JPH07322634A - インバータ制御方法及びインバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【構成】 正弦波信号とキャリア信号とを用いたＰＷＭ
制御によるＰＷＭ変調されたパルス列の正負の極性をひ
とつ置きに反転し，これにより得られる高周波交流信号
で入出力間の絶縁を行う変圧器の一次側を励磁する。 【効果】 商用トランスの代わりに容量比では約１／３
０，重量比では約１／２０である高周波トランスを用い
ることが可能となり，商用トランスを用いる方式に比べ
て，インバータの小型，軽量化が実現できる。簡単な構
成で、従来のＰＷＭ制御による波形出力と同様の歪みを
十分小さくした正弦波交流波形を得ることができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は太陽電池等の独立した直
流電源が発生する直流電力を交流電力に変換して，家庭
用，事務用の一般交流負荷，あるいは既存の商用電力系
統等に電力を供給するインバータ装置に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】従来のインバータ装置は、数個のスイッ
チング素子により構成されるインバータブリッジと，直
流電力源と商用電力系統，負荷とを電気的に絶縁するた
めの変圧器，ローパスフィルタ，及び前記インバータブ
リッジを構成する複数個のスイッチング素子をオン／オ
フ制御する制御回路とで構成されており，前記変圧器と
して商用周波トランスや，装置の小型化のための高周波
トランスが用いられている。

【０００３】まず、商用トランスを用いたインバータ装
置の従来例を図８に従って説明する。太陽電池２から出
力された直流電力は，インバータ１に入力され，インバ
ータブリッジ３２で交流電力に変換され，太陽電池２と
商用系統３とを絶縁するためにインバータ１の出力端に
設けられた商用トランス３３を介して，商用電力系統３
に供給される。インバータブリッジ３２前段には，イン
バータ１への入力電力の変動を抑える直流コンデンサ１
２，および直流入力電流検出器１３が接続されている。
また，インバータブリッジ３２後段には，交流電流の高
調波成分を除去するＡＣフィルタ１６，およびインバー
タ出力電流検出器１４が接続され，さらにＡＣフィルタ
１６後段には，連系リレー１５が設けられ，商用電力系
統３との連系，切り離しが行なわれる。

【０００４】インバータ１の制御回路３４は，ゲートド
ライブ回路３５，ＰＷＭ変調制御部３６，誤差増幅器３
７，キャリア波信号発生器３８，信号演算処理部３９，
正弦波信号記憶部４０，Ａ／Ｄ変換器４１，Ｄ／Ａ変換
器４２から構成される。

【０００５】ＰＷＭ変調制御部３６では，前述の商用電
力系統３の電圧波形と同一周波数（５０／６０Ｈｚ）の
正弦波信号とこの正弦波信号に同期した高周波（数１０
ｋＨｚ以上）のキャリア信号との比較により得られる第
１のパルス列信号，第１のパルス列信号を反転した第２
のパルス列信号，及び前記キャリア信号を反転した反転
キャリア信号と前記正弦波信号とを比較した第３のパル
ス列信号，第３のパルス列信号を反転した第４のパルス
列信号が生成される。これらパルス列信号波形を図９に
示す。尚、図では数１０ｋＨｚの高周波を模式的に示し
ているため低周波となっている。

【０００６】これら第１〜第４のパルス列信号はゲート
ドライブ回路３５に入力され，これら信号に基づいてイ
ンバータブリッジ３２を構成する４つのスイッチング素
子Ｑ１〜Ｑ４に対するキャリア信号と同じ周波数のゲー
トドライブ信号が生成され，これによってキャリア信号
と同じ周波数でＱ１〜Ｑ４がオン／オフ制御される。こ
れによって、インバータブリッジ３２からは，図９に示
す出力パルス列波形Ｅｉが出力される。さらに出力波形
Ｅｉは次段のＡＣフィルタ１６によって高調波成分の除
去，および平滑が行われ，５０／６０Ｈｚの正弦波交流
出力となる。そして該正弦波交流出力は、商用トランス
３３で入出力間を絶縁された後，商用電力系統３と接続
される。この場合、商用トランス３３は５０／６０Ｈｚ
の正弦波交流出力の周波数で励磁されることになる。

【０００７】尚、Ａ／Ｄ変換器４１は太陽電池２からの
アナログ信号である直流電圧信号ＶOUT，直流電流信号
ＶIN，および商用電力系統電圧信号ＶOUTをデジタル量
に変換して信号演算処理部３９に信号出力する。信号演
算処理部３９は，太陽電池２からの出力電力を最大にす
るために，太陽電池動作点を太陽電池出力特性曲線上の
最大点に一致させるようにする最大電力点追尾演算，及
びインバータ１を制御するための電流指令値となる正弦
波信号（５０／６０Ｈｚ）をあらかじめ振幅の異なる複
数個記憶しておいた正弦波信号記憶部４０から読み出す
処理を行う。正弦波信号記憶部４０はインバータ１の定
格出力電流波形の振幅値に比例した複数の異なる振幅値
を持つ前記正弦波信号を半周期または一周期単位で，か
つある時間間隔ごとに量子化されたデジタル量として格
納している。Ｄ／Ａ変換器４２は読み出された正弦波信
号をアナログ信号に変換して誤差増幅器３７に信号出力
する。誤差増幅器３７は，インバータ出力電流検出器１
４からのインバータ出力電流信号 ＩOUTと，前記正弦
波信号とを入力とし，両者の比較誤差を増幅して得られ
た基準波信号をＰＷＭ変調制御部３６へ信号出力する。
キャリア信号発生器３８は前記正弦波信号に同期したキ
ャリア信号（２０ｋＨｚ）をＰＷＭ変調制御部３６へ同
じく信号出力する。この結果，インバータ１の出力電流
は電流指令値となる正弦波信号に追従して変化する。こ
こで前記正弦波信号でもってインバータ１の出力電流を
制御する場合，商用電力系統３の電圧と同一位相，同一
周波数（５０／６０Ｈｚ）とすることで，既存の商用電
力系統３に対して力率１の交流電力を供給できる。

