ES2268553T3

ES2268553T3 - Procedimiento y aparato para aumentar la inmunidad de los receptores frente a interferencias.

Info

Publication number: ES2268553T3
Application number: ES04019499T
Authority: ES
Inventors: Charles E. c/o QUALCOMM INC. Wheatley; Paul E. c/o QUALCOMM INC. Peterzell; Richard K. Kornfeld; Ana L. Weiland
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1994-12-16
Filing date: 1995-12-11
Publication date: 2007-03-16
Anticipated expiration: 2015-12-11
Also published as: CN1396721A; EP0797873A2; DE69533405T2; CA2467295A1; RU2196384C2; RU2007111391A; BR9510050A; RU2448411C2; EP1503517B1; CN1638304A; CA2467295C; AU1424799A; EP1513268A3; US5722063A; CN1090847C; WO1996019048A3; DE69533405D1; FI118662B; AU1424999A; FI972501A

Abstract

Procedimiento para el ajuste de ganancia del circuito, presentado el circuito una señal con potencia, comprendiendo el procedimiento las etapas siguientes: variar (1601) la ganancia de circuito una cantidad predeterminada; determinar (1605) una magnitud de un cambio en la potencia de la señal en respuesta a la variación de la ganancia del circuito; y ajustar la ganancia del circuito en respuesta a la magnitud del cambio en la potencia de la señal, comprendiendo la etapa de ajuste las etapas siguientes: reducir (1620) la ganancia del circuito cuando la magnitud del cambio en la potencia de la señal es superior a un umbral predeterminado; y aumentar (1615) la ganancia del circuito cuando la magnitud del cambio en la potencia de la señal es inferior o igual al umbral predeterminado.

Description

Procedimiento y aparato para aumentar la inmunidad de los receptores frente a interferencias.

Antecedentes de la invención I. Campo de la invención

La presente invención se refiere a las comunicaciones de radio. Más particularmente, la presente invención se refiere al aumento de la inmunidad de un receptor de comunicación frente a interferencias.

II. Descripción de la técnica relacionada

En la actualidad, existen diversos tipos de sistemas telefónicos de radio celulares en funcionamiento. Estos sistemas incluyen el sistema de telefonía móvil avanzado (AMPS) y los dos sistemas celulares digitales: el acceso múltiple por división del tiempo (TDMA) y el acceso múltiple por división del código (CDMA). Se están implementando sistemas celulares digitales para hacer frente a los problemas de capacidad experimentados por el AMPS.

Todos los sistemas telefónicos de radio celulares funcionan con diversas antenas que abarcan un área geográfica. Las antenas irradian en un área que, en el ámbito de la técnica, se denomina célula. Las células AMPS son independientes y diferenciadas de las células CDMA. Esto determina que exista la posibilidad de que la antena para una célula de un sistema se localice en una célula de otro sistema. Del mismo modo, dentro de un sistema particular (AMPS, CDMA y TDMA), pueden existir dos proveedores de servicios dentro de un área dada. Estos proveedores a menudo deciden colocar las células en emplazamientos geográficos diferentes a los del proveedor de la competencia, de ahí que se produzcan situaciones en las que un radioteléfono del sistema "A" puede estar alejado de la célula más cercana del sistema "A", y en cambio estar cerca de una célula del sistema "B". En esta situación, la señal de recepción deseada resultará débil por la presencia de fuerte interferencia multitono.

Esta mezcla de antenas de los sistemas puede ocasionar problemas a un radioteléfono móvil registrado en un sistema, tal como el sistema CDMA, que se desplaza y acerca a la antena de otro sistema, tal como una antena AMPS. En este caso, las señales de la antena AMPS pueden interferir con las señales CDMA que son recibidas por el radioteléfono, debido a la proximidad del radioteléfono con la célula AMPS o a la potencia más alta de la señal del enlace directo del AMPS.

La interferencia por varios tonos de las señales AMPS que experimenta el radioteléfono crea productos de distorsión o parásitos. Si estos parásitos se hallan dentro de la banda CDMA utilizada por el radioteléfono, pueden degradar el rendimiento del receptor y del demodulador.

Es frecuente el caso en que, en un sistema AMPS, las portadoras (bandas A y B) "interfieren" de forma no intencionada con el sistema de la competencia. El objetivo de la portadora celular es proporcionar una alta relación señal-ruido para todos los usuarios del sistema, aproximando las células a tierra, o a los usuarios, e irradiando el límite de potencia FCC para cada canal AMPS. Lamentablemente, esta técnica permite mejorar la calidad de la señal del sistema de la portadora, a costa de interferir con el sistema de la competencia.

La distorsión de intermodulación, tal como la ocasionada en las situaciones anteriores, se define en términos del nivel parásito máximo generado por dos o más tonos inyectados en un receptor. Con mayor frecuencia, se define el nivel de distorsión de tercer orden de un receptor en términos de un punto de intercepción de entrada de tercer orden o IIP3. El IIP3 se define como la potencia de entrada (en forma de dos tonos) necesaria para crear productos de distorsión de tercer orden igual a la potencia de entrada de los dos tonos. Como se muestra en la Figura 13, el IIP3 sólo puede extrapolarse linealmente cuando un elemento no lineal, tal como un amplificador, se halla por debajo de la
saturación.

