部、推测相电流的电流推测部以及以使相电流与目标值一致的方式调整Duty指令的电流控制部，PWM控制部根据各支路的Duty指令以及不同的初始相位且共同周期的三角波载波的大小关系，生成控制电力变换部的导通截止信号，电流推测部以与载波周期不同的采样周期获取电流检测器的检测电流，推测各相电流，电流控制部以与载波周期和采样周期的最小公倍数以上的时间同步的周期以使各相电流的推测值与目标值一致的方式调整Duty指令。
因而，在实施方式1的电力变换装置中，不同的电源能够与各相连接，能够实现固定周期的稳定的电流推测和基于该推测的电流控制。
实施方式2.
实施方式2的电力变换装置在包括相位偏移地进行动作的绝缘转换器的结构中，PWM控制部根据针对每个支路单独的相位偏移指令值，生成初始相位不同的相同脉冲波形形状的臂部的导通截止信号，电流推测部以与臂部的导通截止信号的周期不同的采样周期获取电流检测器的检测电流，推测各相电流，电流控制部以与采样周期和臂部的导通截止信号的周期的最小公倍数以上的时间同步的周期以使推测出的各相电流与目标值一致的方式调整相位偏移指令值。
根据作为基本结构的结构图的图44、作为基本结构的电流检测定时的设定例1的说明图的图45、图46A、46B、作为基本结构中的能够进行各相电流推测的相位偏移指令更新周期的设定例1的说明图的图47、作为与实施方式1的组合结构例的结构图的图48、作为与实施方式1的组合结构例的电流检测定时的设定例1的说明图的图49A、49B、图50A、50B、以及作为与实施方式1的组合结构1中的能够进行各相电流推测的相位偏移指令更新周期的设定例1的说明图的图51，以与实施方式1的差异为中心，说明实施方式2的电力变换装置。
在实施方式2的结构图(图44等)中，与实施方式1相同或者相当部分附加有相同的符号。
根据图44至图47，说明实施方式2的电力变换装置的基本结构的结构以及功能及动作。
首先，根据图44，以输入电源部和电力变换部为中心，说明具备绝缘转换器的基本结构的功能及动作。
在图44中，为了与实施方式1的结构进行区分，设为电力变换装置200、电力变换部21、输入电源部211。另外，对电力变换部21和负载12所连接的共同DC总线配备有平滑电容器6。
电力变换部21包括具备上下臂部(Ap1、Ap2、An1、An2)的电力变换部21A、绝缘变压器21B、具备上下臂部(Ap3、Ap4、An3、An4)的电力变换部21C。在绝缘变压器21B中，将1次侧(低压侧)的电压设为V12，将2次侧(高压侧)的电压设为V34。另外，将绝缘变压器21B的2次侧的电流设为I3、I4。
输入电源部211具备直流电源VDC1。将直流电源VDC1的电压设为VDC。
在通过相位偏移来进行电力传送的绝缘转换器中，实施方式1的电力变换装置101(图2)所示的电流控制部3和PWM控制部4的Duty指令替换为相位偏移指令，将电流控制部3配备1个，将PWM控制部4配备两个。
在以下的说明中，设想在绝缘变压器21B的1次侧、2次侧各自所具备的2组的支路中，使两个支路中的一方的支路的上臂部的导通截止状态与另一方的支路的下臂部的导通截止状态相匹配，同样地使一方的支路的下臂部的导通截止状态与另一方的支路的上臂部的导通截止状态相匹配的动作。
电流推测部2根据由电流检测器5检测到的共同DC总线电流Ibus和电流控制部3所生成的相位偏移指令对推测相电流(RIbusav)进行推测，输出到电流控制部3。此外，Ibusav为共同DC总线电流Ibus的平均值。
电流控制部3使用推测相电流(RIbusav)和相电流的目标值(Ibusav*)，生成用于控制各相电流的相位偏移指令
PWM控制部4根据电流控制部3所生成的相位偏移指令生成控制电力变换部1A的各支路的上下臂部(Ap1～Ap4以及An1～An4)的导通截止信号(Sp1至Sp4以及Sn1至Sn4)。