【０００８】次に、高周波トランスを用いる場合につい
て説明する。商用トランスを用いた装置は、商用トラン
スの重量，容量が大きいため，インバータの小型，軽量
化に対して不利である。これに対して，高周波トランス
を用いるとこのような問題は解決できる。この場合、高
周波トランスを高周波電圧で励磁する必要があり，この
ために考えられた電流瞬時値制御法を用いた例について
図１０を用いて以下に説明する。

【０００９】インバータ１は太陽電池２と既存の商用電
力系統３の間に挿入され，太陽電池２で発電される直流
電力を５０／６０Ｈｚの交流電力に変換して，商用電力
系統３に連系して負荷に供給する。インバータ１におい
て，入力された直流電力はＱ１〜Ｑ４のスイッチング素
子で構成される高周波インバータブリッジ４における電
流瞬時値制御によって高周波交流に変換されて高周波ト
ランス５の１次側に供給される。この高周波交流は高周
波トランス５の２次側でダイオードブリッジ６で整流さ
れ，ＤＣリアクトル７と並列に接続されたコンデンサと
で構成されるフィルタ回路により高調波の除去，および
平滑が行われる。さらに，Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング素
子で構成される低周波インバータブリッジ８における折
り返し制御によって商用周波の交流電力に変換されて，
連系リレー１５，ＡＣフィルタ１６を介して商用電力系
統３に電力供給される。

【００１０】信号演算処理部４３は太陽電池１の電圧信
号ＶINと直流入力電流検出器３で検出した電流信号ＩI
N，及びインバータ出力電流検出器１４で検出した高周
波トランス５の１次側の電流（インバータ出力電流）信
号ＩＴ，及び商用電力系統３の電圧信号ＶＯＵＴを入力
して，電流指令信号と極性判定信号を出力する。ヒステ
リシス比較器４４はインバータ出力電流検出器１４で検
出した高周波トランス５の１次側電流ＩＴと前記電流指
令信号を入力し，高周波トランス５の１次側電流が電流
指令信号を中心とした上限値と下限値を持つ一定幅の範
囲内で繰り返し往復するように，高周波インバータブリ
ッジ４を構成するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４，及びＱ
２，Ｑ３をＮＯＴ回路４５を介して交互にオン／オフ制
御する。すなわち，図１１に示す電流指令信号(ＩＲＥ
Ｆ)に対して，一定幅△Ｉを持つ上限値Ｉ＋，と下限値
Ｉ−をヒステリシス比較器４４に設定値として与えてお
く。そして，制御量の実際値である図１０の高周波トラ
ンス５，１次側の電流信号ＩＴをインバータ出力電流検
出器１４で検出して，前記電流指令信号とともにヒステ
リシス比較器４４に入力する。そして制御量の実際値で
ある前記電流信号ＩＴが図１１の上限設定値Ｉ＋(Ｉ＋
＝ＩＲＥＦ＋△Ｉ)を越えると，図１１の高周波インバ
ータブリッジ４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をＯＦＦ
し，ＮＯＴ回路４５を介することでＱ２，Ｑ３をＯＮし
て電流勾配を減少方向とするように，また図１１の電流
信号ＩＴが減少し，下限設定値Ｉ−(Ｉ−＝ＩＲＥＦ−
△Ｉ)を下回る時はＱ１，Ｑ４をＯＮし，Ｑ３，Ｑ４を
ＯＦＦし，電流信号ＩＴが増加するように制御する。こ
のようなスイッチング制御を行うことで電流信号ＩＴの
実際値はＩ＋とＩ−の間でスイッチング毎に往復するよ
うに推移する。ここで電流指令信号(ＩＲＥＦ)に商用電
力系統３と同じ周波数で任意の振幅値を持った正弦波信
号を用いた場合，非常に高速なスイッチングを行って
も，電流信号ＩＴは前記電流指令信号を中心として±△
Ｉの幅で繰り返し往復して追従するように変化し，商用
周波数で電流指令信号の振幅値に比例した正弦波電流波
形を得ることができる。以上のように電流指令信号(Ｉ
ＲＥＦ)の振幅値によってインバータ１における高周波
トランス５，１次側の電流，すなわちインバータ出力電
流の大きさを制御することができる。

【００１１】また折り返し制御回路４６は、前記極性判
定信号を入力して，商用電力系統３の電圧信号ＶＯＵＴ
の極性に合わせて低周波インバータブリッジ８を構成す
るスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４，及びＳ２，Ｓ３のオン
／オフを交互に切替える。この制御によってダイオード
ブリッジ６で全波整流状に整流された直流電力が低周波
インバータブリッジ８の後段では正弦波交流出力とな
る。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】インバータ装置の小
型，軽量化のためには高周波トランスを用いるのが好ま
しい。これは、高周波トランスは商用トランスに比べ
て，容量比では約１／３０，重量比では約１／２０とな
るためである。

【００１３】しかしながら、高周波トランスを高周波電
圧で励磁する方法として用いられる上記電流瞬時値制御
法は優れているものの、制御手法におけるヒステリシス
幅の上限値，及び下限値の設定の最適化が困難であり，
設定値が大きすぎると，歪みが大きくなり，設定値が小
さすぎると，電流指令値とインバータ出力電流との比較
により得られるパルス列信号の幅が小さくなることで，
上記の低周波トランスの場合のＰＷＭ制御と比べて制御
系が不安定になる。また，より安定した制御系を求めて
いくと制御回路が煩雑となるという問題がある。

【００１４】以上に鑑み、本発明はインバータ装置の小
型，軽量化を図るべく、煩雑な制御を行う必要がなく、
インバータ出力電流の波形歪みも十分小さく制御するこ
とのできるインバータ装置の制御方法とこの方法を用い
たインバータ装置を提供することを目的とする。

