DE2953382C1

DE2953382C1 - Selektiver Verstaerker

Info

Publication number: DE2953382C1
Application number: DE2953382A
Authority: DE
Inventors: Kazuo Kobe Hyogo Takayama
Original assignee: Denso Ten Ltd
Current assignee: Denso Ten Ltd
Priority date: 1978-12-06
Filing date: 1979-11-30
Publication date: 1984-06-28
Also published as: DE2953382A1; NL7908680A; GB2060304A; JPS5577214A; GB2060304B; JPS6229923B2; CH647902A5; JPS5577213A; NL190301C; JPS6412121B2; AU5335779A; AU513840B2; WO1980001227A1; CA1141442A; US4306200A; NL190301B

Description

Die Erfindung betrifft einen selektiven Verstärker mit einem Bandpaßfilter, das die Signale innerhalb des zu verstärkenden Frequenzbereichs durchläßt und einen aus einem Kondensator und einer Spule bzw. Wicklung bestehenden Serienresonanzkreis und einen aus einem Kondensator und einer Spule bzw. Wicklung bestehenden Parallelresonanzkreis umfaßt, mit einem Widerstand zur Glättung der in der Übertragungs- bzw. Durchlaßkennlinie des Filters auftretenden Welligkeit und mit einer mit dem Ausgangsanschluß des Filters verbundenen Verstärkungsvorrichtung mit hohem Gewinn.

Ein bekannter Verstärker dieser Art (DE-PS 7 07 652) dient zur Verbindung zwischen zwei Röhren in den Verstärkerstufen, und zwar als eine Art Spannungsteiler. Da eine Röhre eine Anodenspannung und die andere Röhre eine Gitterspannung benötigen, umfaßt die Schaltung dieses bekannten Verstärkers eine Anodendrossel und

jo eine Gitterdrossel, die mit den ihnen parallel liegenden Kapazitäten zwei auf die gleiche Frequenz abgestimmte Hilfsschwingungskreise bilden, deren Eigenfrequenzen außerhalb des Bereichs der Betriebsfrequenzen liegen.

Weiterhin ist bei einem selektiven Verstärker eine Gegenkopplung vom Ausgang des zweiten Filters auf den Eingang des ersten Filters bekannt (DE-AS 25 15 698).

Selektive Verstärker, die eine Bandpaßcharakteristik bzw. -kennlinie für eine Verwendung im Antennen-Eingangsabschnitt von Hochfrequenzstufen eines Rundfunkempfängers aufweisen, besitzen einen Aufbau, wie er beispielsweise in Fig. 1 wiedergegeben ist, wobei ein Bandpaßfilter BPF und ein Verstärker AMP kaskadenartig miteinander verbunden sind. In diesem Fall ist das Filter BPFim allgemeinen als die dem Verstärker AMP- vorausgehende Stufe angeordnet, so daß dieser nicht durch starke Eingangs-Radiowellen beeinflußt werden kann, die außerhalb des Empfangsbandes liegen. Als Filter BPF wird eine in F i g. 2 dargestellte Schaltung verwendet, die in Kombination einen aus einem Kondensator Ca und einer Spule bzw. Wicklung La bestehenden Serienresonanzkreis und einen aus einem Kondensator Cn und einer Spule bzw. Wicklung Lb bestehenden Parallelresonanzkreis umfaßt, es ist jedoch als solches nicht erwünscht, daß der beabsichtigte Durchlaß-Frequenzbereich bezüglich seiner Mittenfrequenz relativ breit ist, d. h. daß ein spezielles Band groß ist, da eine starke Wellung in der Frequenz-Durchgangs-Betrags-Kennlinie auftritt, wie dies in Fig.3 dargestellt ist. Da

bo der Durchlaßbetrag, wie in F i g. 3 dargestellt, an beiden Schultern beträchtlich erhöht ist und in Extremfällen bis zu 20 bis 30 db reicht, kann innerhalb des Bandes keine gleichförmige Gewinn-Kennlinie bzw. -Charakteristik erzielt werden.

