ES2240785T3 - Procedimiento adaptable para el tratamiento de señales en un sistema mimo. - Google Patents
Procedimiento adaptable para el tratamiento de señales en un sistema mimo.Info
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Abstract
Procedimiento adaptable para el tratamiento de señales para una transmisión por radio bidireccional de corrientes de datos digitales en el sentido de transmisión ascendente y descendente por medio de un canal MIMO con n antenas por un lado del canal y con m antenas por el otro lado del canal, y con un tratamiento previo de las señales x de transmisión por el lado de transmisión y un tratamiento posterior de las señales y recibidas por el lado de recepción, los cuales se basan los dos en una estimación de la matriz de valores complejos del canal, de modo que u el tratamiento previo de las señales por el lado de transmisión consiste en una multiplicación de las señales que van a transmitirse por una matriz de transmisión, y el tratamiento posterior de las señales por el lado de recepción consiste en una multiplicación de las señales recibidas por una matriz de recepción, de modo que el tratamiento posterior de las señales sólo tiene lugar en el sentido de transmisión ascendente y las matricesde transmisión y recepción se obtienen a partir de una descomposición lineal de la matriz H de canal estimada, u en el sentido de transmisión ascendente, nm, en el lado de recepción se utiliza al menos una antena más que en el lado de transmisión y, en el sentido de transmisión descendente, mn, en el lado de transmisión se utiliza al menos una antena más que en el lado de recepción, n<m, y que u la estimación para la matriz H del canal se determina, con una velocidad de transferencia de símbolos de al menos 100 k símbolos / s elegida en función de las propiedades del canal, de modo que aprovechando el carácter recíproco del canal MIMO, con igual frecuencia de transmisión en el sentido de transmisión ascendente y descendente y en ausencia de interferencias cocanal, la matriz del canal se obtiene y se invierte en el sentido de transferencia descendente mediante la transposición de la matriz del canal a partir de la estimación en el sentido de transmisión ascendente.
Description
Procedimiento adaptable para el tratamiento de
señales en un sistema MIMO.
La invención se refiere a un procedimiento
adaptable para el tratamiento de señales para una transmisión
bidireccional por radio de corrientes de datos digitales en sentidos
de emisión ascendente y descendente por medio de un canal MIMO con n
antenas por un lado del canal y con m antenas por el otro lado del
canal, y con un tratamiento previo de las señales x salientes por el
lado de emisión y con un tratamiento posterior de las señales y
entrantes por el lado de recepción, basándose ambos en una
estimación de la matriz de canal de valor complejo del canal, y en
un sistema MIMO con como mínimo una estación de emisión ascendente
con n antenas, una estación de emisión descendente con m antenas,
así como una unidad de tratamiento de señales como mínimo en la
estación equipada con m antenas para llevar a cabo el procedimiento
adaptable para el tratamiento de las señales.
De los modernos sistemas de comunicaciones
móviles, se espera que emitan datos en bandas de frecuencia
estrechas, con una alta velocidad de transferencia de bits, con una
baja potencia de emisión y con el menor número de fallos posible.
Este caso ideal se contrapone a la naturaleza casual del canal de
radio, cuya ganancia y desfase varían de forma extraordinariamente
intensa en función del tiempo, la posición y la frecuencia de
portadora (fading, atenuación). Pueden extraerse modelos de
los canales de radio (modelizarse) de forma estadística por medio de
una distribución de Rayleigh (sin enlace con visibilidad directa) o
por medio de una distribución de Rice (con enlace con visibilidad
directa). La invención se refiere a un procedimiento adaptable de
transmisión que se basa en antenas de múltiples elementos en una
estación móvil en un lado del canal y en una estación base en el
otro lado del canal, entre las cuales tiene lugar un servicio de
radio bidireccional, de manera que los dos lados pueden actuar como
emisor y como receptor. Este tipo de sistemas MIMO (Multiple Input
Multiple Output) se está analizando de forma creciente en todo el
mundo dado que con ello puede aumentarse fundamentalmente la
cantidad de datos que puede transmitirse por un ancho de banda de 1
Hz ("eficacia espectral"). Esto se consigue enviando
simultáneamente varios flujos de datos en la misma banda de
frecuencias (explotación cocanal).
Los sistemas MIMO desempeñan un papel importante
en la transmisión de radio desde que Foschini demostró que con ello
puede aumentarse considerablemente la eficacia espectral, es decir,
el aprovechamiento de los escasos recursos "ancho de banda"
[1]. En un sistema MIMO se emiten simultáneamente varios flujos de
datos digitales en el mismo sentido de emisión por medio de varias
antenas de emisión en la misma frecuencia (vector de emisión x). Las
diversas antenas de recepción (vector de recepción y) comprueban la
distribución resultante del campo en diferentes puntos, es decir, al
llegar se encuentra en cada caso una diferente superposición de las
señales salientes. Esto puede representarse mediante una ecuación
vectorial:
Y = H \cdot x
+
n
En este caso, se indica con H la denominada
"matriz del canal" en la que se exponen los valores de amplitud
y desfase de los canales individuales entre cualquier par de antenas
de emisión y recepción posibles ("trayectorias de las señales de
datos"). El vector n indica el ruido existente en las antenas de
recepción individuales. Las señales de datos enviadas pueden
separarse unas de otras en el lado de recepción mediante un
tratamiento adecuado de las señales. Para la separación de las
señales de datos en el lado de recepción es necesario conocer la
matriz H del canal a la que puede llegarse en la práctica, basándose
en señales de referencia, mediante una estimación de la matriz H de
canal realizada de antemano y repetida en intervalos regulares
[1].
En el caso de sistemas MIMO muy sencillos
conocidos en el estado de la técnica, a partir del conocimiento de
la matriz H de canal se calcula, con la dimensión nxm y los
elementos h_{ij} individuales de la matriz del canal (donde cada
elemento es un número complejo que describe la transmisión en el
canal de radio desde la antena de emisión de orden j a la antena de
recepción de orden i), primero una seudoinversa H^{-1} especial de
H (por ejemplo, la seudoinversa de Moore-Penrose) y,
a continuación, se multiplica el vector de recepción (el denominado
"zero-forcing") para reconstruir las señales de
datos enviadas (las señales de datos reconstruidas se indican con un
apóstrofo). Se cumple:
(2)X' = H^{-1}
\cdot y = x + H^{-1} \cdot
n
En este tratamiento de las señales únicamente por
el lado de recepción resulta problemático el término (H^{-1}
\cdot n). Éste hace que al descorrelacionar las señales salientes
de acuerdo con la ecuación (2), también se intensifique el ruido en
las trayectorias individuales de las señales de datos en función del
canal. Como consecuencia, se necesita una potencia de emisión
relativamente alta para poder decodificar sin errores todas las
señales de datos.
Una mejora manifiesta fue aportada por el trabajo
de Golden, Forschini et al, 1999, en el que se propuso un
tratamiento de señales recursivo en el lado de recepción (Bell Labs
Layered Space-Time, "BLAST" o
"V-BLAST" [2]). En este caso, se selecciona y
decodifica primero la señal de datos que incide de la forma más
intensa. Antes de detectar la siguiente señal más intensa, se
sustrae la señal ya decodificada de las señales recibidas de todas
las antenas. Con ello se reduce el número efectivo de transmisores
en el sistema, es decir, cada vez tienen que detectarse menos
transmisores con el mismo número de antenas receptoras con lo que se
reduce la probabilidad de errores durante la detección de los flujos
de datos restantes. Con ello se elimina la columna correspondiente
en la matriz del canal y se calcula una seudoinversa H_{1}^{-1}
modificada. Mediante el resto paulatinamente creciente de antenas
receptoras se reduce la norma de los vectores de las filas en las
matrices H_{i}^{-1} (i = 1 ... n). Con ello la varianza de ruido
se hace más pequeña y se reduce la proporción de errores durante la
detección del resto de las señales de datos. En general, gracias al
procedimiento BLAST se mejora la tasa de errores en los bits.
Existen diversas variaciones del procedimiento recursivo de
tratamiento de señales (por ejemplo, turbo - BLAST [3] o BLAST
combinado con la determinación MMSE [4]). Los puntos débiles son un
tratamiento recursivo de las señales que requiere mucho tiempo, el
cual dificulta una transmisión en tiempo real con altas velocidades
de transmisión de datos, así como las decisiones no lineales
realizadas dentro de la recursión, que en caso de error pueden
acarrear otras decisiones erróneas en los flujos de daos detectados
posteriormente. Esta propagación de errores también se presenta en
muchos algoritmos de detección no lineales, por ejemplo, también en
el caso de los denominados "decisión feedback equalizer" (DFE).
El procedimiento BLAST también puede reducir la influencia del
término (H^{-1} \cdot n) según la ecuación (2) en la tasa de
errores de bit, pero no puede eliminarla.
En principio, se sabe que la potencia del sistema
puede mejorarse mediante un tratamiento de señales por el lado de
transmisión. Por ejemplo, un trabajo de Telatar, 1999, [5] da una
indicación acerca de cómo puede maximizarse la capacidad por el lado
de transmisión simplemente mediante el conocimiento del canal. El
procedimiento se denomina "proceso de Waterfilling". Sin
embargo, en este trabajo no se hace referencia al procedimiento de
modulación que debe utilizarse y al número de canales individuales
empleados realmente para optimizar la capacidad teórica de
información. Los canales individuales malos se desconectan durante
el proceso de Waterfilling dado que resulta ventajoso transmitir sus
señales de datos por medio del resto de los canales con una mayor
velocidad de transferencia de datos. En este caso, la potencia de
transmisión se reparte en el resto de los canales de manera que en
todos los canales la suma de la potencia de transmisión y la
potencia de ruido equivale a una constante que puede interpretarse
ilustrativamente como "nivel de llenado" ("Waterfilling").
No obstante, las investigaciones han demostrado que el procedimiento
de Waterfilling da como resultado una ganancia de capacidad
perceptible sólo en caso de una baja razón de eficacia señal a
ruido. Sin embargo, requiere una flexibilidad y complejidad
relativamente alta en el sistema de transmisión dado que la razón
señal a ruido es diferente en los distintos canales. Como
consecuencia, en cada canal individual se requiere un procedimiento
de modulación y codificación adaptado de forma correspondiente. En
el trabajo teórico de Telatar se propone este enfoque para mejorar
la capacidad de un sistema MIMO. Para valorar los sistemas de
comunicaciones, la teoría de la información utiliza la capacidad
como medida para la mayor cantidad de datos posible que puede
transmitirse en un ancho de banda de 1 Hz con una baja tasa de
errores. Durante las consideraciones de la capacidad no se hace
referencia a condiciones técnicas secundarias tales como, por
ejemplo, la velocidad de transferencia de datos, el procedimiento de
modulación y la codificación del canal. De la derivada de Schannon
se observa que en el sistema puede alcanzarse la capacidad final
pero sólo con una redundancia que tiende al infinito, sinónimo de un
coste técnico infinitamente alto. Con ello, no obstante, la eficacia
en la transformación práctica de este procedimiento conocido se
vuelve muy pequeña. Por tanto, en la práctica, para la valoración
del sistema se utiliza como mínimo la tasa de errores de bit,
fijándose los parámetros técnicos mencionados anteriormente.