Como se muestra en la Fig. 14, cuando se inyectan dos tonos en un receptor, se producen productos de distorsión de tercer orden. El tono nº 1 se halla a la frecuencia f1 en el nivel de potencia P1 en dBm y el tono nº 2 se halla a la frecuencia f2 en el nivel de potencia P2 en dBm. Habitualmente, P2 es igual a P1. Se crearán productos de distorsión de tercer orden a las frecuencias 2xf1 - f2 y 2xf2 - f1 y los niveles de potencia P12 y P21, respectivamente. Cuando P2 es igual a P1, los productos parásitos deberán ser iguales, o P12 y P21 deberán ser iguales. La fc de señal se inyecta al nivel de potencia Pc para demostrar que la distorsión añadida es igual a una señal de nivel bajo, en este caso. Si existe un filtro que bloquea f1, f2 y f21 una vez que se ha creado la distorsión, la potencia en f12 todavía interfiere con la potencia de señal en fc. En el ejemplo de la Figura 14, para una aplicación CDMA, el objetivo es que la intermodulación P12 sea igual a la potencia de señal de -105 dBm para una potencia total de dos tonos de -43 dBm y, entonces, el IPP3 deberá ser > -9 dBm.

\newpage

Como es bien conocido en la técnica, el IIP3 de un elemento no lineal individual se define de la siguiente forma:

\vskip1.000000\baselineskip

\quad: IIP3=\frac{IM3}{2} + P_{in}(dBm)

\quad: Si \hskip0.5cm P_{1}=p_{2}, \hskip0.5cm entonces \hskip0.5cm P_{in}=P_{1}+3dB \hskip0.5cm ó \hskip0.5cm P_{2} + 3 dB (dBm)\hskip0.3cm y

\quad: IM3=P_{1}-P_{12}=P_{2}-P_{21}=P_{2}-P_{12}=P_{1}-P_{21} (dB)

\vskip1.000000\baselineskip

Para un IIP3 en cascada, cuando se utilizan más elementos no lineales, la ecuación es la siguiente:

IIP3 = -10 * log10[10^{(Ganancia \ - \ elemento \ IIP3)/10} + 10^{(-IIP3 \ de \ etapas \ anteriores)/10}]

siendo Ganancia = ganancia para entrada de elemento.

\vskip1.000000\baselineskip

Por consiguiente, una forma de mejorar el IPP3 en cascada de un receptor es disminuir la ganancia antes del primer elemento no lineal. En este caso, el LNA y el mezclador limitan el IIP3. No obstante, es necesario definir otra cantidad que establezca la sensibilidad o el nivel de señal de recepción más bajo sin interferencia. Esta cantidad se denomina factor de ruido (NF) en el ámbito de la técnica. Si la ganancia del receptor se reduce para aumentar el IIP3 (y la inmunidad a la interferencia), el NF (y la sensibilidad deseada a las pequeñas señales) se degrada.

El NF del elemento se define de la siguiente forma:

NF \ de \ elemento = \frac{S_{i}}{N_{i}} - \frac{S_{o}}{{N_o}} (dB),

siendo

\frac{S_{i}}{N_{i}} la relación señal-ruido de entrada en dB y

\frac{S_{o}}{N_{o}}, la relación señal-ruido de salida en dB.

\vskip1.000000\baselineskip

Para los elementos en cascada de un receptor, la ecuación es la siguiente:

NF en cascada = 10 * log10 [10^{(Ganancia \ - \ elemento \ IIP3)/10}+10^{(-IIP3 \ de \ etapas \ previas)/10}]

siendo

NFe igual al factor de ruido del elemento,

NFi, igual al factor de ruido en cascada hasta el elemento y

Ganancia, igual a la ganancia hasta el elemento.

\vskip1.000000\baselineskip

Podrá obtenerse el "mejor" NF en cascada aumentando al máximo la ganancia hasta el elemento, estando esta ecuación en contradicción con el requisito para obtener el "mejor" IIP3 en cascada. Para un NF e IIP3 dado de elemento en elemento y receptor, existe un grupo limitado de valores de ganancia para cada elemento que cumple todos los requisitos.

Habitualmente, los receptores se diseñan con el NF y el IIP3 como constantes predefinidas, ya que ambas cantidades establecen el rango dinámico de funcionamiento del receptor con y sin interferencia. La ganancia, el NF y el IIP3 de cada dispositivo se optiman en función del tamaño, el coste y el consumo de corriente térmica, de reposo y activa por el elemento. En el caso de un receptor celular portátil de modalidad dual CDMA/FM, el estándar CDMA requiere un NF de 9dB en la señal mínima. Dicho de otro modo, para la modalidad CDMA, el requisito de sensibilidad es una relación S/N de 0 dB a -104 dBm. Para la modalidad FM, el requisito es de una relación S/N de 4 dB a -116 dBm. En ambos casos, los requisitos pueden trasladarse al NF de la forma siguiente:

\newpage

NF = S (dBm) - \frac{S}{N} (dB) - N_{térm} (dBm/Hz) - AB \ señal (dB/Hz),

siendo

S la potencia de señal mínima

\frac{S}{N}, la relación señal-ruido mínima,

N_{térm}, el umbral mínimo de ruido térmico (-174 dBm/Hz a 290ºK) y

AB señal (dB/Hz), el ancho de banda de la señal.

\vskip1.000000\baselineskip

Por consiguiente:

: NF de CDMA = -104dBm - 0dB - (-174 dBm/Hz) - 61 dB/Hz = 9dB,

: NF de FM = -116 dBm - 4dB - (-174 dBm/Hz)- 45 dB/Hz =9dB

\vskip1.000000\baselineskip

siendo -61 dBm/Hz el ancho de banda de ruido para un canal CDMA y

: -45 dBm/Hz, el ancho de banda de ruido para un canal FM.

\vskip1.000000\baselineskip

No obstante, el NF del receptor sólo es necesario cuando la señal está cerca del nivel mínimo y el IIP3 sólo es necesario en presencia de interferencia o señales CDMA intensas.

