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Elektrisches Meßgerät für verlustarme Impedanzen
Zur Messung von elektrischen
Impedanzen sind bereits verschiedene Verfahren bekanntgeworden, so u. a. das Brückenmeßverfahren,
insbesondere zur Messung von Scheinwiderständen mit teilweise von Null stark abweichendem
Phasenwinkel, z. B. Kabel, Verstärlterein- oder -ausgang usw., wobei gewöhnlich
auch ein sehr großer Betragsbereich gefordert wird. Handelt es sich aber um die
Bestimmung von Impedanzen mit sehr kleinem Phasenwinkel, insbesondere solchen, die
nahezu reine Reaktanzen und nur mit geringen Verfusten behaftet sind, so ist das
Brückenmeßverfahren, bei dem die Meßgröße mit entsprechenden Normalen verglichen
wird, entweder zu ungenau, oder aber es erfordert einen sehr großen Aufwand, der
für die Sonderaufgabe schlecht ausgenutzt ist.
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Für solche Impedanzmessungen, insbesondere zur Verlustwinkelbestimmung
von Kondensatoren, ist ein Substitutionsrerfabren mit Resonanzabstimmung bekanntgeworden.
Dabei wird ein Meßkreis, der aus einer möglichst verlustarmen Induktivität L und
dem zu messenden Kondensator Cx besteht, von einem lose angekoppelten Sender in
Resonanz erregt.
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Die Resonanzspannung zeigt ein Röhrenvoltmeter an. Zur Ermittlung
des Kondensatorverlustes wird sodann Cx durch einen verlustarmen Normalkondensator
CN und einen damit in Reihe liegenden Meßwiderstand RN ersetzt und auf die gleiche
Resonanzspannung am Röhrenvoltmeter eingestellt. Dieses Verfahren, das zwar für
die Verlustwinkelbestimmung an Kondensatoren gegenüber dem vorerwähnten Brückenmeßverfahren
vorteilhaft ist, hat aber folgende grundsätzliche Nachteile: Das Verfahren ist praktisch
nur für Kapazitäten brauchbar. Der Normalwiderstand läßt sich bei hohen Meßfrequenzen
und nicht sehr kleinen
Kapazitäten nicht genau genug einstellen.
Man müßte Einstellgenauigkeiten von Milli-Ohm verlangen, praktisch sind jedoch nur
Zehntel-Ohm realisierbar, so daß bei hohen Frequenzen, insbesondere Kurzwellen,
nur grobe Interpolationen möglich sind.
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Schließlich entsteht durch die Vertauschung von Cx und CN noch ein
weiterer Nachteil, daß nämlich Cx um den Verlust von CN, der ja nicht völlig vermieden
werden kann, zu günstig gemessen wird. Dieser Fehler läßt sich bei der Bestimmung
des Verlustwinkels von Plattenmaterial vermeiden, indem zwei gleichgebaute Meßkondensatoren,
bestehend aus zwei verstellbaren Platten, verwendet werden und das zu messende Material
zwischen die Platten von Cx eingeschoben wird, nicht aber, wenn ein beliebig gebauter
Kondensator geprüft werden soll. Außerdem ist die Einstellgenauigkeit der Konderasatorplatten
einer solchen Meßstrecke bei dünnen zu untersuchenden Platten unbefriedigend, -
besonders wenn Dielektrika mit verhältnismäßig hohen Dielektrizitätskonstanten gemessen
werden sollen.