Entonces se seleccionan procedimientos de transmisión que, en
relación con la capacidad siempre están por debajo del nivel óptimo,
pero están en un nivel óptimo en relación con la eficacia durante la
transformación práctica. Este tipo de procedimientos tiene en la
mayoría de los casos una estructura muy sencilla o aprovecha
hábilmente determinadas particularidades del canal de radio para
disminuir considerablemente el coste técnico.
Los procedimientos "zero forcing",
"V-BLAST" y "Waterfilling" anteriormente
descritos están concebidos para los denominados "canales MIMO
planos". Un canal puede considerarse "plano" si el
coeficiente de canal de valor complejo como función de la frecuencia
en la banda de transmisión sólo varía poco. Esto sólo se produce en
sistemas de transmisión de banda estrecha en los que la varianza de
retardo de las señales de radio entre el transmisor y el emisor es
menor que la duración de los símbolos. En caso contrario, el canal
es selectivo en frecuencia y se necesita adicionalmente una
compensación temporal de las señales. En el trabajo de Wong et
al., 2000 [6] se analiza la compensación espacial - temporal
conjunta para un sistema MIMO en canales selectivos en frecuencia.
En este caso, los datos que van a transmitirse se multiplican con
una matriz T de transmisión y los datos que van a recibirse se
multiplican con una matriz R de recepción. Se utiliza un modelo de
señales habitual en el que se reformula la convolución realmente
necesaria de la señal transmitida con la respuesta de impulsos del
canal de la matriz como multiplicación con una matriz de Töplitz. En
el trabajo se deriva la estructura de las matrices R y T que
minimiza en el detector la razón de señal a interferencia y ruido
(MMSE, solución Minimum-Mean-Square
-Error). A continuación, se reduce la solución compleja para el
canal selectivo en frecuencia en el caso del canal plano. No
obstante, no queda claro cómo debe conseguir el transmisor en un
enfoque de sistemas real los conocimientos sobre los coeficientes
del canal. En los canales selectivos en frecuencia, el número de
parámetros de canal que deben estimarse aumenta el factor de la
longitud límite del canal. Si se considera, por ejemplo, un sistema
MIMO con 8 transmisores y 12 receptores con una longitud límite del
canal de 10 símbolos, entonces el transmisor debe conocer
8x12x10=960 parámetros complejos del canal para poder realizar en el
transmisor las operaciones descritas por Wong et al. Dado que
el canal puede variar en función del tiempo, estos parámetros deben
transmitirse nuevamente desde el receptor al transmisor dentro del
reducido tiempo de coherencia del canal (por ejemplo, en 5 ms). En
caso de una solución de 8 bits para la parte real e imaginaria de
cada uno de los coeficientes del canal, se requiere en el canal de
retorno un ancho de banda de 2*960*8 bit / 5 ms \approx 3 Mbit/s
únicamente para la transmisión de retorno de la información del
canal, lo cual parece no poder realizarse en la práctica. Además,
queda abierta la cuestión de si el procedimiento descrito por Wong
et al. es apropiado para cualquier configuración de antenas y
de qué requisitos existen en relación con la precisión de la
estimación del canal.
Partiendo del estado de la técnica conocido por
Foschini [1, 2], el punto fuerte de la presente invención,
especialmente en relación con Telatar [5] radica en la consecución
de una eficacia de transformación en la práctica lo más alta
posible, es decir, con un coste técnico lo mas bajo posible. Por
tanto, una difícil tarea para la presente invención consiste en
perfeccionar el procedimiento adaptable para el tratamiento de
señales del tipo indicado al principio en un canal MIMO, de manera
que se consigue una optimización de la tasa de errores de bit en el
sentido de una reducción significativa. En este caso, el
procedimiento según la invención debe aportar una solución básica de
sistema. Al mismo tiempo, con el procedimiento según la invención
deben alcanzarse las potencias más reducidas posibles de transmisión
y transmisiones en tiempo real. Durante la transformación en un
sistema MIMO concreto, sobre la base de la eficacia alcanzada
mediante el procedimiento mejorado deben generarse posibilidades de
realización rentables y de fácil manejo.
La solución para esta difícil tarea se
caracteriza en el caso de la presente invención básicamente por las
características significativas de la reivindicación principal para
un sistema adaptable de tratamiento de señales en un canal MIMO de
tipo genérico y por las características significativas de las
reivindicaciones dependientes para un sistema MIMO del tipo genérico
para la realización ventajosa del procedimiento según la invención.
De las reivindicaciones dependientes en cada caso han de
desprenderse las formas de realización preferidas.
El procedimiento adaptable para el tratamiento de
señales según la invención carece totalmente de redundancia y
realimentación. No trabaja según el principio de la compensación
recursiva de errores, sino que evita de antemano la aparición de
errores. El procedimiento se caracteriza por un tratamiento de
señales en general lineal, especialmente en el sentido ascendente de
la transmisión, con un esfuerzo muy reducido para el tratamiento de
las señales. En ausencia de interferencias cocanal, mediante un
tratamiento previo de las señales en el transmisor se hace que la
razón señal a ruido sea igual en todos los canales individuales del
canal de transmisión MIMO. Con ello se consigue una transmisión de
igual calidad para todos los canales en un número de canales
individuales determinado de antemano. Por tanto, puede utilizarse la
misma velocidad de transferencia de símbolos en todos los canales
individuales y el mismo procedimiento de modulación. El prever un
tratamiento de las señales por el lado de transmisión no representa
un coste adicional fundamental en la transformación técnica en
relación con los sistemas conocidos. Al mismo tiempo, se ahorran
costes de forma manifiesta en el lado del receptor ya que no hay que
realizar costosos cálculos de recursión vinculados a las líneas de
retroalimentación, de manera que, considerado en conjunto, el coste
en hardware y software es menor que en el caso del procedimiento
BLAST conocido, lo cual, de todos modos, en el procedimiento según
[5], estaría unido a un coste que tiende al infinito. La estructura
del canal de inversión, trazada conscientemente de forma lineal en
el sistema de tratamiento de señales según la invención, permite una
transmisión en tiempo real con velocidades de transferencia de
señales de datos constantemente altas. Además, mediante las
condiciones expuestas en la reivindicación principal se mejora
también la calidad de la transmisión MIMO en el receptor. No
obstante, para ello hay que contar, dado el caso, con una potencia
de transmisión algo más alta. La tasa de errores de bit para una
selección de condiciones secundarias motivada por la capacidad de
conversión práctica (número fijo de canales individuales, igual
velocidad de transferencia de símbolos para todos los canales
individuales, procedimiento de modulación libremente seleccionable)
se minimiza y se simplifica la conversión práctica.
Con la presente invención se obtienen buenas
propiedades de transmisión para un sistema de comunicación
inalámbrico innovador y en cuanto a la eficacia se encuentra en un
nivel óptimo en el caso de la conversión práctica dado que el coste
es relativamente reducido. Con las condiciones mencionadas, las
señales de datos que van a transmitirse se acoplan de forma óptima
en el canal de transmisión por radio. Las propiedades de ruido en el
receptor se mantienen en gran medida sin verse afectadas por la
reconstrucción de las señales y ya con una pequeña potencia de
transmisión se consiguen tasas de errores de bit relativamente
bajas, lo cual en otro caso sólo sería posible con la transmisión
por cable o con conexiones por radio encauzadas con conexión con
visibilidad directa. Por el contrario, el sistema MIMO para realizar
el procedimiento de tratamiento de señales según la invención se
entiende sin conexión con visibilidad directa. El tratamiento
propuesto de las señales en el lado de transmisión y en el lado de
recepción tiene una estructura algebraica lineal que posibilita una
implementación sencilla y en tiempo real también en casos de altas
velocidades de transferencia de datos. En el procedimiento de
tratamiento de señales según la invención, se optimiza la tasa de
errores de bit en caso de una modulación variable, pero igual para
todos los canales individuales y de una potencia de transmisión
global predeterminada de forma fija. También se fija el número de
canales individuales. De forma análoga a la terminología empleada en
los sistemas monocanales, en el procedimiento de tratamiento de
señales según la invención se habla en lo sucesivo de una
"inversión del canal" en el sentido de transmisión ascendente y
descendente.
Con las condiciones indicadas en la
reivindicación principal, se obtiene una indicación de manejo clara
y, a diferencia del procedimiento conocido a partir de [5], también
fácil de convertir en la práctica, de cómo deben distribuirse las
señales de datos que van a transmitirse en las antenas individuales
y de qué combinación lineal de señales recibidas se requiere
adicionalmente en el sentido de transmisión ascendente para
garantizar una transmisión fiable con una baja tasa de errores de
bit. El procedimiento adaptable para el tratamiento de señales según
la invención se basa en una descomposición lineal de la matriz del
canal. Para esta descomposición lineal de las matrices se conocen en
general y se adaptan bien diversos métodos matemáticos. Una
descomposición lineal especialmente preferida que debe explicarse
detalladamente a continuación a título de ejemplo se basa en la
denominada "descomposición de valor singular" de la matriz del
canal para
(3)H = U \cdot
D \cdot
V^{H}
donde U es una matriz (m x n) y V
es una matriz (n x n) con vectores columna ortonormales. D es una
matriz diagonal (n x n) en la que en la diagonal se disponen los
valores singulares de la matriz de canal H. Los valores singulares
son las raíces formadas por los valores característicos de la matriz
de canal H. El número de valores característicos corresponde al
número de canales individuales paralelos (virtuales) en el canal
MIMO. El parámetro de los valores característicos es una medida de
la transferencia de potencia en un canal individual. Dado que en el
procedimiento de tratamiento de señales según la invención el número
de antenas se elige diferente en los dos lados del canal (n > m),
el número máximo de canales individuales paralelos equivale al rango
de la matriz del canal, el cual viene dado por el número menor. En
el caso de las matrices de canal H de Rayleigh y Rice comunes en la
radiodifusión, los valores singulares se distribuyen de forma
continua por una franja ancha, es decir, dentro de unos determinados
límites hay valores singulares grandes y
pequeños.