b5 Angesichts dieses Problems wurde ein Lastwiderstand Rr zwischen den Ausgangsanschluß P des Filters und die Erde bzw. Masse geschaltet, d. h. parallel zu den Filterelementen Cßund Ln'\m Parallelresonanzkreis,wie

INSPECTED

dies in Fig.4 dargestellt ist, so daß die Übertragungskennlinie innerhalb des Bandes im wesentlichen gleichförmig gemacht wurde, wie dies in F i g. 5 gezeigt ist. Bei dieser Anordnung nimmt jedoch in einem Fall, in dem das spezifische Band in der Nähe von 1 liegt, bcispicls- ^r> weise wenn die Mittenfrequenz 1000 kHz ist und das Durchlaßband bezüglich dieser Mittenfrequenz auf ±500kHz eingestellt wird, d.h. von 50OkHz bis 1500 kHz reicht, der Widerstand Ri. einen relativ kleinen Wert an, wodurch der Gewinn stark vermindert wird und eine relative Vergrößerung des thermischen Rauschens durch den Widerstand Ri verursacht wird, wodurch in beträchtlichem Ausmaß das S/N-Verhältnis (Signal/Rausch-Verhältnis) in der Schaltung verringert wird.

Es sollen nun für die Schaltung aus F i g. 4 die Einflüsse des Widerstandes Ri. auf das S/N-Verhältnis betrachtet werden, wobei angenommen wird, daß die Spulen bzw. Wicklungen La, Lb und die Kondensatoren C\ und Cb keine Verluste aufweisen und daß der Verstärker AMP kein Rauschen erzeugt. Zunächst wird in F i g. 6 ein Ersatzschaltbild bis zum Punkt Pin F i g. 4 wiedergegeben, in dem die Serienimpedanz des Kondensators C_A und die Spule La als Za, die Parallelimpedanz des Kondensators Cb und die Spule Lb als Ze und die thermische Rauschspannung des Widerstandes Rl aus F i g. 4 als V_n dargestellt sind. Es ist eine an den Eingangsanschluß EIN in F i g. 4 angelegte Signalspannung und En ist die Ausgangsspannung am Punkt P. Die thermische Rauschspannung Vn wird durch den Ausdruck

V_n = y/4 kTBR_L

darstellbar, wobei k die Boltzmann-Konstante, T die absolute Temperatur in ° K und ßdie Bandbreite sind.

Da die Signalspannung Esdurch die kombinierte Impedanz der Impedanz Zb, des Widerstandes Ri. und der Impedanz Za dividiert wird, läßt sich die im Punkt P erzeugte Signalspannung Er«durch folgende Gleichung darstellen:

"-as

2β

■E_s.

(D

Andererseits gilt, da die am Punkte P erzeugte Rauschspannung fcwdurch die Gleichung

'-W

Z_AZ_B

VäWbrI

(2)

wiedergegeben wird, für das S/N-Verhältnis:

50

S/N

Z_AVÄJ3W

(3)

Da das S/N-Verhältnis durch den gesamten selektiven Verstärker hindurch auch durch das Rauschen beeinflußt wird, das vom Verstärker AMP erzeugt wird, der als nachfolgende Stufe des Filters ßPFangeschlos- to sen ist, sieht man, daß das 5/N-Verhältnis mit Ausnahme des Falls, in dem in Gleichung (3) Za = 0 gilt, von R/ abhängt und daß die Verringerung des S/W-Verhältnisses um so größer ist, je kleiner der Widerstand Rl in der Schaltungsanordnung von F i g. 4 gewählt wird. Da der Einfluß des Widerstandes Rl hinsichtlich der Verringerung der Welligkeit um so größer ist, je kleiner der Widerstandswert ist, wird dieser Widerstand in einem Fall, in dem das spezifische Band nahezu 1 ist, ziemlich klein gewählt; daher hat die Schaltung aus Fig.4 den Nachteil, daß sie das S/N-Verhältnis verschlechtert, obwohl sie den Gewinn innerhalb des Bandes nahezu konstant machen kann. Da für die Impedanz Z.\ die Gleichung

