DE897428C - Rueckgekoppelter Verstaerker - Google Patents

Description

Eines der beim Aufbau und der Konstruktion von Rückkopplungsverstärkern auftretenden Probleme besteht in der Verhütung des Pfeifens bei Frequenzen, die außerhalb des Arbeitsbereiches des Verstärkers liegen. Diese Schwierigkeit rührt davon her, daß die Phase der Rückkopplungsspannung sich fortschreitend mit der Abweichung der Frequenz vom Arbeitsbereich zu ändern sucht, bis sie schließlich in eine Lage kommt, die zur Rückkopplung führt, wodurch ein unstabiler Zustand erzeugt wird. Die bisher zur Verhinderung des Pfeifens angewandten Hilfsmittel erforderten im allgemeinen eine Beeinträchtigung der eifektiven Verstärkung oder eine Verringerung des Frequenzbereiches, in dem sich eine brauchbare Verstärkung erzielen läßt. Ferner haben sie den Betrag der Rückkopplung, die angewendet werden konnte, beschränkt und damit die volle Ausnutzung der durch sie erzielbaren Vorteile verhindert.

Die Erfindung bezieht sich auf verbesserte Rückkopplungssysteme, die gegen Pfeifen vollkommen stabilisiert sind und die gleichzeitig die Ausnutzung der Rückkopplung bis auf einen Maximalwert, der durch die Eigenschaften der Elemente der Anordnung bestimmt ist, gestatten. Außerdem werden eine höhere Effektivverstärkung und eine größere Ausdehnung des Frequenzbereiches für brauchbare Verstärkung erzielt.

Die bei der Verwendung von Rückkopplung erzielbaren Vorteile sind in einem Aufsatz von H. S. Black über »Stabilisierte Rückkopplungsverstärker« im

»Bell System Technical Journak, Januar 1934 beschrie-, ben. Die hauptsächlichen Vorteile sind die Stabilisierung der effektiven Verstärkung beim Auftreten von Änderungen der den Verstärkerröhren zugeführten Speise-Spannungen und die Verringerung der Einwirkungen von nichtlinearen Verzerrungen. Diese Vorteile lassen sich erzielen, wenn die Größe und Phase der auf den Verstärkereingang rückgekoppelten Spannung so bemessen sind, daß sie eine Verringerung der effektiven Verstärkung verursachen, und das Maß, in dem sich diese Vorteile verwirklichen lassen, ist dem Betrag, um den die Verstärkung verringert wird, im wesentlichen proportional.

Die entkoppelnde Wirkung wird durch eine derartige Ausbildung des Verstärkers und des Rückkopplungskreises erzielt, daß, wenn die Frequenz einen geeigneten Wert in der Nähe der Mitte des gewünschten Arbeitsbereiches hat, die effektive Eingangsspannung sich genau in Gegenphase zur Rück- kopplungsspannung befindet. Die effektive Eingangsspannung wird im Vergleich zu der von der Eingangsspannungsquelle gelieferten Spannung verringert, und die Gesamtverstärkung des Systems wird entsprechend herabgesetzt. Mit zunehmender Frequenz ändert sich die Phase der Rückkopplungsspannung fortschreitend, bis sie bei einer hohen Frequenz, die gewöhnlich beträchtlich oberhalb des Arbeitsbereiches liegt, mit der effektiven Eingangsspannung in Phase ist. In diesem Augenblick kann der Verstärker unstabil werden und Schwingungen entwickeln. Ob dies der Fall ist oder nicht, hängt von den Werten der Rückkopplungsspannung und der Eingangsspannung ab. Wenn die Rückkopplungsspannuhg gleich der effektiven Eingangsspannung oder größer als diese ist, ist der Verstärker unstabil, wenn jedoch die Rückkopplungsspannung kleiner als die Eingangsspannung ist, tritt keine Instabilität auf. Einen Ausnahmefall beschreibt die USA.-Patentschrift Nr. 1915 440. Die in dieser Patentschrift beschriebene

Art der Stabilität ist jedoch nicht absolut, und derartige Systeme haben die Neigung, unstabil zu werden, wenn die Verstärkung verringert wird.

Es ist daher, um vollständige Stabilität des Verstärkers gegen Pfeifen zu gewährleisten, notwendig, die verschiedenen Teile des Kreises so zu bemessen, daß, bevor der Zustand der Phasenübereinstimmurig erreicht ist, die Rückkopplungsspannung auf einen Wert verringert ist, der unter dem der effektiven Eingangsspannung liegt. Diese Forderung kann in

Abhängigkeit von bestimmten Übertragungsvorgängen des Kreises wie folgt ausgedrückt werden: Wenn die Spannungsverstärkung oder das Übertragungsmaß vom Eingang zum Ausgang- des Verstärkers mit μ bezeichnet wird und das Übertragungsmaß des Rückkopplungspfades in der umgekehrten Richtung mit β bezeichnet wird, ist das veltorielle Verhältnis der Rückkopplungsspannung zur resultierenden Eingangsspannung des Verstärkers gleich dem Produkt μβ. Für vollständige Stabilität ist es notwendig, daß die Größe von μβ kleiner als eins wird, bevor sein Phasenwinkel Null wird.

Der vektorielle Wert μβ bestimmt die gesamte Änderung der Amplitude und Phase, ■ die eine Spannungswelle, beim aufeinanderfolgenden Durchlaufen des Verstärkers und des Rückkopplungspfades erfährt. Diese Veränderung setzt sich im wesentlichen aus zwei Teilen zusammen, von denen der erste aus einer konstanten Verstärkung und einer konstanten Phasenverschiebung b esteht, die die Wirkung derVerstärkungsfaktoren der Röhren darstellen, während der zweite eine veränderliche Verringerung der Amplitude und eine veränderliche Phasenverschiebung ist, welche die Übertragungsverluste in den passiven Netzwerken des Systems darstellen. Da der von den Röhren beigesteuerte Teil konstant ist, wird die gesamte Änderung des Wertes von μβ durch die Veränderung der Übertragungsverluste der passiven Netzwerke dargestellt.

Verwendet man lediglich reine Widerstände für die Rückkopplungs- und Kopplungsnetzwerke, so würde es theoretisch möglich sein, μβ sowohl in der Amplitude als auch in der Phase für alle Frequenzen konstant zu machen und dadurch für jeden gewünschten Rückkopplungswert und einen unbegrenzten Arbeitsfrequenzbereich zu sorgen. In Praxis ist dies jedoch wegen des Vorhandenseins der unvermeidlichen parasitären Reaktanzen innerhalb des Systems unmöglich. Bei sehr hohen und sehr niedrigen Frequenzen werden diese parasitären Reaktanzen die einzigen Faktoren, welche die Größe und die Änderung der Rückkopplung bestimmen, und sie erzeugen im allgemeinen Phasenänderungen, die groß genug sind, um eine Unstabilität zu erzeugen. Um dies zu vermeiden, ist es notwendig, daß die Größe der Rückkopplung auf weniger als 1 verringert wird, bevor die Grenzfrequenzen des Bereiches erreicht sind, und es müssen für diese Verringerung geeignete Frequenzintervalle vorgesehen werden.

Eine Möglichkeit zur Gewährleistung vollständiger Stabilität des Verstärkers gegen Pfeifen ist in der USA.-Patentschrift 1 994 457 erläutert. Diese betrifft eine Anordnung mit zwei Rückkopplungswegen. In dem einen Rückkopplungsweg ist ein Bandfilter oder ein Hochpaßfilter sowie ein Netzwerk für die Phasensteuerung angeordnet; dieser Weg hat die Aufgabe, eine Phasenverschiebung zu erzeugen, welche der Phasenverschiebung im zweiten Weg entgegenwirkt, so daß die resultierende Phasenverschiebung kleiner ist als i8o°. Der zweite Rückkopplungsweg enthält zur Erzeugung einer Phasenverschiebung einen Ausgleicher.