Existen dos formas para proporcionar cobertura en las áreas en que la portadora crea una fuerte interferencia. Una de las soluciones es emplear la misma técnica, es decir, colocar las células en la misma posición que las de la competencia. La otra solución es aumentar la inmunidad a la interferencia del receptor. Una forma de aumentar la inmunidad es incrementar la corriente del receptor. Sin embargo, esta solución no es práctica para un radioteléfono portátil que depende de la energía de una batería. El incremento de la corriente provocará un agotamiento más rápido de la batería, reduciendo de ese modo el tiempo de conversación y de espera del radioteléfono. En consecuencia, se plantea la necesidad de reducir al mínimo la interferencia por varios tonos en un radioteléfono, sin incidir en el consumo de corriente.

Cabe destacar el documento US-A-5.390.345 que describe una señal que resulta de la modulación cruzada de dos o más ondas recibidas próximas contenidas en la emisión de un amplificador o un mezclador de alta frecuencia de un receptor de radio, por ejemplo, es extraída una señal de baja frecuencia que corresponde a una frecuencia de separación de canal. La ganancia del amplificador de alta frecuencia o la atenuación de un atenuador variable previsto en la etapa anterior del amplificador es controlada de acuerdo con el nivel de la señal de baja frecuencia. Alternativamente, la ganancia del amplificador de alta frecuencia o la atenuación del atenuador variable es controlada de acuerdo con el nivel de la señal de baja frecuencia cuando es igual o superior a un valor predeterminado. Esto permite la recepción normal de una onda deseada, incluso si el nivel de recepción de la señal es alto.

Según la presente invención, se proporcionan un método para el ajuste de ganancia del circuito, como se ha expuesto en la reivindicación 1, y un sistema para ajustar la potencia de un señal recibida, como se ha expuesto en la reivindicación 14. Las realizaciones preferidos de la presente invención se describen en las reivindicaciones subordinadas.

Sumario de la invención

El procedimiento de la presente invención ajusta la atenuación de un circuito, aumentando de ese modo la inmunidad a la interferencia del receptor. El circuito presenta un atenuador con atenuación y control automático de ganancia (AGC) con una ganancia variable. El procedimiento modifica la atenuación mediante una cantidad predeterminada. A continuación, se detecta la ganancia del circuito. Si el cambio de ganancia detectado es superior a un umbral predeterminado, se habrán detectado productos de intermodulación y la atenuación frontal se aumenta para reducir la potencia del producto de intermodulación.

Breve descripción de los dibujos

La Figura 1 muestra un diagrama de bloques del aparato de la presente invención para aumentar la inmunidad del receptor.

La Figura 2 muestra un diagrama de bloques de otra forma de realización alternativa de la presente invención.

La Figura 3 muestra un diagrama de bloques de otra forma de realización alternativa de la presente invención.

La Figura 4 muestra un diagrama de bloques de otra forma de realización alternativa de la presente invención.

La Figura 5 muestra otro trazado gráfico de la potencia RF de entrada recibida frente a la relación portadora-ruido según la realización de la Figura 1.

La Figura 6 muestra un trazado gráfico de la potencia RF de entrada recibida frente a la relación portadora-ruido según la realización de la Figura 2.

La Figura 7 muestra un diagrama de bloques de otro diseño, que no está reivindicado actualmente.

La Figura 8 muestra un trazado gráfico de la potencia de la interferencia frente a la potencia de la señal sin utilizar el aparato del diseño, que no está reivindicado actualmente.

La Figura 9 muestra un trazado gráfico de la potencia de la interferencia frente a la potencia de la señal según el aparato del diseño, que no está reivindicado actualmente.

La Figura 10 muestra un diagrama de bloques de un diseño alternativo, que no está reivindicado actualmente.

La Figura 11 muestra un diagrama de bloques de otro diseño alternativo, que no está reivindicado actualmente.

La Figura 12 muestra un diagrama de bloques de otro diseño alternativo, que no está reivindicado actualmente.

La Figura 13 muestra un trazado gráfico de medición de las características de transferencia no lineales y la distorsión.

La Figura 14 muestra una descripción espectral de los productos de distorsión.

La Figura 15 muestra un diagrama de bloques de un procedimiento para detectar la potencia de la señal recibida según la presente invención.

La Figura 16 muestra un diagrama de flujo del procedimiento de control de la atenuación de la presente invención.

Descripción de la forma de realización preferida

Uno de los objetivos de la presente invención es proporcionar la capacidad para variar del NF y el IIP3 del receptor y aumentar el IIP3 (o inmunidad a la interferencia), cuando sea necesario, sin comprometer el NF. Este "aumento" del rendimiento se lleva a cabo variando la ganancia del primer elemento activo del receptor. La ganancia puede variarse variando la ganancia del LNA a través de un rango continuo o anulando el amplificador de bajo nivel de ruido mediante conmutadores de anulación.

En la Figura 1, se ilustra un diagrama de bloques de una forma de realización preferida de la presente invención. Esta forma de realización incluye el ajuste de la ganancia del LNA 115 de forma continuada mediante el control de ganancia ajustable (AGC) 110 en el frontal del receptor. El AGC continuo 110 en la zona frontal también proporciona ventajas de linealidad a un nivel RF de entrada mínimo, mientras el AGC 120 en la zona de transmisión puede reducir los requisitos de AGC de IF 125 y 130.

Esta forma de realización detecta la potencia obtenida del LNA 115. El detector de potencia 105 mide la potencia de la señal y la potencia del transmisor interferente conjuntamente en el rango de las RF. Mediante esta forma de realización, el detector de potencia 105 puede reducir de forma permanente la ganancia del LNA 115 a una potencia recibida inferior a los -65 dB de las subsiguientes realizaciones de "ganancia conmutada" de la presente invención mostradas en las Figuras 7, 10, 11 y 12.

