ES2268553T3 - Procedimiento y aparato para aumentar la inmunidad de los receptores frente a interferencias. - Google Patents
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Abstract
Procedimiento para el ajuste de ganancia del circuito, presentado el circuito una señal con potencia, comprendiendo el procedimiento las etapas siguientes: variar (1601) la ganancia de circuito una cantidad predeterminada; determinar (1605) una magnitud de un cambio en la potencia de la señal en respuesta a la variación de la ganancia del circuito; y ajustar la ganancia del circuito en respuesta a la magnitud del cambio en la potencia de la señal, comprendiendo la etapa de ajuste las etapas siguientes: reducir (1620) la ganancia del circuito cuando la magnitud del cambio en la potencia de la señal es superior a un umbral predeterminado; y aumentar (1615) la ganancia del circuito cuando la magnitud del cambio en la potencia de la señal es inferior o igual al umbral predeterminado.
Description
Procedimiento y aparato para aumentar la
inmunidad de los receptores frente a interferencias.
La presente invención se refiere a las
comunicaciones de radio. Más particularmente, la presente invención
se refiere al aumento de la inmunidad de un receptor de comunicación
frente a interferencias.
En la actualidad, existen diversos tipos de
sistemas telefónicos de radio celulares en funcionamiento. Estos
sistemas incluyen el sistema de telefonía móvil avanzado (AMPS) y
los dos sistemas celulares digitales: el acceso múltiple por
división del tiempo (TDMA) y el acceso múltiple por división del
código (CDMA). Se están implementando sistemas celulares digitales
para hacer frente a los problemas de capacidad experimentados por
el AMPS.
Todos los sistemas telefónicos de radio
celulares funcionan con diversas antenas que abarcan un área
geográfica. Las antenas irradian en un área que, en el ámbito de la
técnica, se denomina célula. Las células AMPS son independientes y
diferenciadas de las células CDMA. Esto determina que exista la
posibilidad de que la antena para una célula de un sistema se
localice en una célula de otro sistema. Del mismo modo, dentro de un
sistema particular (AMPS, CDMA y TDMA), pueden existir dos
proveedores de servicios dentro de un área dada. Estos proveedores
a menudo deciden colocar las células en emplazamientos geográficos
diferentes a los del proveedor de la competencia, de ahí que se
produzcan situaciones en las que un radioteléfono del sistema
"A" puede estar alejado de la célula más cercana del sistema
"A", y en cambio estar cerca de una célula del sistema
"B". En esta situación, la señal de recepción deseada
resultará débil por la presencia de fuerte interferencia
multitono.
Esta mezcla de antenas de los sistemas puede
ocasionar problemas a un radioteléfono móvil registrado en un
sistema, tal como el sistema CDMA, que se desplaza y acerca a la
antena de otro sistema, tal como una antena AMPS. En este caso, las
señales de la antena AMPS pueden interferir con las señales CDMA que
son recibidas por el radioteléfono, debido a la proximidad del
radioteléfono con la célula AMPS o a la potencia más alta de la
señal del enlace directo del AMPS.
La interferencia por varios tonos de las señales
AMPS que experimenta el radioteléfono crea productos de distorsión
o parásitos. Si estos parásitos se hallan dentro de la banda CDMA
utilizada por el radioteléfono, pueden degradar el rendimiento del
receptor y del demodulador.
Es frecuente el caso en que, en un sistema AMPS,
las portadoras (bandas A y B) "interfieren" de forma no
intencionada con el sistema de la competencia. El objetivo de la
portadora celular es proporcionar una alta relación
señal-ruido para todos los usuarios del sistema,
aproximando las células a tierra, o a los usuarios, e irradiando el
límite de potencia FCC para cada canal AMPS. Lamentablemente, esta
técnica permite mejorar la calidad de la señal del sistema de la
portadora, a costa de interferir con el sistema de la
competencia.
La distorsión de intermodulación, tal como la
ocasionada en las situaciones anteriores, se define en términos del
nivel parásito máximo generado por dos o más tonos inyectados en un
receptor. Con mayor frecuencia, se define el nivel de distorsión de
tercer orden de un receptor en términos de un punto de intercepción
de entrada de tercer orden o IIP3. El IIP3 se define como la
potencia de entrada (en forma de dos tonos) necesaria para crear
productos de distorsión de tercer orden igual a la potencia de
entrada de los dos tonos. Como se muestra en la Figura 13, el IIP3
sólo puede extrapolarse linealmente cuando un elemento no lineal,
tal como un amplificador, se halla por debajo de la
saturación.
saturación.
Como se muestra en la Fig. 14, cuando se
inyectan dos tonos en un receptor, se producen productos de
distorsión de tercer orden. El tono nº 1 se halla a la frecuencia
f1 en el nivel de potencia P1 en dBm y el tono nº 2 se halla a la
frecuencia f2 en el nivel de potencia P2 en dBm. Habitualmente, P2
es igual a P1. Se crearán productos de distorsión de tercer orden a
las frecuencias 2xf1 - f2 y 2xf2 - f1 y los niveles de potencia P12
y P21, respectivamente. Cuando P2 es igual a P1, los productos
parásitos deberán ser iguales, o P12 y P21 deberán ser iguales. La
fc de señal se inyecta al nivel de potencia Pc para demostrar que la
distorsión añadida es igual a una señal de nivel bajo, en este
caso. Si existe un filtro que bloquea f1, f2 y f21 una vez que se
ha creado la distorsión, la potencia en f12 todavía interfiere con
la potencia de señal en fc. En el ejemplo de la Figura 14, para una
aplicación CDMA, el objetivo es que la intermodulación P12 sea igual
a la potencia de señal de -105 dBm para una potencia total de dos
tonos de -43 dBm y, entonces, el IPP3 deberá ser > -9 dBm.