Die Erfindung empfiehlt demgegenüber eine einfachere Anordnung mit nur einem Rückkopplungsweg; die Besonderheit des erfindungsgemäßen Verstärkers besteht darin, daß in. der Rückkopplungsschleife angeordnete frequenzselektive Impedanznetzwerke so bemessen sind, daß sie in Verbindung mit der Verstärkung des Verstärkers eine verhältnismäßig große, im wesentlichen gleichförmige Schleifenverstärkung zwischen den Grenzfrequenzen des Arbeitsbereichs ergeben und die Schleifenverstärkung bei Frequenzen außerhalb des Arbeitsbereichs gemäß der Beziehung

A = klog_e[Yf-Z~_1+q]

verringern, worin A die Verringerung der Schleifen-

Verstärkung in Neper, q die absolute Größe der Frequenzfunktion

und k ein Faktor mit einem Wert von nicht größer als 2 ist, so daß eine maximale Rückkopplung bei minimalen Verlusten des nutzbaren Frequenzbereiches ίο ohne Beeinträchtigung der Stabilität des Verstärkers gegen Pfeifen möglich ist.

Es ist erwünscht, daß die Grenzbereiche, in welchen die Größe der Rückkopplung systematisch verringert wird, möglichst Idein sind, damit ein möglichst großer Arbeitsfrequenzbereich erhalten bleibt. Es wurde festgestellt, daß die Phasenverschiebungskomponente von μβ durch den Verlauf seiner Größe innerhalb des Grenzbereichs und durch das Maß der Verringerung dieser Größe stark beeinflußt wird. Bei den erfinao dungsgemäßen Verstärkern folgt die Verringerung von μβ bestimmten bevorzugten Kurven, welche optimale Charakteristiken darstellen, und zwar in dem Sinne, daß sie die Anwendung maximaler Rückkopplungsgrade erlauben und den geringsten Verlust an Arbeitsfrequenzbereich ergeben, während gleichzeitig vollständige Stabilität gegen Pfeifen gewährleistet ist.

Die erwähnten optimalen Charakteristiken gründen sich auf bestimmte grundsätzliche Beziehungen, die zwischen der Phasenverschiebung und den Dämpfungskomponenten der Verlusteigenschaften passiver Netzwerke festgestellt wurden. Diese Beziehungen zeigen, daß, wenn die Dämpfungscharakteristik bekannt ist, sich für irgendeine bestimmte Frequenz die kleinstmögliche Phasenverschiebung bestimmen läßt, und daß ferner physikalische Netzwerke hergestellt werden können, welche diese minimale Phasenverschiebung ergeben.

Um das Verständnis der Erfindung zu erleichtern, wird in der weiteren Beschreibung auf die Zeichnung Bezug genommen; in der Zeichnung zeigen

Fig. ι bis 4 Übertragungscharakteristiken nach der Erfindung,

Fig. 5 das verallgemeinerte Schema des erfindungsgemäßen Verstärkersystems,

Fig. 6 eine Gruppe von Kurven zur weiteren Veranschaulichung der Erfindungsgrundlagen,

Fig. 7 bis 11 das Schaltbild und zugehörige Einzelheiten eines erfindungsgemäßen Verstärkers,
Fig. 12 Charakteristiken des Verstärkers nach Fig. 7,

Fig. 13 und 14 eine abgeänderte Ausführungsform der Erfindung und die zugehörigen Charakteristiken,

Fig. 15 und 16 die Anwendung der Erfindung bei Radiosendern.

Die im folgenden beschriebenen Charakteristiken entsprechen den optimalen ^-Charakteristiken, die in den erfindungsgemäßen Verstärkern erzielt werden. Sie umfassen Tiefpaß-, Hochpaß- und Bandfilteranordnungen, die jedoch alle bezüglich des Gesetzes der Änderung, dem die Dämpfung im Grenzbereich des Übertragungsbandes folgt, ähnlich sind.

Die erste grundlegende Charakteristik gilt für eine Tiefpaßanordnung, bei der die Dämpfung bei Frequenzen unterhalb einer Grenzfrequenz f₁ den Wert

A₁ = O (i)

und bei Frequenzen größer als f_x den Wert

hat. In dieser Gleichung ist k eine Konstante, die irgendeinen Wert unter 2 haben kann und vorzugsweise größer als 1,5 ist. Die Frequenz f_x ist die obere Grenze des brauchbaren Arbeitsbereiches des Verstärkers oder die obere Grenze des Bereiches, in dem μβ eine gleichförmige Größe hat. Die minimale Phasenverschiebung, die dieser Dämpfungscharakteristik entspricht, hat den Wert

/1

(3)

wenn f kleiner als f_x ist; bei allen Frequenzen oberhalb von f_x hat sie den konstanten Wert

B₁ = *_.

(4)

Die Dämpfungs- und Phasencharakteristiken sind in den Kurven A₁ und B₁ der Fig. 1 für den Sonderfall daß k — 2 ist, dargestellt. Die Dämpfung steigt zunächst bei Frequenzen dicht oberhalb von f_x stark an, bei höheren Frequenzen konvergiert jedoch das Maß des Anstieges schnell gegen den gleichförmigen Wert von 12 Dezibel pro Oktave. Die Phasenverschiebung steigt in dem Bereich unterhalb von /^ auf i8o° an und bleibt bei höheren Frequenzen konstant auf diesem Wert. Da eine Änderung des Phasenwinkels von μβ gegenüber 180° einen gegebenen Verstärker möglicherweise in einen unstabilen Zustand versetzen würde, stellen diese Kurven offensichtlich einen Grenzfall dar, welcher zweckmäßig vermieden wird. Gibt man der Konstanten k einen kleineren Wert,, so ist die gesamte Phasenverschiebung entsprechend niedriger als i8o°. Wenn k beispielsweise den Wert 1,75 hat, ist die maximale Phasenverschiebung 157,5°, so daß ein Bereich von 22,5° zum Schutz gegen Unstabilität verbleibt.

Die vorteilhaften Eigenschaften der beschriebenen Charakteristik ergeben sich durch einen Vergleich der Kurven A₁ und B₁ der Fig. 1 mit den Kurven A₂ und B₂, die den Fall darstellen, in dem die Dämpfung bei Frequenzen oberhalb eines bestimmten Wertes mit dem gleichförmigen Betrag von 12 Dezibel pro Oktave ansteigt. Die Phasenverschiebungscharakteristik B₂ nähert sich dem gleichen Endwert von i8o°. Für den gleichen Dämpfungsgrad ergibt sich bei hohen Frequenzen, daß der Bereich, in dem die Dämpfung gleich Null ist, gegenüber der optimalen Charakteristik um 50 % reduziert ist. Eine Hochpaßcharakteristik ähnlicher Art wie die in den Kurven A₁ und B₁ dargestellte Tiefpaßcharakteristik ist in den Kurven A_z und B₃ der Fig. 2 dargestellt. In diesem Falle hat die Dämpfung den Wert

A₃ =

£log_e

für Frequenzen unterhalb von f_x und den Wert Null für Frequenzen über f_x. Die Phasenverschiebung hat in dem unteren Frequenzbereich den konstanten Wert

von —k—, und bei Frequenzen oberhalb von f_x den

2

Wert von

f¹
= — k sin ^—1 —=- .

(6)

ίο Die Kurven sind für den Fall dargestellt, daß k den Wert 2 hat.

Netzwerke, die Dämpfungscharakteristiken nach Art der Kurven ^i₁ und A₃ ergeben, sind in der USA,-Patentschrift 1 724 987 beschrieben, in deren Fig. 7 ein Tiefpaßnetzwerk dargestellt ist. Diese Netzwerke haben minimale Phasenverschiebung.

Eine Bandfiltercharakteristik kann dadurch erzielt werden, daß man eine Tiefpaßcharakteristik nach Art der in den Gleichungen (1) und (2) bestimmten Charakteristik mit einer Hochpaßcharakteristik gemäß Gleichung (5), die eine niedrigere Grenzfrequenz besitzt, kombiniert. Dieses Verfahren ist zweckmäßig, wenn die Bandbreite groß ist, da es die besondere Herstellung und den getrennten Aufbau der die Grenzfrequenzen bestimmenden Impedanzen ermöglicht. Wenn jedoch die Bandbreite klein ist, ist es vorzuziehen, die Netzwerke als eigentliche Bandfilter herzustellen, bei denen die Impedanzen beide Grenzfrequenzen gleichzeitig bestimmen.