Si ahora se emplea la descomposición lineal según
la ecuación (3) en la ecuación general de transmisión (1) y primero
se desprecia el ruido, entonces se obtiene
(1a)Y = U
\cdot D \cdot V^{H} \cdot
x
Las operaciones matemáticas prescritas con ello
en el vector x de la señal se realizan de derecha a izquierda y
deben explicarse detalladamente a continuación para una ilustración
con mayor detalle. En primer lugar, se multiplica el vector x de la
señal por la matriz V^{H}. Esto equivale a un giro o,
gráficamente, a una proyección en las direcciones de los canales
individuales paralelos (virtuales). Con ello, cada una de las
señales de datos transmitidas por una antena se distribuye a todos
los canales individuales paralelos. Mediante la siguiente
multiplicación por la matriz diagonal D, la mezcla de señales
proyectada sobre cada uno de los canales individuales se extiende
ahora el valor singular correspondiente. La multiplicación por la
matriz U, no cuadrada debido a la desigualdad del número de antenas
entre los dos lados del canal (n < m), provoca una proyección en
el espacio de las antenas receptoras. Con ello, las señales
anteriormente extendidas de los n canales individuales
perpendiculares se proyectan en m vectores ortogonales en el espacio
de las antenas receptoras. Por tanto, las n corrientes de datos que
se han acoplado en n canales individuales paralelos, los cuales
tenían diferentes propiedades de transmisión, llegan mezclados a m
antenas receptoras.
La seudoinversa H^{-1} especial empleada en la
ecuación (2), que puede tratarse preferiblemente de una seudoinversa
Moore-Penrose, puede calcularse mediante la
descomposición del valor singular para
(4)H^{-1} = V
\cdot D^{-1} \cdot
U^{H}
Con la ecuación (3) se observa que, H^{-1}
\cdot H da la matriz unidad. La matriz diagonal D^{-1} contiene
los valores singulares inversos que están distribuidos de igual
forma que los valores singulares en una franja ancha. También se
observa que en especial el valor singular más pequeño, que
ocasionalmente también puede estar próximo a cero, ejerce una
influencia decisiva sobre el ruido que queda en la ecuación (2) y se
acentúa de forma correspondiente mediante la multiplicación por los
valores singulares inversos tras la reconstrucción de las señales de
datos transmitidas. La descomposición del valor singular puede
realizarse en tiempo real, es decir, incluso para las matrices de
canal H mayores con microprocesadores modernos puede calcularse en
un breve intervalo de tiempo, en comparación con la variación
temporal del canal.
En el sentido ascendente se modifican ahora (las
señales de datos modificadas se indican con un asterisco *) las
señales x de datos que van a transmitirse, antes de la transmisión,
con ayuda de
(5),x\text{*}
= V \cdot D^{-1} \cdot V^{H} \cdot
x
o, de forma
alternativa,
(5a).x\text{*}
= V \cdot D^{-1} \cdot
x
Los dos tipos de inversión de canal en el tramo
ascendente según las ecuaciones (5) y (5a) se diferencian en la
forma de distribución de los datos en los ejes principales del
espacio de transmisión. En el primer caso, se invierte el canal,
pero cada corriente de datos se transmite por todos los ejes
principales en el espacio de las señales. En el segundo caso, cada
corriente de datos se transforma y se transmite en un eje principal
del espacio de las señales. A partir de la señalización no puede
reconocerse ninguna diferencia en el rendimiento de las dos
variantes, sin embargo, ha de suponerse que la primera variante es
algo más robusta en lo relativo a los errores en la estimación del
canal dado que los datos se extienden por todos los ejes
principales.
Por tanto, cada una de las antenas transmisoras
envía una combinación lineal diferente de las señales x de daros en
el canal de transmisión MIMO, es decir, el vector x de transmisión
se sustituye en la ecuación (1) por el vector x* de transmisión
modificado según la ecuación (5). Las siguientes realizaciones
sirven para ilustrar este tratamiento previo de las señales en el
lado de transmisión en el sentido de transmisión ascendente.
Mediante el tratamiento previo de las señales se ocupa de que una
corriente de señales de datos se transmita ahora por las n antenas,
de manera que se sitúe de forma precisa en la dirección de
proyección de un canal individual. Esta forma de proceder se realiza
de modo análogo para todos los canales individuales paralelos.
Ahora, cada una de las corrientes de señales de datos se estira el
valor inverso del valor singular correspondiente al canal
individual, es decir, todas las corrientes de señales de datos se
transmitirían con diferente calidad sin un tratamiento previo de las
señales. Para compensar esto, ahora se transmiten las corrientes de
señales de datos en un canal individual bueno con poca potencia y
proporciona la potencia ahorrada adicionalmente en una corriente de
señales de datos a un canal individual peor. De forma óptima, esto
se consigue mediante la multiplicación por la matriz D^{-1}
diagonal inversa. Esto provoca una adaptación de la potencia de las
corrientes de señales de datos en todos los canales individuales
paralelos detrás del estiramiento mediante la matriz D diagonal. Lo
mismo es válido para el sentido de transmisión descendente, que se
explica detalladamente dos párrafos más abajo. Aquí tiene lugar la
descomposición previa con una seudoinversa de la matriz traspuesta
del canal, y se acoplan n señales de datos, pasando por m antenas,
en n canales paralelos. Dado que en el sentido de transmisión
descendente sólo hay n antenas receptoras, aquí el tratamiento
previo de las señales puede realizarse de tal manera que las salidas
de los canales individuales están asignadas directamente a las
antenas individuales, con lo que se suprime una separación de los
canales en el lado de recepción.
Partiendo de la ecuación (5), para la
reconstrucción de las señales de datos deben tratarse adicionalmente
por el lado de recepción las señales y recibidas (las señales de
datos recibidas se indican mediante un apóstrofo ') de la forma
\dotable{\tabskip\tabcolsep#\hfil\+#\hfil\+#\hfil\tabskip0ptplus1fil\dddarstrut\cr}{ \hskip0,5cm \+ x' \+ = V \cdot U ^{H} \cdot y\cr \hskip0,5cm \+ \+ = V \cdot U ^{H} \cdot (H \cdot x* + n)\cr \hskip0,5cm \+ \+ = V \cdot U ^{H} \cdot (U \cdot D \cdot V ^{H} \cdot V \cdot D ^{-1} \cdot V ^{H} \cdot x + n)\cr \hskip0,5cm \+ \+ = x + V . U ^{H} \cdot n \hskip11,5cm (6)\cr}
o, de forma
alternativa,
\dotable{\tabskip\tabcolsep#\hfil\+#\hfil\+#\hfil\tabskip0ptplus1fil\dddarstrut\cr}{ \hskip0,5cm \+ x' \+ = U ^{H} \cdot y\cr \hskip0,5cm \+ \+ = U ^{H} \cdot (H \cdot x* + n)\cr \hskip0,5cm \+ \+ = U ^{H} \cdot (U \cdot D \cdot V ^{H} \cdot V \cdot D ^{-1} \cdot x + n)\cr \hskip0,5cm \+ \+ = x + U ^{H} \cdot n \hskip11,9cm (6a)\cr}
En las líneas expuestas por encima de la ecuación
(6) o (6a) se observa que a partir de las diversas matrices se
obtiene finalmente la matriz unidad. Sin embargo, mucho más
interesante es el hecho de que el nivel de ruido restante se
diferencia con total claridad del resultado sin tratamiento de las
señales por el lado de transmisión según la ecuación (2). A
diferencia de H^{+}, las matrices V y U^{H} no modifican el
carácter isotrópico del ruido, es decir, la influencia de la
descomposición del valor singular sobre el ruido se elimina
completamente mediante las ecuaciones (5) y (6). Por tanto, la tasa
de errores de bit ya sólo depende, igual que en el canal con ruido
blanco aditivo, de la razón señal a ruido en el receptor, y ya no
depende de las propiedades del canal. Para una transmisión de datos
sin errores en el canal MIMO, es decir, para la probabilidad de
errores de bit inferior a 10^{-9} requerida en las aplicaciones en
tiempo real, con el procedimiento adaptable para el tratamiento de
señales según la invención se requiere de media una potencia de
transmisión fundamentalmente más baja que en los procedimientos
conocidos de tratamiento de señales ("zero forcing") según la
ecuación (2).
La potencia de emisión aumenta el factor
n/(n-m) debido al tratamiento de las señales en el
lado de transmisión en el tramo ascendente y descendente. Con ello
se proporciona la ecuación (6) o (6a), es decir, sin ruido el canal
es transparente (x' = x). No obstante, en el tramo ascendente s se
multiplica el ruido adicionalmente por las matrices V y U^{H}. Con
ello se reduce la dimensión del vector accidental de ruido
distribuido de forma isotrópica de m a n, es decir, de media, el
vector se hace más corto. Si entonces, en lugar de utilizar la
potencia de recepción como se hizo anteriormente, se utiliza la
potencia de transmisión como criterio de valoración para el
procedimiento de transmisión de señales, entonces la tasa de errores
de bit de la inversión del canal en el sentido ascendente, con el
mismo número de antenas, es aproximadamente equivalente a la tasa de
errores de bit del procedimiento V-BLAST conocido
(véase la figura 8). Sin embargo, para ello la inversión del canal
sólo requiere en cada caso una multiplicación lineal matriz - vector
en el transmisor y el receptor, mientras que el procedimiento
V-BLAST debe realizar varias multiplicaciones
matriz - vector sucesivas en el receptor. Por otra parte, para la
inversión del canal son necesarias secuencias piloto claramente más
largas que para el procedimiento V-BLAST, lo cual
sólo parece practicable para velocidades de transferencia de datos
más altas.