\newpage
Como es bien conocido en la técnica, el IIP3 de
un elemento no lineal individual se define de la siguiente
forma:
\vskip1.000000\baselineskip
- \quad
- IIP3=\frac{IM3}{2} + P_{in}(dBm)
- \quad
- Si \hskip0.5cm P_{1}=p_{2}, \hskip0.5cm entonces \hskip0.5cm P_{in}=P_{1}+3dB \hskip0.5cm ó \hskip0.5cm P_{2} + 3 dB (dBm)\hskip0.3cm y
- \quad
- IM3=P_{1}-P_{12}=P_{2}-P_{21}=P_{2}-P_{12}=P_{1}-P_{21} (dB)
\vskip1.000000\baselineskip
Para un IIP3 en cascada, cuando se utilizan más
elementos no lineales, la ecuación es la siguiente:
IIP3 = -10 *
log10[10^{(Ganancia \ - \ elemento \ IIP3)/10} +
10^{(-IIP3 \ de \ etapas \
anteriores)/10}]
siendo Ganancia = ganancia para
entrada de
elemento.
\vskip1.000000\baselineskip
Por consiguiente, una forma de mejorar el IPP3
en cascada de un receptor es disminuir la ganancia antes del
primer elemento no lineal. En este caso, el LNA y el mezclador
limitan el IIP3. No obstante, es necesario definir otra cantidad
que establezca la sensibilidad o el nivel de señal de recepción más
bajo sin interferencia. Esta cantidad se denomina factor de ruido
(NF) en el ámbito de la técnica. Si la ganancia del receptor se
reduce para aumentar el IIP3 (y la inmunidad a la interferencia), el
NF (y la sensibilidad deseada a las pequeñas señales) se
degrada.
El NF del elemento se define de la siguiente
forma:
NF \ de \
elemento = \frac{S_{i}}{N_{i}} - \frac{S_{o}}{{N_o}}
(dB),
siendo
\frac{S_{i}}{N_{i}} la relación
señal-ruido de entrada en dB y
\frac{S_{o}}{N_{o}}, la relación
señal-ruido de salida en dB.
\vskip1.000000\baselineskip
Para los elementos en cascada de un receptor, la
ecuación es la siguiente:
NF en cascada =
10 * log10 [10^{(Ganancia \ - \ elemento \ IIP3)/10}+10^{(-IIP3 \
de \ etapas \
previas)/10}]
siendo
NFe igual al factor de ruido del elemento,
NFi, igual al factor de ruido en cascada hasta
el elemento y
Ganancia, igual a la ganancia hasta el
elemento.
\vskip1.000000\baselineskip
Podrá obtenerse el "mejor" NF en cascada
aumentando al máximo la ganancia hasta el elemento, estando esta
ecuación en contradicción con el requisito para obtener el
"mejor" IIP3 en cascada. Para un NF e IIP3 dado de elemento en
elemento y receptor, existe un grupo limitado de valores de ganancia
para cada elemento que cumple todos los requisitos.
Habitualmente, los receptores se diseñan con el
NF y el IIP3 como constantes predefinidas, ya que ambas cantidades
establecen el rango dinámico de funcionamiento del receptor con y
sin interferencia. La ganancia, el NF y el IIP3 de cada dispositivo
se optiman en función del tamaño, el coste y el consumo de corriente
térmica, de reposo y activa por el elemento. En el caso de un
receptor celular portátil de modalidad dual CDMA/FM, el estándar
CDMA requiere un NF de 9dB en la señal mínima. Dicho de otro modo,
para la modalidad CDMA, el requisito de sensibilidad es una
relación S/N de 0 dB a -104 dBm. Para la modalidad FM, el requisito
es de una relación S/N de 4 dB a -116 dBm. En ambos casos, los
requisitos pueden trasladarse al NF de la forma siguiente:
\newpage
NF = S (dBm) -
\frac{S}{N} (dB) - N_{térm} (dBm/Hz) - AB \ señal
(dB/Hz),
siendo
S la potencia de señal mínima
\frac{S}{N}, la relación
señal-ruido mínima,
N_{térm}, el umbral mínimo de ruido térmico
(-174 dBm/Hz a 290ºK) y
AB señal (dB/Hz), el ancho de banda de la
señal.
\vskip1.000000\baselineskip
Por consiguiente:
- NF de CDMA = -104dBm - 0dB - (-174 dBm/Hz) - 61 dB/Hz = 9dB,
- NF de FM = -116 dBm - 4dB - (-174 dBm/Hz)- 45 dB/Hz =9dB
\vskip1.000000\baselineskip
siendo -61 dBm/Hz el ancho de banda de ruido
para un canal CDMA y
- -45 dBm/Hz, el ancho de banda de ruido para un canal FM.
\vskip1.000000\baselineskip
No obstante, el NF del receptor sólo es
necesario cuando la señal está cerca del nivel mínimo y el IIP3 sólo
es necesario en presencia de interferencia o señales CDMA
intensas.
Existen dos formas para proporcionar cobertura
en las áreas en que la portadora crea una fuerte interferencia. Una
de las soluciones es emplear la misma técnica, es decir, colocar las
células en la misma posición que las de la competencia. La otra
solución es aumentar la inmunidad a la interferencia del receptor.
Una forma de aumentar la inmunidad es incrementar la corriente del
receptor. Sin embargo, esta solución no es práctica para un
radioteléfono portátil que depende de la energía de una batería. El
incremento de la corriente provocará un agotamiento más rápido de
la batería, reduciendo de ese modo el tiempo de conversación y de
espera del radioteléfono. En consecuencia, se plantea la necesidad
de reducir al mínimo la interferencia por varios tonos en un
radioteléfono, sin incidir en el consumo de corriente.