La forma de realización preferida funciona de modo que el detector de potencia 105 detecta la potencia de la señal recibida y del transmisor interferente en el rango de las RF. Esta potencia detectada pasa por un filtro de bucle y se utiliza para ajustar el AGC 110 de recepción, ajustándose de ese modo el punto de intercepción de los componentes de recepción. La ganancia se disminuye cuando la potencia medida aumenta y se aumenta cuando la potencia medida disminuye. Esta forma de realización también puede combinar el LNA 115 y el AGC 110 para formar un LNA de ganancia variable, eliminando de ese modo la necesidad de disponer de un bloque AGC 110 separado. La potencia del AGC de transmisión 120, situado antes del amplificador de potencia 150, se ajusta de la misma forma que el AGC 110 para mantener el nivel de potencia TX global.

También se colocan los amplificadores AGC 125 y 130 después de los mezcladores 135 y 140 para ajustar la ganancia, una vez que los transmisores interferentes han sido bloqueados por el filtro pasabanda 145. Estos amplificadores AGC 125 y 130 llevan a cabo la función AGC CDMA normal de control de potencia de bucle abierto, control de potencia de bucle cerrado y compensación. Estos AGC IF 125 y 130 son necesarios, debido a los requisitos de amplio rango dinámico para CDMA. Habitualmente, estos AGC 125 y 130 tienen un rango de ganancia superior a 80 dB. El AGC de recepción y transmisión 125 y 130, situados tras los mezcladores, son ajustados por otro detector de potencia 150 que mide la potencia total una vez que se ha reducido la frecuencia de la señal recibida. El detector de potencia 150 efectúa un ajuste descendente de la ganancia de los AGC 125 y 130 cuando la potencia de la señal con frecuencia reducida aumenta y efectúa un ajuste ascendente de la ganancia de los AGC 125 y 130 cuando la potencia de la señal con frecuencia reducida disminuye.

En la forma de realización preferida, las señales recibidas se hallan en la banda de frecuencias de 869 a 894 MHz. Las señales transmitidas se hallan en la banda de frecuencias de 824 a 849 MHz. Las formas de realización alternativas utilizan frecuencias diferentes.

El trazado gráfico ilustrado en la Figura 5 muestra las ventajas de este procedimiento AGC. El eje Y de la izquierda muestra la relación portadora-ruido frente a la potencia de entrada recibida parametrizada por el nivel del transmisor interferente. El eje Y de la derecha muestra la potencia total del transmisor interferente necesaria para obtener una relación C/J (portadora-transmisor interferente) constante como una función de la potencia de entrada recibida. En ausencia del transmisor interferente (-100 dBm), el radioteléfono funciona como si no hubiera AGC RF. Cuando la potencia del transmisor interferente aumenta, la relación C/N (portadora-ruido) disminuye, pero la linealidad efectiva también aumenta. En este ejemplo, el rango dinámico RF es 30 dB y el umbral, donde el AGC RF se activa, se halla en el punto en que la potencia del transmisor interferente supera los -25 dBm.

En la Figura 2, se ilustra una forma de realización alternativa del ajuste de ganancia continuo. En esta forma de realización, primero se bloquean los transmisores interferentes con el filtro pasabanda 205 antes de que el detector de potencia 210 determine el nivel de potencia de la señal con frecuencia reducida. Un detector de umbral 225 determina el momento en que el nivel de potencia de la señal llega a un determinado punto (-105 dBm en esta forma de realización) y a continuación efectúa un ajuste descendente de la ganancia de los AGC 230 y 235 cuando la potencia de la señal sobrepasa ese nivel de potencia. Se efectúa un ajuste ascendente de la ganancia de los AGC 230 y 235 cuando el nivel de potencia de la señal cae por debajo de este umbral. La ganancia de los AGC 215 y 220, situados tras los mezcladores 240 y 245, se ajusta de forma continuada sin comprobar ningún umbral de potencia predeterminado, llevando a cabo el control de potencia normal de AGC CDMA.

El trazado gráfico de esta forma de realización se ilustra en la Figura 6. Cuando el umbral se establece en -105 dBm (el nivel RF de recepción mínimo), la relación C/N no aumenta tan rápido como en el caso en que no se dispone de ningún AGC RF. La ventaja de esta forma de realización es que el beneficio de linealidad empieza a obtenerse a una potencia de entrada RF muy baja, que no precisa ningún detector de potencia RF de recepción y que el bucle AGC sólo detecta la potencia de la señal. En consecuencia, el bucle de AGC constituye un diseño más simple que el de detección a la potencia RF.

En la Figura 3, se ilustra todavía otra forma de realización de la presente invención. Esta forma de realización funciona de forma parecida a la forma de realización de la Figura 1, siendo la única diferencia entre ambos la colocación del AGC 301 antes del LNA 305 en la trayectoria de recepción.

En la Figura 4, se ilustra todavía otra forma de realización de la presente invención. En esta forma de realización, se utiliza un atenuador 405 entre la antena 410 y el duplexor 415. La atenuación es controlada por el detector de potencia 420 situado tras el LNA 425. El detector de potencia 420 mide la potencia de la señal recibida y del transmisor interferente, la filtra y la compara con un umbral predeterminado. En esta forma de realización, el umbral es -25 dBm. Cuando la potencia combinada de la señal y el transmisor interferente alcanza este umbral, la atenuación ocasionada por el atenuador 405 se aumenta. Este ajuste puede efectuarse en etapas digitales fijas o de manera continuada. Los AGC 430 y 435, situados después de los mezcladores 440 y 445, se ajustan de la misma manera que los de la forma de realización preferida de la Figura 1.

En la Figura 7, se ilustra un diseño alternativo del aparato que no está reivindicado actualmente. Este diseño, que no está reivindicado actualmente, utiliza los conmutadores 701 y 702 para alterar la ganancia de la zona frontal. El nivel de conmutación real depende de los requisitos de relación señal-ruido como función del nivel de señal, o factor de ruido, para un diseño de radioteléfono CDMA particular. La presente invención puede utilizarse en un radioteléfono AMPS; no obstante, las características de conmutación cambiarán para ajustarse a un punto de funcionamiento diferente.