Las condiciones en el procedimiento adaptable
para el tratamiento de señales según la invención son todavía más
sencillas en el sentido de transmisión descendente. Aquí sólo se
multiplica la señal transmitida por una seudoinversa por el lado
derecho de la matriz del canal. Si la estimación del canal en el
sentido de transmisión ascendente y la transmisión de datos en el
sentido de transmisión descendente trabajan a la misma frecuencia y
la matriz del canal en el sentido ascendente viene dada por H,
entonces H^{T} es la matriz del canal en el sentido descendente,
es decir, en la ecuación (1) H se sustituye por la traspuesta
H^{T}. Esto se desprende de la suposición de la denominada
"reciprocidad" del canal de radio. Si se forma un par
cualquiera a partir de una antena en cada caso en los dos lados del
canal MIMO, entonces los tramos ascendente y descendente
correspondientes en una ventana temporal tienen las mismas
propiedades de canal mientras no se presente ninguna variación
temporal. Una inversa posible por el lado derecho puede hallarse con
ayuda de (H^{-1})^{T}, es decir, la seudoinversa
Moore-Penroose traspuesta. Esto último minimiza la
potencia de transmisión media en caso de atenuación Rayleigh. Por
tanto, los datos enviados se multiplican por
(H^{-1})^{T}
(7)x\text{*} =
(H^{-1})^{T} \cdot
x
es decir, se sustituye s en la
ecuación (1) por s* según la ecuación (7). En la siguiente ecuación
(8) se observa que las señales de datos transmitidas originalmente
ya se reconstruyen completamente por el lado de recepción dado
que:
\dotable{\tabskip\tabcolsep#\hfil\+#\hfil\+#\hfil\tabskip0ptplus1fil\dddarstrut\cr}{ \hskip1cm \+ x' \+ = H ^{T} \cdot x* + n\cr \hskip1cm \+ \+ = H ^{T} \cdot (H ^{-1} ) ^{T} \cdot x + n\cr \hskip1cm \+ \+ = x + n\cr \hskip1cm \+ \+ = y \hskip13cm (8)\cr}
A las señales de datos transmitidas se añade
además el ruido propio de los amplificadores / desvíos individuales
de las antenas en el lado de recepción. Por tanto, en el receptor
puede partirse de la misma tasa de transferencia de errores que en
el canal aditivo con ruido blanco. En especial, con una tratamiento
de las señales según las ecuaciones (7) y (8) ya con una potencia de
transmisión relativamente muy baja es posible una transferencia de
datos casi sin fallos en el caso del procedimiento adaptable para el
tratamiento de señales según la invención.
El concepto para el tratamiento de señales según
la presente invención puede transformarse en la práctica de forma
especialmente sencilla dado que, en el sentido de transmisión
ascendente, sólo debe multiplicarse el vector de las señales de
datos por una matriz en cada caso en el lado de emisión y de
transmisión. En el sentido de transmisión descendente, el vector de
las señales de datos se multiplica por una matriz únicamente en el
lado de transmisión. En este caso se trata de operaciones
algebraicas lineales que pueden realizarse de forma fundamentalmente
más sencilla que el tratamiento recursivo de las señales en el lado
de recepción en el caso del procedimiento BLAST conocido, en el que
se presenta una serie de decisiones no lineales que presentan la
propiedad de propagación de errores. El procedimiento de tratamiento
lineal de las señales según la invención es adecuado de forma
fundamentalmente mejor para una transmisión en tiempo real con altas
velocidades de transferencia de las señales de datos.
Adicionalmente, en caso de que se cuente con una potencia de
recepción igual, pueden implementarse tasas claramente más bajas de
errores de bit.
Para poder aprovechar estas ventajas deben
cumplirse tres condiciones fundamentales que ya han sido estudiadas
de forma detallada por medio de simulaciones. Por una parte, a causa
de la limitada potencia de transmisión en un lado del canal de
transmisión MIMO debe utilizarse como mínimo una antena más que en
el otro lado. Sin embargo, conviene más la adición de más antenas en
la estación de transmisión descendente para reducir adicionalmente
la dinámica de los transmisores. La segunda condición es que se
requiere una estimación del canal relativamente precisa. La
oscilación del error de estimación debe ser la cantidad equivalente
al factor 3 menor que en el procedimiento BLAST conocido. Por tanto,
para conseguir las menores tasas de errores de bit posibles, en una
realización posible de la estimación de canal pueden emplearse, por
ejemplo, con secuencias piloto ortogonales según Jungnickel et
al. [7], secuencias con una longitud de aproximadamente 100
símbolos. De ello se desprende la tercera condición: la velocidad de
transferencia de símbolos, que se obtiene a partir de la velocidad
de transferencia de señales de datos en función del procedimiento de
modulación seleccionado, debería ser, en caso de un consumo de
tiempo relativo para la estimación del canal de como máximo el 20%,
superior a 150 k símbolos /s. Este requisito puede cumplirse sin
más, por ejemplo, en espacios interiores, en función de las
propiedades del canal. En el demostrador BLAST se ha utilizado una
velocidad de transferencia de símbolos de 30 kHz y se han enviado de
forma alterna 20 símbolos para la estimación del canal y 80 símbolos
de datos. Como consecuencia, resultó válida una estimación del canal
para \tau = 3,3 ms. En el caso las frecuencias Doppler de cómo
máximo f_{D} = 17 Hz que han de esperarse en los entornos
interiores con una frecuencia de portadora de 5 HHz y una velocidad
de hasta 1 m/s, se produciría en este intervalo de tiempo una
modificación de fase de \Delta\phi = 2\pi f_{D}= 10º, lo
cual es suficientemente reducido para la detección de señales por
amplitud de cuadratura 16). No obstante, con 100 símbolos se
perdería todo el tiempo de transmisión con la estimación del canal.
Sin embargo, si se emplea una velocidad de transferencia de símbolos
más alta que en BLAST, por ejemplo, en las redes locales
inalámbricas (WLAN), entonces se reduce la duración de la ventana
temporal que se pierde con la estimación del canal. Con una
velocidad de transferencia de símbolos de, por ejemplo, 1 MHz, se
envían 3300 símbolos en 3,3 ms. Por tanto, una estimación del canal
con 100 símbolos tan sólo requeriría entonces aproximadamente el 3%
del tiempo total disponible. No obstante, en el dispositivo de
transmisión ascendente se requiere el doble de tiempo para la
estimación del canal dado que el canal debe conocerse a ambos lados
del canal. Por tanto, la inversión del canal MIMO en el
procedimiento de tratamiento de señales según la invención sólo
puede emplearse con sentido en caso de velocidades de transferencia
de símbolos más altas por encima de 100 k símbolos /s, especialmente
a partir de 150 k símbolos / s.
A continuación debe explicarse de forma aún más
detallada el procedimiento adaptable para el tratamiento de señales
según la invención en un canal MIMO y, especialmente,
configuraciones adecuadas de un sistema MIMO para la realización del
procedimiento basándose en figuras esquemáticas. A este respecto,
muestran
la figura 1, el tratamiento de señales en el
canal MIMO en el sentido de transmisión ascendente y
descendente,
la figura 2, un sistema MIMO bidireccional con
inversión de canal,
la figura 3, una posible estimación de canal y
ponderación,
la figura 4, un circuito de correlación con
secuencias ortogonales para la estimación del canal según la figura
3,
la figura 5, una estimación del canal MIMO en el
modo TDD (Time Division Duplex, Dúplex por División en el
Tiempo),
la figura 6, una estimación del canal MIMO en el
modo FDD (Frequency Division Duplex, Dúplex por División de
Frecuencia),
la figura 7, diversas curvas gráficas de la tasa
de errores de bit como función de la razón media señal a ruido,
la figura 8, diversas curvas gráficas de la tasa
de errores de bit como función de la potencia global de transmisión,
y
la figura 9, la distribución de la potencia en el
lado de transmisión y de recepción a partir de una simulación.
En la figura 1 se muestran los diferentes
esquemas de transmisión del canal MIMO. El esquema A indica el
sistema MIMO más sencillo que puede concebirse, que consta
únicamente de tratamiento de señales por el lado de recepción y que
se conoce a partir del estado de la técnica (véase, por ejemplo,
[6]). El esquema B muestra el tratamiento previo y posterior de las
señales según la invención en el lado de transmisión y de recepción
en caso de una inversión del canal en el sentido de transmisión
ascendente, y el esquema C muestra el tratamiento de señales según
la invención exclusivamente en el lado de transmisión en caso de una
inversión del canal en el sentido de transmisión descendente. En el
sistema MIMO mostrado, la estación de transmisión ascendente se
forma por una estación móvil (mobile unit) con n antenas (1 ... n) y
la estación de transmisión descendente está formada por una estación
base (base station) con m antenas (1 ... m). Se cumple n < m. Las
operaciones de cálculo que han de aplicarse, por el lado de
transmisión, a los vectores x de transmisión y, por el lado de
recepción, a los vectores y de recepción, que se han explicado en la
parte general de la descripción en el ejemplo de la descomposición
lineal del valor singular, están asignadas a las estaciones
correspondientes. Las señales transmitidas modificadas se indican
con un asterisco, las señales de datos reconstruidas se indican
mediante un guión, el sentido de transmisión ascendente se
diferencia con "up" y el sentido de transmisión descendente,
con "down" (en fondo gris).
La figura 2 muestra un diagrama de circuitos
general del sistema de transmisión MIMO según la invención de
acuerdo con el esquema B con un tratamiento previo de la señales por
el lado de transmisión (Tx signal processing) y un tratamiento
posterior de las señales por el lado de recepción (Rx signal
processing). La estación de transmisión ascendente y la estación de
transmisión ascendente se han indicado aquí, imitando un escenario
de comunicaciones móviles celulares, con "mobile unit" y
"base station". Basándose en una estimación del canal con la
matriz H^{T} del canal transpuesta en el sentido descendente, en
la unidad para la estimación del canal y la ponderación (channel
estimating & weight setting) en el aparato móvil (mobile unit)
se calcula la ponderación para el tratamiento de las señales por el
lado de transmisión con ayuda de la matriz H del canal y la ecuación
(5). Estos indican cómo fluyen las señales individuales de datos en
la señal que va a transmitirse en cada caso por medio de una antena.
Las cantidades ponderadas se suman luego de forma independiente y se
obtienen las señales x* de transmisión que se transmiten
simultáneamente por el canal MIMO. El tratamiento subsiguiente de
las señales en el receptor se basa en una estimación adicional de la
matriz H del canal en el sentido de transmisión ascendente. La
ponderación se calcula por medio de la ecuación (6) y las señales
individuales x' de datos se reconstruyen, igual que en el caso
anterior del transmisor, como combinación lineal de las señales y de
recepción. Las señales x de datos que van a transmitirse en el
sentido de transmisión descendente se multiplican por los valores
ponderados según la ecuación (7), que se han obtenido a partir de
una estimación de la matriz H del canal en el sentido de transmisión
ascendente. A partir de las sumas correspondientes se obtienen las
señales x de transmisión. Tal como se muestra en la ecuación (8), en
el sentido de transmisión descendente no se requiere ningún
tratamiento de las señales en el receptor. Como consecuencia, los
datos x' reconstruidos se obtienen directamente a partir de las
señales y de banda base de los receptores individuales.
Para la estimación del canal se identifica cada
una de las antenas de forma similar a [7] mediante una secuencia PN
p_{i} (Pseudo Noise) característica para éstas, la cual se modula
preferiblemente mediante modulación por desplazamiento de fase
binaria en la portadora y se envía con ayuda de un conmutador
S_{Pilot/Data} analógico rápido para determinados momentos, en
lugar de la señal de datos. El acoplamiento de las señales piloto
tras la modulación y el tratamiento de las señales por el lado de
transmisión permiten diferentes procedimientos de modulación para
las señales piloto y las señales de datos.