图45、图46为电力变换装置200的高压侧上臂部Ap1和Ap3的导通截止状态、绝缘变压器21B的1次侧、2次侧的电压、各相电流(I3、I4)以及共同DC总线电流Ibus的检测定时的设定例1。
具体而言，在图45中，说明高压侧的上臂部Ap1、Ap3的导通截止状态、绝缘变压器21B的1次侧电压V12、2次侧电压V34、各相电流(I3、I4)、共同DC总线电流Ibus以及检测电流(Isp1、Isp2)的关系。
此外，相电流I4为－I3。
在图46A中，用相位说明上臂部Ap1的导通截止状态以及共同DC总线电流Ibus的检测定时(也就是说Isp1、Isp2的检测定时)。
在图46B中，用相位说明上臂部Ap3的导通截止状态以及共同DC总线电流Ibus的检测定时(也就是说Isp1、Isp2的检测定时)。
在此，能够将三角波载波(fc1、fc3)的每一个周期设为360度，抽取与相位偏移指令对应的高压侧上臂部Ap1以及Ap3的导通截止状态和共同DC总线电流Ibus的检测定时的关系。
此外，An2与Ap1同步地进行导通截止动作，An1和Ap2与Ap1的反转值同步地进行导通截止动作。同样地，An4与Ap3同步地进行导通截止动作，An3和Ap4与Ap3的反转值同步地进行导通截止动作。
由此，能够事先掌握容易产生臂部的导通截止切换定时和共同DC总线电流Ibus的检测定时的重复所致的采样误差的条件。
在图45、图46中，可以说2相都在相位偏移指令为0度和180度时容易产生采样误差。
图47为电力变换装置200的与图45、图46对应的能够进行各相电流推测的相位偏移指令更新周期的设定例1。具体而言，图47为能够进行各相电流推测的载波周期、采样周期、相电流推测、相位偏移指令更新周期的设定例1。
此外，在图47中，*Q表示“进行电流检测(Isp1、Isp2)，推测相电流”，*R表示“电流控制”。另外，为相位偏移。
在此，将各相的载波相位差设为180度，将共同DC总线电流Ibus的检测定时周期设为载波周期的1.5倍，将电流控制以及相位偏移指令的更新周期设为作为载波周期与电流检测定时周期的最小公倍数的载波周期的3.0倍。
绝缘变压器21B所产生的电流极性按照载波周期切换，所以无法进行如实施方式1所示的各相电流的推测。但是，在图45所示的检测电流Isp1和Isp2产生差分的情况下，意味着绝缘变压器21B产生直流量的偏置，所以在本结构中能够用于直流量抵消的控制。
另外，针对检测电流Isp1和Isp2而考虑输入电压VDC、共同DC总线电压Vbus以及相位偏移指令从而能够推测共同DC总线电流Ibus的平均值。
接下来，说明在实施方式1中说明的每个载波周期的平均电流为恒定的电力变换器与如绝缘转换器那样的每个载波周期的平均电流为零而进行电力传送的电力变换器的组合结构中的本申请的实施方式的应用方法。
此外，该电力变换器例如为在实施方式1的图4中将输入电源部11A与电力变换部1A进行组合的概念。
根据图48至图51，说明将具备绝缘转换器的电力变换装置200与在实施方式1中说明的每个载波周期的平均电流为恒定的电力变换器进行组合的结构例的功能及动作。
首先，根据图48，以输入电源部和电力变换部为中心而进行说明。为了与实施方式2的电力变换装置200进行区分，设为电力变换装置201。另外，设为电力变换部22，设为输入电源部221。另外，对电力变换部22和负载12所连接的共同DC总线配备有平滑电容器6。
电力变换部22包括具备上下臂部(Ap1、Ap2、An1、An2)的电力变换部22A、绝缘变压器22B、具备上下臂部(Ap3、Ap4、An3、An4)的电力变换部22C、具备上下臂部(Ap5、Ap5)的电力变换部22D。在绝缘变压器22B中，将1次侧(低压侧)的电压设为V12，将2次侧(高压侧)的电压设为V34。另外，将绝缘变压器22B的2次侧的电流设为I3、I4。