Cabe destacar el documento
US-A-5.390.345 que describe una
señal que resulta de la modulación cruzada de dos o más ondas
recibidas próximas contenidas en la emisión de un amplificador o un
mezclador de alta frecuencia de un receptor de radio, por ejemplo,
es extraída una señal de baja frecuencia que corresponde a una
frecuencia de separación de canal. La ganancia del amplificador de
alta frecuencia o la atenuación de un atenuador variable previsto
en la etapa anterior del amplificador es controlada de acuerdo con
el nivel de la señal de baja frecuencia. Alternativamente, la
ganancia del amplificador de alta frecuencia o la atenuación del
atenuador variable es controlada de acuerdo con el nivel de la
señal de baja frecuencia cuando es igual o superior a un valor
predeterminado. Esto permite la recepción normal de una onda
deseada, incluso si el nivel de recepción de la señal es alto.
Según la presente invención, se proporcionan un
método para el ajuste de ganancia del circuito, como se ha expuesto
en la reivindicación 1, y un sistema para ajustar la potencia de un
señal recibida, como se ha expuesto en la reivindicación 14. Las
realizaciones preferidos de la presente invención se describen en
las reivindicaciones subordinadas.
El procedimiento de la presente invención ajusta
la atenuación de un circuito, aumentando de ese modo la inmunidad a
la interferencia del receptor. El circuito presenta un atenuador con
atenuación y control automático de ganancia (AGC) con una ganancia
variable. El procedimiento modifica la atenuación mediante una
cantidad predeterminada. A continuación, se detecta la ganancia del
circuito. Si el cambio de ganancia detectado es superior a un umbral
predeterminado, se habrán detectado productos de intermodulación y
la atenuación frontal se aumenta para reducir la potencia del
producto de intermodulación.
La Figura 1 muestra un diagrama de bloques del
aparato de la presente invención para aumentar la inmunidad del
receptor.
La Figura 2 muestra un diagrama de bloques de
otra forma de realización alternativa de la presente invención.
La Figura 3 muestra un diagrama de bloques de
otra forma de realización alternativa de la presente invención.
La Figura 4 muestra un diagrama de bloques de
otra forma de realización alternativa de la presente invención.
La Figura 5 muestra otro trazado gráfico de la
potencia RF de entrada recibida frente a la relación
portadora-ruido según la realización de la Figura
1.
La Figura 6 muestra un trazado gráfico de la
potencia RF de entrada recibida frente a la relación
portadora-ruido según la realización de la Figura
2.
La Figura 7 muestra un diagrama de bloques de
otro diseño, que no está reivindicado actualmente.
La Figura 8 muestra un trazado gráfico de la
potencia de la interferencia frente a la potencia de la señal sin
utilizar el aparato del diseño, que no está reivindicado
actualmente.
La Figura 9 muestra un trazado gráfico de la
potencia de la interferencia frente a la potencia de la señal según
el aparato del diseño, que no está reivindicado actualmente.
La Figura 10 muestra un diagrama de bloques de
un diseño alternativo, que no está reivindicado actualmente.
La Figura 11 muestra un diagrama de bloques de
otro diseño alternativo, que no está reivindicado actualmente.
La Figura 12 muestra un diagrama de bloques de
otro diseño alternativo, que no está reivindicado actualmente.
La Figura 13 muestra un trazado gráfico de
medición de las características de transferencia no lineales y la
distorsión.
La Figura 14 muestra una descripción espectral
de los productos de distorsión.
La Figura 15 muestra un diagrama de bloques de
un procedimiento para detectar la potencia de la señal recibida
según la presente invención.
La Figura 16 muestra un diagrama de flujo del
procedimiento de control de la atenuación de la presente
invención.
Uno de los objetivos de la presente invención es
proporcionar la capacidad para variar del NF y el IIP3 del receptor
y aumentar el IIP3 (o inmunidad a la interferencia), cuando sea
necesario, sin comprometer el NF. Este "aumento" del
rendimiento se lleva a cabo variando la ganancia del primer elemento
activo del receptor. La ganancia puede variarse variando la
ganancia del LNA a través de un rango continuo o anulando el
amplificador de bajo nivel de ruido mediante conmutadores de
anulación.
En la Figura 1, se ilustra un diagrama de
bloques de una forma de realización preferida de la presente
invención. Esta forma de realización incluye el ajuste de la
ganancia del LNA 115 de forma continuada mediante el control de
ganancia ajustable (AGC) 110 en el frontal del receptor. El AGC
continuo 110 en la zona frontal también proporciona ventajas de
linealidad a un nivel RF de entrada mínimo, mientras el AGC 120 en
la zona de transmisión puede reducir los requisitos de AGC de IF
125 y 130.
Esta forma de realización detecta la potencia
obtenida del LNA 115. El detector de potencia 105 mide la potencia
de la señal y la potencia del transmisor interferente conjuntamente
en el rango de las RF. Mediante esta forma de realización, el
detector de potencia 105 puede reducir de forma permanente la
ganancia del LNA 115 a una potencia recibida inferior a los -65 dB
de las subsiguientes realizaciones de "ganancia conmutada" de
la presente invención mostradas en las Figuras 7, 10, 11 y 12.
La forma de realización preferida funciona de
modo que el detector de potencia 105 detecta la potencia de la
señal recibida y del transmisor interferente en el rango de las RF.
Esta potencia detectada pasa por un filtro de bucle y se utiliza
para ajustar el AGC 110 de recepción, ajustándose de ese modo el
punto de intercepción de los componentes de recepción. La ganancia
se disminuye cuando la potencia medida aumenta y se aumenta cuando
la potencia medida disminuye. Esta forma de realización también
puede combinar el LNA 115 y el AGC 110 para formar un LNA de
ganancia variable, eliminando de ese modo la necesidad de disponer
de un bloque AGC 110 separado. La potencia del AGC de transmisión
120, situado antes del amplificador de potencia 150, se ajusta de la
misma forma que el AGC 110 para mantener el nivel de potencia TX
global.