La figura 3 muestra el principio de la unidad de
estimación del canal y de ponderación. Primero se estima en una
unidad de correlación en cada caso (correlation circuit) la parte
I_{H} real y la parte Q_{H} imaginaria de cada elemento
individual de la matriz H del canal. Después, se digitalizan los
datos analógicos y se leen en un procesador digital de señales
(digital signal processor). Aquí, se calcula la matriz W ponderada y
emite en forma de su parte I_{W} real y su parte Q_{W}
imaginaria. Para una realización analógica del tratamiento de
señales deberían transformarse ahora nuevamente los valores
ponderados de digitales a analógicos (sin embargo, con ello no debe
excluirse un tratamiento ulterior únicamente digital de las
señales). En el tratamiento posterior analógico, las señales se
proporcionan a continuación a un modulador IQ
(IQ-Mod). Éste está en condiciones de modificar la
amplitud y la fase del oscilador local (LO) en función de la
correspondiente ponderación. En este caso, el LO sirve como portador
de la información de ponderación. Con ayuda de la señal LO
modificada de esta manera cada una de las señales individuales
recibidas se transforma individualmente en la banda base. La forma
de proceder subsiguiente ya se ha descrito en relación con la figura
2.
La figura 4 muestra la unidad para estimar un
elemento de valor complejo en la matriz H del canal. Aquí se muestra
a modo de ejemplo únicamente la realización en la franja de
transmisión. También es posible una realización similar en la
frecuencia intermedia, o también puede tener lugar, mediante
multiplicaciones de valores complejos, directamente en la franja
base. Durante una estimación del canal, todas las antenas envían
simultáneamente secuencias ortogonales entre sí mediante las cuales
pueden identificarse durante la estimación del canal. Suponiendo que
deba medirse el elemento H_{ij} de la matriz. Para ello se
alimenta la señal e_{j} recibida de orden j a un circuito de
correlación. Un generador produce la misma secuencia con la que se
identifica la antena transmisora de orden i y la modula primero en
el LO, así como en una copia del LO desfasada 90º. Estas dos señales
de referencia se multiplican entonces por la señal e_{j} recibida
y los dos resultados se integran por toda la duración de una
secuencia. En [7] se ha mostrado que con esta disposición pueden
medirse de forma independiente entre sí la parte I_{H} real y la
parte Q_{H} imaginaria del elemento H_{IH} de la matriz. Debido
a la ortogonalidad de las secuencias, las señales piloto de las
otras antenas transmitidas de forma simultánea no perturban el
resultado de la estimación. La forma de proceder subsiguiente ya se
ha explicado en relación con la figura 3.
En el sistema MIMO según la invención se
aprovecha de forma explícita el carácter recíproco del canal de
radio para poder prescindir de un canal de retorno según el
documento US-PS 6.131.016 [8]. El carácter recíproco
significa que entre una antena en la estación móvil y una antena en
la estación base el canal de radio en el sentido de transmisión
ascendente y en el sentido de transmisión descendente es totalmente
idéntico salvo pocas excepciones que se presentan en muy raras
ocasiones. A partir de la idea de que la señal de radio recibida
está compuesta de un número de señales de eco que han realizado en
cada caso distintos recorridos, puede indicarse que la ganancia y el
desfase de cada una de las señales de eco individuales en los dos
sentidos de transmisión son idénticos, es decir, recíprocos. De ello
se desprende también el carácter recíproco para toda la señal. Por
tanto, en ausencia de interferencias cocanal, pueden reutilizarse
los parámetros obtenidos a partir de la estimación del canal en el
sentido de transmisión ascendente directamente para la transmisión
de datos en el sentido de transmisión descendente y a la inversa,
suponiendo que para los dos sentidos se utilice de forma alterna la
misma frecuencia de portadora (transmisión dúplex por división en el
tiempo, TDD). De esta manera el transmisor puede conocer a priori
los coeficientes del canal. Mediante el tratamiento previo de las
señales en el lado de la transmisión puede adaptar la potencia de la
señal de forma correspondiente a cada trayectoria individual.
Para aumentar la robustez frente a interferencias
cocanal, ha de recurrirse a una solución con canal de retorno dado
que el transmisor básicamente no puede conocer a priori la situación
en el receptor. En primer lugar puede procederse tal como se ha
indicado anteriormente, es decir, se utiliza el carácter recíproco y
se maximiza con ello la potencia de las señales en todos los canales
individuales. A continuación, se mezcla en el receptor, en cada una
de las trayectorias individuales de las señales de datos, la
potencia P_{interf} de interferencia de acuerdo con el tratamiento
espacial de las señales y sólo remite al transmisor información
sobre la magnitud de la potencia de interferencia en los canales
individuales de datos por medio del canal de retorno. La velocidad
de transferencia de datos necesaria para ello es en el ejemplo
anterior la cantidad correspondiente al factor 24 más baja que en la
transmisión de retorno de todos los parámetros para la estimación
del canal. Entonces, en el transmisor, antes del tratamiento de las
señales por el lado de transmisión (multiplicación por la matriz),
se adapta la potencia de las señales de datos que van a transmitirse
de manera que todas las señales recibidas presenten la misma razón
señal a interferencia más ruido (SINR) (regulación de la potencia en
el canal individual).
En el caso más sencillo, la reutilización de la
estimación del canal puede aclararse a partir del sentido contrario
en el dúplex por división en el tiempo (TDD). En este caso, los
sentidos de transmisión ascendente y descendente comparten una
frecuencia de portadora y se ponen en funcionamiento en diferentes
puntos temporales. La figura 5 muestra una posible división del
tiempo que se realiza con ayuda del control de conexión
(transmission control) y de los distintos conmutadores analógicos
según la figura 2. Para el sentido de transmisión ascendente (uplink
data) se requiere una estimación del canal en la estación móvil y en
la estación base (MS, BS). Para ello la estación base envía primero
sus secuencias piloto (base station transmitting), de manera que la
estación móvil puede ajustar su ponderación de transmisión. A
continuación, la estación móvil (mobile unit transmitting) envía sus
secuencias de antenas y la estación base ajusta la ponderación de
recepción. Ahora la conexión está ajustada correctamente y pueden
transmitirse datos. Antes del cambio del sentido de transmisión, la
estación móvil envía una vez más brevemente sus secuencias de
antenas, de manera que la estación base puede ajustar su ponderación
para el sentido de transmisión descendente sobre la base de una
estimación de canal actual. Por tanto, en la estación móvil no se
necesita en el sentido descendente conocimiento del canal.
En el dúplex por división de frecuencia (FDD), el
desarrollo temporal es algo más complicado. En este caso, los
sentidos de transmisión ascendente y descendente utilizan diferentes
frecuencias para el mismo intervalo de tiempo. A este respecto, debe
tenerse en cuenta que el carácter recíproco sólo es válido para una
única frecuencia portadora. Por tanto, la estación móvil y la
estación base deben hacerse funcionar en cada caso con la misma
frecuencia portadora para el intervalo de tiempo de la estimación
del canal, utilizándose dicha frecuencia portadora para la
transmisión en el sentido previsto. Por tanto, los osciladores
locales en la estación móvil y en la estación base y la unidad de
sincronización correspondiente en cada caso deben poder trabajar de
forma que puedan conmutarse rápidamente a las dos frecuencias. En la
figura 6 se muestra una posible división del tiempo para las dos
frecuencias. Para el sentido de transmisión ascendente (uplink data)
se requiere una estimación del canal en la estación móvil y en la
estación base para la frecuencia A. Para ello, la estación móvil
envía primero sus secuencias piloto de manera que la estación base
pueda ajustar su ponderación de recepción. A continuación también la
estación base envía sus secuencias piloto en la frecuencia A y la
estación móvil ajusta su ponderación de transmisión. En el sentido
de transmisión descendente sólo se requiere una estimación del canal
en la estación base. Dado que los transmisores en la estación móvil
sólo pueden trabajar simultáneamente en una frecuencia, se propone
que la estación móvil envíe sus frecuencias piloto en la frecuencia
B en el mismo momento en el que realiza la estimación del canal en
el sentido descendente en la frecuencia A. Para ello, los
conmutadores S_{up/down} de transmisión/recepción en las antenas
según la figura 2 deben sustituirse por filtros selectivos en
frecuencia (circuladores). La estación base lleva a cabo una
estimación del canal en la frecuencia B, ajusta su ponderación de
emisión y envía datos en el sentido descendente en la frecuencia
B.
La figura 7 muestra diferentes curvas gráficas de
la tasa de errores de bit como función de la razón media señal a
ruido en una antena receptora como resultados de una simulación. Se
muestra la tasa de errores de bit de una simulación del sistema con
errores casuales en la estimación del canal correspondiente a una
longitud de la secuencia de 128 símbolos (modulación BPSK para las
secuencias piloto, modulación QAM-16 para las
señales de datos) como función de la razón señal a ruido en una
antena receptora para los tres esquemas A, B y C de transmisión
según la figura 1. Como orientación, se han mostrado también el
V-BLAST, así como una transmisión monocanal en el
canal con ruido blanco. Primero se observa que con un tratamiento de
las señales únicamente por el lado de recepción (Rx signal
processing only) y el mismo número de antenas en los dos lados
(curva i, n=m=10) se presentan tasas de errores de bit
extremadamente altas que sólo se reducen un poco al aumentar la
razón señal a ruido (SNR). En este caso se requiere aproximadamente
10 veces más SNR para reducir la tasa de errores de bit un factor
10. Esto ha de atribuirse a la influencia del término H^{-1} en la
ecuación (2). Con el mismo número de antenas, existe una
probabilidad muy alta de que se presenten valores singulares muy
pequeños como indicio de una matriz H de canal prácticamente
singular. Sobre la base de la ecuación (4), se aumenta
considerablemente el ruido mediante el tratamiento de las señales y
la tasa de errores de bit es alta. La adición de antenas en el
receptor (curva ii, n=8, m=12) trae ya una ganancia considerable
(por ejemplo, con 8 antenas transmisoras y 12 antenas receptoras se
requiere una potencia de transmisión 16 dB más baja para una tasa de
errores de bit de 0,01 que con 10 antenas transmisoras y 10 antenas
receptoras). El procedimiento V-BLAST (curva iii,
n=8, m=12) reduce de forma aún más intensa la influencia del
tratamiento de las señales en el ruido mediante una detección
recursiva hábil de las corrientes individuales de señales de datos.
Sin embargo, el esfuerzo de cálculo para ello es relativamente
alto.