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Die Erfindung besteht in der Anwendung eines Meßgerätes, das einen
aus der Parallelschaltung einer verlustarmen Induktivität, einer verlustarmen Kapazität
und eines veränderbaren, als Normalleitwert benutzten, in an sich bekannter Weise
durch kapazitive Transformation eines Ohmschen Meßwiderstandes mit geringem Widerstandswert
innerhalb eines gewünschten Meßbereiches mit frequenzunabhängigem Übersetzungsverhältnis
gebildeten Widerstandes bestehenden Meßkreis enthält, für eine Messung an verlustarmen
Impedanzen, bei welcher bei angeschaltetem Meßobjekt der Meßkreis auf Resonanz abgestimmt
sowie die am Meßkreis auftretende Spannung gemessen wird und weiterhin bei abgeschaltetem
Meßobjekt der gleiche Spannungswert durch Resonanzabstimmung des Meßkreises und
Verändern des Normalleitwertes hergestellt wird, wobei die Differenz der Meßkreisabstimmung
ein Maß für die Kapazität bzw. die Induktivität und die Einstellung des Normalleitwertes
ein Maß für die Verluste des Meßobjektes darstellen.
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Es ist bereits ein Kondensator mit einstellbarer Dämpfung bekannt,
wobei die Dämpfung unter Beibehaltung der Kapazität dadurch geregelt wird, daß das
Dielektrikum zwischen den Belegungen verändert wird. Bei der bekannten Anordnung
kann der Kondensator insbesondere als Differentialkondensator au&gebildet sein,
um eine Regelung mittels einer kapazitiven Stromteilung zu erreichen, wobei die
Statorplatten des Differentialkondensators durch einen festen Widerstand miteinander
verbunden sind. Es handelt sich hierbei um einen Kondensator mit nahezu konstanter
Kapazität und kontinuierlich veränderbaren Verlusten unter Vefmeidung eines Schleifwiderstandes.
Der Festwiderstand soll jedoch bei dieser bekannten Anordnung nicht frequenzunabhängig
übersetzt werden. Es ist hierbei auch nicht ohne weiteres möglich, daß die Parallele
und die Reihenkapazität in bestimmter Weise in bezug auf die Größe des Widerstandes
bemessen werden. Um die Gesamtkapazität des Systems möglichst konstant zu halten,
wird die eine Teilkapazität vergrößert, wenn die andere verkleinert wird. Hierdurch
wird der Widerstand und damit die Dämpfung des Systems von der Frequenz abhängig.
Demgegenüber läßt sich bei der kapazitiven Transformation des Ohmschen Meßwiderstandes
bei dem Meßgerät nach der Erfindung eine Frequenzunabhängigkeit innerhalb eines
großen Meßbereiches erzielen. Dies hat den Vorteil, daß die Meßfrequenz nicht in
die Messung eingeht und infolgedessen nicht bei der Messung berücksichtigt zu werden
braucht.
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Zur Messung sehr hoher Widerstände ist des weiteren bereits ein Vergleichsverfahren
bekannt, bei dem an einen von einem lose angekoppelten Sender erregten Schwingkreis
einmal der zu messende Widerstand und das andere Mal ein Vergleichswiderstand angeschaltet
und die auftretende Spannung in einem Röhrenvoltmeter angezeigt wird.
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Der .Vergleichswifderstand ist dabei durch eine kapazitive Transformation
nach hohen Werten übersetzt. Um die bei diesem Vergleichsverfahren benutzte Schaltungsanordnung
zur Messung an verlustarmen Impedanzen anzuwenden, müßte die bekannte Substitutionsmethode
durch das bereits bekannte Differenzverfahren ersetzt werden.
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Eine kapazitive Spannungsteilung ist weiterhin auch bei Verwendung
eines Schwingkristalls bekannt. Hierbei liegt dem Kristall eine veränderliche Kapazität
parallel und in Reihe mit dieser Parallelschaltung gleichfalls eine veränderliche
Kapazität. Aufgabe dieser Anordnung ist es jedoch, den Scheinwiderstandsverlauf
dieses Kristalls durch den Anschluß an einen Spannungsteiler zu verändern. Im Gegensatz
zu der kapazitiven Transformation bei dem Meßgerät nach der Erfindung sollen bei
der bekannten Anordnung die Eigenschaften des Kristalls gerade nicht frequenzunabhängig
transformiert werden. Eine frequenzunabhängige Transformation ist hierbei auch -deshalb
nicht möglich, da ein Schwingkristall im Ersatzschaltbild nicht als Ohmscher Widerstand,
sondern als Reihenschaltung einer Selbstinduktivität, einer Kapazität und eines
Ohmschen Widerstandes zu betrachten ist.