输入电源部221包括具备直流电源VDC1的输入电源部221A以及具备电抗器L1和直流电源VDC2的输入电源部221B。设为直流电源VDC1的电压VDC。
电流推测部2根据由电流检测器5检测到的共同DC总线电流Ibus和电流控制部3所生成的相位偏移指令以及Duty指令(D5*)对推测相电流(RIbusav、I5)进行推测，输出到电流控制部3。
电流控制部3使用推测相电流(RIbusav、I5)和相电流的目标值(Ibusav*、I5*)，生成用于控制各相电流的相位偏移指令以及Duty指令(D5*)。
PWM控制部4根据电流控制部3所生成的相位偏移指令、Duty指令(D5*)生成控制电力变换部22的各支路的上下臂部(Ap1至Ap5以及An1至An5)的导通截止信号(Sp1至Sp5以及Sn1至Sn5)。
图49、图50为电力变换装置201的三角波载波、高压侧上臂部Ap1和Ap3的导通截止状态、绝缘变压器22B的1次侧、2次侧的电压、各相电流(I3、I4、I5)以及共同DC总线电流Ibus的检测定时的设定例1。
具体而言，在图49A中，说明三角波载波(fc5)、高压侧的上臂部Ap1、Ap3、Ap5的导通截止状态、绝缘变压器22B的1次侧电压V12、2次侧电压V34、各相电流(I3、I4、I5)、共同DC总线电流Ibus以及检测电流(Isp1、Isp2)的关系。
此外，相电流I4为－I3。
在图49B中，用相位说明上臂部Ap1的导通截止状态以及共同DC总线电流Ibus的检测定时。
在图50A中，用相位说明上臂部Ap3的导通截止状态以及共同DC总线电流Ibus的检测定时。
在图50B中，用相位说明上臂部Ap5的导通截止状态以及共同DC总线电流Ibus的检测定时(也就是说Isp1、Isp2的检测定时)。
在此，能够将三角波载波(fc1、fc3、fc5)的每一个周期设为360度，抽取与相位偏移指令对应的高压侧上臂部Ap1、Ap3、Ap5的导通截止状态和共同DC总线电流Ibus的检测定时的关系。
由此，能够事先掌握容易产生臂部的导通截止切换定时和共同DC总线电流Ibus的检测定时的重复所致的采样误差的条件。
在图49、图50中，可以说2相都在相位偏移指令为0度和180度时容易产生采样误差。
图51为电力变换装置201的与图49、图50对应的能够进行各相电流推测的相位偏移指令更新周期的设定例1。具体而言，图51为能够进行各相电流推测的载波周期、采样周期、相电流推测、相位偏移指令更新周期的设定例1。
此外，在图51中，*S表示“进行电流检测(Isp1、Isp2)，推测相电流”＊T表示“电流控制”。另外，为相位偏移。
在此，将各相的载波相位差设为180度，将共同DC总线电流Ibus的检测定时周期设为载波周期的1.5倍，将电流控制以及相位偏移指令的更新周期设为作为载波周期与电流检测定时周期的最小公倍数的载波周期的3.0倍。
在图51的设定例中，相对于在实施方式1的代表结构1的非绝缘转换器两台这样的结构时成立的(5)式，在绝缘转换器1台和非绝缘转换器1台这样的本结构中成立的关系为(30)式。
在此，在(30)式中，将实施方式1的代表结构1的与下标1对应的非绝缘转换器1替换为绝缘转换器，将与下标2对应的非绝缘转换器2替换为非绝缘转换器5。另外，在Isp1和Isp2的定时，绝缘转换器的变压器所产生的电流设为每个载波周期的直流偏差相对于电流振幅而为1/10以下的小的值，在两次检测定时产生的电流设为相同值的IDAB。
[数30]
数30
可知(30)式的矩阵Z的行列式为1，所以能够实施使用了(6)式的推测。此外，绝缘转换器的平均电流与IDAB不同，所以也可以如先前说明那样，使用输入电压VDC、共同DC总线电压Vbus以及相位偏移指令来校正共同DC总线电流IDAB而进行推测。