Este diseño, que no está reivindicado actualmente, comprende una antena 725 que recibe y transmite señales de radio. Las trayectorias de recepción y transmisión de radio se acoplan a la antena 725 a través de un duplexor 720 que separa las señales recibidas de las señales transmitidas.

La señal recibida se introduce en un LNA 703 que se acopla entre dos conmutadores 701 y 702. Un conmutador 701 acopla el LNA 703 al duplexor 720 y el segundo conmutador 702 acopla el LNA 703 a un filtro pasabanda 704. En el diseño, que no está reivindicado actualmente, los conmutadores 701 y 702 son conmutadores de un polo y dos posiciones de arseniuro de galio.

El LNA 703 se acopla a uno de los polos de cada conmutador, de tal forma que cuando ambos conmutadores 701 y 702 se conmutan a estos polos, la señal recibida se acopla al LNA 703 y la señal amplificada del LNA 703 se pasa al filtro pasabanda 704. El filtro pasabanda 704 de esta realización presenta una banda de frecuencias de 869 a 894 MHz. En las realizaciones alternativas, se utilizan bandas diferentes según las frecuencias de las señales que se
reciben.

Al otro polo de cada conmutador, se acopla una trayectoria de anulación 730. Cuando los conmutadores 701 y 702 se conmutan a los otros polos, la señal recibida desde el duplexor 720 anula el LNA 703 y se dirige directamente al filtro pasabanda 704. En esta forma de realización, los conmutadores 701 y 702 son controlados por el microcontrolador del radioteléfono 740. En un diseño alternativo, que no está reivindicado actualmente, se utiliza un controlador separado para controlar las posiciones de los conmutadores.

Una vez que el filtro pasabanda 704 ha filtrado la señal recibida, se efectúa la conversión descendente de la señal filtrada en una señal de frecuencia intermedia (IF) inferior para ser utilizada por el resto del radioteléfono. La conversión descendente se lleva a cabo mezclando 705 la señal recibida con otra señal, cuya frecuencia es establecida por un bucle de enganche de fase 707 que controla un oscilador controlado por tensión 706. Esta señal se amplifica 707 antes de ser introducida en el mezclador 705.

La señal con frecuencia reducida del mezclador 705 se introduce en los AGC de la zona posterior 706 y 709. Estos AGC 708 y 709 son utilizados por el radioteléfono para el control de potencia de bucle cerrado, de una forma bien conocida en el ámbito de la técnica.

En el procedimiento del diseño, que no está reivindicado actualmente, el microcontrolador 740 supervisa la potencia de la señal recibida. Cuando la potencia sobrepasa los -65 dBm, el microcontrolador 740 ordena a los conmutadores 701 y 702 que cambien a la posición de anulación, acoplando de ese modo la señal recibida directamente al filtro pasabanda 704. Cuando la ganancia del LNA 703 se anula, el punto de intercepción del receptor aumenta proporcionalmente según la reducción de ganancia en dB. En los diseños alternativos, se utilizan otros circuitos y procedimientos para supervisar la potencia de la señal recibida.

En un diseño alternativo del procedimiento, que no está reivindicado actualmente, la ganancia de la zona frontal se ajusta de forma continuada. En este diseño, se utiliza un umbral de potencia más bajo (por ejemplo, -25 dBm).

Los trazados gráficos de las Figuras 8 y 9 ilustran los beneficios de los diseños de ganancia conmutable, que no están reivindicados actualmente, ilustrados en las Figuras 7, 10, 11 y 12. La Figura 8 muestra un trazado gráfico de la potencia de interferencia frente a la potencia de la señal de radiofrecuencia (RF) para un radioteléfono habitual que no utiliza el aparato de ganancia conmutable. Este trazado gráfico muestra que el nivel máximo de interferencia está limitado al punto de compresión de entrada del receptor en -10,5 dBm. Se muestran tanto las curvas de potencia de tono simple como las de tono doble.

El trazado gráfico de la Figura 9 muestra la potencia de interferencia recibida por el radioteléfono frente a la potencia de la señal de radiofrecuencia recibida por el radioteléfono que utiliza el procedimiento y el aparato de ganancia conmutable. Como puede observarse, en el punto -65 dBm del gráfico, los conmutadores han conmutado para anular la ganancia del LNA, lo que permite tolerar una mayor potencia de interferencia sin afectar a la potencia de la señal RF. Se muestran tanto las curvas de potencia de tono simple como las de tono doble.

En la Figura 10, se ilustra otro diseño alternativo del aparato, que no está reivindicado actualmente. En este diseño, se utiliza un conmutador unipolar y una posición 1001. El conmutador 1001 es conmutado en este diseño a la trayectoria de anulación 1010 por el controlador 1020 cuando la potencia de la señal recibida llega a -65 dBm. Esto cortocircuita con eficacia la ganancia del LNA 1002, acoplándose de ese modo la señal recibida directamente al filtro pasabanda 1003.

En la Figura 11, se ilustra otro diseño alternativo del aparato, que no está reivindicado actualmente. En este diseño, se utiliza un conmutador unipolar y una posición 1105 que, una vez cerrado, cortocircuita la entrada del LNA 1110 a tierra a través de una resistencia 1101. Esto crea una incompatibilidad de impedancias en la entrada, que provoca la atenuación de la señal y, en consecuencia, la reducción de la ganancia ocasionada por el LNA 1110. Como en los diseños anteriores, que no están reivindicados actualmente, el conmutador 1105 se cierra cuando la potencia de la señal de entrada llega a -65 dBm. La cantidad de resistencia deseada ejercida por la resistencia 1101 depende de la cantidad de atenuación deseada. Esta resistencia será diferente en los diferentes LNA de los diseños alternativos.

