-
Nadirichtenübertragungssystem In Nachrichtenverbindungen haben die
dazwischengeschalteten Leitungen einen frequenzabhängigen Dämpfungsgang, der üblicherweise
durch Leitungsentzerrer entzerrt wird. Wird die Strecke mit Verstärkern ausgerüstet,
so treten zusätzlich weitere Dämpfungsverzerrungen auf, die dadurch entstehen, daß
Ein- und Ausgangsscheinwiderstand des Verstärkers nicht mit dem Scheinwiderstand
der Leitung übereinstimmen. Diese Dämpfungsverzerrungen sind verschieden,
je nachdem es sich um einen Sendeverstärker, einen Zwischenverstärker oder
einen Empfangsverstärker handelt, da der Verstärker je nach dem Verwendungszweck
verschieden abgeschlossen ist. Bisher ist man so vorgegangen, daß man die Dämpfungsverzerrung
des Zwischenverstärkers in den Leitungsentzerrer mit aufgenommen hat und einen besonderen
Sendeentzerrer und Empfangsentzerrer vorgesehen hat. Der Leitungsentzerrer kommt
dabei sowohl im Zwischen- als auch im Empfangsverstärker vor.
-
Die erforderlichen Sende- und Empfangsentzerrer sind nun aber verhältnismäßig
komplizierte Gebilde, die genau abgeglichene Einzelteile erfordern und als gesonderte
Einheiten auf Dämpfungsgang geprüft werden müssen. Außerdem wird durch die Anbringung
dieser Entzerrer die Einheitlichkeit des Aufbaus der
Verstärker
durchbrochen. Das hat nicht nur zur Folge, daß gesonderte Unterlagen zum Bau der
drei verschiedenen Verstärkertypen angefertigt werden müssen, sondern auch, daß
für die Planung der anzufertigenden Stückzahlen bereits Strecke und Ämter, an denen
die Verstärker eingesetzt werden sollen, bekannt sein müssen.
-
Die Erfindung hat sich die Aufgabe gestellt, eine Vereinheitlichung
des Aufbaus der Verstärker zu schaffen und durch einfache Maßnahmen Sende- und Empfangsentzerrer
überflüssig zu machen. Damit werden aber die oben geschilderten Nachteile weitgehend
vermieden.
-
Gemäß der Erfindung wird für Sendeverstärker, Zwischenverstärker und
Empfangsverstärker die gleiche Verstärkertype benutzt. Im Ausgang der Verstärker
sind dabei Netzwerke vorgesehen, durch die erreicht wird, daß der Sendeverstärker
eine frequenzunabhängige Verstärkung abgibt. Diese Netzwerke werden beim Empfangsverstärker
ganz oder zum Teil unwirksam gemacht, derart, daß sich für Zwischenverstärker und
Empfangsverstärker im Ausgang die gleichen Spannungsverhältnisse ergeben. Die Netzwerke
sind insbesondere so ausgebildet, daß für Sendeverstärker und Zwischenverstärker
im wesentlichen eine Anpassung an den Scheinwiderstand der Leitung bewirkt wird.
-
Die auftretenden Verhältnisse seien an Hand der Figuren noch näher
erläutert. Der Sendeverstärker arbeitet zwischen dem reellen Widerstand R des Sendeamtes
und dem Scheinwiderstand 2B der Leitung (Fig. i a), der Zwischenverstärker beiderseitig
zwischen dem Scheinwiderstand V der Leitung (Fig. ib) und der Empfangsverstärker
zwischen 29 und R (Fig. ic).
-
Es sei zunächst angenommen, daß der Ausgangsscheinwiderstand des Verstärkers
reell und gleich dem des Sendeamtes, d. h. also gleich R ist. Dann kann der
Verstärkerausgang betrachtet werden als eine Spannungsquelle U, mit dem inneren
Widerstand R, womit sich die Ersatzbilder der Fig. 2 a bis 2 C und die dort
angegebene Spannungsteilung ergeben. Sie ist für den Empfangsverstärker konstant
und für den Sende- und Zwischenverstärker gleich und frequenzabhängig
Schaltet man nun in den Ausgang des Sende- und des Zwischenverstärkers im Längszug
ein zweipoliges Netzwerk X ein, so ändert sich das Ersatzbild und man erhält Fig.