另外，(31)式为将以(30)式为代表的每个载波周期的平均电流为零的电力变换器的特性反映到(2)式的通用地成立的公式。(31)式为将与(2)式的下标1相当的电力变换器替换为在共同DC总线电流Ibus的检测定时每次输出大致恒定的瞬时电流的1台以上的电力变换器的公式。
[数31]
数31
如以上说明的那样，实施方式2能够在实施方式1的结构中包括绝缘转换器等的每个载波周期的平均电流为零的1台以上的电力变换器的结构中，通过与实施方式1同样的手段实现稳定的各相电流的推测。在本说明中，使用了1台绝缘转换器，但只要为在多台绝缘转换器等共同DC总线电流Ibus的采样定时输出大致恒定的电流的结构，就使用任意的结构都能够得到同样的效果。
如以上说明的那样，实施方式2的电力变换装置在包括相位偏移地进行动作的绝缘转换器的结构中，PWM控制部根据针对每个支路单独的相位偏移指令值，生成初始相位不同的相同脉冲波形形状的臂部的导通截止信号，电流推测部以与臂部的导通截止信号的周期不同的采样周期获取电流检测器的检测电流，推测各相电流，电流控制部以与采样周期和臂部的导通截止信号的周期的最小公倍数以上的时间同步的周期以使推测出的各相电流与目标值一致的方式调整相位偏移指令值。
因而，实施方式2的电力变换装置在包括绝缘转换器的结构中，也是不同的电源能够与各相连接，能够实现固定周期的稳定的电流推测和基于该推测的电流控制。
本申请记载有各种例示性的实施方式以及实施例，但1个或者多个实施方式所记载的各种特征、方案以及功能并不限于特定的实施方式的应用，能够单独地或者通过各种组合应用于实施方式。
因而，在本申请所公开的技术的范围内设想未例示的无数的变形例。例如，在使至少1个构成要素变形的情况、追加的情况或者省略的情况下，包括进一步抽取至少1个构成要素而与其它实施方式的构成要素组合的情况。
工业上的可利用性
在本申请中，不同的电源能够与各相连接，能够实现固定周期的稳定的电流推测和基于该推测的电流控制，所以能够广泛地应用于电力变换装置。

Claims (27)

1.一种电力变换装置，具备：
电力变换部，将把分别具备开关元件的两个臂部进行上下连接而成的1组作为支路，该电力变换部具有多个所述支路，将在与各所述支路中所述两个臂部的中点连接的路径中流过的电流作为相电流，将多个所述支路的两端与共同DC总线连接；
电流检测器，测量在所述共同DC总线中流过的电流；
PWM控制部，生成控制所述支路的上下臂部的所述开关元件的导通截止信号；
电流推测部，推测所述相电流；以及
电流控制部，控制所述相电流，
在所述电力变换装置中，
所述PWM控制部根据针对每个所述支路单独的占空指令以及针对每个所述支路初始相位不同且周期共同的三角波载波的大小关系，生成控制所述支路的所述开关元件的所述导通截止信号，
所述电流推测部以与所述三角波载波的载波周期不同的固定的采样周期获取所述电流检测器的检测值，推测所述支路的所述相电流，
所述电流控制部以使推测相电流与所述相电流的目标值一致的方式调整所述占空指令。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
所述电流推测部以与所述载波周期不同的采样周期获取所述电流检测器的检测值来推测所述相电流，该采样周期与和多个所述三角波载波的最大值或最小值一致的定时同步。
3.根据权利要求2所述的电力变换装置，其中，
所述采样周期为多个所述三角波载波的所述共同的周期的二分之一以上。
4.根据权利要求2所述的电力变换装置，其中，
所述采样周期设定成在所述三角波载波的1周期内所述检测值被检测到1次或2次。
5.根据权利要求2所述的电力变换装置，其中，