【００１５】

【課題を解決するための手段】本発明のインバータ制御
方法は、直流電源から発生する電力を交流に変換して負
荷あるいは既存の商用電源に供給するインバータ装置の
制御方法であって，正弦波信号とキャリア信号とを用い
たＰＷＭ制御によるＰＷＭ変調されたパルス列の正負の
極性をひとつ置きに反転し，これにより得られる高周波
交流信号で入出力間の絶縁を行う変圧器の一次側を励磁
することを特徴とする。

【００１６】前記ＰＷＭ制御によるＰＷＭ変調されたパ
ルス列の正負の極性をひとつ置きに反転する方法として
は、前記正弦波信号と前記キャリア信号とを比較して第
１のパルス列信号を得、該第１のパルス列信号を反転し
て第２のパルス列信号を得、前記キャリア信号を反転し
た反転キャリア信号を生成し、該反転キャリア信号と前
記正弦波信号とを比較して第３のパルス列信号を得、該
第３のパルス列信号を反転して第４のパルス列信号を
得，前記キャリア信号と同一周波数で，かつ１／４周期
だけ位相をずらした矩形波信号を生成し、該矩形波信号
と前記第１〜第４のパルス列信号のそれぞれをゲート処
理し、該ゲート処理により得られる４つのパルス列信号
でインバータブリッジを構成する４つスイッチング素子
のオン／オフ制御を行う方法を用いるのが良い。そし
て、前記ゲート処理では排他的論理和処理するのが良
く、これにより４種類のパルス列信号が生成され、該４
種類のパルス列信号をインバータブリッジを構成する４
つスイッチング素子にそれぞれ入力してスイッチング素
子のオン／オフ制御を行うことにより前記キャリア周波
数と同じ周波数を有する前記高周波交流信号を得るのが
良い。この場合、正弦波信号としては50/60〜数百Hzの
ものが、キャリア信号としては数十ｋＨｚ以上のもの
が、好適に用いられ、インバータ装置には４つスイッチ
ング素子からなるインバータブリッジを設ける。

【００１７】さらに、前記４つのパルス列信号を得る方
法としては、正弦波信号とキャリア信号とを比較し、正
弦波信号がキャリア信号を上回れば第一レベルを，下回
れば第二レベルを出力することで第１のパルス列信号を
生成し，第１のパルス列信号を反転して第２のパルス列
信号を生成し，前記キャリア信号を反転した反転キャリ
ア信号と前記正弦波信号とを比較して反転キャリア信号
が正弦波信号を上回れば第一レベルを，下回れば第二レ
ベルを出力することで第３のパルス列信号を生成し，第
３のパルス列信号を反転して第４のパルス列信号を生成
する方法を用いるのが良い。尚、第一のレベル及び第二
のレベルとは、いわゆるＨｉｇｈまたはＬｏｗのレベル
を意味する。

【００１８】また、以上の本発明方法では、好ましくは
前記変圧器の二次側に励磁された高周波交流を整流器
（交流／直流変換器）で整流することにより，一の極性
で連続したＰＷＭ変調されたパルス列出力に変換するの
が良い。

【００１９】前記本発明のインバータ制御方法を可能と
するインバータ装置としては、直流を交流に変換する第
１の電力変換部と，この交流電圧を一次電圧として変圧
された二次電圧を得るための変圧器と，変圧器二次側の
２線が接続される交流を直流に変換する第２電力変換部
と，前記第２の電力変換部の出力各２線に直列に接続さ
れるリアクトルと，さらに前記リアクトルの出力に接続
され，直流を交流に変換する第３の電力変換部と，前記
第１の電力変換部と第３の電力変換部を構成するスイッ
チング素子をオン／オフ制御する制御回路とで構成さ
れ，該制御回路はインバータの出力目標値である正弦波
信号を生成する手段と，前記正弦波信号を用いたＰＷＭ
制御を行うためのキャリア信号を発生する手段と，前記
キャリア信号と同一周波数で，かつ１／４周期だけ位相
をずらした矩形波信号を発生する手段と，請求項２に記
載の方法で前記正弦波信号と前記キャリア信号から第１
から第４のパルス列信号を生成した後これらの信号に前
記矩形波信号をゲート処理する手段と，該ゲート処理し
た後のパルス列信号でもって前記第１の電力変換部を構
成するスイッチング素子のオン／オフ制御を行う手段と
を設けてなるインバータ装置を用いるのが良い。前記第
１の電力変換部は、直流入力を高周波交流（十数ｋＨｚ
以上）に変換する高周波インバータブリッジで構成する
のが良く、前記変圧器としては高周波インバータブリッ
ジの入力側と出力側を絶縁する高周波トランスを用いる
のが良く、第２電力変換部は高周波トランスの出力端で
高周波交流を整流するためのダイオードブリッジで構成
するのが良い。

【００２０】また、前記リアクトルには整流波形を平滑
し，高周波成分を除去させるようにし、第３の電力変換
部は低周波（例えば５０／６０〜数百Ｈｚ）で折返し制
御する低周波インバータブリッジで構成するのが良い。

【００２１】さらに前記本発明のインバータ装置に対
し、前記変圧器の二次側にさらに中間タップを設け、そ
の中間タップからの線を低圧単相３線式配電線の中性線
に接続し、前記リアクトルを前記第２の電力変換部の出
力２線に接続し、該２線それぞれと前記中間タップから
の線との間に上下対称にコンデンサを接続し、前記第３
の電力変換部の出力２線が低圧単相３線式配電線の中性
線以外の各線に接続されるようにするとより好ましい。

【００２２】

【作用】本発明の制御方法によれば、ＰＷＭ変調された
パルス列をひとつ置きに反転するだけで必要とする高周
波交流信号が得られる。そして、この反転は例えば、４
種類のパルス列信号でインバータブリッジを構成するス
イッチング素子のゲートを駆動することで得られる。

【００２３】さらに請求項２記載の方法によれば、ＰＷ
Ｍ変調されたパルス列がひとつ置きに正負の反転した高
周波交流はキャリア信号の周波数と同じになる。尚、こ
の場合、前記キャリア信号の反転信号の代りに正弦波信
号の反転信号を用いても良く、同様の結果が得られる。