También se colocan los amplificadores AGC 125 y
130 después de los mezcladores 135 y 140 para ajustar la ganancia,
una vez que los transmisores interferentes han sido bloqueados por
el filtro pasabanda 145. Estos amplificadores AGC 125 y 130 llevan
a cabo la función AGC CDMA normal de control de potencia de bucle
abierto, control de potencia de bucle cerrado y compensación. Estos
AGC IF 125 y 130 son necesarios, debido a los requisitos de amplio
rango dinámico para CDMA. Habitualmente, estos AGC 125 y 130 tienen
un rango de ganancia superior a 80 dB. El AGC de recepción y
transmisión 125 y 130, situados tras los mezcladores, son ajustados
por otro detector de potencia 150 que mide la potencia total una
vez que se ha reducido la frecuencia de la señal recibida. El
detector de potencia 150 efectúa un ajuste descendente de la
ganancia de los AGC 125 y 130 cuando la potencia de la señal con
frecuencia reducida aumenta y efectúa un ajuste ascendente de la
ganancia de los AGC 125 y 130 cuando la potencia de la señal con
frecuencia reducida disminuye.
En la forma de realización preferida, las
señales recibidas se hallan en la banda de frecuencias de 869 a 894
MHz. Las señales transmitidas se hallan en la banda de frecuencias
de 824 a 849 MHz. Las formas de realización alternativas utilizan
frecuencias diferentes.
El trazado gráfico ilustrado en la Figura 5
muestra las ventajas de este procedimiento AGC. El eje Y de la
izquierda muestra la relación portadora-ruido frente
a la potencia de entrada recibida parametrizada por el nivel del
transmisor interferente. El eje Y de la derecha muestra la potencia
total del transmisor interferente necesaria para obtener una
relación C/J (portadora-transmisor interferente)
constante como una función de la potencia de entrada recibida. En
ausencia del transmisor interferente (-100 dBm), el radioteléfono
funciona como si no hubiera AGC RF. Cuando la potencia del
transmisor interferente aumenta, la relación C/N
(portadora-ruido) disminuye, pero la linealidad
efectiva también aumenta. En este ejemplo, el rango dinámico RF es
30 dB y el umbral, donde el AGC RF se activa, se halla en el punto
en que la potencia del transmisor interferente supera los -25
dBm.
En la Figura 2, se ilustra una forma de
realización alternativa del ajuste de ganancia continuo. En esta
forma de realización, primero se bloquean los transmisores
interferentes con el filtro pasabanda 205 antes de que el detector
de potencia 210 determine el nivel de potencia de la señal con
frecuencia reducida. Un detector de umbral 225 determina el momento
en que el nivel de potencia de la señal llega a un determinado punto
(-105 dBm en esta forma de realización) y a continuación efectúa un
ajuste descendente de la ganancia de los AGC 230 y 235 cuando la
potencia de la señal sobrepasa ese nivel de potencia. Se efectúa un
ajuste ascendente de la ganancia de los AGC 230 y 235 cuando el
nivel de potencia de la señal cae por debajo de este umbral. La
ganancia de los AGC 215 y 220, situados tras los mezcladores 240 y
245, se ajusta de forma continuada sin comprobar ningún umbral de
potencia predeterminado, llevando a cabo el control de potencia
normal de AGC CDMA.
El trazado gráfico de esta forma de realización
se ilustra en la Figura 6. Cuando el umbral se establece en -105
dBm (el nivel RF de recepción mínimo), la relación C/N no aumenta
tan rápido como en el caso en que no se dispone de ningún AGC RF.
La ventaja de esta forma de realización es que el beneficio de
linealidad empieza a obtenerse a una potencia de entrada RF muy
baja, que no precisa ningún detector de potencia RF de recepción y
que el bucle AGC sólo detecta la potencia de la señal. En
consecuencia, el bucle de AGC constituye un diseño más simple que
el de detección a la potencia RF.
En la Figura 3, se ilustra todavía otra forma de
realización de la presente invención. Esta forma de realización
funciona de forma parecida a la forma de realización de la Figura 1,
siendo la única diferencia entre ambos la colocación del AGC 301
antes del LNA 305 en la trayectoria de recepción.
En la Figura 4, se ilustra todavía otra forma de
realización de la presente invención. En esta forma de realización,
se utiliza un atenuador 405 entre la antena 410 y el duplexor 415.
La atenuación es controlada por el detector de potencia 420 situado
tras el LNA 425. El detector de potencia 420 mide la potencia de la
señal recibida y del transmisor interferente, la filtra y la
compara con un umbral predeterminado. En esta forma de realización,
el umbral es -25 dBm. Cuando la potencia combinada de la señal y el
transmisor interferente alcanza este umbral, la atenuación
ocasionada por el atenuador 405 se aumenta. Este ajuste puede
efectuarse en etapas digitales fijas o de manera continuada. Los
AGC 430 y 435, situados después de los mezcladores 440 y 445, se
ajustan de la misma manera que los de la forma de realización
preferida de la Figura 1.
En la Figura 7, se ilustra un diseño alternativo
del aparato que no está reivindicado actualmente. Este diseño, que
no está reivindicado actualmente, utiliza los conmutadores 701 y 702
para alterar la ganancia de la zona frontal. El nivel de
conmutación real depende de los requisitos de relación
señal-ruido como función del nivel de señal, o
factor de ruido, para un diseño de radioteléfono CDMA particular. La
presente invención puede utilizarse en un radioteléfono AMPS; no
obstante, las características de conmutación cambiarán para
ajustarse a un punto de funcionamiento diferente.
Este diseño, que no está reivindicado
actualmente, comprende una antena 725 que recibe y transmite señales
de radio. Las trayectorias de recepción y transmisión de radio se
acoplan a la antena 725 a través de un duplexor 720 que separa las
señales recibidas de las señales transmitidas.
La señal recibida se introduce en un LNA 703 que
se acopla entre dos conmutadores 701 y 702. Un conmutador 701
acopla el LNA 703 al duplexor 720 y el segundo conmutador 702 acopla
el LNA 703 a un filtro pasabanda 704. En el diseño, que no está
reivindicado actualmente, los conmutadores 701 y 702 son
conmutadores de un polo y dos posiciones de arseniuro de galio.