Las curvas con tratamiento de las señales por el
lado de transmisión (curvas iv y vi) de la figura 7 se acercan
mucho, tal como era de esperar, al canal con ruido blanco (curva v,
n=m=1, AWG channel). En el sentido de transmisión descendente (curva
iv, downlink channel inversion) la pequeña desviación es resultado
de la errónea estimación del canal. En el sentido de transmisión
ascendente con tratamiento de las señales por el lado de transmisión
y por el lado de recepción (curva vi, n=8, m=12, Tx and Rx signal
Processing, uplink channel inversion) se encuentra como función de
la razón señal a ruido en el receptor, al parecer tasas de errores
de bit incluso más bajas que en el canal AWGN. Sin embargo, en una
consideración más precisa esto se muestra como artefacto. Mediante
la multiplicación por VU^{H}, el vector n de ruido de 12
dimensiones se proyecta en un hiperplano de 8 dimensiones. Con ello
se reduce la potencia de ruido primero el factor 8/12, lo que
corresponde a una ganancia de 1,5 dB. No obstante, en el sentido de
transmisión ascendente la potencia de recepción media por antena
transmisora también es menor que en el sentido de transmisión
descendente dado que las señales en las antenas aún no están
totalmente descorrelacionadas. Si se considera el balance de
potencia en el receptor en función por bit transmitido, la tasa de
errores de bit durante la inversión del canal se comporta
fundamentalmente igual en el sentido de transmisión ascendente y
descendente. Las diferencias surgen únicamente porque el tratamiento
de señales en el sentido de transmisión descendente sólo se basa en
una estimación del canal en la estación base, mientras que en el
sentido de transmisión ascendente se utilizan dos estimaciones
independientes entre sí de H en la estación base y de H^{T} en la
estación móvil. No obstante, en este caso no se ha tenido en cuenta
que la potencia de transmisión, debido al tratamiento de las señales
por el lado de transmisión, se modifica en función de la matriz H
actual del canal.
Sin embargo, una comparación de gran valor
informativo entre los procedimientos individuales sólo es posible si
la tasa de errores de bit se muestra como función de la potencia de
transmisión.
En la figura 8 se muestran diversas curvas
gráficas de la tasa de errores de bit como función de la potencia de
transmisión total referida a la potencia de ruido en un receptor a
partir de una simulación (V-BLAST) o a partir de
consideraciones analíticas (LCI, AWGN en el canal individual). Dado
que la potencia de transmisión durante la inversión del canal está
distribuida de forma estadística, es correcto mostrar las curvas
gráficas por encima de la potencia de transmisión media, en relación
con el ruido en un receptor. En [9] se indica, basándose en [10],
que la curva de la tasa de errores de bit con inversión del canal es
básicamente similar a la tasa de errores de bit en un canal AWGN
individual. No obstante, la curva está desplazada en el sentido de
transmisión descendente (down-link) el factor
n/m-n) respecto a la curva AWGN. En el sentido de
transmisión ascendente, el efecto ya descrito anteriormente produce
que se detecten n señales de datos con m antenas receptoras, lo que
corresponde a una ganancia de 10*log(m/n). Como consecuencia,
la curva de la tasa de errores de bit está desplazada este factor
hacia la izquierda. La comparación con otros procedimientos que
trabajan mediante el tratamiento de señales por el lado de recepción
se hace posible cuando se supone normalmente que la pérdida de
trayectoria de una entrada en H está normalizada a uno. Sin
tratamiento de las señales por el lado de transmisión, se encuentra
entonces en cada uno de los receptores, como valor medio de muchas
realizaciones de canal, la potencia de transmisión total. Por tanto
pueden "reutilizarse" las curvas conocidas de tasas de errores
de bit con la normalización anterior de la pérdida de trayectoria,
dado que la NRS media por antena receptora es igual a la potencia de
transmisión, dividida por el ruido en un receptor. Para la
comparación, se determina la potencia de transmisión media durante
la inversión del canal y se registran las curvas de tipo AWGN
considerando el desplazamiento anteriormente mencionado. Se observa
que la inversión del canal en el sentido ascendente es equiparable
al procedimiento V-BLAST, mientras que en el sentido
descendente se necesita aproximadamente 17 dB más de potencia dado
que no hay tratamiento posterior en el receptor. La intensificación
isotrópica del ruido se observa en un descenso fundamentalmente más
pronunciado de las curvas para la inversión del canal en comparación
con el procedimiento Zero Forcing.
La figura 9 muestra las distribuciones de
potencia por el lado de transmisión y recepción (power at eac Tx
antenna, power at each Rx antena) para los esquemas A, B, C
individuales según la figura 1. En el esquema A (tratamiento de las
señales únicamente por el lado de recepción) en cada transmisor se
encuentran tres líneas discretas que se diferencian en su situación
sólo por el número de antenas transmisoras. Todas las antenas
transmisoras emiten de media la misma potencia y las líneas resultan
de las posibles energías de los símbolos en la modulación
QAM-16 seleccionada. En cada receptor se obtiene
para la potencia, debido a la naturaleza estadística del canal de
radio, una distribución \chi^{2} ampliamente dispersa con dos
grados de libertad. La distribución no depende del número de antenas
transmisoras dado que la potencia total de las corrientes de datos
está normalizada y los canales de transmisión individuales son
independientes estadísticamente.
Durante la inversión del canal en el sentido de
transmisión ascendente según el esquema B (tratamiento de señales
por el lado de transmisión y el lado de recepción) se encuentra en
el transmisor y en el receptor una distribución continua de la
potencia. Se observa que la distribución está localizada de forma
más intensa la cantidad de una potencia de transmisión media cuando
se utilizan más antenas en la estación base. Por tanto, se requiere
una dinámica fundamentalmente menor, lo que hace posible el empleo
de amplificadores económicos. Con el mismo número de antenas, la
distribución tiene una cola expandida hacia potencias de transmisión
demasiado altas. En especial, el valor medio estático no converge
con un valor fijo cuando se amplía el intervalo de valores para la
potencia de transmisión. Esto dificulta el dimensionado del
amplificador de transmisión.
En el sentido de transmisión descendente con
inversión del canal según el esquema C, se encuentra en m=n=10 un
comportamiento similar en el transmisor al comportamiento en el
sentido de transmisión ascendente con inversión del canal (esquema
B). No obstante, esta vez no puede indicarse un valor límite
inferior para la distribución con número de antenas desigual, es
decir, la dinámica del transmisor no está delimitada hacia abajo. En
el sentido de transmisión descendente, se encuentran ahora de nuevo
en el receptor, independiente de la elección de los parámetros
libres, las tres líneas pronunciadas que resultan de la modulación
QAM-16.
Mediante las realizaciones expuestas en
combinación con la figura 1, pueden realizarse, según la aplicación,
diferentes sistemas MIMO. En este caso se parte de que la estación
de transmisión en sentido ascendente está formada por una estación
móvil que puede variar su posición y la estación de transmisión en
sentido descendente está formada por una estación base estacionaria.
No obstante, aquí no existe una asignación fija. Sin embargo, como
condición se establece que en uno de los lados del canal están
previstas más antenas que en el otro. Entonces, el sentido de
transmisión descendente se determina porque se dirige desde el lado
del canal con el número mayor de antenas al lado del canal con el
número menor de antenas. Lo contrario es válido para el sentido de
transmisión ascendente. En el caso del número mayor de antenas en la
estación de transmisión descendente, el sentido de transmisión
descendente es siempre el sentido de transmisión cualitativamente
mejor en el sistema de transmisión en caso de un tratamiento de las
señales únicamente lineal en el transmisor o en el receptor. Por
tanto, la estación que debe configurarse como móvil o estacionaria
y, especialmente, la estación emisora o receptora, depende
exclusivamente de la asignación del número de antenas. En función
del caso de aplicación, esta distribución debe llevarse a cabo de
tal manera que el sentido de transmisión descendente de alta calidad
coincide con el sentido de transmisión de datos de alta velocidad.
Por ejemplo, en el caso contrario, una cámara de vídeo, como aparato
móvil, puede estar equipada con más antenas. Entonces, ésta
transmite corrientes de señales de datos complejas en sentido de
transmisión descendente a una estación base que presenta menos
antenas. La estación base sirve en este caso únicamente para la
retroalimentación sencilla, por ejemplo, para el control espacial de
la cámara de vídeo.
Sistema MIMO I: Se utiliza el sistema B para el
sentido de transmisión ascendente y el esquema C para el sentido de
transmisión descendente de un sistema de comunicaciones móviles.
Este concepto posibilita la transmisión MIMO bidireccional con
excelentes propiedades de transmisión y mayor velocidad en los dos
sentidos y básicamente es adecuado tanto para el acceso a Internet y
a una Intranet por medio de una estación base, como también para el
funcionamiento ad hoc entre dos terminales móviles.
Sistema MIMO II: Se combina el esquema A para el
sentido de transmisión ascendente con el esquema C para el sentido
de transmisión descendente. Esto posibilita una estructura sencilla
y económica de los terminales móviles que envían las secuencias
piloto para la estimación del canal y, por lo demás, se componen de
varios transmisores y receptores sencillos sin tratamiento de
señales. Todo el tratamiento de las señales necesario para la
transmisión tiene lugar en la estación base. Por regla general, en
el sentido ascendente la tasa de errores de bit se hace mayor, lo
cual puede compensarse mediante la codificación del canal. Con ello
se reduce la velocidad efectiva de transmisión de señales de datos
que puede utilizarse en el sentido de transmisión ascendente. Este
concepto es especialmente adecuado para el tráfico asimétrico de
datos, por ejemplo, en el acceso a Internet. No obstante, una
transmisión ad-hoc entre dos estaciones
móviles no es posible debido a que carecen de tratamiento de
señales.
Sistema MIMO III: En el concepto II varios
aparatos móviles se reparten entre sí el número total de antenas de
manera que un aparato móvil utiliza una o varias antenas. En
general, únicamente el número total de antenas en todas las
estaciones móviles debe ser menor que el número de antenas en la
estación base. Todas las estaciones móviles transmiten o reciben en
cada caso en la misma frecuencia. Este concepto posibilita al
sistema MIMO repartir sus recursos de forma flexible en varios
terminales que admiten las diferentes aplicaciones y están equipados
en cada caso únicamente con el hardware necesario para ello.
[1] G.J. Foschini "Layered
space-time architecture for wireless communication
in a fading environment when using multiple antennas", Bell
Labs Technical Journal 1996 (2), pp.
41-59.
[2] G.D. Golden, C.J. Foschini, R.A
Valenzuela and P.W. Wolniansky "Detection algorithm
and initial laboratory results using V-BLAST
space-time communication architecture",
Electronics Letters 1999, vol.35, núm.1, pp.
14-16.
[3] A. van Zelst, R. van Nee, G.A.