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In Fig. I ist ein Ausführungsbeispiel des bei der Erfindung verwendeten
Meßkreises dargestellt. Der Meßkreis besteht dabei aus einer Parallelschaltung einer
möglichst verlustarmen Induktivität L, des verlustarmen Meßkondensators CN, der
als Drehkondensator ausgebildet ist, und eines veränderbaren Normalleitwertes GN.
Wahlweise ist hierzu das Meßobjekt parallel zu schalten. Bei einem derartigen Meßkreis
ist zur ATerlustwinkelmessung von Kondensatoren der Konldensator CN zunächst auf
den kleinsten Wert und GN auf Null zu stellen, worauf bei angeschaltetem Meßobjekt
der Sender auf Resonanz abgestimmt wird und die Spannung E abzulesen ist. Durch
Abklemmen des Meßobjektes und Nachstimmen mit CN sowie Erhöhung des Betrages von
GN wird die gleiche Spannung sodann wiederhergestellt, somit ist die Messung ein
Vergleich zwischen dem Fall, bei dem das Meßobjekt
angelegt ist,
und dem Fall, bei dem das Meßobjekt abgeschaltet ist.
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Die Messung von Spulen erfolgt ganz ähnlich, nur muß dabei der Meßkondensator
auf den größten Wert eingestellt und nachher im Fall der Abschaltung des Meßobjektes
verkleinert werden.
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Dieser Aufbau des Meßkreises gestattet eine unmittelbare Ablesung
der 'Verluste des Meßobjektes als Leitwert GN, während sich die Kapazität bzw.
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Induktivität des Meßobjektes aus den abgelesenen Werten von CN ergibt.
Es gelten sodann für Kapazität und Induktivität die nachstehenden einfachen Beziehungen:
I Cx=CN2-CN1 bzw. Lx= #2#(CN1-CN2) Es können somit nicht nur beide Arten von verlustbehafteten
Reaktanzen der Messung zugänglich gemacht werden, sondern durch das vorstehend geschilderte
Dlifferenzverfahren fallen automatisch die Verluste des Normalkondensators sowie
dieVerlustkapazität der Klemmen des Meßobjektes heraus. Es ist außerdem nicht erforderlich,
den Normalleitwert in der Stellung Null verlustlos zu gestalten, da dieser Anfangsverlust
ebenfalls herausfällt. Es ist ferner jetzt gleichgültig, welcher Art die zu untersuchende
Kapazität ist, so können beispielsweise auch Flüssigkeiten untersucht werden, was
bei den bekannten Anordnungen unmöglich war. Auf die Vorteile bezüglich der Frequenzabhängigkeit
soll später noch näher eingegangen werden.
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Durch das Differenzmeßverfahren ist der Bau eines geeigneten Normalleitwertes
überhaupt erst ermöglicht worden. Dieser ist nach dem Prinzip der kapazitiven Transformation
aufgebaut. Ein praktisches Ausführungsbeispiel wird durch Fig. 2 veranschaulicht.
Es ist zu erkennen, daß die Transformation dadurch erreicht wird, daß der Meßwiderstand
an einen kapazitiven Spannungsteiler angeschlossen ist. Der kapazitive Spannungsteiler
wird durch die Kapazitäten C und K gebildet, zu deren letzterer der Leitwert G parallel
geschaltet ist.