. Die optimale Bandfiltercharakteristik besitzt eine Dämpfung, die innerhalb des durchzulassenden Bandes gleich Null ist und bei Frequenzen außerhalb des Bandes den Wert

(7)

hat. Hierin ist

P-hf*

\g\ bezeichnet die absolute Größe von q; f₂ und f_x sind die obere und untere Grenzfrequenz. Es ist zu beachten, daß die Gleichung (7) der Gleichung (2) äquivalent wird, wenn die untere Grenzfrequenz auf Null verringert wird, und daß sie der Gleichung (5) äquivalent wird, wenn die obere Grenzfrequenz unendlich groß gemacht wird. 'Die Tiefpaß- und Hochpaßcharakteristiken sind daher Sonderfälle der allgemeinen Bandfiltercharakteristik.

Die entsprechende Phasenverschiebung hat bei

Frequenzen innerhalb des Übertragungsbandes den Wert

S₄ = A sin-¹ £ (8)

und in den Bereichen oberhalb und unterhalb des Übertragungsbandes die konstanten Werte k — und — k—. Die Dämpfungs- und Phasenverschiebungscharakteristiken für diesen Fall werden durch die Kurven der Fig. 3 für den Grenzwert von k == 2 veranschaulicht. Die Kurve A_t stellt die Dämpfung und die Kurve B₄ die entsprechende minimale Phasenverschiebung dar.

Wenn die Bandbreite im Vergleich zu den Grenzfrequenzen klein ist, ist der Wert von q in Gleichung (7) mit sehr großer Genauigkeit dem Wert

/ im /2 Tm

oder

f_m-f

gleichzusetzen, in dem f_m das geometrische Mittel von f_x und f₂ bezeichnet. Es ergibt sich dann, daß iri den Frequenzbereichen in der Nähe des Übertragungsbandes die durch Gleichung (5) bestimmten oberen und unteren Zweige der Dämpfungscharakteristik den Tiefpaß- und Hochpaßcharakteristiken der Gleichungen (2) und (5) sehr nahe kommen, wenn die Veränderliche als Abweichung der Frequenz vom geometrischen Mittelwert der Frequenz f_m betrachtet wird. Da der geometrische Mittelwert der Frequenz für den Tiefpaß Null und für den Hochpaß unendlich ist, ist es klar, daß die Charakteristiken in allen drei Fällen einer Funktion der durch die Abweichung von der mittleren Frequenz bestimmten Veränderlichen entsprechen.

Eine.vierte Art einer optimalen Charakteristik ist in den Kurven der Fig. 4 dargestellt, von denen A₅ die Dämpfungscharakteristik und B₅ die Charakteristik der zugehörigen minimalen Phasenverschiebung ist. Die Dämpfung ist unterhalb einer Grenzfrequenz f_x = O, oberhalb einer bestimmten höheren Frequenz f₂ konstant und hat in dem Bereich zwischen f_x und f₂ den Wert

A_i = klog

-til

•(9)

Die Phasenverschiebung hat in. den Bereichen unterhalb von f_x und zwischen f_x und f₂ die durch die Gleichungen (4) und (3) gegebenen Werte. Bei Frequenzen oberhalb von Z₂ hat sie den Wert

B₄ = Äsin-¹^-.

(10)

Die Kurven der Fig. 4 entsprechen dem Fall, für den die Konstante h den Wert 2 hat und in dem die Frequenzen f₂ und f_x das Verhältnis von 2,5:1 zueinander besitzen. Für Werte von k, die unterhalb von 2 liegen, würden die Höhen der Ordinaten entsprechend verringert. Die der Gleichung (2) entsprechende Dämpfungscharakteristik ist zu Vergleichszwecken durch die KuTVe^l₁ dargestellt. Es ist zu beachten, daß der Endwert der Dämpfung bei einer Frequenz erreicht wird, die eine Oktave niedriger liegt als die Frequenz, bei der die Charakteristik A_x den gleichen Wert erreicht, und daß bei der Frequenz f₂, bei der dieser Endwert erreicht wird, die Dämpfung ungefähr um 12 Dezibel größer ist, als bei der Charakteristik Λ_χ· Der verhältnismäßig kleine Grenzbereich macht diese Art von Charakteristik dann besonders nützlich, wenn eine scharfe Grenze gewünscht wird und die Wirkungen der parasitären Impedanzen im Grenzbereich vernachlässigbar sind.

Eine Untersuchung des Ausdruckes in Gleichung (9) für die Dämpfungscharakteristik A₅ zeigt, daß er so betrachtet werden kann, als ob die Charakteristik mit einer Tiefpaßcharakteristik der Art A₁ beginnt, von der eine Hochpaßcharakteristik der Type A₃ mit dem gleichen Koeffizienten k, jedoch mit einer Grenzfrequenz f₂ abgezogen wird, und als ob außerdem eine lineare Charakteristik mit bei allen Frequenzen konstantem Anstieg entsprechend dem asymptotischen Anstieg von A₃ abgezogen wird. Die sich aus der Kombination der drei Charakteristiken ergebende Phasenverschiebung ist die Summe der einzelnen Phasenverschiebungen. Durch Kombination der logarithmischen Charakteristiken mit linearen Charakteristiken auf. andere Arten kann man verschiedene nützliche Charakteristiken erzielen, von denen einige später in Verbindung mit bestimmten Ausführungsformen der Erfindung beschrieben werden sollen. Die auf die obige Art erzielten willkürlichen Charakteristiken können immer so dicht wie gewünscht angenähert werden, indem man Netzwerke mit bemerkenswert minimalen Phasenverschiebungen verwendet. Ein Verfahren zu ihrem Aufbau ist in einem Artikel von O. I. Zobel über »Entzerrung in elekirischen Schaltungen mit Netzwerken konstanten Widerstandes«· im »Bell System Technical Journal«, Bd. VII, Nr. 3, Juli 1928 beschrieben.

In Fig. 5 ist ein typischer dreistufiger Rückkopplungsverstärker schematisch dargestellt. Er enthält Vakuumröhren V₁, V₂ und V₃, die durch zwischen den Stufen angeordnete Netzwerke JV₁ und N₂ hintereinandergeschaltet sind und ein Rückkopplungsnetzwerk N₃, das in einem Strompfad zwischen dem Ausgangskreis der letzten Röhre und dem Eingangskreis der ersten Röhre liegt. Die Eingangsspannungsquelle ist durch den Generator G dargestellt, und die Impedanzen der Spannungsquelle und der Belastung sind mit Z₀ und Z_r bezeichnet. In dem Schaltbild ist eine Serienschaltung des Rückkopplungspfades dargestellt, die besondere Art seiner Schaltung ist jedoch unwichtig.

Das Rückkopplungsverhältnis μβ setzt sich aus den Verstärkungsfaktoren der drei Röhren, dem Übertragungsmaß der zwischen den Stufen liegenden Netzwerke und dem Spannungsübertragungsmaß des Rückkopplungsnetzwerkes, in das die Spannungsquelle und die Belastung mit ihren Impedanzen eingeschlossen sind, zusammen. Sein Wert kann durch folgende Formel ausgedrückt werden:

μβ = /Μ_α/M₂ ^r₁ ^f₃ (¹¹J

Hierin sind μ_ν μ₂ und μ₃ die vektoriellen Verstärkungsfaktoren der Vakuumröhren und r_v r₂ und r₃ die Spannungsübertragungsmaße der Netzwerke N₁, N₂ und des vollständigen Rückkopplungspfades. Als Spannungsübertragungsmaße werden die Verhältnisse der Spannungen zwischen Gitter und Kathode einer Röhre zur Spannung im Anodenkreis der vorhergehenden Röhre im geschlossenen Schleifenkreis bezeichnet. Gleichung (11) kann auf folgende logarithmische Form gebracht werden:

log μ/? = Ρ —A +j (η π —B) (ΐ2) Hierin ist P der Logarithmus des Produktes aus den Konstanten der Verstärkungsfaktoren, A und B sind die Dämpfung und die Phasenverschiebung der kombinierten Kopplungsnetzwerke, und η ist die Anzahl der Röhrenstufen. Der Ausdruck jnn setzt die Tatsache in Rechnung, daß der vektorielle Verstärkungsfaktor jeder Röhre eine Phasenverschiebung von π enthält.