【００２４】また、変圧器の一次側が，ＰＷＭ変調され
たパルス列がひとつ置きに正負の反転した交流で励磁さ
れるように制御されると，該変圧器の二次側では一次側
電圧を変圧した同様のＰＷＭ変調されたパルス列がひと
つ置きに正負の反転した高周波交流が出力される。そこ
でこの高周波交流を整流することにより，一方の側に連
続したＰＷＭ変調されたパルス列出力に変換する。

【００２５】一方、本発明のインバータ装置によれば、
高周波トランスの一次側をＰＷＭ変調されたパルス列が
ひとつ置きに正負の反転した，キャリア周波数と同じ周
波数を有する高周波交流で励磁させるインバータ制御方
式を採用した結果，高周波トランスの二次側出力波形も
ＰＷＭ変調されたパルス列がひとつ置きに正負の反転し
た高周波交流波形となっているため，高周波トランスの
後段に設けられたダイオードブリッジは，前記ＰＷＭ変
調され，ひとつ置きに正負が反転したパルス列信号を整
流して，正側に連続したＰＷＭパルス列波形を得る。そ
してダイオードブリッジの後段に設けたＤＣリアクトル
によって，平滑され，高周波成分が除去され，前記正弦
波信号と同じ周波数の正弦波交流波形を全波整流したの
と同様の直流波形を得ることができる。さらに後段の商
用周波インバータブリッジにおいて，前記正弦波交流波
形を全波整流したのと同様の直流波形をひとつ置きに正
負を反転する折返し制御を行うことによって正弦波交流
波形を得ることができる。

【００２６】さらに、高周波トランスの２次側は中間タ
ップを設けることによって，高周波トランスの二次側は
中間タップとそれ以外の２つの出力線で３つの出力線を
得ることができる。さらに中間タップとそれ以外の２つ
の出力線との間にそれぞれ同電位の２つの線間電圧が発
生し，中間タップ以外の２線間には前記線間電圧の２倍
の線間電圧が発生する。すなわち，合計３つの線間電圧
を得ることができる。そして，この３つの線間電圧でも
って，商用電力系統の低圧単相３線式配電線と連系する
が，上記高周波トランスの２次側の３つの線間電圧は商
用電力系統の正弦波波形にはなっておらず，それぞれ上
述したのと同様にＰＷＭ変調されたパルス列がひとつ置
きに正負の反転した高周波交流波形となっている。この
ために，該３つの線間電圧は上記構成におけるダイオー
ドブリッジで一旦整流し，ＤＣリアクトル，コンデンサ
で構成されたローパスフィルタで平滑され，高周波成分
が除去された直流電圧波形（商用周波の正弦波を全波整
流した波形）とし，さらに低周波インバータブリッジの
折返し制御によって商用周波の正弦波交流波形を得る。

【００２７】以上のような作用により，本発明のインバ
ータ装置では商用トランスに代って高周波トランスを用
いることができ、小型，軽量化が実現できるとともに，
従来のＰＷＭ制御に排他的論理和処理に代表されるゲー
ト処理等を加えるだけという至って簡単な制御手法で安
定した正弦波交流波形を得ることができ，さらに３つの
線間電圧（例えば１００ＶＡＣ，１００ＶＡＣ，２００
ＶＡＣ）を有する出力３線でもって商用電力系統の低圧
単相３線式配電線と連系運転を行うこともできる。

【００２８】

【実施例】

実施例１ 以下に本発明のインバータ装置の一実施例について第１
図を参照して詳細に説明する。図１は本発明のインバー
タを含む系統連系型太陽光発電システムを示す図であ
る。

【００２９】太陽電池２（出力３．５ｋＷ，開放電圧２
７０Ｖのものを使用）から出力された直流電力はインバ
ータ１により商用電力系統３と同一の位相，及び周波数
５０／６０Ｈｚをもつ交流電力に変換され，商用電力系
統３に供給される。

【００３０】太陽電池２からインバータ１に入力された
直流電力は高周波インバータブリッジ４において高周波
交流に変換され，高周波トランス５の一次側に供給され
る。尚、本実施例では、１６から１９ＫＨｚの高周波ト
ランスを用いたが、簡単のため特に１９ＫＨｚのものを
用いた場合で以下説明する。高周波トランス５は太陽電
池２側（一次側）と商用電力系統３側（二次側）とを絶
縁する役割をもち，絶縁された高周波交流は高周波トラ
ンス５の二次側に設けられたダイオードブリッジ６によ
り整流される。そしてＤＣリアクトル７とコンデンサと
で構成されるフィルタ回路により整流波形に含まれる高
周波成分の除去，および平滑が行われ、全波整流波形状
の直流になる。低周波インバータブリッジ８において，
前記全波整流波形状の直流を低周波（５０／６０Ｈｚ）
で折返し制御をすることにより，低周波の正弦波交流が
得られる。前記高周波インバータブリッジ４と低周波イ
ンバータブリッジ８を構成するスイッチング素子は，制
御回路９，およびゲートドライブ回路１０，１１によ
り，オン／オフ制御が施される。また，高周波インバー
タブリッジ４前段には，インバータ１への入力電力の変
動を抑える直流コンデンサ１２，直流入力電流検出器１
３を設け，またインバータ出力電流検出器１４は高周波
トランス５の一次側，もしくは二次側で接続され，低周
波インバータブリッジ８後段には，商用電力系統３側と
の連系，及び切り離しを行う連系リレー１５，およびＡ
Ｃフィルタ１６を設ける。尚、図では一次側に接続され
ているが、二次側に接続することもできる。

【００３１】制御回路９は図２に示すように，Ａ／Ｄ変
換器１７，インバータ１の出力目標値である正弦波信号
（５０／６０Ｈｚ）を生成する信号演算処理部１８，前
記正弦波信号と合わせてＰＷＭ制御を行うためのキャリ
ア信号（１９ｋＨｚ）発生器１９，前記キャリア信号と
同一周波数で，かつ１／４周期だけ位相をずらした矩形
波信号発生器２０，反転回路２１，前記正弦波信号とキ
ャリア信号を比較する比較回路２２，ＮＯＴ回路２３，
ＸＯＲ（排他的論理和）回路２４，から構成され，高周
波インバータブリッジ４の４つのスイッチング素子Ｑ１
〜Ｑ４をオン／オフするパルス列信号を図１のゲートド
ライブ回路１０に出力する。