El LNA 703 se acopla a uno de los polos de cada
conmutador, de tal forma que cuando ambos conmutadores 701 y 702 se
conmutan a estos polos, la señal recibida se acopla al LNA 703 y la
señal amplificada del LNA 703 se pasa al filtro pasabanda 704. El
filtro pasabanda 704 de esta realización presenta una banda de
frecuencias de 869 a 894 MHz. En las realizaciones alternativas, se
utilizan bandas diferentes según las frecuencias de las señales que
se
reciben.
reciben.
Al otro polo de cada conmutador, se acopla una
trayectoria de anulación 730. Cuando los conmutadores 701 y 702 se
conmutan a los otros polos, la señal recibida desde el duplexor 720
anula el LNA 703 y se dirige directamente al filtro pasabanda 704.
En esta forma de realización, los conmutadores 701 y 702 son
controlados por el microcontrolador del radioteléfono 740. En un
diseño alternativo, que no está reivindicado actualmente, se utiliza
un controlador separado para controlar las posiciones de los
conmutadores.
Una vez que el filtro pasabanda 704 ha filtrado
la señal recibida, se efectúa la conversión descendente de la señal
filtrada en una señal de frecuencia intermedia (IF) inferior para
ser utilizada por el resto del radioteléfono. La conversión
descendente se lleva a cabo mezclando 705 la señal recibida con otra
señal, cuya frecuencia es establecida por un bucle de enganche de
fase 707 que controla un oscilador controlado por tensión 706. Esta
señal se amplifica 707 antes de ser introducida en el mezclador
705.
La señal con frecuencia reducida del mezclador
705 se introduce en los AGC de la zona posterior 706 y 709. Estos
AGC 708 y 709 son utilizados por el radioteléfono para el control de
potencia de bucle cerrado, de una forma bien conocida en el ámbito
de la técnica.
En el procedimiento del diseño, que no está
reivindicado actualmente, el microcontrolador 740 supervisa la
potencia de la señal recibida. Cuando la potencia sobrepasa los -65
dBm, el microcontrolador 740 ordena a los conmutadores 701 y 702
que cambien a la posición de anulación, acoplando de ese modo la
señal recibida directamente al filtro pasabanda 704. Cuando la
ganancia del LNA 703 se anula, el punto de intercepción del
receptor aumenta proporcionalmente según la reducción de ganancia en
dB. En los diseños alternativos, se utilizan otros circuitos y
procedimientos para supervisar la potencia de la señal recibida.
En un diseño alternativo del procedimiento, que
no está reivindicado actualmente, la ganancia de la zona frontal se
ajusta de forma continuada. En este diseño, se utiliza un umbral de
potencia más bajo (por ejemplo, -25 dBm).
Los trazados gráficos de las Figuras 8 y 9
ilustran los beneficios de los diseños de ganancia conmutable, que
no están reivindicados actualmente, ilustrados en las Figuras 7, 10,
11 y 12. La Figura 8 muestra un trazado gráfico de la potencia de
interferencia frente a la potencia de la señal de radiofrecuencia
(RF) para un radioteléfono habitual que no utiliza el aparato de
ganancia conmutable. Este trazado gráfico muestra que el nivel
máximo de interferencia está limitado al punto de compresión de
entrada del receptor en -10,5 dBm. Se muestran tanto las curvas de
potencia de tono simple como las de tono doble.
El trazado gráfico de la Figura 9 muestra la
potencia de interferencia recibida por el radioteléfono frente a la
potencia de la señal de radiofrecuencia recibida por el
radioteléfono que utiliza el procedimiento y el aparato de ganancia
conmutable. Como puede observarse, en el punto -65 dBm del gráfico,
los conmutadores han conmutado para anular la ganancia del LNA, lo
que permite tolerar una mayor potencia de interferencia sin afectar
a la potencia de la señal RF. Se muestran tanto las curvas de
potencia de tono simple como las de tono doble.
En la Figura 10, se ilustra otro diseño
alternativo del aparato, que no está reivindicado actualmente. En
este diseño, se utiliza un conmutador unipolar y una posición 1001.
El conmutador 1001 es conmutado en este diseño a la trayectoria de
anulación 1010 por el controlador 1020 cuando la potencia de la
señal recibida llega a -65 dBm. Esto cortocircuita con eficacia la
ganancia del LNA 1002, acoplándose de ese modo la señal recibida
directamente al filtro pasabanda 1003.
En la Figura 11, se ilustra otro diseño
alternativo del aparato, que no está reivindicado actualmente. En
este diseño, se utiliza un conmutador unipolar y una posición 1105
que, una vez cerrado, cortocircuita la entrada del LNA 1110 a
tierra a través de una resistencia 1101. Esto crea una
incompatibilidad de impedancias en la entrada, que provoca la
atenuación de la señal y, en consecuencia, la reducción de la
ganancia ocasionada por el LNA 1110. Como en los diseños
anteriores, que no están reivindicados actualmente, el conmutador
1105 se cierra cuando la potencia de la señal de entrada llega a
-65 dBm. La cantidad de resistencia deseada ejercida por la
resistencia 1101 depende de la cantidad de atenuación deseada. Esta
resistencia será diferente en los diferentes LNA de los diseños
alternativos.
En la Figura 12, se ilustra todavía otro diseño
del aparato, que no está reivindicado actualmente. En este diseño,
se utiliza un conmutador unipolar y dos posiciones 1201 en la salida
del LNA 1205. El LNA 1205 está conectado a uno de los polos del
conmutador 1201, y una trayectoria de anulación 1210 está conectada
al otro polo. La entrada de la trayectoria de anulación 1210 está
conectada a la entrada del LNA 1205. Cuando el nivel de potencia de
la señal RF recibida llega a -65 dBm, el conmutador 1201 pasa de la
posición de acoplamiento del LNA 1205 con el filtro pasabanda 1220
a la posición de la trayectoria de anulación 1210. De ese modo, la
señal se acopla directamente con el filtro pasabanda 1220,
anulándose la ganancia del LNA 1205.