Da die Verstärkungsfaktoren konstant sind, wird der veränderliche Teil von μβ vollkommen durch die Werte A und B in Gleichung (12) dargestellt, d. h. durch den durch die passiven Netzwerke eingeführten Verlust. Wenn jedes dieser Netzwerke minimale Phasenverschiebung besitzt, hat der Phasenwinkel von μβ die Minimalwerte, die mit der Größe von μβ vereinbar sind.

Hat man eine geeignete Charakteristik für die Änderung der Größe von μβ ausgewählt, so kann der Verlust auf jede gewünschte Weise auf die einzelnen Netzwerke verteilt werden. Häufig wird der zum Rückkopplungskreis gehörige Teil durch die erwünschte Gesamtverstärkungscharakteristik festgelegt, da bei großen Rückkopplungsgraden die Gesamtverstärkung im wesentlichen dem Verlust im Rückkopplungspfad gleich ist. Die anderen Teile des Kreises werden dann so ausgebildet, daß die Differenz zwischen der gewünschten ^-Charakteristik und dem go Teil des Rückkopplungsnetzwerkes ausgeglichen wird.

Gemäß der Erfindung werden die Grenzcharakteristiken der Rückkopplung so ausgebildet, daß sie der einen oder anderen der vorher beschriebenen optimalen Dämpfungscharakteristiken entsprechen. Wenn beispielsweise der Arbeitsfrequenzbereich sehr groß ist, kann die obere Grenzcharakteristik der durch die Gleichung (2) bestimmten Tiefpaßcharakteristik und die untere Grenzcharakteristik der durch die Gleichung (5) bestimmten Hochpaßcharakteristik entsprechen. Wenn der Arbeitsbereich klein ist, können die beiden Grenzen so ausgebildet werden, daß sie den durch Gleichung (7) bestimmten Bandfiltercharakteristiken entsprechen.

Für Verstärker, die in einem verhältnismäßig engen Niederfrequenzbereich arbeiten sollen, können die durch die Gleichungen bestimmten optimalen Charakteristiken ohne irgendeine Änderung übernommen werden. Wenn jedoch ein maximaler Arbeitsbereich erforderlich ist, oder wenn der Verstärker bei sehr hohen Frequenzen arbeiten soll, wird eine Änderung notwendig, weil die parasitären Impedanzen der Apparatelemente wichtig werden und den für die Grenzcharakteristik zur Verfügung stehenden Frequenzbereich zu beschränken suchen. Die Wirkung der parasitären Impedanzen ist bei sehr hohen und sehr niedrigen Frequenzen stark ausgeprägt. Die entstehende Schwierigkeit ist jedoch im allgemeinen im Bereich der hohen Grenzfrequenzen größer.

Die hauptsächlich bei hohen Frequenzen wirksamen parasitären Impedanzen sind die natürlichen Aufbaukapazitäten der Vakuumröhren und die unvermeidlichen Parallelkapazitäten der Impedanzelemente der Netzwerke. Bei sehr hohen Frequenzen bekommen die Impedanzen dieser Kapazitäten merklichen Einfluß, und jedes der Kopplungsnetzwerke wird schließ-

lieh zu einer einzigen Parallelkapazität. Die Verlustcharakteristik der kombinierten Netzwerke ist dann allein durch die Kapazitäten bestimmt und verursacht eine Dämpfung, die mit dem Betrag von 6 Dezibel pro Oktave für jede Verstärkerstufe gleichförmig ansteigt. Ein dreistufiger Verstärker verursacht also eine Verlustcharakteristik, die mit dem Betrag von i8 Dezibel pro Oktave ansteigt oder mit 6 Dezibel pro Oktave für jedes der zwischen den Stufen liegenden Netzwerke und dem Rückkopplungspfad. Die: ergibt eine Phasenverschiebung von 270⁰, durch die der Verstärker in einen unstabilen Zustand kommt. Bei sehr niedrigen Frequenzen kann eine ähnliche Wirkung erzeugt werden, wenn die Schaltung Transformatoren, Serienkondensatoren oder Parallelinduktivitäten enthält. In diesem Frequenzbereich ist es jedoch häufig der Fall, daß die Widerstände der Schaltelemente zur Begrenzung des Ansteigens der Dämpfung auf einen Wert ausreichen, der zur Herbeiführung einer !Instabilität nicht genügt.

In gewissen Fällen können die Parallelinduktivitäten der zu dem System gehörigen Transformatoren als parasitäre Impedanzen sich bemerkbar machen und die asymptotische Charakteristik in wichtigen Frequenzbereichen verändern. Die Wirkung derartiger induktiver Impedanzen kann gewöhnlich für jeden besonderen Fall durch gebräuchliche Verfahren bestimmt werden.

Die hochfrequente asymptotische Charakteristik erscheint auf dem logarithmischen Frequenzmaßstab als gerade Linie. Ihre Lage hängt von den Größen der parasitären Kapazitäten ab und ist nur in beschränktem Maße regelbar. Bei Verstärkern mit geringer Bandbreite kann ein wesentlicher Teil der parasitären Kapazitäten in den Impedanzen der Frequenzselektionsnetzwerke liegen, aber in Breitbandverstärkern, wie sie für Vielfachträgerfrequenztelephoniesysteme verwendet werden, ist dies selten möglich. Die Lage der Asymptote im Frequenzmaßstab kann sehr genau aus einem schematischen Schaltbild des Verstärkers bestimmt werden, in dem nur die parasitären Kapazitäten erscheinen. Da die parasitäre Kapazität irgendeiner besonderen Art von Impedanzelementen im wesentlichen von der Größe der Impedanzkoeffizienten unabhängig ist, ist zur Bestimmung der Asymptote nur die Kenntnis der zu verwendenden Schaltung erforderlich. Später vorgenommene Änderungen in den Werten der Elemente verursachen nur kleine oder überhaupt keine Änderungen in der Asymptote.

Die Kurven der Fig. 6 veranschaulichen die asymptotische Charakteristik für einen besonderen Verstärker und erläutern, wie der Verlauf der Rückkopplungscharakteristik auf den asymptotischen Verlauf gebracht werden kann, um Unstabilität zu vermeiden. Der dargestellte Fall gilt für einen dreistufigen Verstärker mit einem brauchbaren Arbeitsbereich von ungefähr Null bis 0,5 MHz. Die asymptotische Charakteristik wird durch die gerade Linie DEKF dargestellt, welche die Achse der Rückkopplung Null bei einer Frequenz von 2,46 MHz trifft. Innerhalb des Arbeitsbereiches ist der Wert von μβ konstant auf 35 Dezibel, während er im Grenzbereich gemäß der optimalen Charakteristik nach Gleichung (2) abfällt. Diese Gleichung bestimmt die Dämpfungsänderung der aus den Netzwerken bestehenden Teile der Schaltung und damit auch die Verringerung von μβ. Durch die Kurven ABEC und AGKH werden zwei Grenzcharakteristiken dargestellt, von denen die erste einem Wert von 1,666 für den Koeffizienten k und die zweite einem Wert von 1,833 entspricht. Da die μ/S-Charakteristik bei sehr hohen Frequenzen vollkommen durch die parasitären Impedanzen bestimmt wird, besteht die Gesamtcharakteristik in beiden Fällen aus einer Kombination der logarithmischen Kurve und der asymptotischen Charakteristik. Im ersten Falle hat die Gesamtcharakteristik also im wesentlichen den Verlauf der Kurve ABEF und im zweiten Falle den Verlauf der Kurve AGKF. In Wirklichkeit ist eine Abrundung der Charakteristiken an den Punkten E und K vorhanden, an denen die logarithmischen Kurven die asymptotischen Charakteristiken treffen; für praktische Zwecke kann dies jedoch außer acht gelassen werden.