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Um das Meßgerät zur Untersuchung in einem großen Frequenzbereich
nutzbar zu machen, werden die Kapazitäten des Spannungsteilers derart bemessen,
daß im ganzen Meßbereich ein frequenzunabhängiges Transformationsverhältnis erzielt
wird. An Hand eines Beispiels soll im folgenden auf die an den Normalleitwert zu
stellenden Forderungen eingegangen sein. Es liegt im Rahmen der heutigen Entwicklung
der Kurzwellentechnik, Verluste von Impedanzen auch noch bei Frequenzen in der Größenordnung
von 10 bis 20 MHz zu kennen, so daß ein Frequenzbereich von 0,I bis 20 MHz durchaus
keine übertriebene Forderung ist. Die zur Untersuchung gelangenden Phasenwinkel
sind dabei auch je nachdem Isoliermaterial sehr verschieden und betragen durchschnittlich
1#10-2 bis 1#10-4 und müssen wenigstens auf etwa 10% genau ermittelt werden können.
Der Kapazitätsbereich schließlich darf auch nicht allzusehr eingeengt werden und
ist nach oben durch die Endkapazität des Drehkondensators begrenzt. Als Beispiel
dienen die Werte 20 bis 600 pF. Für die vorgegebene Frequenzgrenze ergeben sich
entsprechend Kapazität und Phasenwinkel bestimmte Mindestfordernngen, die unter
Zugrundelegung der genannten Werte ein Variationsbereich des Normalleitwertes der
nachfolgenden Größe erfordern: GN=1#10-8-2#10-9 Siemens (RN=1kOhm-500MOhm) Praktisch
läßt sich allerdings ein Wert von etwa 100 kOhm bei der vorgegebenen oberen Frequenzgrenze
nicht überschreiten, ohne daß der frequenzabhängige Fehler 10% übersteigt. Dies
ist durch die verteilte Kapazität derWiderstandsstähe bedingt.
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Für Frequenzen in derGrößenordnung von 2 MHz und darunter gilt als
entsprechende Grenze I -MOhm.
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Um nun aber tatsächlich die angegebenen und unbedingt erforderlichen
großen Widerstandswerte zu realisieren, ist die kapazitive Transformation unerläßlich.
Der Scheinleitwert der in Fig. 2 angegebenen Schaltung ist
Hieraus folgt ein Ersatzbild, das aus einer Parallelschaltung von C' und R' besteht
mit den Werten
Wie aus diesen Gleichungen zu ersehen ist, verschwinden durch Einhaltung der Bedingung
G # # (C+K) die # enthaltenden Glieder der Gleichungen, und die Ersatzgrößen R'
und C' werden frequenzunabhängig. Hieraus ergeben sich Bedingungen für die Größe
von (C+K) bzw. co und G, wenn ein bestimmter Fehler für R' und C' zugelassen wird.
Wir können dann angenähert setzen
Wenn man K groß gegen C macht, erhält man auf diese Weise beliebig große wirksameWiderstände
R'.
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Grundsätzlich könnte ein analoges Verfahren auch zur Herstellung
sehr kleiner Widerstände (Milli-Ohm) dienen. Diese sind, wie eingangs erwähnt, bei
der Reihenschaltung eines Normalkondensators und eines Normalwiderstandes notwendig,
aber auf direktem Weg nicht herstellbar. Hierfür müßte man eine Parallelschaltung
eines Kondensators und einer Reihenschaltung eines zweiten Kondensators und des
zu übersetzenden Widerstandes anwenden. Doch ergeben sich Idabei ungünstigere Verhältnisse
als im oben beschriebenen Fall.
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Für den konstruktiven Aufbau des Normalleitwertes hat es sich als
zweckmäßig erwiesen, eine
Dekadeneinteilung zu verwenden, die also
eine Staffelung in Zehnerpotenzen von Siemens zuläßt.
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Man kann schließlich auf diese Weise mit einer einflachen Schaltung,
wie sie in Fig. 3 angegeben ist, den gesamten geforderten Bereich erhalten. Die
großen Widerstandswerte sind allerdings nur für Frequenzen bis 2 MHz brauchbar,
werden aber auch ausschließlich nur für die tiefen Frequenzen benötigt, so daß trotzdem
wieder unter den in dem obigen Beispiel angegebenen Bedingungen keine Einschränkung
des Meßbereiches eintritt.