3 mit der Spannungsteilung
Bemißt man X so, daß R + X = D wird, so wird auch hier
die Spannungsteilung konstant
Da der Sendeverstärker auch am Eingang eine konstante Spannungsteilung (vgl. Fig.
i a)
hat, ist seine Verstärkung somit überhaupt konstant geworden und ein Sendeentzerrer
nicht erforderlich. Zwischenverstärker und Empfangsverstärker haben am
E ' ingang die gleiche frequenzabhängige Spannungsteilung
a 0 den 'chen Dämpfungsgang, der in den Leitungsen 's zerrer g'e eingearbeitet
werden kann. Diese Eigenschaft bleibt auch erhalten, wenn beide Verstärker eingangsseitig
die gleichen Netzwerke vorgeschaltet bekommen.
-
Bisher war vorausgesetzt, daß der Ausgangsscheinwiderstand des Verstärkers
konstant und reell ist. Im allgemeinen ist dies jedoch nicht der Fall. Es ist dann
erforderlich, den Ausgangsscheinwiderstand des Verstärkers zunächst im wesentlichen
konstant und reell zu machen. Es lassen sich stets einfache Netzwerke finden, durch
die das erreicht werden kann. Das Prinzip sei an > einem Beispiel erläutert,
bei dem der Ausgangsscheinwiderstand des Verstärkers durch einen Übertrager Ü mit
Parallelwiderstand R' gebildet ist (vgl. Fig. 4). Für die in Fig. 4 dargestellte
Schaltung läßt sich das Ersatzschaltbild der Fig. 5 zeichnen. Mit L, sei
die Hauptinduktivität, mit or L, die Streuinduktivität und mit
Co die Eigenkapazität bezeichnet. R ist die Zusammenfassung des inneren Widerstandes
Ri des letzten Rohres und des Querwiderstandes R'. Alle Größen sind auf die niederohmige
Seite bezogen. Als Spannungsquelle ist die EMK des letzten Rohres -
benutzt.
-
In der Fig. 6a ist eine exakte Lösung dargestellt. Hierbei wurden
je zwei Korrekturschwingkreise L, C,
und L, C,
zu beiden Seiten des Übertragers zugefügt sowie auf der Ausgangsseite
C, hinzugefügt und so die Schaltung zu einem Bandpaß ergänzt, der selbst
im Übertragungsbereich einen konstanten und reellen Ausgangsscheinwiderstand besitzt
und eine frequenzunabhängigeSpannungsteilungderVerstärkerausgangsspannung ergibt.
Die Gesamtschaltung bildet so einen Bandpaß der Wellenwiderstandsklasse 4 und Dämpfungsklasse
3, den man sich aus der Kettenschaltung eines Bandpasses der Dämpfungsklasse
i, Wellenwiderstandsklasse 2 und zwei Halbgliedern eines Bandpasses der DämpfungsklaSSe
2 und Wellenwiderstandsklasse 4, sogenannten Anpassungsnetzwerken, entstanden denken
kann, wie es die Fig. 6b zeigt. Der Wellenwiderstand von Anpassungsnetzwerken
ist für das Frequenzgebiet des Durchlaßbereiches nahezu konstant. Der Bandpaß hat
also, wenn sein Wellenwiderstand gleich R ist, selbst den Ausgangsscheinwiderstand
R, und die Spannungsteilung von -
zum Ausgang ist frequenzunabhängig, da ein einseitig angepaßter Vierpol im Durchlaßbereich
keine Dämp- i fung aufweist. Damit ist dieser Fall auf den zuerst
behandelten
Fall eines Verstärkers mit konstantem Ausgangsscheinwiderstand zurückgeführt.
-
Es ist nicht immer erforderlich, eine genaue Lösung zu benutzen, es
wird häufig möglich sein, mit einem geringeren Aufwand eine Näherungslösung zu verwenden.
Eine solche Näherungslösung sei an einem Zahlenbeispiel durchgeführt. Es liege eine
Schaltungsanordnung vor entsprechend der Fig. 4, für die auch das Ersatzschaltbild
der Fig. 7 gezeichnet werden kann. Die Hauptinduktivität L, ist bei der niedrigsten
Übertragungsfrequenz f" bereits hochohmig gegenüber R und es sei i(,t)"L
= i 5 R. Die Streuinduktivität a L, sei 0,5 .