Die logarithmischen Charakteristiken an sich ver-Ursachen für alle Frequenzen oberhalb des Arbeitsbereiches konstante Phasenverschiebungen, wie dies Fig. ι zeigt, wobei der konstante Wert von dem Koeffizienten k abhängt. Für den Wert "von k = 1,666 beträgt die konstante Phasenverschiebung 150°, so daß bei der durch die drei Verstärkerröhren hervorgerufenen Phasenverschiebung von i8o° ein Grenzbereich von 30⁰ zur Verhütung des Pfeifens bleibt. Der Anstieg der Charakteristik bei Frequenzen, die nicht in der Nähe der Grenzfrequenzen liegen, beträgt 10 Dezibel pro Oktave. Am Punkt E ist eine plötzliche Zunahme des Anstieges, die gleich 8 Dezibel pro Oktave beträgt, vorhanden. Sie hat die Wirkung, daß die gesamte Phasenverschiebung vergrößert und der Grenzbereich der Stabilität verkleinert wird. Das Maß der zusätzlichen Phasenverschiebung wird durch die Kurve d_x veranschaulicht, deren Ordinaten dem auf der rechten Seite des Diagramms aufgetragenen Maßstab entsprechen. Diese Kurve ist der Kurve B₂ der Fig. 1 ähnlich und stellt die Phasenverschiebung für eine Dämpfung dar, die bis zur Frequenz des Punktes E Null ist und dann mit dem Betrag von 8 Dezibel pro Oktave ansteigt. Am Punkt B, an dem log μβ gleich Null oder μβ = ι wird, beträgt die zusätzliche Phasenverschiebung 35⁰; das ist mehr, als der ursprüngliche Grenzbereich von 30°. Infolgedessen ist die Schaltung unstabil.

Bei Vergrößerung der Koeffizienten k auf den Wert 1.833 wird der konstante Grenzbereich auf 15⁰ verringert, die Wirkung der asymptotischen Charakteristik wird jedoch um einen Betrag vermindert, der diese Verringerung überkompensiert. Die neue Charakteristik schneidet die Achse der Rückkopplung Null an der Stelle E bei einer wesentlich niedrigeren Frequenz und trifft die Asymptote bei einer wesentlich höheren Frequenz, als in dem vorigen Fall. Ihr Schlußanstieg ist gleichfalls um ungefähr 1 Dezibel pro Oktave erhöht, so daß die Änderung des Anitieges am Punkt K, an dem die Kurve die Asymptote trifft, jetzt nur 7 Dezibel pro Oktave beträgt. Alle diese Faktoren tragen zur Verringerung der zusatz-

lichen Phasenverschiebung bei, deren Werte durch die Kurve d₂ dargestellt werden. An der Kreuzungsstelle G beträgt die zusätzliche Phasenverschiebung gerade weniger als 15 °, so daß die Schaltung vollkommen stabil ist.

Eine weitere Verbesserung im Stabilitätsbereich des Phasenwinkels kann dadurch erzielt werden, daß man die Grenzcharakteristik einen Verlauf nach der Kurve AMNF annehmen läßt, bei dem der Teil MN im

xo wesentlichen horizontal ist und unterhalb der Achse der Rückkopplung Null liegt. Die zusätzliche Phasenverschiebung wird in diesem Falle durch die Kombination von zwei linearen Dämpfungscharakteristiken der gleichen Art, wie sie durch die Linie A₂ in Fig. 1 dargestellt sind, hervorgerufen, deren eine bei der dem Punkt M entsprechenden Frequenz ihren Anfang hat und einen positiven Anstieg von 11 Dezibel pro Oktave besitzt, und deren andere ihren Anfang bei der dem Punkt JV entsprechenden Frequenz hat und

ao den Anstieg der asymptotischen Charakteristik, d. h. 18 Dezibel pro Oktave, besitzt. Wenn die Frequenzgrenzen des horizontalen Teiles MiV in ungefähr dem gleichen Verhältnis gehalten werden wie die Anstiege der beiden linearen Charakteristiken, neutralisieren sich die zusätzlichen Phasenverschiebungen im wesentlichen gegenseitig über den kritischen Teil des Frequenzbereiches. Die Kurve d_s veranschaulicht die gesamte zusätzliche Phasenverschiebung für den dargestellten Fall. Sie ist bei allen Frequenzen bis zum Punkt D, an dem die Asymptote DKF die Nullachse trifft, im wesentlichen Null oder negativ.

Bei einer Untersuchung des Grenzfalles, für den die logarithmische Kurve einem Wert von 2 für die Konstante k entspricht, der eine maximale Phasen-Verschiebung von i8o°-ergibt, und bei dem der horizontale Teil MN mit der Nullachse zusammenfällt, ergeben sich einfache Ausdrücke für den maximalen Rückkopplungsgrad, der angewendet werden kann. Für einen dreistufigen Verstärker beträgt die maximale Rückkopplung ungefähr 12 η + 5 Dezibel, wobei η die Anzahl der Oktaven zwischen dem Ende des brauchbaren Frequenzbandes und der Frequenz ist, bei der die Asymptote die Nullachse schneidet. In diesem Falle müssen die Frequenzgrenzen des horizontalen Teiles im Verhältnis von 3: 2 stehen. Für Verstärker mit zwei und vier Stufen sind die entsprechenden Werte 12 η -\- 12 Dezibel und 12 η Dezibel. Für das in Fig. 6 dargestellte Beispiel ergibt sich das Interval zwischen den den Punkten A und D entsprechenden Frequenzen zu 2,25 Oktaven, so daß sich ein Grenzwert von 32 Dezibel für die maximale Rückkopplung ergibt.

Fig. 7 zeigt die Schaltung eines erfindungsgemäßen rückgekoppelten Verstärkers, der für den Arbeitsbereich zwischen 60 und 2000 kHz bestimmt ist und über diesen Bereich eine gleichförmige Rückkopplung von 28 Dezibel besitzt. Der Verstärker enthält drei Röhrenstufen, wobei in jeder Stufe zwei Röhren in Parallelschaltung verwendet werden. Die in diesem Verstärker benutzten Röhren haben gleichen Aufbau und sind Röhren der RCA-Type 954 für Ultrahochfrequenzbetrieb, deren Verstärkungsfaktor ungefähr 2000 und deren Steilheit ungefähr 2000 Mikrosiemens beträgt. Der Verstärker war für den Betrieb zwischen Leitungen mit einem Wellenwiderstand von 72 Ohm bestimmt, wobei die Kopplung mit den Leitungen über abgeschirmte Eingangs- und Ausgangstransformatoren T₁ und T₂ erfolgte.

Die Hauptteile der Schaltung, die auf die μ/3-Charakteristik bei hohen Frequenzen Einfluß haben, sind die Kopplungsimpedanzen Z₁ und Z₂ und die Rückkopplungsimpedanz Zb in Verbindung mit den Transformatoren T₁ und T₂. Die im Kathodenkreis liegende Impedanz Zk bei der dritten Röhre bildet eine lokale Rückkopplung für diese Röhre, sie beeinflußt jedoch die Gesamtrückkopplung nicht wesentlich. Die übrigen Elemente der Schaltung bestehen aus Widerstandskapazitätsfiltern in den Zuleitungen zu den Anoden und Schirmen, aus Kathodenwiderständen und Überbrückungskondensatoren zur Bildung von Gittervorspannungen und aus Serienkondensatoren und Gitterableitwiderständen in den Eingangskreisen der einzelnen Röhren. Diese Widerstandskapazitätskombinationen haben auch Einfluß auf die Regelung der niederfrequenten Grenzcharakteristik und bilden die hauptsächliche Regelmöglichkeit für diesen Zweck. Die niederfrequente asymptotische Charakteristik wird durch die Gitterableitwiderstände und die zugehörigen Kopplungskondensatoren gebildet, und die Annäherung der Rückkopplungscharakteristik an die go Asymptote wird in der Hauptsache durch die Kathodenimpedanz und die Widerstandskapazitätsfilter in den Speisespannungsleitungen zu den Anoden geregelt. Die Werte für die einzelnen Elemente sind in die Schaltung eingetragen. Das Produkt CR hat in den verschiedenen Kombinationen verschiedene Werte, so daß jede Impedanz einen anderen Teil der Grenzcharakteristik beeinflussen kann.