【００３２】上記構成において，高周波インバータブリ
ッジ４は太陽電池２からの直流電力を高周波交流（１９
ｋＨｚ）に変換し，高周波トランス５を用いて入出力の
絶縁を実現する。高周波インバータブリッジ４における
オン／オフ制御は図２をもとに以下のように行われる。
まず，信号演算処理部１８で生成されたインバータ１の
出力目標値である正弦波信号（５０／６０Ｈｚ）とキャ
リア信号（１９ｋＨｚ）とを比較することにより得られ
る第１のパルス列信号，第１のパルス列信号を反転した
第２のパルス列信号，および前記キャリア信号を反転し
た反転キャリア信号と前記正弦波信号とを比較すること
により得られる第３のパルス列信号，第３のパルス列信
号を反転した第４のパルス列信号を得る。次に矩形波信
号発生器２０から生成された前記キャリア信号と同一周
波数で，かつ１／４周期だけ位相をずらした矩形波信号
と，前記第１〜第４のパルス列信号のそれぞれをＸＯＲ
回路２４により排他的論理和処理して第１’〜第４’の
パルス列信号を得る。そして，これら第１’〜第４’の
パルス列信号を図１に示すゲートドライブ回路１０へ出
力し，前記高周波インバータブリッジ４を構成する４つ
のスイッチング素子のオン／オフ制御を行う。ここで一
連の前記パルス列信号（第１〜第４，第１’〜第４’）
を図３に示す。図３中の正弦波信号に対するキャリア信
号以下の信号は数十〜数百ｋＨｚの高周波で示されるべ
きだが，ここでは，模式的に簡略化している。このオン
／オフ制御の結果，前記高周波トランス５はＰＷＭ変調
されたパルス列がひとつ置きに正負の反転したキャリア
信号の周波数と同一の高周波（１９ｋＨｚ）Ｅｉで励磁
される。

【００３３】またこの際のパルス列信号のゲートドライ
ブ回路１０への出力タイミングに関しては，商用電力系
統３の電圧信号Ｖoutと同期をとることにより行われ
る。その結果，インバータ出力電流は商用電力系統電圧
と同位相に制御される。

【００３４】以上説明したように，高周波トランス５の
出力波形は，ＰＷＭ変調されたパルス列がひとつおきに
正負の反転した高周波交流波形となっているため，高周
波トランス５の後段に設けられたダイオードブリッジ６
はひとつおきに正負が反転した前記パルス列信号を整流
し，図３のＥ0に示すように，正側に連続したＰＷＭパ
ルス列波形を得る。そして図１に示すダイオードブリッ
ジ６後段に設けられたＤＣリアクトル７とコンデンサと
で構成されたフィルタ回路により，高周波成分の除去，
平滑が行われ，前記正弦波信号と同一な周波数をもつ正
弦波交流波形を全波整流した波形と同等の直流波形が得
られる。さらに，後段の低周波インバータブリッジ８に
おいて，前記全波整流状の正弦波交流波形をひとつ置き
に正負に反転する折返し制御が行われ，正弦波交流波形
が得られる。

【００３５】実施例２ 図４に示す実施例では，制御回路９において，図２に示
すキャリア信号発生器１９，矩形波信号発生器２０，反
転回路２１，比較回路２２，ＮＯＴ回路２３，ＸＯＲ回
路２４を用いず，これらの手段をすべて信号演算処理部
１８において処理する。すなわち，図４に示す制御回路
９はＡ／Ｄ変換器１７，信号演算処理部１８から構成さ
れる。

【００３６】信号演算処理部１８内で行われる処理につ
いては，ＰＷＭ演算に関しては，デジタル回路で構成さ
れているため，シーケンス的に処理されるのではなく，
信号演算処理部１８に必要な信号を入力することにより
一括的に処理が行われ，その結果，図１の高周波インバ
ータブリッジ４の４つのスイッチング素子をオン／オフ
制御する図３に示す第１’〜第４’のパルス列信号が得
られる。本実施例では，信号演算処理部１８は図４にお
けるＣＰＵ２５，メモリ（ＲＯＭ２６，ＲＡＭ２７），
Ｉ／Ｏ２８，タイマ２９から構成される。この構成をも
とに信号演算処理部１８内での動作について図３をもと
に説明する。尚，図３のキャリア信号は実際には高周波
で示されるべきだが，ここでは模式的に簡略化してい
る。

【００３７】信号演算処理部１８では，正弦波信号（５
０／６０〜数百Ｈｚ）とキャリア信号（数十〜数百ｋＨ
ｚ）（一点鎖線）との比較において，前記正弦波信号が
前記キャリア信号を上回ればＨｉｇｈレベルを，下回れ
ばＬｏｗレベルとなる第１のパルス列信号と，第１のパ
ルス列信号の反転した第２のパルス列信号と，前記キャ
リア信号を反転した反転キャリア信号（数十〜数百ｋＨ
ｚ）（実線）と前記正弦波信号との比較において反転キ
ャリア信号が正弦波信号を上回ればＨｉｇｈレベルを，
下回ればＬｏｗレベルとなる第３のパルス列信号と，第
３のパルス列信号の反転した第４のパルス列信号を生成
する演算が行われる。尚、前記において、上回ればＬｏ
ｗレベル、下回ればＨｉｇｈレベルとしても良い。