En la Figura 12, se ilustra todavía otro diseño del aparato, que no está reivindicado actualmente. En este diseño, se utiliza un conmutador unipolar y dos posiciones 1201 en la salida del LNA 1205. El LNA 1205 está conectado a uno de los polos del conmutador 1201, y una trayectoria de anulación 1210 está conectada al otro polo. La entrada de la trayectoria de anulación 1210 está conectada a la entrada del LNA 1205. Cuando el nivel de potencia de la señal RF recibida llega a -65 dBm, el conmutador 1201 pasa de la posición de acoplamiento del LNA 1205 con el filtro pasabanda 1220 a la posición de la trayectoria de anulación 1210. De ese modo, la señal se acopla directamente con el filtro pasabanda 1220, anulándose la ganancia del LNA 1205.

En todos los diseños anteriores, el LNA puede ser desconectado al mismo tiempo que es anulado por el conmutador o los conmutadores. Esto puede llevarse a cabo conectando la patilla de alimentación del LNA a un conmutador que también es controlado por el controlador. Una vez que se ha anulado y se ha dejado de utilizar el LNA, puede retirarse la alimentación. De esta forma, se reduce el consumo de energía del radioteléfono y, por consiguiente, se incrementa el tiempo de conversación y de espera que permite la utilización de la batería.

En otra forma de realización de la presente invención, se utiliza la detección E_{c}/I_{o} para determinar cuándo debe ajustarse la ganancia de la sección frontal. En otras realizaciones, se utilizan otras medidas de calidad, tales como la E_{b}/I_{o}.

Estas relaciones son medidas de la calidad del rendimiento de los sistemas de comunicaciones digitales. E_{b}/I_{o} expresa la relación entre la energía por bit y la densidad espectral total de la interferencia del canal, mientras que E_{c}/I_{o} expresa la relación entre la energía por segmento CDMA y la densidad espectral total de la interferencia. E_{b}/I_{o} puede considerarse una métrica que caracteriza el rendimiento de un sistema de comunicación respecto de otro. Cuanto más pequeña es la E_{b}/I_{o} necesaria, más eficaz es el procedimiento de modulación y detección del sistema para una probabilidad de error dada. Ya que la E_{c}/I_{o} y la intensidad de la señal recibida son fáciles de calcular, el microcontrolador puede detectar la presencia de una fuerte interferencia como una caída de la E_{c}/I_{o}, mientras el detector de AGC detecta el aumento de la interferencia. El microcontrolador puede disminuir la ganancia de la sección frontal para aumentar la inmunidad a la interferencia, lo que podrá mejorar la E_{c}/I_{o} y reducir los productos de distorsión incluidos en el ancho de banda de la señal.

Cuando la calidad de la señal supera el umbral de E_{b}/I_{o} o E_{c}/I_{o}, la ganancia de la sección frontal se reduce. El ajuste de ganancia puede llevarse a cabo utilizando el procedimiento de ajuste continuo o el procedimiento de conmutación del amplificador, ambos descritos anteriormente.

En la Figura 15, se ilustra otra forma de realización, que consiste en detectar la potencia de la señal en las IF o en banda base en lugar de la combinación de la potencia de la señal y del transmisor interferente en las RF. Este enfoque es más simple, ya que sólo presenta un bucle detector de potencia y de control AGC.

En la Figura 15, se ilustra un diagrama de bloques del procedimiento alternativo para detectar la potencia de la señal recibida. En primer lugar, la frecuencia de la señal se reduce hasta la frecuencia de banda base 1501. La señal analógica se convierte, a continuación, en una señal digital 1505 que será sometida a procesamiento de banda de base, que incluye la determinación de la intensidad de la señal recibida. El correlador de segmentos 1510 determina la energía por segmento en relación con la energía de todos los componentes no coherentes. Esta información, junto con el indicador de intensidad de señal recibida (RSSI), es utilizada por el procesador 1515 para determinar la cantidad de ajuste de ganancia tanto para la potencia de recepción 1520 como para la de transmisión 1530.

Puesto que la medición de la potencia de la señal recibida incluye la potencia de la señal y la del transmisor interferente, la ganancia de recepción aumenta sólo cuando descienden tanto el nivel de la señal como la energía por segmento. Puesto que se está cambiando el RSSI, también debe cambiarse la potencia de transmisión para compensar, lo que permite que el control de potencia de bucle abierto se efectúe correctamente. En consecuencia, el procesador ajusta la ganancia de transmisión siempre que se ajusta la ganancia de recepción.

En otras formas de realización, se utilizan borrados o la potencia de la señal para controlar el AGC de ganancia variable. En realizaciones adicionales, en lugar de controlarse la potencia de transmisión y la de recepción, sólo se controla la potencia del receptor.

En la Figura 16, se ilustra un procedimiento para controlar la ganancia de las realizaciones anteriores. Este procedimiento se basa en la relación ilustrada en el gráfico de la Figura 13. En la Figura 13, puede observarse que, cuando la potencia de la interferencia de entrada aumenta a lo largo del eje X, los productos de intermodulación (la curva inferior) aumentan con mayor rapidez que la potencia de interferencia. Por consiguiente, si se aplican X dB de atenuación a la entrada, se obtiene por resultado un descenso de los productos de intermodulación IM3 de 3*X dB, en presencia de interferencia en la entrada del receptor.

Habitualmente, los productos de intermodulación no se hallan dentro de la sección IF de radio debido a su baja potencia. Los productos de intermodulación que se hallan fuera de la sección IF de radio no ocasionan problemas de rendimiento del receptor. Por lo tanto, el ajuste de la ganancia del receptor sólo es necesario si los productos de intermodulación tienen una potencia suficiente como para afectar a la señal IF.