Die Impedanzen Zb, Z₁ und Z₂, welche die Rückkopplung im Arbeitsbereich und bei hohen Frequenzen regehi, sowie die lokale Rückkopplungsimpedanz Zk sind in den Fig. 8, 9, 10 und 11 näher dargestellt. Die Art und die Größe der verschiedenen Elemente sind in den Darstellungen eingezeichnet und brauchen nicht näher beschrieben zu werden. Die ImpedanzenZs und Z₂, welche komplexe Größen sind, sind in die Schaltung vorzugsweise gemäß den Bezeichnungen ihrer Klemmen eingeschaltet. Wenn sie so eingeschaltet werden, liegt der größte Teil der parasitären Parallelkapazitäten dicht bei der geerdeten Seite des Systems, so daß sie auf die Gesamtimpedanz eine minimale überbrückende Wirkung haben.

Die Rückkopplungscharakteristiken für den erwähnten Verstärker sind in den Kurven der Fig. 12 dargestellt. Die optimalen Charakteristiken sind als gestrichelte Linien und die wirklich erzielten Charakteristiken als ausgezogene Linien gezeichnet. Die Größe von μβ veranschaulicht die Kurve 10, und die entsprechende optimale Charakteristik die Kurve 11. Die wirkliche und die optimale Phasencharakteristik werden durch die Kurven 12 und 13 dargestellt. Die Übereinstimmung zwischen der wirklichen und der optimalen Charakteristik ist über den gesamten Frequenzbereich sehr groß. Die Phasencharakteristiken ergeben die Phasenverschiebung in den passiven Netzwerken des Systems, wobei die Differenz zwischen

dieser und i8o° der Phasenwinkel der Rückkopplung ist. Die Schaltung ergibt einen Stabilitätsphasenbereich von ungefähr 45⁰.

Die Asymptote der Rückkopplung wird durch die gerade Linie DNF dargesteEt, die einen Anstieg von 18 Dezibel pro Oktave hat, und die die Achse der Rückkopplung Null bei einer Frequenz von ungefähr 25 MHz schneidet. Die hohe Frequenz, bei der die Asymptote die Nullachse trifft, ergibt sich zum Teil aus der Kleinheit der parasitären Kapazitäten und der hohen Verstärkung der Vakuumröhren und z. B. aus der Anordnung der Elemente in den Kopplungsimpedanzen in der Weise, daß ihre parasitären Kapazitäten eine minimale Einwirkung haben. Die Ver-Wendung von einzelnen Paranelimpedanzen für die Kopplungs- und Rückkopplungsnetzwerke trägt ferner zur Erhöhung der Frequenz der Asymptote bei.

Der aus den Kurven der Fig. 12 sich ergebende, verhältnismäßig große Stabilitätsbereich macht es möglieh, die Rückkopplung des Verstärkers um ungefähr 10 Dezibel ohne die Gefahr der Instabilität zu erhöhen. Dies kann durch Regelung der Schirm- und Anodenspannungen der Röhren und außerdem durch ^Regelung des Widerstandes der Impedanz Z₁ erzielt werden. Eine Vergrößerung des Widerstandes dieser Impedanz ergibt eine erhöhte Verstärkung und eine entsprechend erhöhte Rückkopplung, die einer neuen Optimalcharakteristik mit etwa verringertem Grenzbereich folgt. Die Regelung verursacht eine Veränderung des Wertes der Konstanten k in Gleichung (2). Die Anwendung der Erfindung auf einen Hochfrequenzverstärker mit schmaler Bandbreite ist in den Fig. 13 und 14 dargestellt. Die gezeigte Verstärkerschaltung enthält nur die Elemente, die auf die Rückkopplungs- und Verstärkungscharakteristik Einfluß haben. Die Speisespannungskreise für die Röhren sind der Einfachheit halber fortgelassen. Die Schaltung besteht aus drei Röhrenstufen F₁, F₂ und F₃, die durch frequenzselektive ParaUelimpedanzen hintereinandergeschaltet sind und über abgestimmte Eingangs- und Ausgangskreise mit einer Spannungsquelle G₁ mit dem Widerstand R₁ und einer Widerstandsbelastung R₁₀ verbunden sind. Der Belastungswiderstand R₁₀ kann beispielsweise der einer zu einer Antenne führenden Hochfrequenzleitung sein. Der Rückkopplungspfad geht von der Anode der letzten Röhre F₃ zum Gitter der ersten Röhre und enthält einen veränderlichen Widerstand R, durch den der Rückkopplungsgrad geregelt wird. Im allgemeinen ist der Rückkopplungswiderstand groß im Verhältnis zu den Kopplungsimpedanzen zwischen den Stufen und den Eingangs- und Ausgangsimpedanzen. Infolgedessen beeinflussen Änderungen seines Wertes nur den Rückkopplungsgrad. Sie ändern jedoch nicht die Form der Rückkopplungscharakteristik oder der Gesamtverstärkungscharakteristik.

Die passiven Netzwerke der Rückkopplungsschleife bestehen aus den beiden zwischen den Stufen liegenden Impedanzen und dem Eingangs- und Ausgangskreis, die voneinander durch den in Serie liegenden Rückkopplungswiderstand getrennt werden. Die parasitären Kapazitäten des Systems bestehen aus den Parallelkapazitäten der Kopplungsimpedanzen und beeinflussen deren Abstimmung. Wenn alle Kopplungsimpedanzen einfache auf die Arbeitsfrequenz 6g abgestimmte Antiresonanzkreise enthielten, in die die parasitären Kapazitäten eingeschlossen sind, würde die Verstärkung des Verstärkers und die Verstärkung über die Rückkopplungsschleife bei der Arbeitsfrequenz ein Maximum sein und zu deren beiden Seiten symmetrisch abfallen. Bei Frequenzen, die von der Arbeitsfrequenz nicht weit entfernt sind, würde die durch jeden abgestimmten Kreis hervorgerufene Verringerung der Verstärkung den Betrag von 6 Dezibel pro Oktave der Abweichung von der Arbeitsfrequenz betragen, und die Phasenverschiebung vom Phasenwinkel der Arbeitsfrequenz würde für jeden Kreis 90° betragen. Da in der Rückkopplungsschleife der Eingangs- und Ausgangskreis durch den Rückkopplungswiderstand getrennt werden, enthält die dargestellte Schaltung vier abgestimmte Kreise, die bei der Bestimmung der Charakteristiken getrennt wirksam sind. Wenn alle diese Kreise einfache Antiresonanzkreise wären, würde das Maß der Verringerung der Rückkopplung 24 Dezibel pro Oktave der Abweichung und die Gesamtphasenverschiebung 360⁰ betragen. Natürlich würde dieser Zustand den Rückkopplungsgrad, der angewendet werden kann, stark beschränken. Bei der dargestellten Schaltung wird diese Beschränkung auf folgende Art vermieden: Die maximale Verstärkung und der breiteste Übertragungsbereich ließe sich für den Verstärker erzielen, wenn die Kopplungsimpedanzen lediglich aus den parasitären Parallelkapazitäten und den Parallelinduktivitäten beständen, die groß genug sein müßten, um mit diesen Kapazitäten bei der Arbeitsfrequenz in Resonanz zu sein. Die mit derartigen Impedanzen erzielten Grenzcharakteristiken liegen symmetrisch zur Arbeitsfrequenz und können als asymptotische Charakteristiken des Systems betrachtet werden. i°o Gemäß der Erfindung werden die Grenzasymptoten zunächst durch Resonanz der parasitären Kapazitäten ■ ausgebildet, wie es vorher beschrieben wurde, dann werden Hilfsimpedanzen zur Regelung des Verlaufes der Rückkopplungscharakteristik innerhalb des Bereiches zwischen den Asymptoten zugesetzt.