En todos los diseños anteriores, el LNA puede
ser desconectado al mismo tiempo que es anulado por el conmutador o
los conmutadores. Esto puede llevarse a cabo conectando la patilla
de alimentación del LNA a un conmutador que también es controlado
por el controlador. Una vez que se ha anulado y se ha dejado de
utilizar el LNA, puede retirarse la alimentación. De esta forma, se
reduce el consumo de energía del radioteléfono y, por consiguiente,
se incrementa el tiempo de conversación y de espera que permite la
utilización de la batería.
En otra forma de realización de la presente
invención, se utiliza la detección E_{c}/I_{o} para determinar
cuándo debe ajustarse la ganancia de la sección frontal. En otras
realizaciones, se utilizan otras medidas de calidad, tales como la
E_{b}/I_{o}.
Estas relaciones son medidas de la calidad del
rendimiento de los sistemas de comunicaciones digitales.
E_{b}/I_{o} expresa la relación entre la energía por bit y la
densidad espectral total de la interferencia del canal, mientras
que E_{c}/I_{o} expresa la relación entre la energía por
segmento CDMA y la densidad espectral total de la interferencia.
E_{b}/I_{o} puede considerarse una métrica que caracteriza el
rendimiento de un sistema de comunicación respecto de otro. Cuanto
más pequeña es la E_{b}/I_{o} necesaria, más eficaz es el
procedimiento de modulación y detección del sistema para una
probabilidad de error dada. Ya que la E_{c}/I_{o} y la
intensidad de la señal recibida son fáciles de calcular, el
microcontrolador puede detectar la presencia de una fuerte
interferencia como una caída de la E_{c}/I_{o}, mientras el
detector de AGC detecta el aumento de la interferencia. El
microcontrolador puede disminuir la ganancia de la sección frontal
para aumentar la inmunidad a la interferencia, lo que podrá mejorar
la E_{c}/I_{o} y reducir los productos de distorsión incluidos
en el ancho de banda de la señal.
Cuando la calidad de la señal supera el umbral
de E_{b}/I_{o} o E_{c}/I_{o}, la ganancia de la sección
frontal se reduce. El ajuste de ganancia puede llevarse a cabo
utilizando el procedimiento de ajuste continuo o el procedimiento
de conmutación del amplificador, ambos descritos anteriormente.
En la Figura 15, se ilustra otra forma de
realización, que consiste en detectar la potencia de la señal en
las IF o en banda base en lugar de la combinación de la potencia de
la señal y del transmisor interferente en las RF. Este enfoque es
más simple, ya que sólo presenta un bucle detector de potencia y de
control AGC.
En la Figura 15, se ilustra un diagrama de
bloques del procedimiento alternativo para detectar la potencia de
la señal recibida. En primer lugar, la frecuencia de la señal se
reduce hasta la frecuencia de banda base 1501. La señal analógica
se convierte, a continuación, en una señal digital 1505 que será
sometida a procesamiento de banda de base, que incluye la
determinación de la intensidad de la señal recibida. El correlador
de segmentos 1510 determina la energía por segmento en relación con
la energía de todos los componentes no coherentes. Esta
información, junto con el indicador de intensidad de señal recibida
(RSSI), es utilizada por el procesador 1515 para determinar la
cantidad de ajuste de ganancia tanto para la potencia de recepción
1520 como para la de transmisión 1530.
Puesto que la medición de la potencia de la
señal recibida incluye la potencia de la señal y la del transmisor
interferente, la ganancia de recepción aumenta sólo cuando
descienden tanto el nivel de la señal como la energía por segmento.
Puesto que se está cambiando el RSSI, también debe cambiarse la
potencia de transmisión para compensar, lo que permite que el
control de potencia de bucle abierto se efectúe correctamente. En
consecuencia, el procesador ajusta la ganancia de transmisión
siempre que se ajusta la ganancia de recepción.
En otras formas de realización, se utilizan
borrados o la potencia de la señal para controlar el AGC de
ganancia variable. En realizaciones adicionales, en lugar de
controlarse la potencia de transmisión y la de recepción, sólo se
controla la potencia del receptor.
En la Figura 16, se ilustra un procedimiento
para controlar la ganancia de las realizaciones anteriores. Este
procedimiento se basa en la relación ilustrada en el gráfico de la
Figura 13. En la Figura 13, puede observarse que, cuando la
potencia de la interferencia de entrada aumenta a lo largo del eje
X, los productos de intermodulación (la curva inferior) aumentan
con mayor rapidez que la potencia de interferencia. Por
consiguiente, si se aplican X dB de atenuación a la entrada, se
obtiene por resultado un descenso de los productos de
intermodulación IM3 de 3*X dB, en presencia de interferencia en la
entrada del receptor.
Habitualmente, los productos de intermodulación
no se hallan dentro de la sección IF de radio debido a su baja
potencia. Los productos de intermodulación que se hallan fuera de la
sección IF de radio no ocasionan problemas de rendimiento del
receptor. Por lo tanto, el ajuste de la ganancia del receptor sólo
es necesario si los productos de intermodulación tienen una
potencia suficiente como para afectar a la señal IF.
Con respecto a la Figura 16, en el
procedimiento, se ajusta en primer lugar la ganancia de entrada
1601. En la realización preferida, este ajuste de ganancia es de 3
dB. Sin embargo, en otras realizaciones, se pueden utilizar otros
valores de ajuste de ganancia, tales como los comprendidos en el
rango de 1 dB a 6 dB. A continuación, se utiliza el procesamiento
del receptor para medir el cambio de potencia de la señal recibida
1605. En la realización preferida, el procesamiento de control de
ganancia automático detecta el cambio de potencia de la señal IF.