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Für das Übersetzungsverhältnis der in Fig. 2 angegebenen Kapazitäten
gilt die Gleichung
Es läßt sich zeigen, daß der Frequenzbereich, in dem diese Gleichung gilt, um so
größer wird, je größer man C wählt. Da jedoch dann auch C' sehr groß wird und dies
die Meßgenauigkeit des Gerätes beeinträchtigt, weil diese Kapazität dauernd zurSpule
parallel liegt, darf C nur so groß gewählt werden, als unbedingt erforderlich. In
dem genannten Ausführungsbeispiel ist mit Rücksicht auf die Empfindlichkeit des
Gerätes eine wirksame Kapazität C' in der Großenanordnung von 70 pF unvermeidlich.
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Damit die Meßbereiche sich auch aneinander anschließen, staffelt man
das Übersetzungsverhältnis u zweckmäßig in Potenzen von 10. Auch diese Staffelung
der Übersetzungsverhältnisse ist aus der Fig. 3, die ein Ausführungsbeispiel des
Gesamtaufbaues des Normalleitwertes zeigt, erkennbar. In der ersten Stufe (u= I)
ist die Kapazität C durch eine Kurzschlußverbindung (C = oo) ersetzt.Es ist zweckmäßig,
die wirksame Kapazität in allen Bereichen gleich groß zu machen, so daß beim Umschalten
keine Verstimmung des Kreises eintritt. Im foLgenden sei noch ein Beispiel für die
Dimensionierung des kapazitiven Spannungsteilers unter den angenommenen Zahlenwerten
bei vier dekadisch gestuften Übersetzungsverhältnissen gegeben:
| Bereich C'#u |
| C = K = C'#u |
| u #u-1 |
| 1 CO 70,0 pF |
| 10 102,3 I pF 22I,4 - |
| I00 77,8 - 700,0 |
| 1000 72,3 - 22I4,0 - |
Um die Vorteile der vorbeschriebenen Erfindung ganz zur Auswirkung kommen zu lassen,
ist es wichtig, eine möglichst hohe Empfindlichkeit des Spannungsanzeigers und eine
große zeitliche Konstanz aller Spannungen zu erzielen. Während sich die erste Bedingung
leicht einhalten läßt, gelingt die Einhaltung der zweiten bei Netzanschluß trotz
Stabilisierungsmaßnahmen, etwa durch Glimmstrecken od. dgl., doch nur auf einige
Promille. Für eine einwandfreie Messung würde dies aber nicht genügen. Es muß deshalb
eine Anzeigeschaltung gewählt werden, die weniger empfindlich auf Spannungsschwankungen
ist als das übliche kompen sierte Röhrenvoltmeter (mit oder ohne Verstärker).
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Fig. 4 zeigt eine Ausführungsform des gesamten Meßgerätes unter verwendung
eines Meßkreises nach Fig. I. Hierbei erzielt man eine weitgehende Unempfindlichkeit,
insbesondere gegen Schwankungen der Energie des Senders, durch Anwendung eines Nullverfahrens.
Die Spannung am Meßkreis wird unmittelbar verglichen bzw. gleichgemacht einer zweiten,
in einem festen Spannungsteiler abgegriffenen Spannung. Die Differenz der gleichgerichteten
Spannungen wird dem Anzeigenverstärker zugeführt.
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Der Sender G mit veränderbarer Frequenz ist über die kleinen Kondensatoren
C1 und C2 lose an die eigentliche Meßschaltung angekoppelt. In dem einen Zweig der
Meßschaltung liegt der feste Kondensator C8 gegen Erde, in dem anderen der Meßkreis
nach Fig. I. An diese beiden Elemente sind an den mit A und B bezeichneten Punkten
Gleichrichterstrecken G1 und G2 angeschaltet, im Ausführungsbeispiel Dioden. Die
Ausgänge der Gleichrichter sind in Reihe geschaltet, wobei R1 und R2 die Abschluß
widerstände der Gleichrichter bilden. Zur hochfrequenten Überbrückung dienen die
Kondensatoren C4, C5 und C6. Parallel zu den beiden Endpunkten der Gleichrichterausgänge
C und D liegt ein Spannungsteiler R8 und R4, dessen Ende bzw.