\-<Q²L_AC_A

gilt, kann man die Gleichung (3) umschreiben in:
S/N-E, ^£i/^

Da, wenn man der Gleichung (5) entnimmt, das S/N-Verhältnis nur bei einer speziellen Frequenz optimal ist, die die Bedingung 1 — (O¹LaCx = 0 erfüllt, und bei dem in F i g. 4 dargestellten selektiven Verstärker bei Z\ Φ 0 verringert ist, ist die S//V-Kennlinie dieses Verstärkers nur bei einer speziellen Frequenz zufriedenstellend, wie dies durch die Kurve C\ in Fig. 10 wiedergegeben ist, und bei allen Abweichungen hiervon verschlechtert. Da es überdies proportional zur Quadratwurzel des Lastwiderstandes R/ ist, wird es überdies proportional zu dieser Quadratwurzel verschlechtert, wenn der Widerstand Ri. kleiner wird.

Die Parallelschaltung des Lastwiderstands Rl mit dem Parallelresonanzkreis bewirkt also einen Effekt der Verringerung der in der Bandpaß-Kennlinie des Filters BPF auftretenden Welligkeit, wodurch der Gewinn im Durchlaßfrequenzband gleichförmig gemacht wird, doch tritt gleichzeitig der negative Effekt einer Erniedrigung des Pegels des Filter-Ausgangssignals auf. Obwohl es insbesondere wünschenswert ist, daß das S/N-Verhältnis dann besonders gut ist, wenn ein solcher selektiver Verstärker für die Oberstufe eines Empfängers, d. h. in der Verstärkerstufe verwendet wird, die der Antenne am nächsten liegt, ist eine Verringerung des 5/N-Verhältnisses in Antwort auf die Verringerung im Gewinn des Filters BPF aufgrund des Lastwiderstandes Ri. unvermeidlich. Fig. 7 zeigt ein Ersatzschaltbild für das Rauschen eines Feldeffekttransistors, der als Verstärker AMP Verwendung findet. In der Figur stellen V_n und i„ eine Spannungskomponente bzw. eine Stromkomponente des Rauschens dar, während FET einen idealen Feldeffekttransistor ohne Rauschen bedeutet. Selbst bei einem Feldeffekttransistor ist die Eingangsimpedanz nicht unendlich, sondern hat einen bestimmten endlichen Wert, und die Stromkomponente /„ (Konstantstromquelle) stellt das Rauschen dar, das von einem für einen solchen Wert eingesetzten äquivalenten Widerstand erzeugt wird. Die Spannungskomponente v„ stellt das im Inneren des Transistors erzeugte Rauschen dar, beispielsweise das Shottky-Rauschen. Wenn die an den Punkt P angelegte Spannung, d. h. das Ausgangssignal des Filters BPF abnimmt, wird die Spannungskomponente v_n relativ größer, wodurch das S/7V-Verhältnis verschlechtert wird.

Aufgabe der Erfindung ist es. einen selektiven Verstärker der eingangs genannten Gattung zu schaffen, der einen über den gesamten zu verstärkenden Frequenzbereich nahezu gleichförmigen Gewinn aufweist, während das S/N-Verhältnis unverändert bzw. bei Verwendung eines Feldeffekttransistors verbessert ist.

Gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung

ist die Aufgabe dadurch gelöst, daß ein parallel zu einem Parallelresonanzkreis in einem Bandpaßfilter geschalteter Lastwiderstand durch einen Rückkopplungswiderstand ersetzt wird, der zwischen den Eingangsanschluß und den Ausgangsanschluß eines Verstärkers geschaltet ist. Bei dieser Ausführungsform wird das S/N- Verhältnis unverändert gehalten.