Debe sobrentenderse que la medición del cambio de la potencia de la
señal recibida también puede llevarse a cabo en las etapas RF o de
banda base del receptor.
Si la potencia de la señal cambia
aproximadamente en 3 dB, la señal CDMA será superior al umbral
mínimo de ruido y no habrá productos de interpolación que puedan
causar problemas. En este caso, no se necesita ningún ajuste de
ganancia adicional, aunque un aumento de ganancia mejorará la
sensibilidad del receptor. Los cambios de potencia de la señal IF
de aproximadamente (3 \pm 0,5) dB se consideran cambios de 3
dB.
Si el cambio de la potencia de la señal IF es
inferior a 3 dB 1610, la señal CDMA será inferior al umbral mínimo
de ruido o no habrá ningún producto de intermodulación que pueda
causar problemas. En este caso, el AGC sólo detecta una señal CDMA
pequeña y ruido. Por consiguiente, es necesario incrementar la
ganancia del circuito del receptor 1615, incrementando de ese modo
la sensibilidad del receptor.
Si el cambio de la señal IF es superior a 3 dB,
los productos de intermodulación estarán causando suficientes
problemas como para hacer necesario un ajuste de ganancia adicional
1620. En la realización preferida, si el cambio de la ganancia ha
sido de 3 dB, el cambio de los productos de intermodulación será de
9 dB en presencia de una fuerte interferencia. En este caso, la
ganancia media puede reducirse un poco (p.ej., 3 dB) hasta que el
procedimiento de la presente invención determina que los productos
de intermodulación se han reducido hasta un nivel aceptable.
El procedimiento de la presente invención puede
utilizarse de forma continuada para controlar los productos de
intermodulación a una cadencia baja. Esta cadencia es de diez veces
por segundo en la realización preferida. En otras realizaciones, el
procedimiento se utiliza una vez por ciclo de trama y, en otros, con
frecuencias diferentes (por ejemplo, tras la detección de un error
significativo en el enlace directo).
En resumen, el procedimiento de la presente
invención permite que los radioteléfonos móviles puedan desplazarse
hasta zonas cercanas a las antenas de diferentes sistemas, e
incrementar al mismo tiempo la resistencia de los radioteléfonos a
la interferencia de radiofrecuencia del otro sistema. Si se reduce
la ganancia de la zona frontal, el punto de intercepción de los
circuitos de recepción del radioteléfono aumenta de tal forma que
los parásitos de las señales del otro sistema no ocasionan la
degradación del rendimiento del receptor ni del demodulador.
Claims (20)
1. Procedimiento para el ajuste de ganancia del
circuito, presentado el circuito una señal con potencia,
comprendiendo el procedimiento las etapas siguientes:
variar (1601) la ganancia de circuito una
cantidad predeterminada;
determinar (1605) una magnitud de un cambio en
la potencia de la señal en respuesta a la variación de la ganancia
del circuito; y
ajustar la ganancia del circuito en respuesta a
la magnitud del cambio en la potencia de la señal, comprendiendo la
etapa de ajuste las etapas siguientes:
reducir (1620) la ganancia del circuito cuando
la magnitud del cambio en la potencia de la señal es superior a un
umbral predeterminado; y
aumentar (1615) la ganancia del circuito cuando
la magnitud del cambio en la potencia de la señal es inferior o
igual al umbral predeterminado.
2. Procedimiento según la reivindicación 1, en
el que la cantidad predeterminada es de aproximadamente 3 dB y el
umbral predeterminado es de aproximadamente 9 dB.
3. Procedimiento según la reivindicación 1, que
comprende además las etapas siguientes:
ajustar la potencia de una señal recibida que
presenta una pluralidad de tramas en dicho circuito que presenta una
ganancia variable;
recibir la señal recibida a una
radiofrecuencia;
convertir (1501) la señal recibida de la
radiofrecuencia a una frecuencia intermedia; y
filtrar la señal recibida.
4. Procedimiento según la reivindicación 3, en
el que la cantidad predeterminada es de aproximadamente 3 dB y el
umbral predeterminado es de aproximadamente 9 dB.
5. Procedimiento según la reivindicación 3, en
el que dicha etapa de determinar la magnitud de un cambio en la
potencia de la señal recibida se lleva a cabo antes de dicha etapa
de conversión de la señal recibida de la radiofrecuencia a una
frecuencia intermedia.
6. Procedimiento según la reivindicación 3, en
el que dicha etapa de determinar una magnitud de un cambio en la
potencia de la señal recibida se lleva a cabo tras dicha etapa de
conversión de la señal recibida de la radiofrecuencia a una
frecuencia intermedia.
7. Procedimiento según la reivindicación 3, en
el que dicha etapa de determinar una magnitud de un cambio en la
potencia de la señal recibida se lleva a cabo tras dicha etapa de
filtrado de la señal recibida.
8. Procedimiento según la reivindicación 3, que
comprende además la etapa de repetir dichas etapas de variar, de
determinar y de ajustar a una cadencia predeterminada.
9. Procedimiento según la reivindicación 8, en
el que dicha cadencia predeterminada es de aproximadamente 10 veces
por segundo.
10. Procedimiento según la reivindicación 8, en
el que dicha cadencia predeterminada es de una vez por trama.