Con respecto a la Figura 16, en el procedimiento, se ajusta en primer lugar la ganancia de entrada 1601. En la realización preferida, este ajuste de ganancia es de 3 dB. Sin embargo, en otras realizaciones, se pueden utilizar otros valores de ajuste de ganancia, tales como los comprendidos en el rango de 1 dB a 6 dB. A continuación, se utiliza el procesamiento del receptor para medir el cambio de potencia de la señal recibida 1605. En la realización preferida, el procesamiento de control de ganancia automático detecta el cambio de potencia de la señal IF. Debe sobrentenderse que la medición del cambio de la potencia de la señal recibida también puede llevarse a cabo en las etapas RF o de banda base del receptor.

Si la potencia de la señal cambia aproximadamente en 3 dB, la señal CDMA será superior al umbral mínimo de ruido y no habrá productos de interpolación que puedan causar problemas. En este caso, no se necesita ningún ajuste de ganancia adicional, aunque un aumento de ganancia mejorará la sensibilidad del receptor. Los cambios de potencia de la señal IF de aproximadamente (3 \pm 0,5) dB se consideran cambios de 3 dB.

Si el cambio de la potencia de la señal IF es inferior a 3 dB 1610, la señal CDMA será inferior al umbral mínimo de ruido o no habrá ningún producto de intermodulación que pueda causar problemas. En este caso, el AGC sólo detecta una señal CDMA pequeña y ruido. Por consiguiente, es necesario incrementar la ganancia del circuito del receptor 1615, incrementando de ese modo la sensibilidad del receptor.

Si el cambio de la señal IF es superior a 3 dB, los productos de intermodulación estarán causando suficientes problemas como para hacer necesario un ajuste de ganancia adicional 1620. En la realización preferida, si el cambio de la ganancia ha sido de 3 dB, el cambio de los productos de intermodulación será de 9 dB en presencia de una fuerte interferencia. En este caso, la ganancia media puede reducirse un poco (p.ej., 3 dB) hasta que el procedimiento de la presente invención determina que los productos de intermodulación se han reducido hasta un nivel aceptable.

El procedimiento de la presente invención puede utilizarse de forma continuada para controlar los productos de intermodulación a una cadencia baja. Esta cadencia es de diez veces por segundo en la realización preferida. En otras realizaciones, el procedimiento se utiliza una vez por ciclo de trama y, en otros, con frecuencias diferentes (por ejemplo, tras la detección de un error significativo en el enlace directo).

En resumen, el procedimiento de la presente invención permite que los radioteléfonos móviles puedan desplazarse hasta zonas cercanas a las antenas de diferentes sistemas, e incrementar al mismo tiempo la resistencia de los radioteléfonos a la interferencia de radiofrecuencia del otro sistema. Si se reduce la ganancia de la zona frontal, el punto de intercepción de los circuitos de recepción del radioteléfono aumenta de tal forma que los parásitos de las señales del otro sistema no ocasionan la degradación del rendimiento del receptor ni del demodulador.

Claims

1. Procedimiento para el ajuste de ganancia del circuito, presentado el circuito una señal con potencia, comprendiendo el procedimiento las etapas siguientes:

variar (1601) la ganancia de circuito una cantidad predeterminada;

determinar (1605) una magnitud de un cambio en la potencia de la señal en respuesta a la variación de la ganancia del circuito; y

ajustar la ganancia del circuito en respuesta a la magnitud del cambio en la potencia de la señal, comprendiendo la etapa de ajuste las etapas siguientes:

reducir (1620) la ganancia del circuito cuando la magnitud del cambio en la potencia de la señal es superior a un umbral predeterminado; y

aumentar (1615) la ganancia del circuito cuando la magnitud del cambio en la potencia de la señal es inferior o igual al umbral predeterminado.

2. Procedimiento según la reivindicación 1, en el que la cantidad predeterminada es de aproximadamente 3 dB y el umbral predeterminado es de aproximadamente 9 dB.

3. Procedimiento según la reivindicación 1, que comprende además las etapas siguientes:

ajustar la potencia de una señal recibida que presenta una pluralidad de tramas en dicho circuito que presenta una ganancia variable;

recibir la señal recibida a una radiofrecuencia;

convertir (1501) la señal recibida de la radiofrecuencia a una frecuencia intermedia; y

filtrar la señal recibida.

4. Procedimiento según la reivindicación 3, en el que la cantidad predeterminada es de aproximadamente 3 dB y el umbral predeterminado es de aproximadamente 9 dB.

5. Procedimiento según la reivindicación 3, en el que dicha etapa de determinar la magnitud de un cambio en la potencia de la señal recibida se lleva a cabo antes de dicha etapa de conversión de la señal recibida de la radiofrecuencia a una frecuencia intermedia.

6. Procedimiento según la reivindicación 3, en el que dicha etapa de determinar una magnitud de un cambio en la potencia de la señal recibida se lleva a cabo tras dicha etapa de conversión de la señal recibida de la radiofrecuencia a una frecuencia intermedia.

7. Procedimiento según la reivindicación 3, en el que dicha etapa de determinar una magnitud de un cambio en la potencia de la señal recibida se lleva a cabo tras dicha etapa de filtrado de la señal recibida.

8. Procedimiento según la reivindicación 3, que comprende además la etapa de repetir dichas etapas de variar, de determinar y de ajustar a una cadencia predeterminada.

9. Procedimiento según la reivindicación 8, en el que dicha cadencia predeterminada es de aproximadamente 10 veces por segundo.