10-2 der Hauptinduktivität, und die Eigenkapazität habe bei der oberen Übertragungsfrequenz
f, einen Scheinwiderstand von - j 6 R. Die Eigenresonanz liege
bei der mittleren Frequenz
Berücksichtigt man, daß bei tiefen Frequenzen die Streuinduktivität vernachlässigbar
klein, bei hohen Frequenzen die Querinduktivität so hochohmig ist, daß sie nicht
mehr eingeht, so gelten für die drei Frequenzen f", f, und
f, die Ersatzbilder der Fig. 8 a, 8 b und 8 c, und zwar
die ausgezogenen Linien. Man sieht, daß der Ausgangsscheinwiderstand näherungsweise
reell und gleich R gemacht werden kann, und zwar an der unteren Übertragungskante
durch Parallelschalten eines Kondensators vom Werte - i 5 R, der die
induktive Komponente kompensiert (in Fig. 8a gestrichelt eingezeichnet), bei der
Frequenz f, durch ausgangsseitiges Parallelschalten eines Kondensators vom
Betrage - i 6, 7 R, der die Streuinduktivität zu einem Tiefpaß mit dem Wellenwiderstand
R und der Grenzfrequenz 6, 7 f, ergänzt (in Fig. 8b gestrichelt eingezeichnet).
Bei der Frequenz fb kann durch eingangsseitiges Parallelschalten eines Kondensators
vom Werte - i 1, 43 R die Schaltung wieder auf denselben Tiefpaß ergänzt
werden. Da jedoch an dieser Stelle der Wellenwiderstand des Tiefpasses bereits wesentlich
größer ist als Z, muß noch durch Parallelschalten eines reellen Widerstandes 4
R
der Eingangswiderstand herabgesetzt werden (in Fig. 8c gestrichelt eingezeichnet).
-
Die Schaltungsanordnung, die mit einfachen Schaltelementen das leistet,
ist in der Fig. 9 dargestellt. C,
wird so bemessen, daß sein Scheinwiderstand
bei der Frequenz f, gleich - i o, 2 R ist. Die Reihenschaltung von
R und C, in Parallelschaltung umgerechnet, ergibt die erforderliche kapazitive Komponente
-i5 R
bei der untersten Übertragungsfrequenz f", während bei der mittleren
Übertragungsfrequenz f, der Einfluß von C, bereits vernachlässigt werden
kann
Die Kapazität C, wird so bemessen, daß ihr Scheinwiderstand bei der oberen
Übertragungsfrequenz A = - i 1, 27 R ist. Die Reihenschaltung
von 0,45 R
und C, in Parallelschaltung umgerechnet, ergibt dann bei
der oberen Übertragungsfrequenz für die reelle Komponente 4 R und für die imaginäre
Komponente - i 1, 45 R. Bei der mittleren Frequenz
f, erhält man gi R reell, die nicht mehr eingehen, und 6,4 R imaginär. Wird
jetzt noch in den Längszweig das Netzwerk X (Fig. 3) eingeführt, so entspricht
die Schaltung bei der unteren Übertragungsfrequenz f" (Fig. 8a) dem eingangs behandelten
Fall eines reellen Ausgangswiderstandes. Bei den Frequenzen f,. und
f, ist der Kabelscheinwiderstand bereits näherungsweise reell, der Widerstand
X näherungsweise Null, so daß es sich um Tiefpässe handelt, die zwischen reell angepaßten
Widerständen arbeiten, also näherungsweise keinen Dämpfungsgang einführen.
-
Das durchgerechnete Beispiel soll erläutern, auf welche Weise die
Netzwerke zur Erreichung eines konstanten und reellen Ausgangsscheinwiderstandes
der Verstärker bestimmt wcrden können. Beim Vorliegen anderer Bedingungen muß selbstverständlich
sinnentsprechend verfahren werden. Es lassen sich jedenfalls immer entsprechende
Netzwerke finden. Es wurde angenommen, daß der Verstärker für ein unbelastetes Kabel
bestimmt sei. Bei belasteten Kabeln ergeben sich noch Vereinfachungen, da der Scheinwiderstand
des Kabels für höhere Frequenzen gleich dem Wellenwiderstand eines Tiefpasses wird
und die den Frequenzgang des Kabelwellenwiderstandes bestimmenden Elemente sich
durch Verlustwiderstände im Tiefpaß nachbilden lassen.