Die Verstärkerschaltung ist so ausgebildet, daß sie eine gleichförmige Rückkopplung von 25 Dezibel über ein bestimmtes enges Band ergibt und daß sie in den Grenzbereichen einen Verlauf nach Gleichung (7) annimmt, wobei die Konstante k den Wert 1,75 hat, bei dem ein Stabilitätsgrenzbereich von 22,5° erzielt wird. Die ideale Rückkopplungscharakteristik und die mit der Schaltung nach Fig. 13 erzielte Charakteristik werden durch die Kurven 14 und 15 der Fig. 14 veranschaulicht. Es ist nur eine Seite der Charakteristik dargestellt, die andere Seite hat jedoch einen symmetrischen Verlauf zur mittleren Frequenz des Bandes. Die asymptotische Charakteristik wird durch die gerade Linie 16 dargestellt, die einen Anstieg von 24 Dezibel pro Oktave der Abweichung von der Wandmitte besitzt. Für die beschriebene Schaltung liegt die Mitte des Arbeitsbereiches bei einer Frequenz von 10 MHz, und die Grenzen des Bereiches liegen bei Frequenzen von 100 kHz über und unter diesem Punkt. Die Bandbreite beträgt 200 kHz, d. h.

2 % der mittleren Frequenz. Die Grenzcharakteristik besitzt den logarithmischen Verlauf von den Grenzen des Bandes bis zu Frequenzen, die 380 kHz darüber und darunter liegen, und nimmt danach einen horizontalen Verlauf an, bis sie die Asymptoten trifft. Die Rückkopplung Null tritt bei Frequenzen von ungefähr 280 kHz oberhalb und unterhalb der Mitte des Bandes auf. Die wirkliche Charakteristik folgt, abgesehen von geringfügigen Welligkeiten der idealen Charakteristik. Ihre Übereinstimmung mit der idealen Charakteristik wird durch geeignete Abstimmung der verschiedenen Resonanzimpedanzkombinationen und durch die Bemessung ihrer Widerstände erzielt.

Die in der Schaltung nach Fig. 13 enthaltenen Impedanzen werden wie folgt abgestimmt: Der Eingangskreis L₁C₁ ist auf die mittlere Frequenz von 10 MHz abgestimmt. Diese Kombination kann so betrachtet werden, daß sie die parasitäre Kapazität und ihre Abstimminduktivität zusammen mit einem zusätzlichen Antiresonanzkreis niedrigerer Impedanz einschließt, die so bemessen ist, daß ihr Ansprechen auf die gegebenen Grenzen des Bandes beschränkt ist. In dem ersten Kreis zwischen den Stufen ist C₂ die gesamte parasitäre Kapazität und L₂ eine Induktivität, »5 die mit dieser Kapazität auf 10 MHz abgestimmt ist. Die Resonanzkreise L₃C₃ und Z₄C₄ sind auf Frequenzen abgestimmt, die gerade unterhalb der Grenzen des Bandes von 9,9 und 10,1 MHz liegen, und sie sind in Kombination bei 10 MHz in Antiresonanz. Die Wirkung dieser Kreise besteht darin, daß die Grenzen des Bandes scharf ausgebildet werden, wobei das Maß der Schärfe durch die L: C-Verhältnisse der Kreise und ihre Widerstände R₃ und A₄ geregelt wird. Diese Widerstände können verschiedene Elemente sein, oder sie können durch die Wicklungswiderstände der Induktivitäten gebildet werden. Im zweiten Kreis zwischen den Stufen ist C₅ die gesamte parasitäre Kapazität und L₅ die zugehörige Abstimminduktivität. Die Resonanzkreise L₆ C₆ und X₇C₇ sind auf Frequenzen, die 380 kHz oberhalb und unterhalb von 10 MHz liegen, abgestimmt, und sie sind in Kombination bei 10 MHz in Antiresonanz. Diese Kreise erzeugen die Abflachung der Rückkopplungscharakteristik bei ihrer Annäherung an die Asymptoten, wobei die Form durch Einstellung der Dämpfung durch die Widerstände R₆ und R₇ geregelt wird. Die Kombination L₈ C₈ im Ausgangskreis enthält die parasitäre Kapazität und ist so abgestimmt, daß sie bei 10 MHz in Antiresonanz ist und ein ähnliches Ansprechen hat wie L₁C₁. Der Kreis L_e C₉ ist gleichfalls bei 10 MHz in Resonanz und außerdem so bemessen, daß die gesamte Ausgangsimpedanz Antiresonanzen an den Bandgrenzen von 10,1 MHz und 9,9 MHz zeigt. Die Ausgangskombination wirkt in der Weise, daß sie die Verstärkung und die Rückkopplung bis zu den Bandgrenzen auf einem gleichförmigen Pegel hält, und daß sie in Verbindung mit der ersten Kopplungsimpedanz zwischen den Stufen der Rückkopplungsgrenzcharakteristik in der Nähe der Bandgrenzen die richtige Form gibt. Wie bei den anderen Kopplungsimpedanzen kann die Wirkung der Impedanz des Ausgangskreises durch Änderung der L : C-Verhältnisse der abgestimmten Kreise und durch Einstellung des Dämpfungswiderstandes R₉ geregelt werden.

In den Fig. 15 und 16 ist dargestellt, in welcher Weise die Erfindung auf Verstärkersysteme mit Frequenzwandlungskreisen angewendet werden kann. Die in dem Schema der Fig. 15 dargestellte Schaltung ist die eines Radiosenders kleiner Bandbreite, beispielsweise eines Rundfunksenders. Der Sender besteht aus einem Trägerfrequenzgenerator 17, dem Modulator 18, dem Kraftverstärker 19, der Antenne 20 und einem Spracheingangskreis mit der Signalquelle 21 und dem Signalverstärker 22. Der Rückkopplungspfad enthält eine Antenne 23 oder eine andere Aufnahmevorrichtung, die vorzugsweise ziemlich nahe an der Senderantenne angeordnet ist, einen linearen Gleichrichter 24, einen durch den Rückkopplungswiderstand 26 stabilisierten linearen Verstärker 25 und ein Rückkopplungsnetzwerk 27. Der Rückkopplungspfad endigt am Eingang des Signalverstärkers 22, an dem die Rückkopplungsspannung der von der Quelle 21 kommenden Signalspannung überlagert wird. An Stelle der Verwendung einer Antenne zur Aufnahme der vom Sender ausgestrahlten Wellen kann eine direkte Kopplung des Rückkopplungspfades mit einem Punkt im Ausgangskreis des Kraftverstärkers angewendet werden. Ferner kann gegebenenfalls der stabilisierte Verstärker 25 fortgelassen werden; bei derartigen Systemen, wie es Rundfunksender sind, bei denen nur ein einziger Sprachkanal verwendet wird, kann jedoch durch die Verwendung dieses Verstärkers ein beträchtlicher Vorteil erzielt werden, ohne daß die durch die Verwendung der Rückkopplung erhaltenen Vorteile merklich verringert werden.

Das Rückkopplungsnetzwerk 27 sorgt für die Regelung der Rückkopplungscharakteristik. Wegen der hohen Anzahl von Röhrenstufen, die gewöhnlich in einem Sender hoher Leistung vorhanden ist, ist es gewöhnlich vorzuziehen, dieses Netzwerk nach Angaben herzustellen, die sich aus experimentellen Messungen der Rückkopplung über die Schleife für jeden besonderen Fall ergeben. Dies kann man beispielsweise dadurch erzielen, daß man den Rückkopplungspfad am Ausgang des Detektors 24 öffnet und die Größe der gleichgerichteten Signalspannung an dieser Stelle mit der Signalspannung am Eingang des Signalverstärkers 22 vergleicht. Bei der Vornahme dieser Messungen ist es nötig, daß die Teile des Rückkopplungskreises zu beiden Seiten der Unterbrechungsstelle durch Impedanzen geschlossen werden, die den Impedanzen, auf die diese normalerweise arbeiten, im wesentlichen gleich sind.