所述采样周期设定成所述检测值的获取定时依次与多个所述三角波载波的最大值或最小值一致。
6.根据权利要求1至5中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
所述电流推测部使用数量与所述相电流的数量相同的所述电流检测器的检测值，推测所述支路的所述相电流。
7.根据权利要求1至5中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
所述PWM控制部的多个所述三角波载波的初始相位差不同。
8.根据权利要求6所述的电力变换装置，其中，
所述PWM控制部的多个所述三角波载波的初始相位差不同。
9.根据权利要求1至5中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
不同的直流电源或者共同的直流电源连接于所述电力变换部的多个所述相电流的路径。
10.根据权利要求6所述的电力变换装置，其中，
不同的直流电源或者共同的直流电源连接于所述电力变换部的多个所述相电流的路径。
11.根据权利要求7所述的电力变换装置，其中，
不同的直流电源或者共同的直流电源连接于所述电力变换部的多个所述相电流的路径。
12.根据权利要求8所述的电力变换装置，其中，
不同的直流电源或者共同的直流电源连接于所述电力变换部的多个所述相电流的路径。
13.根据权利要求1至5中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
单相交流电源或者多相交流电源连接于所述电力变换部的多个所述相电流的路径。
14.根据权利要求6所述的电力变换装置，其中，
单相交流电源或者多相交流电源连接于所述电力变换部的多个所述相电流的路径。
15.根据权利要求7所述的电力变换装置，其中，
单相交流电源或者多相交流电源连接于所述电力变换部的多个所述相电流的路径。
16.根据权利要求8所述的电力变换装置，其中，
单相交流电源或者多相交流电源连接于所述电力变换部的多个所述相电流的路径。
17.根据权利要求1至5中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
直流电源以及交流电源连接于所述电力变换部的多个所述相电流的路径。
18.根据权利要求6所述的电力变换装置，其中，
直流电源以及交流电源连接于所述电力变换部的多个所述相电流的路径。
19.根据权利要求7所述的电力变换装置，其中，
直流电源以及交流电源连接于所述电力变换部的多个所述相电流的路径。
20.根据权利要求8所述的电力变换装置，其中，
直流电源以及交流电源连接于所述电力变换部的多个所述相电流的路径。
21.根据权利要求1至5中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
所述电力变换部的多个所述相电流的路径连接于相位偏移地进行动作的绝缘转换器的1次侧或者2次侧的变压器路径。
22.根据权利要求6所述的电力变换装置，其中，
所述电力变换部的多个所述相电流的路径连接于相位偏移地进行动作的绝缘转换器的1次侧或者2次侧的变压器路径。
23.根据权利要求7所述的电力变换装置，其中，
所述电力变换部的多个所述相电流的路径连接于相位偏移地进行动作的绝缘转换器的1次侧或者2次侧的变压器路径。
24.根据权利要求8所述的电力变换装置，其中，
所述电力变换部的多个所述相电流的路径连接于相位偏移地进行动作的绝缘转换器的1次侧或者2次侧的变压器路径。
25.一种电力变换装置，具备：
电力变换部，将把分别具备开关元件的两个臂部进行上下连接而成的1组作为支路，该电力变换部具有多个所述支路，将在与各所述支路中所述两个臂部的中点连接的路径中流过的电流作为相电流，将多个所述支路的两端与共同DC总线连接；