Gemäß einer zweiten Ausführungsform der Erfindung ist die Aufgabe dadurch gelöst, daß eine Spule bzw. Wicklung in einem Parallelresonanzkreis aus einer mit einem Abgriff versehenen Spule besteht, das heißt als Transformator ausgebildet ist, und das hochtransformierte Filter-Ausgangssignal so angepaßt ist, daß es an das Gate bzw. die Steuerelektrode eines Feldeffekt-Transistors angelegt werden kann. Bei dieser Ausführungsform ist das S/N- Verhältnis verbessert.

Weiterhin wird gemäß der Erfindung als dritte Lösungsvariante ein Kondensator in einem Serienresonanzkreis eines Bandpaßfilters mit Hilfe der Kapazität einer kapazitiven Antenne gebildet. Diese Variante führt zu einer weiteren Verbesserung im S/N-Verhältnis u.td einer Verringerung in der Anzahl der zu verwendenden Bauelemente.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnung beschrieben; in dieser zeigt

Fig. 1 ein Blockdiagramm, das ein Beispiel für einen herkömmlichen selektiven Verstärker wiedergibt,

Fig.2 ein Schaltbild, das eine Ausführungsform des Bandpaßfilters aus F i g. 1 wiedergibt,

Fig.3 ein Diagramm für die Übertragungskennlinie des in F i g. 1 dargestellten selektiven Verstärkers,

F i g. 4 ein Schaltbild, das den Aufbau eines herkömmlichen selektiven Verstärkers wiedergibt, der hinsichtlich seiner Übertragungskennlinie bzw. seiner Übertragungseigenschaften verbessert ist,

Fig.5 ein Diagramm für die Übertragungskennlinie des Verstärkers aus F i g. 4,

F i g. 6 ein Ersatzschaltbild für die Schaltung in F i g. 4, F i g. 7 ein Ersatzschaltbild für das Rauschen in einem Feldeffekttransistor,

F i g. 8 ein Schaltbild, das eine erste Ausführungsform eines erfindungsgemäßen selektiven Verstärkers wiedergibt,

Fig.9 ein Ersatzschaltbild für die Schaltung aus F i g. 8,

F i g. 10 ein Diagramm für die S/N-Frequenz-Kennlinie,

Fig. 11 ein Schaltbild, das eine zweite Ausführungsform eines erfindungsgemäßen selektiven Verstärkers wiedergibt,

Fig. 12 und 13 Ersatzschaltbilder für die Schaltung aus Fig. 11,und

Fig. 14 ein Schaltbild, das eine dritte Ausführungsform eines erfindungsgemäßen selektiven Verstärkers wiedergibt.

Fig.8 zeigt eine erste Ausführungsform eines erfindungsgemäßen selektiven Verstärkers, der ein Bandpaßfilter BPFund einen Verstärker /4MPumfaßt, wobei das Filter in derselben Weise wie in F i g. 4 einen aus wi einem Kondensator C.\ und einer Induktivität La bestehenden Serienresonanzkreis und einen aus einem Kondensator Cb und einer Induktivität Ln bestehenden Parallelresonanzkreis umfaßt, wobei jedoch der mit dem obigen Parallelreson.iu/kreis parallel geschaltete Last- pi widerstand Hi weggelassen ist uiul stan Bossen cm Rückkopplungswidcrstand Ri verwendet wird, der zwischen den Eingangsanschluß und den Ausgangsanschluß des Verstärkers AMP gelegt ist. Der Verstärker AMP ist wünschenswerterweise ein invertierter Verstärker, der eine Eingangsimpedanz von nahezu unendlich und eine Ausgangsimpedanz von nahezu Null besitzt und dessen Verstärkung bzw. Gewinn —A so eingestellt ist, daß gilt: I A | > 1. Ein solcher invertierter Verstärker wird beispielsweise mit Hilfe eines Feldeffekttransistors realisiert.