Awater "Turbo-BLAST and its
Performance", Proceedings 53^{rd} IEEE Vehicular Technology
Conference VTC (Spring) May 6-9 2001, Rhodos,
Greece.
[4] C.Z.W.H. Sweatman, J.S.
Thompson, B. Mulgrew and P.M. Grant "A
comparison of detection algorithms including BLAST for wireless
communication using multiple antennas" Proceedings IEEE Symposium
on Personal, Indoor and Mobile Radio Communication Sept.
18-21 2000, London,
p.698-703. E. Telatar "Capacity of
Multi-Antenna Gaussian Channels",
Europ.Trans. Telecomm. vol.10, núm.6, (1999), pp.
585-595.
[6] K.K. Wong, R.D. Murch, K.B.
Letaief "MIMO antenna system for
frequency-selective fading channels", in IEEE
Int. Symp. on Personal, Indoor and Mobile Radio Communications,
PIMRC 2000, vol. 2, pp. 1500-1504.
[7] V. Junnickel, V. Pohl, U.
Krüger, C. von Helmolt, T. Haustein and S.
Stanczak "A Radio System With Multi-Element
Antennas", Proceedings 53^{rd} IEEE Vehicular Technology
Conference VTC (Spring) May 6-9 2001, Rhodos,
Greece.
[8] L.J. Greenstein, N.R.
Sollenberger "Method and apparatus for enhancing
communication reception at a wireless communication terminal",
U.S. Patent Nº 6.131.016, filed Aug. 27, 1997.
En este punto han de indicarse también
publicaciones del inventor posteriores al día de prioridad de la
presente solicitud que también se refieren, entre otros, a los
objetos reivindicados de la invención.
[9] V. Jungnickel, T. Haustein, E.
Jorswieck, C. v. Helmot "A MIMO WLAN Based on Linear
Channel Inversion", IEE Seminar on MIMO Systems, Dec.12,
2001, London, UK.
[10] E. Jorswieck, G. Wunder, V.
Jungnickel, T. Haustein, "Inverse Eigenvalue
Statistics for Rayleigh and Rician MIMO Channels" IEE Seminar
on MIMO Systems, Dec.12, 2001, London, UK.
[11] T. Haustein, C. von Helmolt,
E. Jorswieck, V. Jungnickel, V. Pohl
"Performance of MIMO Systems with channel inversion", IEEE
VTC Spring 2002, Birmingham, AL, May 6-9,
2002.
Claims (9)
1. Procedimiento adaptable para el tratamiento de
señales para una transmisión por radio bidireccional de corrientes
de datos digitales en el sentido de transmisión ascendente y
descendente por medio de un canal MIMO con n antenas por un lado del
canal y con m antenas por el otro lado del canal, y con un
tratamiento previo de las señales x de transmisión por el lado de
transmisión y un tratamiento posterior de las señales y recibidas
por el lado de recepción, los cuales se basan los dos en una
estimación de la matriz de valores complejos del canal, de modo
que
- \bullet
- el tratamiento previo de las señales por el lado de transmisión consiste en una multiplicación de las señales que van a transmitirse por una matriz de transmisión, y el tratamiento posterior de las señales por el lado de recepción consiste en una multiplicación de las señales recibidas por una matriz de recepción, de modo que el tratamiento posterior de las señales sólo tiene lugar en el sentido de transmisión ascendente y las matrices de transmisión y recepción se obtienen a partir de una descomposición lineal de la matriz H de canal estimada,
- \bullet
- en el sentido de transmisión ascendente, n\rightarrowm, en el lado de recepción se utiliza al menos una antena más que en el lado de transmisión y, en el sentido de transmisión descendente, m\rightarrown, en el lado de transmisión se utiliza al menos una antena más que en el lado de recepción, n<m, y que
- \bullet
- la estimación para la matriz H del canal se determina, con una velocidad de transferencia de símbolos de al menos 100 k símbolos / s elegida en función de las propiedades del canal, de modo que aprovechando el carácter recíproco del canal MIMO, con igual frecuencia de transmisión en el sentido de transmisión ascendente y descendente y en ausencia de interferencias cocanal, la matriz del canal se obtiene y se invierte en el sentido de transferencia descendente mediante la transposición de la matriz del canal a partir de la estimación en el sentido de transmisión ascendente.
2. Procedimiento adaptable para el tratamiento de
señales según la reivindicación 1, caracterizado porque en el
sentido de transmisión ascendente la matriz de transmisión para la
multiplicación con las señales x de transmisión se determina sobre
la base de la descomposición del valor singular de la matriz H del
canal donde n<m, la cual viene dada por
(I)H = U \cdot
D \cdot
V^{H}
donde U, V = matrices ortonormales
de (mxn), (nxn) columnas (exponente H : matriz hermítica), D =
matriz diagonal (nxn) con los valores singulares de la matriz H del
canal, de manera que las señales x* de transmisión modificadas se
determinan mediante una multiplicación vectorial lineal de la matriz
según
(II)x\text{*}=V \cdot D^{-1}
\cdot V^{H}\cdot x,
\hskip0,5cmo
\hskip0,5cmx\text{*}= V \cdot D^{-1} \cdot x
y porque el tratamiento posterior
por el lado de recepción de las señales y recibidas tiene lugar en
el sentido de transmisión ascendente, para determinar las señales x'
transmitidas reconstruidas, mediante una multiplicación vectorial
lineal de la matriz
según
(III)x'=V
\cdot U^{H} \cdot y,
\hskip0,5cmo
\hskip0,5cmx'=V \cdot U^{H} \cdot y,
y porque en el lado de transmisión
descendente, las señales x* de transmisión modificadas se determinan
a partir de la multiplicación de las señales x de transmisión con
una inversa generalizada de la matriz H^{T} traspuesta del canal
aprovechando el carácter recíproco del canal de transmisión mediante
una multiplicación vectorial lineal de la matriz
según
(IV)x\text{*}=(H^{-1})^{T}.
x.
3. Procedimiento adaptable para el tratamiento de
señales según la reivindicación 2, caracterizado porque la
inversa generalizada es la seudoinversa
Moore-Penrose.
4. Procedimiento adaptable para el tratamiento de
señales según una de las reivindicaciones 1 a 3,
caracterizado porque para la estimación más precisa posible
de la matriz del canal se emiten, de forma intermitente o de forma
simultánea superpuestas a las señales de transmisión, señales piloto
especiales que pueden generarse y reconocerse fácilmente, las cuales
caracterizan de forma inequívoca a cada una de las antenas.
5. Procedimiento adaptable para el tratamiento de
señales según la reivindicación 4, caracterizado porque las
señales piloto se generan a partir de secuencias ortogonales,
especialmente según Gold o Hadamard, con una longitud de más de 100
símbolos.
6. Procedimiento adaptable para el tratamiento de
señales según una de las reivindicaciones 1 a 5,
caracterizado porque la transmisión por radio se lleva a cabo
en el procedimiento dúplex por división en el tiempo.
7. Procedimiento adaptable para el tratamiento de
señales según una de las reivindicaciones 1 a 5,
caracterizado porque la transmisión se lleva a cabo en el
procedimiento dúplex por división de frecuencia, de modo que las
señales piloto se emiten y se detectan siempre en la misma
frecuencia de portadora en la que también se envían las señales de
transmisión.
8. Procedimiento adaptable para el tratamiento de
señales según una de las reivindicaciones 1 a 7,
caracterizado porque las potencias de las interferencias
cocanal que se presentan en cualquier trayectoria de señales de
datos que se presente en el canal MIMO se miden tras la
reconstrucción de las señales de transmisión en el lado de recepción
y se vuelven a transmitir regularmente al lado de transmisión por
medio de un canal de retorno.
9. Procedimiento adaptable para el tratamiento de
señales según la reivindicación 8, caracterizado porque la
potencia en cada una de las trayectorias de señales de datos que se
presentan en el canal MIMO se adapta antes del tratamiento previo de
las señales a la interferencia cocanal medida en el lado de
recepción en cada caso tras el tratamiento posterior de las señales,
de manera que la razón señal a interferencia más ruido es de igual
magnitud en todas las trayectorias de señales de datos.