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Mitte wahlweise über einen Schalter S mit dem Anzeigeverstärker V
verbunden wird, der beispielsweise aus einer Röhre mit im Anodenkreis liegendem
Instrument gebildet ist.
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Die Messung beginnt nun bei Schalterstellung 2.
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Da der Meßkreis bei Beginn der Messung verstimmt ist, tritt an ihm
nur eine kleine Spannung auf, während am festen Spannungsteiler die volle Spannung
liegt. Durch die gewählte Schaltung wird die Differenz der gleichgerichteten Spannungen
bzw. in Schalterstellung 2 ein Bruchteil davon dem Anzeigeverstärker zugeführt.
Diese Differenz wird zunãchst-angenähert gleich der Spannung an C3 sein und durch
den Spannungsteiler R8, Rq in einem vorgegebenen Verhältnis geteilt, z. B. 1 : 20
od. dgl. Die Empfindlichkeit des Instrumentes ist dann so zu wãhlen; daß bei dieser
Spannungsgröße Voll aus schlag eintritt. Wird der Meßkreis nun mehr abgestimmt,
so ist am Instrument zu verfolgen, daß mit wachsender Spannung am Meßkreis die Differenz
der gleichgerichteten Spannungen kleiner wird.
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Durch geeignete Einstellung des Koppelkondenstators C1 erreicht man
nun, daß die Spannung am Meßkreis bei Resonanz exakt gleich wird der Spannung am
festen Spannungsteiler, dann ist der Ausschlag des Anzeigeinstrumentes- Null, -
und diese Nulleinstellung ist ganz unabhängig von allen Spannungsschwankungen.
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Das vorstehende Ausführungsbeispiel zeigt noch eine weitere Möglichkeit
der Empfindlichkeitssteigerung durch Umschaltung von Schalter S nach Stellung 1.
Die Erhöhung der Empfindlichkeit ergibt sich aus dem vorher gewählten Ubersetzungsverhältnis
von R3: R4. Wie eingangs beschrieben, vollzieht sich nun der zweite Teil der Messung
so,
daß mit abgeschaltetem Meßobjekt die Messung wiederholt wird
durch neue Abstimmung von CN und Einregelung von GN bei unveränderter Stellung von
C1. Es folgen automatisch Betrag wie Phasenwinkel der untersuchten Impedanz.
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PATENTANSPRY7CHE I. Die Anwendung eines Meßgerätes, das einen aus
der Parallelschaltung einer verlustarmen Induktivität, einer verlustarmen Kapazität
und eines veränderbaren, als Normalleitwert benutzten, in an sich bekannter Weise
durch kapazitive Transformation eines Ohmschen Meßwiderstandes mit geringerem Wilderstandswert
innerhalb eines gewünschten Meßbereiches mit frequenzunabhängigem Ubersetzungsverhältnis
gebildeten Widerstandes bestehenden Meßkreis enthält, für eine Messung an verlustarmen
Impedanzen, bei welcher bei angeschaltetem Meßobjekt der Meßkreis auf Resonanz abgestimmt
sowie die am Meßkreis auftretende Spannung gemessen wird und weiterhin bei abgeschaltetem
Meßobjekt der gleiche Spannungswert durch Resonanzabstimmung des Meßkreises und
Verändern des Normalleitwertes hergestellt wird, wobei die Differenz der Meßkreisabstimmung
ein Maß für die Kapazität bzw. die Induktivität und die Einstellung des Normalleitwertes
ein Maß für die Verluste des Meßobjektes darstellen.