【００３８】演算手法について，第１のパルス列信号生
成法に関して説明する。まず，前記正弦波信号とキャリ
ア信号（一点鎖線）との交点を求める。各交点間の時間
はパルス列信号のオン時間，またはオフ時間であるパル
ス幅に相当する。次に，このパルス幅を前記正弦波信号
１周期に対して算出する（尚，半周期に対して算出して
もよい）。図４のＣＰＵ２５内では，前記パルス幅はタ
イマ２９のタイマカウントで置き換えられる。そして，
前記正弦波信号１周期に対して算出されたパルス幅に相
当する一連のタイマカウント列をＲＡＭ２７に一時保存
する。商用電力系統３の電圧信号Ｖoutから作成した同
期信号がＩ／Ｏ２８を通して信号演算処理部１８に入力
されると一時保存していた前記タイマカウント列をＲＡ
Ｍ２７から順に読み出してタイマ２９に設定する。タイ
マ割込みが発生すると，タイマ２９に設定されたタイマ
カウント分だけダウンカウントが行われる。同時に，パ
ルス信号のＨｉｇｈレベルに相当するビット１を，また
はＬｏｗレベル相当するビット０をＩ／Ｏに２８出力す
る。このようにすることで，ダウンカウントが０になる
まで，つまり次のタイマ割込みが発生するまでのダウン
カウント分だけ，Ｈｉｇｈレベル，またはＬｏｗレベル
が維持され，Ｉ／Ｏ２８を通して図１のゲートドライブ
回路１０に出力することで一つのパルス幅をもつパルス
信号が生成される。

【００３９】以上の操作はＲＯＭ２６内の命令動作を読
み出してＣＰＵ２５で実行される。そして，これらをＲ
ＡＭ２７に一時保存していた前記タイマカウント全てに
対して行うと，前記正弦波信号１周期に対する第１のパ
ルス列信号が生成され，図１のゲートドライブ回路１０
に出力されることになる。第２から第４のパルス列信号
についても同様にして生成され、出力される。そしてゲ
ートドライブ回路１０では，前記高周波インバータブリ
ッジ４を構成する４つのスイッチング素子のオン／オフ
制御が行われ，この結果，前記高周波トランスはＰＷＭ
変調されたパルス列がひとつおきに正負の反転した，キ
ャリア信号の周波数と同一の高周波（数十〜数百ｋＨ
ｚ）Ｅｉで励磁される。制御回路９をこのようにデジタ
ル回路で構成すると，制御回路の簡単化が実現される。

【００４０】実施例３ 第３の実施例のインバータ装置について図５に従って説
明する。本発明のインバータ１は太陽電池２，と既存の
商用電力系統３の間に挿入され，太陽電池２で発電され
る直流電力を５０／６０Ｈｚの交流電力に変換して，商
用電力系統３に連系して負荷に供給するとともに商用電
力系統３へも電力の逆潮流を行う。ここで，商用電力系
統３の単相３線式配電線の各線の名称を，図５に示すよ
うにそれぞれ中性線ｏ線，ｕ線，ｖ線とする。

【００４１】本発明のインバータ１の構成について説明
すると，入力コンデンサ４は日射変動による太陽電池出
力変動による，インバータ１の入力電圧急変を抑制する
ために設けている。またインバータ１に入力された直流
電力はＱ１〜Ｑ４のスイッチング素子で構成される高周
波インバータブリッジ４に導かれ直流から交流に電力変
換される。さらに該高周波インバータブリッジ４の出力
は高周波トランス５の１次側に供給されて，ここで電気
的に絶縁される。高周波トランス５の２次側には中間タ
ップが設けられ，この中間タップからの線は連系リレー
１５を介して商用電力系統の単相３線式配電線の中性線
ｏ線に接続される。また高周波トランス５の二次側の他
の２線はダイオードブリッジ６の交流入力端子に入力さ
れ，交流から直流に電力変換される。該ダイオードブリ
ッジ６の直流出力端子からの２線は，それぞれ上下対称
にＤＣリアクトル７ａ，７ｂ及び各２線と上記中性線と
の間に挿入されたコンデンサ３０ａ，３０ｂが接続され
る。その後，Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング素子で構成され
る低周波インバータブリッジ８に入力され，再び直流か
ら交流に変換される。該低周波インバータブリッジ８の
出力２線は前記連系リレー１５，及び前記中性線との間
に上下対称に配置されたフィルタ回路３１ａ，３１ｂを
介して商用電力系統３の単相３線式配電線の上記中性線
ｏ線以外の各２線，ｕ線，ｖ線に接続される構成として
いる。

【００４２】次に本発明のインバータの動作について説
明する。まず，上記高周波インバータブリッジ４におい
て，これを構成する４つのＩＧＢＴ素子（Ｑ１〜Ｑ４）
のゲート駆動信号を正弦波信号（５０／６０Ｈｚ）と高
周波キャリア信号（１９ｋＨｚ）の比較によって生成す
ることで，前記高周波トランス５の一次側は正弦波ＰＷ
Ｍ変調を施されたパルス列信号でもって励磁される。こ
の時，前記高周波トランス５の一次側を高周波交流（１
９ｋＨｚ）で励磁する際に，本実施例では前記ＰＷＭ変
調が施されたパルス列信号がひとつ置きに正負の反転し
た図６のａに示すようなパルス列でもって励磁する。図
中は分かりやすくするために模式的に書いているが，こ
のパルス列の周波数は前記高周波キャリア信号の周波数
と同じ周波数を有している。以上のように高周波交流で
高周波トランス５を励磁するための制御手法として，前
記高周波インバータブリッジ４を構成するＩＧＢＴ素子
のゲート駆動信号は第１の実施例，もしくは第２の実施
例と同様にして生成する。

【００４３】以上のようにして，高周波交流（１９ｋＨ
ｚ）は高周波トランス５の１次側に供給され，該トラン
スの巻数比に応じた電圧に変圧された高周波交流が該高
周波トランス５の２次側に出力される。ここで該高周波
トランス５は商用電力系統３と太陽電池２とを電気的に
絶縁するという働きと，入力電圧に対する出力電圧を巻
数比に応じた変圧比で変圧する働きを有している。さら
に高周波トランス５の２次側に設けられた中間タップに
よって，該トランスの２次側からは上記中間タップとト
ランス出力２線との間に，それぞれ中間タップとトラン
ス出力の上側線間，及び中間タップとトランス出力の下
側線間，トランス出力上側線間とトランス出力下側線間
の３つの線間電圧が発生する。これら高周波トランス５
の二次側の３つの線間電圧波形も，図６のａに示した一
次側と同様のＰＷＭ変調されたパルス列がひとつ置きに
正負の反転した高周波交流である。