10. Procedimiento según la reivindicación 8, en el que dicha cadencia predeterminada es de una vez por trama.

11. Procedimiento según la reivindicación 1, que comprende además aumentar la inmunidad de un radioteléfono frente a interferencias de radiofrecuencia, presentando dicho radioteléfono una antena para recibir señales de radio que presentan un nivel de potencia recibido, un atenuador, un amplificador de recepción de la ganancia variable, un controlador de la ganancia, y un detector de potencia de recepción,

en el que dicha etapa de variación comprende la etapa de variar dicho controlador de la ganancia dicho nivel de potencia recibido de dichas señales de radio recibidas mediante una cantidad predeterminada;

en el que dicha etapa de determinación comprende la etapa de detectar por dicho detector de potencia de recepción una magnitud de un cambio en dicho nivel de potencia recibido de dichas señales de radio recibidas en respuesta a dicha variación por dicho controlador de ganancia de dicho nivel de potencia recibido; y

en el que dicha etapa de ajuste comprende la etapa de ajustar por dicho controlador de ganancia una ganancia de dicho amplificador de recepción de ganancia variable en respuesta a dicha magnitud de dicho cambio del nivel de potencia recibido, y las etapas siguientes:

reducir por dicho controlador de ganancia dicha ganancia de dicho amplificador de recepción de ganancia variable cuando dicho cambio en el nivel de la potencia recibida detectado es superior a un umbral predeterminado; e

incrementar por dicho controlador de ganancia dicha ganancia de dicho amplificador de recepción de ganancia variable cuando dicho cambio en el nivel de la potencia recibida detectado es inferior o igual a un umbral predeterminado.

12. Procedimiento según la reivindicación 11, en el que dicha etapa de variación comprende la atenuación de dichas señales de radio recibidas con dicho atenuador variable.

13. Procedimiento según la reivindicación 11, en el que dicha etapa de variación comprende el ajuste de dicha ganancia de dicho amplificador de recepción de ganancia variable.

14. Sistema para ajustar la potencia de una señal recibida que presenta una pluralidad de tramas en un circuito que presenta una ganancia variable, comprendiendo el sistema:

unos medios para recibir la señal recibida a una radiofrecuencia;

unos medios (1501) para convertir la señal recibida de la radiofrecuencia a una frecuencia intermedia;

unos medios para filtrar la señal recibida;

unos medios para variar la ganancia del circuito mediante una cantidad predeterminada;

unos medios para determinar una magnitud de un cambio en la potencia de la señal recibida en respuesta a la ganancia variada; y

unos medios para ajustar la ganancia del circuito en respuesta a la magnitud del cambio en la potencia de la señal recibida, comprendiendo los medios de ajuste:

unos medios para disminuir la ganancia del circuito cuando la magnitud del cambio en la potencia de la señal recibida es superior a un umbral predeterminado; y

unos medios para aumentar la ganancia del circuito cuando la magnitud del cambio en la potencia de la señal recibida es inferior o igual al umbral predeterminado.

15. Sistema según la reivindicación 14, en el que la cantidad predeterminada es de aproximadamente 3 dB y el umbral predeterminado es de aproximadamente 9 dB.

16. Sistema según la reivindicación 14, en el que los medios para determinar una magnitud de un cambio en la potencia de la señal recibida determinan la magnitud del cambio antes de que los medios de conversión conviertan la señal recibida de la radiofrecuencia a una frecuencia intermedia.

17. Sistema según la reivindicación 14, en el que los medios para determinar una magnitud de un cambio en la potencia de la señal recibida determinan la magnitud del cambio después de que los medios de conversión conviertan la señal recibida de la radiofrecuencia a una frecuencia intermedia.

18. Sistema según la reivindicación 14, en el que los medios para determinar una magnitud de un cambio en la potencia de la señal recibida determinan la magnitud del cambio después de que los medios de filtrado filtren la señal recibida.

19. Sistema según la reivindicación 14, que comprende un aparato para aumentar la inmunidad de un radioteléfono frente a interferencias de radiofrecuencia, que comprende:

una antena para recibir señales de radio;

un amplificador de recepción de ganancia variable para amplificar dichas señales recibidas;

un controlador de ganancia para variar un nivel de potencia recibido de dichas señales recibidas por una cantidad predeterminada mediante el ajuste de una ganancia de dicho amplificador de recepción de ganancia variable; y

un detector de potencia de recepción para la detección de una magnitud de un cambio en dicho nivel de potencia recibido de dichas señales recibidas en respuesta a dicho ajuste de ganancia;

en el que dicho controlador de ganancia ajusta dicha ganancia de dicho amplificador de recepción de ganancia variable en respuesta a dicha magnitud de dicho cambio en dicho nivel de potencia recibido, disminuyendo dicho controlador de ganancia dicha ganancia de dicho amplificador de recepción de ganancia variable cuando dicho cambio en dicho nivel de potencia recibido es superior a un umbral predeterminado, e incrementando dicho controlador de ganancia dicha ganancia de dicho amplificador de recepción de ganancia variable cuando dicho cambio en dicho nivel de potencia recibido es inferior o igual a dicho umbral predeterminado.

20. Sistema según la reivindicación 14, que comprende un aparato para aumentar la inmunidad de un radioteléfono frente a interferencias de radiofrecuencia, que comprende:

una antena (410) para recibir las señales de radio;

un atenuador variable (405) para atenuar dichas señales recibidas;

un controlador de ganancia para variar un nivel de potencia recibido de dichas señales recibidas por un cantidad predeterminada mediante el ajuste de una atenuación de dicho atenuador variable (405); y

un detector de potencia de recepción para la detección de una magnitud de un cambio en dicho nivel de potencia recibido de dichas señales recibidas en respuesta a dicho ajuste de atenuación,

en el que dicho controlador de ganancia ajusta dicha atenuación de dicho atenuador variable (405) en respuesta a dicha magnitud de dicho cambio en dicho nivel de potencia recibido, aumentado dicho controlador de ganancia dicha atenuación de dicho atenuador variable (405), cuando dicho cambio en dicha nivel de potencia recibido es superior a un umbral predeterminado, y disminuyendo dicho controlador de ganancia dicha atenuación de dicho atenuador variable (405) cuando dicho cambio en dicho nivel de potencia recibido es inferior o igual a dicho umbral predeterminado.