Bei der obigen Schaltung ist klar, daß deswegen, weil die vom Punkt P dem invertierten Verstärker AMP dargebotene Impedanz gleich RfIA ist, die Übertragungskennlinie in Fig.5 dadurch erhalten werden kann, daß man Rf so auswählt, daß es der Gleichung Rf = ARl genügt. Die Einflüsse des thermischen Rauschens im Widerstand Rf auf das S/A/-Verhä!tnis müssen berücksichtigt werden. Zunächst kann die in F i g. 8 dargestellte Schaltung durch ein Ersatzschaltbild gemäß F i g. 9 wiedergegeben werden, wobei die thermische Rauschspannung

V_n = /TITBWf

berücksichtigt wird. Demgemäß wird die Signalkomponente Eos am Punkt P durch folgende Gleichung wiedergegeben:

Z_B(R_f/A)

(Z₄ +Z₈)(R,/A)+ Z_AZ_B

während die Rauschkomponente £cwam Punkt Pdurch folgende Gleichung dargestellt wird:

Z_AZ_B/A)

+ Z_B)(R_f/A) + Z_A

VAkTBRf (7)

Dann ergibt sich für das S/N- Verhältnis:
Eos _

S/N

Z₄VaWb

E_s.

Gemäß Gleichung (8) hat, da R₁ = ARi. gilt, der selektive Verstärker aus Fig.8 ein um die Rate von fÄ besseres S/7V-Verhältnis als das in Gleichung (3), was in F i g. 10 durch die Frequenzkennlinie gemäß Kurve C2 wiedergegeben werden kann. Das S/N-Verhältnis wird tatsächlich durch das Rauschen im Verstärker AMPbestimmt, wenn die auf dem Widerstand Rf beruhende Verringerung des 5/N-Verhältnisses so vermindert wird und das S//V-Verhältnis durch den Verstärker AMPhindurch auf dessen Rauschpegel (SZN)A beschränkt wird, wie dies in Kurve Ci aus Fig. 10dargestellt ist; jedoch wird das S/N- Verhältnis an der oberen und der unteren Grenze des Frequenzbandes im Vergleich mit der herkömmlichen S/N-Verhältnis-Kurve Cl beträchtlich verbessert.

Es ist möglich, das S/N-Verhältnis dadurch zu verbessern, daß man die Spannung erhöht, die dem Verstärker zugeführt wird, wobei die Rauschspannungskomponente unter der Rauschspannung und den Stromkomponenten, die der Verstärker besitzt, vorherrschend ist; eine solche Ausführungsform ist in Fig. 11 dargestellt. Hier sind C\ und /. \ der Kondensator und die Induktivität zur Bildung eines Scrienresonan/kreises. der das eine der Elemente des Bandpaßfilters NPF in derselben Weise wie in Fig. 1 bildet, während Cn der Kondensator im

Parallelresonanzkreis ist, der das andere der Kiemente des Bandpaßfilters bildet; Rl ist ein Lastwiderstand. Die Induktivität bzw. Spule Lb im Parallelresonanzkreis ist bei dieser Schaltung als Wicklung bzw. Spule mit einem Abgriff ausgebildet, d. h. sie bildet einen Aulotransformator, der dazu dient, die an den die Verstärkungsvorrichtung bildenden Feldeffekttransistor FET angelegte Eingangsspannung um den Faktor des Windungsverhältnisses m = T2ITX zwischen der Primärwicklung und der Sekundärwicklung zu erhöhen. Die Induktivität ι ο des vom Abgriffspunkt P' her gesehenen Transformators wird natürlich gleich der Induktivität der Spule Ln in F i g. 1 gemacht. Das Ersatzschaltbild für die Schaltung aus Fig. 11, wie sie vom Punkt Pzum Eingang hin gesehen wird, kann, wie in Fig. 12 dargestellt, durch ι's eine Reihenschaltung wiedergegeben werden, die von einer Signalspannung mE_s und einer Signalquellen-Impedanz Tn²Zs gebildet wird, multipliziert entweder mit dem Windungsverhältnis oder mit dem Quadrat, was durch ein in Fig. 13 dargestelltes Schaltbild wiedergegeben wird, bei dem weiterhin das vom Transistor FET stammende Rauschen berücksichtigt ist. Zs ist die Impedanz für die Signalquelle vom Abgriffspunkt P' her gesehen. Das S/N-Verhältnis am Punkt Q in der Schaltung aus Fig. 13 wird durch die folgende Gleichung wiedergegeben:

S/N

mE,

(9)

30

Aus Gleichung (9) entnimmt man, daß das S/N-Verhältnis gleich 0 ist, wenn m = 0 und m = «> gilt und bei einem bestimmten Wert dazwischen ein Maximum erreicht. Der Wert von m, bei dem das S/7V-Verhältnis sein Maximum annimmt, ist derjenige Wert, bei dem die Ableitung von S/N nach m, die eine Funktion von in ist, gleich Null wird, d. h. für denjenigen Wert von m, für den gilt df(m)/dm = 0; dieser Wert wird durch die folgende Gleichung wiedergegeben:

(10)

wird. Somit kann in dem Fall, in dem der selektive Verstärker als Oberstufe eines Empfängers verwendet wird, der eine kapazitive Antenne besitzt, die Kapazität der Antenne vollständig oder teilweise als Kondensator Cv verwendet werden, wodurch die Anzahl der Elemente und die Impedanz Zs soweit als möglich verringert werden kann. Eine solche Aiisführungsform ist in Fig. 14 dargestellt.

In Fig. 14 bedeutet ANT eine kapazitive Antenne, die beispielsweise an einem Kraftfahrzeug befestigt ist; diese Antenne wird im Ersatzschaltbild durch eine elektromotorische Kraft Eo und einen Reihenkondensator Ca wiedergegeben. Bei dieser Schaltung wird der Kondensator Ci als Kondensator im Reihenresonanzkreis des Filters BPF verwendet. L_A ist eine Wicklung bzw. Spule in dem eben erwähnten Reihenresonanzkreis, Cb ist ein Kondensator im Parallelresonanzkreis, Ri ist ein Lastwiderstand, Lu ist eine Spule bzw. Wicklung im Parallelresonanzkreis und ist als Autotransformator ausgebildet, und Ff 7"ist ein Feldeffekttransistor, der den Verstärker AMP bildet. Der Betrieb ist derselbe, wie dies bereits unter Bezugnahme auf die F i g. 11 und dergleichen beschrieben wurde. Statt parallel zum Parallelresonanzkreis geschaltet zu werden, kann der Lastwiderstand Rt zwischen den Eingangs- und den Ausgangsanschluß, d. h. zwischen die Senke (drain) und die Steuerelektrode (gate) des Feldeffekttransistors geschaltet werden, um als Rückkopplungswiderstand Rf gemäß Fig. 8 zu arbeiten. In diesem Fall können die beiden Effekte, die unter Bezugnahme auf die Fig.8 und die F i g. 11 beschrieben wurden, erreicht werden.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

40

45

Falls der selektive Verstärker, bei dem ein Feldeffekttransistor als Verstärker Verwendung findet, im Eingangsabschnitt einer mit einer kapazitiven Antenne verbundenen Hochfrequenz-Verstärkungsstufe eingesetzt wird, gilt sehr oft die Beziehung: v„ > i_nZ_s\ demgemäß wird das S/N-Verhältnis dadurch verbessert, daß man m > 1 wählt, wie dies in Fig. 10 dargestellt ist, d.h. durch Hochtransformieren der Spannung. Während die Rauschspannungs- und -Strom-Komponenten v„ und /„ dem Feldeffekttransistor FET inhärent sind, kann Zs in einem gewissen Maß ausgewählt oder verändert werden, da es sich hierbei um die vom Transistor FETgesehene Eingangsimpedanz handelt. Das S//V-Verhältnis beim optimalen Wert von m kann dadurch bestimmt werden, daß man Gleichung (10) in Gleichung (9) ein- t>o setzt, was zu folgender Gleichung (11) führt:

S/N

Il.

dl)

b5

Wie sich aus dem Obigen ergibt, wird das S/N-Verhältnis um so mehr vergrößert, je kleiner Zs gemacht

- Leerseite -

Claims

Patentansprüche:

1. Selektiver Verstärker mit einem Bandpaßfilter, das die Signale innerhalb des zu verstärkenden Frequenzbereichs durchläßt und einen aus einem Kondensator und einer Spule bzw. Wicklung bestehenden Serienresonanzkreis und einen aus einem Kondensator und einer Spule bzw. Wicklung bestehenden Parallelresonanzkreis umfaßt, mit einem Widerstand zur Glättung der in der Übertragungs- bzw. Durchlaßkennlinie des Filters auftretenden Welligkeit und mit einer mit dem Ausgangsanschluß des Filters verbundenen Verstärkungsvorrichtung mit hohem Gewinn, dadurch gekennzeichnet, daß der Glättungswiderstand einen Widerstandswert besitzt, der gleich dem Widerstandswert ist, der erforderlich ist, um die in der Übertragungs- bzw. Durchlaßkennlinie des Filters auftretende Welligkeit zu glätten, multipliziert mit dem Faktor des Gewinns der Verstärkungsvorrichtung, und daß dieser Widerstand als Rückkopplungswiderstand zwischen den Ausgangsanschluß und dem Eingangsanschluß der Verstärkungsvorrichtung geschaltet ist.

2. Selektiver Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkungsvorrichtung ein Feldeffekttransistor ist.

3. Selektiver Verstärker mit einem Bandpaßfilter, das die Signale innerhalb eines zu verstärkenden Frequenzbereichs durchläßt und einen aus einem Kondensator und einer Spule bestehenden Serienresonanzkreis und einen aus einem Kondensator und einer Spule bestehenden Parallelresonanzkreis umfaßt, mit einem Widerstand zur Glättung der in der Übertragungs- bzw. Durchlaßkennlinie des Filters auftretenden Welligkeit und mit einer mit dem Ausgangsanschluß des Filters verbundenen Verstärkungsvorrichtung mit hohem Gewinn, dadurch gekennzeichnet, daß die Spule in dem Parallelresonanzkreis von einem Transformator gebildet ist, daß die Verstärkungsvorrichtung ein Feldeffekttransistor ist und daß die durch den Transformator hochtransformierte Filter-Ausgangsspannung angepaßt ist, um in den Feldeffekttransistor eingespeist zu werden.

4. Selektiver Verstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Kondensator im Serienresonanzkreis von der Kapazität einer kapazitiven Antenne gebildet ist.

5. Selektiver Verstärker mit einem Bandpaßfilter, das die Signale innerhalb eines zu verstärkenden Frequenzbereichs durchläßt und einen von einem Kondensator und einer Spule gebildeten Serienresonanzkreis und einen von einem Kondensator und einer Spule gebildeten Parallelresonanzkreis umfaßt, mit einem Widerstand zur Glättung der in der Übertragungs- bzw. Durchlaßkennlinie des Filters auftretenden Welligkeit und mit einer mit dem Ausgangsanschluß des Filters verbundenen Verstärkungsvorrichtung mit hohem Gewinn, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkungsvorrichtung von einem Feldeffekttransistor gebildet ist, daß der Glättungswiderstand einen Widerstandswert besitzt, der gleich dem Widerstandswert ist. der für die Glättung der in der Übertragungs bzw. Durchlaßkennlinie des Filters auftretenden Welligkcit erforderlich ist, multipliziert mit dem Faktor des Gewinns der Verstärkungsvorrichtung, daß dieser Gliittungswiderstand als Rückkopplungswiderstand zwischen einen Ausgang und einen Eingang des Transistors geschaltet ist. daß die Spule in dem Parallelresonanzkreis von einem Transformator gebildet ist und daß die vom Transformator hochtransformierte Filter-Ausgangsspannung für eine Ansteuerung des Transistors angepaßt ist.