电流检测器，测量在共同DC总线中流过的电流；
PWM控制部，生成控制所述支路的上下臂部的所述开关元件的导通截止信号；
电流推测部，推测所述相电流；以及
电流控制部，控制所述相电流，
相位偏移地进行动作的绝缘转换器的1次侧或者2次侧的变压器路径与所述电力变换部的多个所述相电流的路径连接，
在所述电力变换装置中，
所述PWM控制部根据针对每个所述支路单独的相位偏移指令以及针对每个所述支路初始相位不同且周期共同的三角波载波的大小关系，生成控制所述支路的所述开关元件的所述导通截止信号，
所述电流推测部以与所述三角波载波的载波周期不同的采样周期获取所述电流检测器的检测值，推测所述相电流，该采样周期与和多个所述三角波载波的最大值以及最小值一致的定时同步，
所述电流控制部以使推测相电流与所述相电流的目标值一致的方式调整所述相位偏移指令。
26.一种电力变换装置，具备：
电力变换部，将把分别具备开关元件的两个臂部进行上下连接而成的1组作为支路，该电力变换部具有多个所述支路，将在与各所述支路中所述两个臂部的中点连接的路径中流过的电流作为相电流，将多个所述支路的两端与共同DC总线连接；
电流检测器，测量在所述共同DC总线中流过的电流；
PWM控制部，生成控制所述支路的上下臂部的所述开关元件的导通截止信号；
电流推测部，推测所述相电流；以及
电流控制部，控制所述相电流，
在所述电力变换装置中，
所述PWM控制部根据针对每个所述支路单独的占空指令以及针对每个所述支路初始相位不同且周期共同的三角波载波的大小关系，生成控制所述支路的所述开关元件的所述导通截止信号，
所述电流推测部以与所述三角波载波的载波周期不同的采样周期获取所述电流检测器的检测值，推测所述支路的所述相电流，
所述电流控制部以使推测相电流与所述相电流的目标值一致的方式调整所述占空指令，
所述电流控制部以与所述载波周期和所述采样周期的最小公倍数以上的时间同步的周期，以使所述推测相电流与所述相电流的目标值一致的方式调整所述占空指令。
27.一种电力变换装置，具备：
电力变换部，将把分别具备开关元件的两个臂部进行上下连接而成的1组作为支路，该电力变换部具有多个所述支路，将在与各所述支路中所述两个臂部的中点连接的路径中流过的电流作为相电流，将多个所述支路的两端与共同DC总线连接；
电流检测器，测量在所述共同DC总线中流过的电流；
PWM控制部，生成控制所述支路的上下臂部的所述开关元件的导通截止信号；
电流推测部，推测所述相电流；以及
电流控制部，控制所述相电流，
在所述电力变换装置中，
所述PWM控制部根据针对每个所述支路单独的占空指令以及针对每个所述支路初始相位不同且周期共同的三角波载波的大小关系，生成控制所述支路的所述开关元件的所述导通截止信号，
所述电流推测部以与所述三角波载波的载波周期不同的采样周期获取所述电流检测器的检测值，推测所述支路的所述相电流，
所述电流控制部以使推测相电流与所述相电流的目标值一致的方式调整所述占空指令，
直流电源以及交流电源连接于所述电力变换部的多个所述相电流的路径，
所述PWM控制部根据针对每个所述支路单独的相位偏移指令，生成针对每个所述支路初始相位不同的相同脉冲波形形状的控制所述支路的所述开关元件的导通截止信号，
所述电流推测部以与所述导通截止信号的周期不同的采样周期获取所述电流检测器的检测值，以与所述采样周期和所述导通截止信号的周期的最小公倍数以上的时间同步的周期推测每个所述支路的所述相电流，
所述电流控制部以使所述推测相电流与所述相电流的所述目标值一致的方式调整所述相位偏移指令。
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