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Families Citing this family (78)
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---|---|---|---|---|
US7952511B1 (en) | 1999-04-07 | 2011-05-31 | Geer James L | Method and apparatus for the detection of objects using electromagnetic wave attenuation patterns |
US7295509B2 (en) | 2000-09-13 | 2007-11-13 | Qualcomm, Incorporated | Signaling method in an OFDM multiple access system |
US9130810B2 (en) | 2000-09-13 | 2015-09-08 | Qualcomm Incorporated | OFDM communications methods and apparatus |
US7145959B2 (en) | 2001-04-25 | 2006-12-05 | Magnolia Broadband Inc. | Smart antenna based spectrum multiplexing using existing pilot signals for orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) modulations |
IL158986A0 (en) | 2001-05-31 | 2004-05-12 | Magnolia Broadband Inc | Communication device with smart antenna using a quality-indication signal |
US8249187B2 (en) | 2002-05-09 | 2012-08-21 | Google Inc. | System, method and apparatus for mobile transmit diversity using symmetric phase difference |
JP2003032164A (ja) * | 2001-07-18 | 2003-01-31 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 通信機 |
US7327798B2 (en) | 2001-10-19 | 2008-02-05 | Lg Electronics Inc. | Method and apparatus for transmitting/receiving signals in multiple-input multiple-output communication system provided with plurality of antenna elements |
KR100463526B1 (ko) * | 2002-01-04 | 2004-12-29 | 엘지전자 주식회사 | 다중 입력 다중 출력 시스템에서의 전력 할당 방법 |
AU2003263818B2 (en) * | 2002-07-30 | 2007-05-24 | Ipr Licensing Inc. | System and method for multiple-input multiple-output (MIMO) radio communication |
US8179864B2 (en) | 2002-08-06 | 2012-05-15 | Rockstar Bidco Lp | Method of controlling a communications link |
US7184500B2 (en) | 2002-12-30 | 2007-02-27 | Magnolia Broadband Inc. | Method and system for adaptively combining signals |
US7099678B2 (en) * | 2003-04-10 | 2006-08-29 | Ipr Licensing, Inc. | System and method for transmit weight computation for vector beamforming radio communication |
US7418067B1 (en) | 2003-04-14 | 2008-08-26 | Magnolia Broadband Inc. | Processing diversity signals at a mobile device using phase adjustments |
JPWO2005008931A1 (ja) * | 2003-07-16 | 2006-09-28 | 日本電気株式会社 | 送信装置、受信装置、無線通信システム |
US8712428B2 (en) * | 2003-07-19 | 2014-04-29 | Polaris Wireless, Inc. | Location estimation of wireless terminals through pattern matching of deduced signal strengths |
EP2547004A3 (en) * | 2003-07-21 | 2013-04-10 | Broadcom Corporation | Weight generation method for multi-antenna communication systems utilizing RF-based and baseband signal weighting and combining based upon minimum bit error rate |
US8908496B2 (en) * | 2003-09-09 | 2014-12-09 | Qualcomm Incorporated | Incremental redundancy transmission in a MIMO communication system |
US7120395B2 (en) * | 2003-10-20 | 2006-10-10 | Nortel Networks Limited | MIMO communications |
US7430430B2 (en) | 2003-12-16 | 2008-09-30 | Magnolia Broadband Inc. | Adjusting a signal at a diversity system |
US7272359B2 (en) | 2004-01-26 | 2007-09-18 | Magnolia Broadband Inc. | Communicating signals according to a quality indicator using multiple antenna elements |
GB2411328B (en) * | 2004-02-23 | 2007-05-16 | Toshiba Res Europ Ltd | Adaptive MIMO systems |
US7924799B2 (en) * | 2004-03-26 | 2011-04-12 | Nec Corporation | Radio communication device |
US7327983B2 (en) * | 2004-06-25 | 2008-02-05 | Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. | RF-based antenna selection in MIMO systems |
US9137822B2 (en) | 2004-07-21 | 2015-09-15 | Qualcomm Incorporated | Efficient signaling over access channel |
US9148256B2 (en) | 2004-07-21 | 2015-09-29 | Qualcomm Incorporated | Performance based rank prediction for MIMO design |
JP4744965B2 (ja) * | 2004-08-09 | 2011-08-10 | パナソニック株式会社 | 無線通信装置 |
CN100375561C (zh) * | 2004-09-13 | 2008-03-12 | 大唐移动通信设备有限公司 | 多载波时分双工移动通信***分配无线资源的方法 |
US7239659B2 (en) * | 2004-11-04 | 2007-07-03 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for channel feedback |
US20070041322A1 (en) * | 2005-01-12 | 2007-02-22 | Won-Joon Choi | Rate adaptation using semi-open loop technique |
JP4599192B2 (ja) * | 2005-03-02 | 2010-12-15 | 株式会社日立製作所 | 無線データ通信システム、および、無線データ通信方法 |
US9246560B2 (en) | 2005-03-10 | 2016-01-26 | Qualcomm Incorporated | Systems and methods for beamforming and rate control in a multi-input multi-output communication systems |
US9154211B2 (en) | 2005-03-11 | 2015-10-06 | Qualcomm Incorporated | Systems and methods for beamforming feedback in multi antenna communication systems |
US8446892B2 (en) | 2005-03-16 | 2013-05-21 | Qualcomm Incorporated | Channel structures for a quasi-orthogonal multiple-access communication system |
US9461859B2 (en) | 2005-03-17 | 2016-10-04 | Qualcomm Incorporated | Pilot signal transmission for an orthogonal frequency division wireless communication system |
US9520972B2 (en) * | 2005-03-17 | 2016-12-13 | Qualcomm Incorporated | Pilot signal transmission for an orthogonal frequency division wireless communication system |
US9143305B2 (en) | 2005-03-17 | 2015-09-22 | Qualcomm Incorporated | Pilot signal transmission for an orthogonal frequency division wireless communication system |
US9184870B2 (en) | 2005-04-01 | 2015-11-10 | Qualcomm Incorporated | Systems and methods for control channel signaling |
US20060229029A1 (en) * | 2005-04-07 | 2006-10-12 | Intel Corporation | Ultra high frequency / very high frequency (UHF/VHF) band enhancement |
US9408220B2 (en) | 2005-04-19 | 2016-08-02 | Qualcomm Incorporated | Channel quality reporting for adaptive sectorization |
US9036538B2 (en) | 2005-04-19 | 2015-05-19 | Qualcomm Incorporated | Frequency hopping design for single carrier FDMA systems |
US8611284B2 (en) | 2005-05-31 | 2013-12-17 | Qualcomm Incorporated | Use of supplemental assignments to decrement resources |
US8565194B2 (en) | 2005-10-27 | 2013-10-22 | Qualcomm Incorporated | Puncturing signaling channel for a wireless communication system |
US8879511B2 (en) | 2005-10-27 | 2014-11-04 | Qualcomm Incorporated | Assignment acknowledgement for a wireless communication system |
US8462859B2 (en) | 2005-06-01 | 2013-06-11 | Qualcomm Incorporated | Sphere decoding apparatus |
US9179319B2 (en) | 2005-06-16 | 2015-11-03 | Qualcomm Incorporated | Adaptive sectorization in cellular systems |
US8599945B2 (en) | 2005-06-16 | 2013-12-03 | Qualcomm Incorporated | Robust rank prediction for a MIMO system |
US8885628B2 (en) | 2005-08-08 | 2014-11-11 | Qualcomm Incorporated | Code division multiplexing in a single-carrier frequency division multiple access system |
US7907911B2 (en) * | 2005-08-16 | 2011-03-15 | Alcatel-Lucent Usa Inc. | Scheduling multi-user transmission in the downlink of a multi-antenna wireless communication system |
US9209956B2 (en) | 2005-08-22 | 2015-12-08 | Qualcomm Incorporated | Segment sensitive scheduling |
US20070041457A1 (en) | 2005-08-22 | 2007-02-22 | Tamer Kadous | Method and apparatus for providing antenna diversity in a wireless communication system |
US8644292B2 (en) | 2005-08-24 | 2014-02-04 | Qualcomm Incorporated | Varied transmission time intervals for wireless communication system |
US9136974B2 (en) | 2005-08-30 | 2015-09-15 | Qualcomm Incorporated | Precoding and SDMA support |
US8582509B2 (en) | 2005-10-27 | 2013-11-12 | Qualcomm Incorporated | Scalable frequency band operation in wireless communication systems |
US8693405B2 (en) | 2005-10-27 | 2014-04-08 | Qualcomm Incorporated | SDMA resource management |
US9225416B2 (en) | 2005-10-27 | 2015-12-29 | Qualcomm Incorporated | Varied signaling channels for a reverse link in a wireless communication system |
US9225488B2 (en) | 2005-10-27 | 2015-12-29 | Qualcomm Incorporated | Shared signaling channel |
US9088384B2 (en) | 2005-10-27 | 2015-07-21 | Qualcomm Incorporated | Pilot symbol transmission in wireless communication systems |
US8477684B2 (en) | 2005-10-27 | 2013-07-02 | Qualcomm Incorporated | Acknowledgement of control messages in a wireless communication system |
US8045512B2 (en) | 2005-10-27 | 2011-10-25 | Qualcomm Incorporated | Scalable frequency band operation in wireless communication systems |
US9210651B2 (en) | 2005-10-27 | 2015-12-08 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for bootstraping information in a communication system |
US9144060B2 (en) | 2005-10-27 | 2015-09-22 | Qualcomm Incorporated | Resource allocation for shared signaling channels |
US9172453B2 (en) | 2005-10-27 | 2015-10-27 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for pre-coding frequency division duplexing system |
US8582548B2 (en) | 2005-11-18 | 2013-11-12 | Qualcomm Incorporated | Frequency division multiple access schemes for wireless communication |
EP1799001A1 (de) * | 2005-12-15 | 2007-06-20 | Siemens Aktiengesellschaft | Verfahren zum Zuweisen von Ressourcen auf Frequenzbändern eines Funkkommunikationssystems sowie Netzvorrichtung und Teilnehmerstation |
EP1858180B1 (en) * | 2006-05-19 | 2009-05-20 | Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG | System and method for testing and simulating channels in a MIMO mobile radio system |
BRPI0714275A2 (pt) * | 2006-08-07 | 2013-04-16 | Interdigital Tech Corp | mÉtodo, aparelho e sistema de implementaÇço de méltiplas entradas e méltiplas saÍdas virtual de méltiplos usuÁrios. |
EP2100454B1 (en) * | 2006-11-20 | 2019-10-30 | Axis AB | Wireless network camera systems |
US7801238B2 (en) * | 2007-03-30 | 2010-09-21 | Alcatel-Lucent Usa Inc. | MIMO communication system with user scheduling based on reduced channel state information |
US8144759B2 (en) * | 2007-05-04 | 2012-03-27 | University Of Central Florida Research Foundation, Inc. | Adaptive methods employing optimal convergence factors for processing complex signals and systems |
EP2238758A4 (en) | 2008-01-24 | 2013-12-18 | Micropower Technologies Inc | VIDEO DISTRIBUTION SYSTEMS USING WIRELESS CAMERAS |
CN102055692B (zh) * | 2009-10-28 | 2013-11-06 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种多天线***中的信道估计方法及装置 |
CN102843759B (zh) * | 2011-06-23 | 2016-03-02 | 华为技术有限公司 | 一种上行多入多出信道的功率控制方法和用户设备 |
JP6151074B2 (ja) * | 2013-04-15 | 2017-06-21 | 京セラ株式会社 | 通信システムおよび通信制御方法 |
US9397761B2 (en) * | 2013-05-17 | 2016-07-19 | Crfs Limited | RF signal generating device |
US9461698B2 (en) | 2013-11-27 | 2016-10-04 | Harris Corporation | Communications device with simultaneous transmit and receive and related methods |
KR101599190B1 (ko) * | 2015-03-19 | 2016-03-04 | 전북대학교산학협력단 | 블록 순환 재킷 행렬을 이용한 mimo 통신 방법 및 시스템 |
CN111371517B (zh) * | 2018-12-26 | 2021-06-25 | 大唐移动通信设备有限公司 | 一种远端干扰互易性评估方法及装置 |
Family Cites Families (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0931388B1 (en) * | 1996-08-29 | 2003-11-05 | Cisco Technology, Inc. | Spatio-temporal processing for communication |
US6141393A (en) * | 1999-03-03 | 2000-10-31 | Motorola, Inc. | Method and device for channel estimation, equalization, and interference suppression |
US7062294B1 (en) * | 2000-09-29 | 2006-06-13 | Arraycomm, Llc. | Downlink transmission in a wireless data communication system having a base station with a smart antenna system |
US6771706B2 (en) * | 2001-03-23 | 2004-08-03 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for utilizing channel state information in a wireless communication system |
US20030031264A1 (en) * | 2001-08-07 | 2003-02-13 | Barry John R. | System and method for adaptive channel diagonalization for array-to-array wireless communications |
US7719993B2 (en) * | 2004-12-30 | 2010-05-18 | Intel Corporation | Downlink transmit beamforming |
-
2001
- 2001-07-03 DE DE10132492A patent/DE10132492A1/de not_active Withdrawn
-
2002
- 2002-07-03 DE DE50203286T patent/DE50203286D1/de not_active Expired - Lifetime
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