In Fig. 16 stellt die Kurve 28 eine typische Rückkopplungscharakteristik dar, die durch eine Messung der beschriebenen Art erzielt wurde. Sie zeigt bei niedrigen Frequenzen die durch die Hochfrequenzselektionskreise herbeigeführten Änderungen, und bei einer verhältnismäßig hohen Frequenz geht sie in eine asymptotische Charakteristik 32 über, deren Steilheit von der Anzahl der Verstärkerstufen abhängt. Nach Bestimmung der asymptotischen Charakteristik kann gemäß der Erfindung eine optimale Charakteristik danach eingestellt werden, wie dies in Verbindung

mit Fig. 6 beschrieben wurde. Eine derartige Charakteristik zeigt die Kurve 29, welche im wesentlichen die maximale Rückkopplung darstellt, welche bei der gegebenen Schleifenverstärkung angewendet werden kann. Das Netzwerk 27 kann dann nach bekannten Verfahren derart ausgebildet werden, daß es eine Dämpfungscharakteristik hat, die der Differenz zwischen den Kurven 28 und 29 gleich ist. Die Vervollständigung des Rückkopplungskreises durch dieses ίο Netzwerk bringt dann die Rückkopplungscharakteristik mit dem gewünschten Optimum in Übereinstimmung.

Die Kurven 28 und 29 gelten für eine Schaltung, bei der der Verstärker 25 weggelassen ist. Bei der verhältnismäßig scharfen Abstimmung, die bei Hochirequenzkreisen von Rundfunksendern u. dgl. angewendet wird, fällt der Verstärkungsgrad der Rückkopplungsschleife, gemessen im Niederfrequenzteil des Systems bei einer Frequenz in der Größenordnung ao von 20 bis 30 kHz, im allgemeinen auf Null. Da es nötig ist, ein Signalband von ungefähr 100 Hz bis zu 7500 Hz zur Verfügung zu haben, ist es klar, daß der für die Grenze der Rückkopplung in Frage kommende Frequenzbereich sehr beschränkt ist, und daß der Rückkopplungsgrad, der zur Anwendung kommen kann, entsprechend begrenzt ist. In typischen Fällen hat es sich gezeigt, daß eine Rückkopplung von nicht mehr als ungefähr 15 Dezibel angewendet werden konnte. Durch die Einschaltung des stabilisierten Verstärkers 25 in den Rückkopplungspfad ist eine beträchtliche Vergrößerung des Rückkopplungsgrades möglich.

Im allgemeinen ist es nicht zweckmäßig, Vakuumröhren oder andere nichtlineare Elemente in den · Rückkopplungspfad zu legen, da die Linearität und Verzerrungsfreiheit des gesamten Systems nicht größer ist als die des Rückkopplungspfades. Bei Verwendung der stabilisierenden Rückkopplung im Verstärker 25 und bei derartiger Ausbildung dieses Verstärkere, daß er einen Arbeitsfrequenzbereich besitzt, der. beträchtlich über den effektiven Rückkopplungsbereich der anderen Teile des Systems hinausgeht, kann jedoch ein großer Verstärkungsgrad ohne merkliche Verminderung der Übertragungsgüte eingeführt werden. Der Verstärker kann nach den in dem Aufsatz von H. S. Black über »Stabilisierte Rückkopplungsverstärker «, der vorher erwähnt wurde, enthaltenen Angaben aufgebaut sein und eine gleichiörmige Verstärkung von 30 Dezibel oder mehr über einen Frequenzbereich von 100 Hz bis 60 kHz oder mehr besitzen. Wegen der Wirkung der Rückkopplung ist die Phasenverschiebung im Verstärker 25 über den Arbeitsbereich vernachlässigbar klein, und die Gesamtwirkung des zusätzlichen Verstärkers besteht in der Vergrößerung des Verstärkungsgrades der Rückkopplungsschleife ohne zusätzliche Phasenverschiebung oder Verzerrung.

Die Wirkung der Erhöhung des Verstärkungsgrades des Rückkopplungspfades auf die genannte Art wird durch die Kurven 30 und 31 der Fig. 16 veranschaulicht. Die Kurve 30 entspricht der Kurve 28 und ist um den dem Verstärkungsgräd des Verstärkers 25 entsprechenden gleichförmigen Betrag nach oben verschoben. Die Lage der hochfrequenten asymptotischen Charakteristik ist im Frequenzspektrum nach oben gerückt, wodurch ein größerer Frequenzbereich für die Rückkopplungsgrenzcharakteristik erzielt wird, so daß ein höherer Rückkopplungsgrad angewendet werden kann, wie dies aus der Kurve 31 hervorgeht. Aus der Betrachtung der Form der Kurven der Fig. 16 ergibt sich, daß nicht die gesamte Verstärkung des Verstärkers 25 zur Erhöhung der Rückkopplung beiträgt. Die Gesamtzunahme der Rückkopplung hängt vom Anstieg der asymptotischen Charakteristik ab, welche die Phasenverschiebung in ihrer Lage, die durch Verwendung des Verstärkers erzielt wird, bestimmt. Wenn der Anstieg groß ist, kann es sich zeigen, daß die Gesamtzunahme der Rückkopplung ungefähr ein Sechstel der Verstärkung des Verstärkers beträgt.

Claims (6)

1. PATENTANSPRÜCHE:

   I. Rückgekoppelter Verstärker mit frequenzselektiven Impedanznetzwerken in der Rückkopplungsschleife, wobei vor Erreichen des Zustandes der Phasenübereinstimmung die Rückkopplungsspannung auf einen Wert gebracht worden ist, der !deiner ist als die effektive Eingangsspannung, dadurch gekennzeichnet, daß diese Netzwerke so bemessen sind, daß sie in Verbindung mit der Ver- go Stärkung des Verstärkers eine verhältnismäßig große, im wesentlichen gleichförmige Schleifenverstärkung zwischen den Grenzfrequenzen (f_x und f_a) des Arbeitsbereiches ergeben, und die Schleifenverstärkung bei Frequenzen außerhalb des Arbeitsbereiches gemäß der Beziehung

   A = k log,, []/_?2 — ι +

   verringern, worin A die Verringerung der Schleif enverstärkung in Neper, q die absolute Größe der Frequenzfunktion

   ■f(h-fi)

   und k ein Faktor mit einem Wert von nicht größer als 2 ist, so daß eine maximale Rückkopplung bei minimalen Verlusten des nutzbaren Frequenzbereiches ohne Beeinträchtigung der Stabilität des Verstärkers gegen Pfeifen möglich ist.
2. 2. Rückgekoppelter Verstärker nach Anspruch 1 mit mehreren, hintereinandergeschalteten Verstärkerröhren, die durch Impedanznetzwerke gekoppelt sind, und einem Rückkopplungspfad, der von dem Ausgangskreis der letzten Röhre zu dem Eingangskreis der ersten Röhre verläuft und ein Impedanznetzwerk enthält, dadurch gekennzeichnet, daß die Impedanznetzwerke eine Gesamtdämpfung besitzen, die verhältnismäßig klein im Vergleich zur Gesamtverstärkung der Verstärkerröhren bei Frequenzen des Arbeitsbereiches ist, und die Schleifenverstärkung bei Frequenzen außerhalb des Arbeitsbereiches nach der Beziehung

   = k log_e []/_?2 _

   verringern.
3. 3. Rückgekoppelter Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die selektiven Impedanzen so bemessen sind, daß sie die untere Grenzfrequenz (f_t) des Arbeitsbereiches im Vergleich zur oberen Grenzfrequenz (f₂) verhältnismäßig klein machen, so daß das Verhältnis Z₃: f₂ vernachlässigbar klein ist und die Schleifenverstärkung oberhalb der Frequenz f ₂ sich nach der Beziehung

   ändert.
4. 4. Rückgekoppelter Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine der Röhrenstufen Frequenzwandlungsmittel und der Rückkopplungspfad komplementäre Frequenzwandlungsmittel enthält.
5. 5. Rückgekoppelter Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß im Rückkopplungspfad ein Verstärker mit negativer Rückkopplung liegt, der über einen Frequenzbereich, welcher im Vergleich zum Arbeitsbereich des Verstärkersystems groß ist, eine gleichförmige Verstärkung hat.
6. 6. Rückgekoppelter Verstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der im Rückkopplungspfad liegende Verstärker in dem Arbeitsbereich des Systems im wesentlichen die Phasenverschiebung Null hat. ■

   Angezogene Druckschriften:
   USA.-Patentschriften Nr. 1 994 457, 1 724 987 ;
   Bell Syst. Techn. Journ. 1934, S. iff.

   Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

   1 J569 11.53