【００４４】上記３つの線間電圧は次段のダイオードブ
リッジ６で整流され，それぞれ図６のＡ，Ｂ，Ｃに示す
ように正側に連続したＰＷＭ変調されたパルス列の直流
電圧である第１線間電圧，第２線間電圧，第３線間電圧
になる。さらに，ダイオードブリッジ６の出力２線のそ
れぞれに直列に設けられたＤＣリアクトル７ａ，７ｂ
と，前記出力２線と前記高周波トランス５の中間タップ
からの出力線との間に上下対称に設けたコンデンサ３０
ａ，３０ｂとで構成されるローパスフィルタを介するこ
とによって，上記第１線間電圧，第２線間電圧，第３線
間電圧は図７のＡ’，Ｂ’，Ｃ’に示すように，上記
Ａ，Ｂ，Ｃの直流電圧波形から高周波リップル成分が除
去、平滑化され，低周波の正弦波を全波整流したのと同
様の直流電圧波形となる。

【００４５】上記Ａ’，Ｂ’で示したローパスフィルタ
出力の第１線間電圧，第２線間電圧と，前記高周波トラ
ンス５の中間タップに接続された線を除いた他の２線間
の線間電圧である第３線間電圧との間には，図７のＣ’
に示すように第１線間電圧＋第２線間電圧＝第３線間電
圧の関係がある。ここで前記トランスの中間タップを２
次側巻線の中点に取れば，第１線間電圧と第２線間電圧
は等しく，第３線間電圧は第１線間電圧もしくは第２線
間電圧の２倍の電圧値を有することになる。また，本実
施例では中間タップに接続された１線以外のローパスフ
ィルタ出力２線に流れる電流波形は図７に示すように電
圧波形と同位相の波形である。

【００４６】さらに前記第３線間電圧を構成する２線
（中間タップに接続された１線以外）は次段の低周波イ
ンバータブリッジ８に入力される。ここで該低周波イン
バータブリッジ８を構成する４つのＩＧＢＴ素子（Ｓ１
〜Ｓ４）のゲート端子を商用周波数でもってＳ１，Ｓ４
とＳ２，Ｓ３を交互にオン，オフ制御する。すなわち図
７に示した各線間電圧の電圧値の谷（０Ｖ点）に同期さ
せて，Ｓ１，Ｓ４がオンの時はＳ２，Ｓ３はオフという
ようにそれぞれ交互にオン，オフ制御を行う。その結
果，前記図７に示した電圧，電流波形は，全波整流され
た形の各正弦波の山が１つ置き上下方向に対称に反転さ
れることになり，図７に示した電圧波形は商用周波の正
弦波交流波形に変換される。さらに，連系リレー１５を
介し，前記中性線と，低周波インバータブリッジ８の出
力２線との間にそれぞれ上下対称に配置されたＡＣフィ
ルタ回路３１ａ，３１ｂによって平滑され，高調波成分
除去により波形整形された商用周波交流電圧波形，電流
波形を得ることができる。

【００４７】ここでＡＣフィルタ回路３１ａからの出力
線と前記中間タップの接続された１線との間の電圧を第
１線間電圧，ＡＣフィルタ回路３１ｂからの出力線と前
記中間タップに接続された１線との間の電圧を第２線間
電圧，ＡＣフィルタ回路３１ａ，３１ｂからの出力２線
間の電圧を第３線間電圧とすると図７のＡ”，Ｂ”，
Ｃ”にそれぞれ第１線間電圧波形，第２線間電圧波形，
及び第３線間電圧波形を示す。

【００４８】ここで上述と同様に第３線間電圧は第１線
間電圧，もしくは第２線間電圧の２倍の電圧値を有する
こととなり，太陽電池２出力の直流電圧に対して，第１
線間電圧，第２線間電圧を１００Ｖ，第３線間電圧を２
００Ｖとなるように高周波トランス５の変圧比（本実施
例では定格入力電圧が２００ＶＤＣであるので，トラン
ス巻数比は１：２．２〜２．７，トランス中間タップは
２次巻線の中点とした）を設計することによって，本イ
ンバータ１は高周波トランス５を用いて装置の小型，軽
量化を実現するとともに，インバータ１の出力として，
中性線を含むｕ線，ｏ線，ｖ線の３線を有し，それぞれ
の線間電圧が商用電力系統３の単相３線式配電線との連
系可能な線間電圧を有しているため，商用電力系統３の
単相３線式配電線との系統連系も可能となる。

【００４９】高周波トランス５は２次側に中間タップを
設ける方法以外に，２次側巻線を２つ用意し，それぞれ
の巻線の巻初めと巻終りを接続し，上記中間タップの代
りとすることも可能である。

【００５０】以上のような高周波トランス５に中間タッ
プを設け，これと商用電力系統３の中性線を接続すると
いったインバータ１主回路構成と，高周波トランス５を
ＰＷＭ変調されたパルス列がひとつ置きに正負の反転し
た高周波交流で励磁するというインバータ制御方式を併
用することによって，本実施例に示すように，従来実現
不可能であった単相３線式配電線と同一の電気方式での
接続が可能である高周波トランスを有したインバータ装
置を実現できる。

【００５１】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、商
用トランスの代わりに容量比では約１／３０，重量比で
は約１／２０である高周波トランスを用いることが可能
となり，商用トランスを用いる方式に比べて，インバー
タの小型，軽量化が実現できる。

【００５２】さらに、従来のＰＷＭ制御に例えば排他的
論理和処理のゲート処理を加えるだけといういたって簡
単な構成で、従来のＰＷＭ制御による波形出力と同様の
歪みを十分小さくした正弦波交流波形を得ることができ
る。