11. Procedimiento según la reivindicación 1, que
comprende además aumentar la inmunidad de un radioteléfono frente a
interferencias de radiofrecuencia, presentando dicho radioteléfono
una antena para recibir señales de radio que presentan un nivel de
potencia recibido, un atenuador, un amplificador de recepción de la
ganancia variable, un controlador de la ganancia, y un detector de
potencia de recepción,
en el que dicha etapa de variación comprende la
etapa de variar dicho controlador de la ganancia dicho nivel de
potencia recibido de dichas señales de radio recibidas mediante una
cantidad predeterminada;
en el que dicha etapa de determinación comprende
la etapa de detectar por dicho detector de potencia de recepción una
magnitud de un cambio en dicho nivel de potencia recibido de dichas
señales de radio recibidas en respuesta a dicha variación por dicho
controlador de ganancia de dicho nivel de potencia recibido; y
en el que dicha etapa de ajuste comprende la
etapa de ajustar por dicho controlador de ganancia una ganancia de
dicho amplificador de recepción de ganancia variable en respuesta a
dicha magnitud de dicho cambio del nivel de potencia recibido, y las
etapas siguientes:
reducir por dicho controlador de ganancia dicha
ganancia de dicho amplificador de recepción de ganancia variable
cuando dicho cambio en el nivel de la potencia recibida detectado es
superior a un umbral predeterminado; e
incrementar por dicho controlador de ganancia
dicha ganancia de dicho amplificador de recepción de ganancia
variable cuando dicho cambio en el nivel de la potencia recibida
detectado es inferior o igual a un umbral predeterminado.
12. Procedimiento según la reivindicación 11,
en el que dicha etapa de variación comprende la atenuación de dichas
señales de radio recibidas con dicho atenuador variable.
13. Procedimiento según la reivindicación 11,
en el que dicha etapa de variación comprende el ajuste de dicha
ganancia de dicho amplificador de recepción de ganancia
variable.
14. Sistema para ajustar la potencia de una
señal recibida que presenta una pluralidad de tramas en un circuito
que presenta una ganancia variable, comprendiendo el sistema:
unos medios para recibir la señal recibida a una
radiofrecuencia;
unos medios (1501) para convertir la señal
recibida de la radiofrecuencia a una frecuencia intermedia;
unos medios para filtrar la señal recibida;
unos medios para variar la ganancia del circuito
mediante una cantidad predeterminada;
unos medios para determinar una magnitud de un
cambio en la potencia de la señal recibida en respuesta a la
ganancia variada; y
unos medios para ajustar la ganancia del
circuito en respuesta a la magnitud del cambio en la potencia de la
señal recibida, comprendiendo los medios de ajuste:
unos medios para disminuir la ganancia del
circuito cuando la magnitud del cambio en la potencia de la señal
recibida es superior a un umbral predeterminado; y
unos medios para aumentar la ganancia del
circuito cuando la magnitud del cambio en la potencia de la señal
recibida es inferior o igual al umbral predeterminado.
15. Sistema según la reivindicación 14, en el
que la cantidad predeterminada es de aproximadamente 3 dB y el
umbral predeterminado es de aproximadamente 9 dB.
16. Sistema según la reivindicación 14, en el
que los medios para determinar una magnitud de un cambio en la
potencia de la señal recibida determinan la magnitud del cambio
antes de que los medios de conversión conviertan la señal recibida
de la radiofrecuencia a una frecuencia intermedia.
17. Sistema según la reivindicación 14, en el
que los medios para determinar una magnitud de un cambio en la
potencia de la señal recibida determinan la magnitud del cambio
después de que los medios de conversión conviertan la señal recibida
de la radiofrecuencia a una frecuencia intermedia.
18. Sistema según la reivindicación 14, en el
que los medios para determinar una magnitud de un cambio en la
potencia de la señal recibida determinan la magnitud del cambio
después de que los medios de filtrado filtren la señal recibida.
19. Sistema según la reivindicación 14, que
comprende un aparato para aumentar la inmunidad de un radioteléfono
frente a interferencias de radiofrecuencia, que comprende:
una antena para recibir señales de radio;
un amplificador de recepción de ganancia
variable para amplificar dichas señales recibidas;
un controlador de ganancia para variar un nivel
de potencia recibido de dichas señales recibidas por una cantidad
predeterminada mediante el ajuste de una ganancia de dicho
amplificador de recepción de ganancia variable; y
un detector de potencia de recepción para la
detección de una magnitud de un cambio en dicho nivel de potencia
recibido de dichas señales recibidas en respuesta a dicho ajuste de
ganancia;
en el que dicho controlador de ganancia ajusta
dicha ganancia de dicho amplificador de recepción de ganancia
variable en respuesta a dicha magnitud de dicho cambio en dicho
nivel de potencia recibido, disminuyendo dicho controlador de
ganancia dicha ganancia de dicho amplificador de recepción de
ganancia variable cuando dicho cambio en dicho nivel de potencia
recibido es superior a un umbral predeterminado, e incrementando
dicho controlador de ganancia dicha ganancia de dicho amplificador
de recepción de ganancia variable cuando dicho cambio en dicho nivel
de potencia recibido es inferior o igual a dicho umbral
predeterminado.
20. Sistema según la reivindicación 14, que
comprende un aparato para aumentar la inmunidad de un radioteléfono
frente a interferencias de radiofrecuencia, que comprende:
una antena (410) para recibir las señales de
radio;
un atenuador variable (405) para atenuar dichas
señales recibidas;
un controlador de ganancia para variar un nivel
de potencia recibido de dichas señales recibidas por un cantidad
predeterminada mediante el ajuste de una atenuación de dicho
atenuador variable (405); y
un detector de potencia de recepción para la
detección de una magnitud de un cambio en dicho nivel de potencia
recibido de dichas señales recibidas en respuesta a dicho ajuste de
atenuación,
en el que dicho controlador de ganancia ajusta
dicha atenuación de dicho atenuador variable (405) en respuesta a
dicha magnitud de dicho cambio en dicho nivel de potencia recibido,
aumentado dicho controlador de ganancia dicha atenuación de dicho
atenuador variable (405), cuando dicho cambio en dicha nivel de
potencia recibido es superior a un umbral predeterminado, y
disminuyendo dicho controlador de ganancia dicha atenuación de dicho
atenuador variable (405) cuando dicho cambio en dicho nivel de
potencia recibido es inferior o igual a dicho umbral
predeterminado.
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