【００５３】また，商用電力系統の単相３線式配電線と
同一の電気方式での接続が可能である高周波絶縁型のイ
ンバータ装置を実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施例１のインバータ装置のブロック図であ
る。

【図２】実施例１の制御回路のブロック図である。

【図３】実施例１のパルス列信号と矩形波信号との排他
論理和処理によるパルス列信号の生成を説明する図であ
る。

【図４】実施例２の制御回路のブロック図である。

【図５】実施例３のインバータ装置のブロック図であ
る。

【図６】実施例３の各部の波形を説明する図である。

【図７】実施例３の各部の波形を説明する図である。

【図８】従来のインバータ装置のブロック図である。

【図９】従来の正弦波信号とキャリア信号との比較によ
るパルス列信号の生成を説明する図である。

【図１０】従来のインバータ装置のブロック図である。

【図１１】従来例の波形を説明する図である。

【符号の説明】

１ インバータ ２ 太陽電池 ３ 商用電力系統 ４ 高周波インバ
ータブリッジ ５ 高周波トランス ６ ダイオードブ
リッジ ７ ＤＣリアクトル ８ 低周波インバ
ータブリッジ ９ 制御回路 １０ ゲートドライ
ブ回路 １１ ゲートドライブ回路 １２ 直流コンデ
ンサ １３ 直流入力電流検出器 １４ インバータ
出力電流検出器 １５ 連系リレー １６ ＡＣフィル
タ １７ Ａ／Ｄ変換器 １８ 信号演算処
理部 １９ キャリア信号発生器 ２０ 矩形波信号
発生器 ２１ 反転回路 ２２ 比較回路 ２３ ＮＯＴ回路 ２４ ＸＯＲ回路 ２５ ＣＰＵ ２６ ＲＯＭ ２７ ＲＡＭ ２８ Ｉ／Ｏ ２９ タイマ ３０ コンデンサ ３１ フィルタ回路 ３２ インバータ
ブリッジ ３３ 商用トランス ３４ 制御回路 ３５ ゲートドライブ回路 ３６ ＰＷＭ変調
発生器 ３７ 誤差増幅器 ３８ キャリア信
号発生器 ３９ 信号演算処理部 ４０ 正弦波信号
記憶部 ４１ Ａ／Ｄ変換器 ４２ Ｄ／Ａ変換
器 ４３ 信号演算処理部 ４４ ヒステリシ
ス比較器 ４５ ＮＯＴ回路 ４６ 折返し制御
回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 藤井 哲 大阪府大阪市阿倍野区長池町22番22号 シ ャープ株式会社内

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源から発生する電力を交流に変換
   して負荷あるいは既存の商用電源に供給するインバータ
   装置の制御方法であって，正弦波信号とキャリア信号と
   を用いたＰＷＭ制御によるＰＷＭ変調されたパルス列の
   正負の極性をひとつ置きに反転し，これにより得られる
   高周波交流信号で入出力間の絶縁を行う変圧器の一次側
   を励磁することを特徴とするインバータ制御方法。
2. 【請求項２】 前記ＰＷＭ制御において、正弦波信号と
   キャリア信号とを比較し、正弦波信号がキャリア信号を
   上回れば第一レベルを，下回れば第二レベルを出力する
   ことで第１のパルス列信号を生成し，第１のパルス列信
   号を反転して第２のパルス列信号を生成し，前記キャリ
   ア信号を反転した反転キャリア信号と前記正弦波信号と
   を比較して反転キャリア信号が正弦波信号を上回れば第
   一レベルを，下回れば第二レベルを出力することで第３
   のパルス列信号を生成し，第３のパルス列信号を反転し
   て第４のパルス列信号を生成し、 一方で前記キャリア信号と同一周波数で，かつ１／４周
   期だけ位相をずらした矩形波信号を生成し，該矩形波信
   号と前記第１から第４のパルス列信号のそれぞれとを排
   他的論理和処理することで４種類のパルス列信号を生成
   し、 該４種類のパルス列信号をインバータブリッジを構成す
   る４つスイッチング素子にそれぞれ入力してスイッチン
   グ素子のオン／オフ制御を行うことにより前記キャリア
   周波数と同じ周波数を有する前記高周波交流信号を得る
   ことを特徴とする請求項１のインバータ制御方法。
3. 【請求項３】 直流を交流に変換する第１の電力変換部
   と，この交流電圧を一次電圧として変圧された二次電圧
   を得るための変圧器と，変圧器二次側の２線が接続され
   る交流を直流に変換する第２電力変換部と，前記第２の
   電力変換部の出力各２線に直列に接続されるリアクトル
   と，さらに前記リアクトルの出力に接続され，直流を交
   流に変換する第３の電力変換部と，前記第１の電力変換
   部と第３の電力変換部を構成するスイッチング素子をオ
   ン／オフ制御する制御回路とで構成され，該制御回路は
   インバータの出力目標値である正弦波信号を生成する手
   段と，前記正弦波信号を用いたＰＷＭ制御を行うための
   キャリア信号を発生する手段と，前記キャリア信号と同
   一周波数で，かつ１／４周期だけ位相をずらした矩形波
   信号を発生する手段と，請求項２に記載の方法で前記正
   弦波信号と前記キャリア信号から第１から第４のパルス
   列信号を生成した後これらの信号に前記矩形波信号をゲ
   ート処理する手段と，該ゲート処理した後のパルス列信
   号でもって前記第１の電力変換部を構成するスイッチン
   グ素子のオン／オフ制御を行う手段とを設けたことを特
   徴とするインバータ装置。
4. 【請求項４】 前記変圧器の二次側にさらに中間タップ
   が設けられ、その中間タップからの線が低圧単相３線式
   配電線の中性線に接続されており，前記リアクトルは前
   記第２の電力変換部の出力２線に接続されており、該２
   線それぞれと前記中間タップからの線との間に上下対称
   にコンデンサが接続されており、前記第３の電力変換部
   の出力２線が低圧単相３線式配電線の中性線以外の各線
   に接続されていることを特徴とする請求項３のインバー
   タ装置。